JP2008043158A - モータ駆動装置およびモータ駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 交番電流位相の進角および遅延制御操作による、速度ジッターや騒音、振動の発生、速度サーボとの干渉などを防ぐ。
【解決手段】 モータのロータ位置を検出する位置検出器と、電気角周期の駆動波形信号を生成する駆動波形生成器と、駆動波形信号の位相を制御する駆動信号位相制御部と、交番電流の位相を測定する電流位相検出器とを有し、駆動信号位相制御部は、位置検出器の位置信号が所望の一定周期に達した状態を検出した後、モータの逆起電圧と交番電流の位相差を、所定範囲内に一致させるまで駆動波形信号を位相制御する。位相差が所定の範囲内に到達したら、駆動波形信号の位相を保持し、位相差が所定の範囲内よりもずれた場合に、位相差を所定の範囲内に一致させるまで、再度駆動波形信号を位相制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスモータの駆動装置において、ＰＷＭ変調した連続的に変化する交番電流、好ましくは正弦波により駆動する技術に関する。

近年、ハードディスクや光ディスク等のスピンドルモータ用として、あるいはエアコンのファンモータやコンプレッサ駆動用モータとして、ブラシレスモータが一般的に採用されてきた。ブラシレスモータは、広範囲の可変速制御や電力消費量低減のため、インバータ装置を使ってＰＷＭ駆動されている。

ブラシレスモータでは、連続的に変化する交番電流、好ましくは正弦波電流あるいは正弦波に類似した波形の電流により駆動することで、振動や騒音、速度リップルが低減されることは広く知られている。また、モータの発生トルクを最大化し、より効率よくモータを駆動する構成として、モータの回転によりモータの駆動コイルに誘起される逆起電圧と、交番電流の位相を一致させることもよく知られている。

しかしながら、モータの各相駆動コイルに所定の波形を持った電圧を印加することで駆動コイルに電流を流しているのが一般的であり、モータの駆動コイルのインダクタンス成分が大きい場合、印加電圧に対する各相の交番電流の位相遅れが大きくなる。このような位相遅れは、モータの回路定数のほか、回転数や負荷によって変化する。逆起電圧と、交番電流の位相を一致させるためには、逆起電圧と交番電流の位相を監視し、逆起電圧と交番電流の位相差に応じて駆動コイルに印加する電圧波形の位相、すなわち印加のタイミングを可変するとよい。

このような技術の例が、特許文献１から３に開示されている。特許文献１、２によると、逆起電圧の位相をモータの位置信号から推定し、交番電流のゼロクロス点をコモン電流から検出することで、逆起電圧と交番電流の位相差を検知している。この位相差に基づいて、位置信号を基準とする階段状駆動波形の発生開始点を変更することにより、モータの印加電圧の位相が変化し、交番電流の位相が調節される。

また、特許文献３によると、無通電の駆動コイルに発生する逆起電圧からロータの位置を推定、検出し、循環電流の流れる期間に応じて逆起電圧とモータに印加する電圧の位相差、すなわち交番電流の位相を制御することにより、ロータ位置検出のタイミングと循環電流の流れる期間が重ならないようにしたものである。これによりロータの位置推定を妨げることなく、効率の高いモータの運転が可能となる。

このうち特許文献２について、動作を説明する。
図２２は、特許文献２の提案するモータ駆動装置のブロック図である。モータ１７ｐのロータ（不図示）の位置を検出する位置検出器１０１ｐから、位置検出信号Ｈｕｐが出力される。駆動波形生成器８０ｐは、位置検出信号Ｈｕｐの電気角周期、位相に応じて、特有の周期エンベローブ形状を持つ各駆動波形信号Ｕ０ｐ、Ｖ０ｐ、Ｗ０ｐを生成する。駆動波形信号Ｕ０ｐ、Ｖ０ｐ、Ｗ０ｐは、コンパレータ４１ｐ、４３ｐ、４５ｐによりそれぞれＰＷＭ変調され、オンディレイ４０ｐによりデッドタイムを付与され、その結果、各信号Ｇ１Ｈｐ、Ｇ１Ｌｐ、Ｇ２Ｈｐ、Ｇ２Ｌｐ、Ｇ３Ｈｐ、Ｇ３Ｌｐが生成される。信号Ｇ１Ｈｐ、Ｇ１Ｌｐ、Ｇ２Ｈｐ、Ｇ２Ｌｐ、Ｇ３Ｈｐ、Ｇ３Ｌｐは、ゲートドライバ３０ｐにより、給電器２０ｐ内の上アームトランジスタ２１ｐ、２３ｐ、２５ｐ、下アームトランジスタ２２ｐ、２４ｐ、２６ｐを駆動する駆動信号ｇ１ｈｐ、ｓ１ｈｐ、ｇ１ｌｐ、ｇ２ｈｐ、ｓ２ｈｐ、ｇ２ｌｐ、ｇ３ｈｐ、ｓ３ｈｐ、ｇ３ｌｐにそれぞれ変換される。これら駆動信号は、給電器２０ｐにより、モータ１７ｐの各相インダクタンス成分の影響を受けて各正弦波交番電流Ｉｕｐ、Ｉｖｐ、Ｉｗｐに変換され、各正弦波交番電流Ｉｕｐ、Ｉｖｐ、Ｉｗｐがモータ１７ｐに供給されることで、モータ１７ｐは回転する。

コモン電流検出抵抗器２７ｐに流れる電流Ｉｃｏｍｐは、モータの各交番電流Ｉｕｐ、Ｉｖｐ、Ｉｗｐの成分を含んでおり、各信号Ｇ１Ｈｐ、Ｇ１Ｌｐ、Ｇ２Ｈｐ、Ｇ２Ｌｐ、Ｇ３Ｈｐ、Ｇ３Ｌｐで示されるタイミングと、各電流Ｉｕｐ、Ｉｖｐ、Ｉｗｐ相当の大きさを有する。相電流比較器６０ｐでは、上述のタイミングでコモン電流検出抵抗器２７ｐの両端電圧ＶＩｃｏｍｐを測定することにより、Ｉｖｐ＝Ｉｗｐ、あるいはＩｕｐ＝０となるタイミングを検出し、交番電流Ｉｕｐの正方向、負方向のゼロクロスタイミングを、信号ＣＰＩｐの上昇エッジ、下降エッジとして、それぞれ出力する。

また、モータの逆起電圧は、ロータの回転位置、すなわち位置検出信号Ｈｕｐに対して、一定の位相差を持っていることは広く知られている。進角操作器７０ｐ内の逆起電圧ゼロクロス検出器７１ｐでは、位置検出信号Ｈｕの上昇エッジから所定の位相分遅れた時点を、モータのＵ相逆起電圧の下降ゼロクロス点とすることができ、このタイミングで、Ｕ相逆起電圧の下降ゼロクロス点を示す単パルスの信号ＥＺｐを発生させている。

位相差検出器７２ｐは、信号ＥＺｐと信号ＣＰＩｐのうち、どちらが先に上昇エッジを発生するかを検出し、信号ＬＲｐをハイまたはローでラッチする。また、信号ＥＺｐから所定時間遅れて単パルス信号ＰＬｐを発生する。信号ＣＰＩｐよりも信号ＥＺｐの上昇エッジが先に来る場合、すなわちＵ相逆起電圧に対してＵ相交番電流Ｉｕｐの位相が遅れている場合、信号ＬＲｐはローでラッチされる。信号ＥＺｐよりも信号ＣＰＩｐの上昇エッジが先に来る場合、すなわちＵ相逆起電圧に対してＵ相交番電流Ｉｕｐの位相が進んでいる場合、信号ＬＲｐはハイでラッチされる。こうした動作により、Ｕ相逆起電圧とＵ相交番電流の位相関係を検出することができる。

内挿器８１ｐは、位相検出信号Ｈｕｐの電気角１周期を一定電気角単位で細かく分割し、逓倍信号ＤＩＶｐを生成する。カウンタＡ７４ｐは、逓倍信号ＤＩＶｐによりカウント動作するアップカウンタであり、位置検出信号Ｈｕｐがローでリセットされる。カウンタＡ７４ｐのカウント値を示す信号ＣＡｐは、位置検出信号Ｈｕｐがハイのときのロータの回転角度、すなわちＵ相逆起電圧の角度に相当する。カウンタＡ７４ｐのカウント値信号ＣＡｐと、カウンタＢ７３ｐのカウント値信号ＣＢｐの値が一致したとき、リセット信号ＲＳＴｐにより駆動波形生成器８０ｐの分周器８２ｐ、位置カウンタ８３ｐがリセットされ、駆動波形信号Ｕ０ｐ、Ｖ０ｐ、Ｗ０ｐの値がリセット初期値に戻る。

カウンタＢ７３ｐは、信号ＬＲｐがハイならアップカウント動作、ローならダウンカウント動作に切り替わり、信号ＰＬｐの入力によりカウント動作をする。カウント値ＣＢｐは、位置検出信号Ｈｕｐが上昇エッジとなってから、駆動波形信号Ｕ０ｐ、Ｖ０ｐ、Ｗ０ｐが初期値より生成を始めるまでの間隔であり、位置検出信号Ｈｕｐと駆動波形信号Ｕ０ｐとの位相差となる。駆動波形信号Ｕ０ｐ、Ｖ０ｐ、Ｗ０ｐの位相を調整することで、結果としてＵ相交番電流Ｉｕｐの位相もまた調整できる。

Ｕ相逆起電圧に対してＵ相交番電流Ｉｕｐの位相が遅れている場合、信号ＬＲｐはローでダウンカウント動作となり、カウント値ＣＢｐは減少する。したがって位置検出信号Ｈｕｐと駆動波形信号Ｕ０ｐとの位相差は減少し、Ｕ相交番電流の位相が進む方向にシフトする。逆にＵ相逆起電圧に対してＵ相交番電流Ｉｕｐの位相が進んでいる場合、信号ＬＲｐはハイでアップカウント動作となり、カウント値ＣＢｐは増加する。したがって位置検出信号Ｈｕｐと駆動波形信号Ｕ０ｐとの位相差は増加し、Ｕ相交番電流の位相が遅れる方向にシフトする。このように、位相制御による進角（遅延）操作を繰り返すことにより、Ｕ相交番電流Ｉｕｐの位相が適切な値に調整され、Ｕ相逆起電圧とＵ相交番電流の位相が一致する。
特開２００２−１９９７７８号公報 特開２００４−４８９５１号公報 特開２００４−１６６４１７号公報

特許文献２に開示されている技術によれば、Ｕ相逆起電圧とＵ相交番電流の位相が近接する場合、例えば進角動作により駆動波形信号の位相を進角させ、Ｕ相交番電流の位相を進める操作を行うと、次の電気角周期では進角量が大きすぎて、Ｕ相逆起電圧よりもＵ相交番電流が進んでしまうことが起こりうる。この場合、駆動波形信号の位相を遅らす遅延操作を行い、Ｕ相交番電流の位相を遅らせる。さらに次の電気角周期に入った場合、Ｕ相逆起電圧よりもＵ相交番電流の位相が遅れてしまい、また進角操作を行うことになる。このように、駆動波形信号位相の進角操作と遅延操作が交互に行なわれ、Ｕ相交番電流の位相がＵ相逆起電圧に対してある一定範囲の微小な遅れ、進みを繰り返しながら、モータは回転し続ける。Ｕ相交番電流の位相は、Ｕ相逆起電圧に対してほぼ一致している状態なので、モータの回転効率はほぼ最良となっている。

しかしながら、進角および遅延制御操作により交番電流の位相が変動するため、モータの発生するトルクが微小ながら変動する。すなわち、速度ジッターなどの回転速度の変動が生じる。このため、例えばプリンタや光ディスクなど一定速度で回転しているモータの場合、絵のゆがみが発生し、読み取りエラーが増加することになる。また、騒音、振動が発生し、速度サーボが用いられる場合、速度サーボとの干渉により速度ジッターがさらに悪化するという課題があった。

本発明は、上述した従来の課題を解決するものであって、進角および遅延制御操作による回転速度の変動、騒音、振動の発生を防止するとともに、モータの回転効率を最良に保持することを目的とする。

上述した目的を達成するために、本発明のモータ駆動装置は、駆動電力を生成し、モータにモータ電流を流すことにより、前記モータを駆動する装置であって、前記モータのロータの位置を検出し、ロータ位置信号を生成するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置信号に基づいて、駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記駆動信号に基づいて、前記駆動電力を生成する駆動電力生成手段と、前記モータ電流の位相を検出し、モータ電流位相信号を生成するモータ電流位相検出手段と、前記モータ電流位相信号と前記ロータ位置信号との位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御する駆動信号位相制御手段と、を有することを特徴としている。

前記駆動信号位相制御手段は、前記位相差が所定値以下の場合、前記駆動信号の位相制御を保持する位相制御停止手段を含むことを特徴としている。

前記位相制御停止手段は、前記ロータ位置信号の周期が第１所定周期以下の場合、前記駆動信号の位相制御を停止することを特徴としている。

前記位相制御停止手段は、前記ロータ位置信号の周期が、前記第１所定周期より小さい第２所定周期以上の場合、前記駆動信号の位相制御を保持することを特徴としている。

前記駆動信号位相制御手段は、前記ロータ位置信号の周期が所定周期以上の場合、前記駆動信号の位相制御を停止する位相制御停止手段を含むことを特徴としている。

前記駆動信号位相制御手段は、前記ロータ位置信号の複数周期分に関する前記位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御することを特徴としている。

前記駆動信号位相制御手段は、前記モータにおける複数相の駆動コイルの少なくとも１相に関する前記位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御することを特徴としている。

前記駆動信号生成手段は、前記ロータ位置信号の周期を所定期間に分割した信号を表す逓倍信号を生成する逓倍器と、前記逓倍信号に基づいて、前記ロータ位置信号と同等の周期の駆動波形信号を生成する駆動波形形成器と、前記駆動波形信号に基づいて、ＰＷＭ変調された前記駆動信号を生成するＰＷＭ波形成器と、を含むことを特徴としている。

前記駆動信号位相制御手段は、前記駆動波形信号の位相を制御することを特徴としている。

前記モータ電流位相検出手段は、高電位電源と低電位電源との間に前記駆動電力生成手段を介して接続され、前記駆動電力生成手段と高電位電源または低電位電源との間に流れるモータ電流を検出し、モータ電流信号を生成するモータ電流検出手段を含むことを特徴としている。

前記駆動信号位相制御手段は、前記モータ電流信号の大きさが所定値以下の場合、前記駆動信号の位相制御を停止する位相制御停止手段を含むことを特徴としている。

前記モータは、第１相駆動コイルと第２相駆動コイルと第３相駆動コイルを含み、前記駆動電力生成手段は、第１駆動状態において、前記第２相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力を供給し、前記第１相駆動コイルと前記第３相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力を供給し、第２駆動状態において、前記第１相駆動コイルと前記第２相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力を供給し、前記第３相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力を供給し、前記モータ電流位相検出手段は、前記第１駆動状態と前記第２駆動状態とに基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

前記モータ電流位相検出手段は、前記第１駆動状態と前記第２駆動状態における前記モータ電流信号の大きさが大略同等となる時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

前記モータは、第１相駆動コイルと第２相駆動コイルと第３相駆動コイルを含み、前記モータ電流位相信号は、前記第２相駆動コイルと前記第３相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力が供給され、前記第１相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力が供給される駆動状態に基づいて、生成されることを特徴としている。

前記モータ電流位相検出手段は、前記駆動状態における前記モータ電流信号の大きさが大略ゼロとなる時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

前記モータは、Ｎ相（Ｎは２以上の整数）の駆動コイルを含み、前記駆動電力生成手段は、前記Ｎ相の駆動コイルに、Ｎ相のモータ端子を介してＮ相の前記駆動電力をそれぞれ供給するＮ相の給電器を含み、前記給電器は、高電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給する高電位側スイッチ部と、低電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給する低電位側スイッチ部と、前記駆動コイルから前記高電位電源に前記モータ電流が流れる高電位側単方向導通部と、前記低電位電源から前記駆動コイルに前記モータ電流が流れる低電位側単方向導通部と、を含むことを特徴としている。

前記モータ電流位相検出手段は、前記低電位側スイッチ部が導通し、前記モータ端子が前記低電位電源の電位となる導通駆動状態と、前記高電位側スイッチ部が導通し、前記モータ端子が前記高電位電源の電位となる導通駆動状態との間において、前記低電位側スイッチ部と前記高電位側スイッチ部の両方が非導通となる非導通駆動状態における前記モータ端子の電位に基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

前記モータ電流位相検出手段は、少なくとも１回の前記導通駆動状態を介する２回の前記非導通駆動状態において、前記モータ端子の電位が、前記低電位電源の電位よりも低くなる、一方の前記非導通駆動状態と、前記高電位電源の電位よりも高くなる、他方の前記非導通駆動状態との間の時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

また、本発明のモータ駆動方法は、駆動電力を生成し、モータにモータ電流を流すことにより、前記モータを駆動する方法であって、前記モータのロータの位置を検出し、ロータ位置信号を生成するステップと、前記ロータ位置信号に基づいて、駆動信号を生成するステップと、前記駆動信号に基づいて、前記駆動電力を生成するステップと、前記モータ電流の位相を検出し、モータ電流位相信号を生成するステップと、前記モータ電流位相信号と前記ロータ位置信号との位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御するステップと、を有することを特徴としている。

前記位相を制御するステップは、前記位相差が所定値以下の場合、前記駆動信号の位相制御を保持するステップを含むことを特徴としている。

前記位相制御を停止するステップは、前記ロータ位置信号の周期が第１所定周期以下の場合、前記駆動信号の位相制御を保持することを特徴としている。

前記位相制御を停止するステップは、前記ロータ位置信号の周期が、前記第１所定周期より小さい第２所定周期以上の場合、前記駆動信号の位相制御を停止することを特徴としている。

前記位相を制御するステップは、前記ロータ位置信号の周期が所定周期以上の場合、前記駆動信号の位相制御を停止するステップを含むことを特徴としている。

前記位相を制御するステップは、前記ロータ位置信号の複数周期分に関する前記位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御することを特徴としている。

前記位相を制御するステップは、前記モータにおける複数相の駆動コイルの少なくとも１相に関する前記位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御することを特徴としている。

前記駆動信号を生成するステップは、前記ロータ位置信号の周期を所定期間に分割した信号を表す逓倍信号を生成するステップと、前記逓倍信号に基づいて、前記ロータ位置信号と同等の周期の駆動波形信号を生成するステップと、前記駆動波形信号に基づいて、ＰＷＭ変調された前記駆動信号を生成するステップと、を含むことを特徴としている。

前記位相を制御するステップは、前記駆動波形信号の位相を制御することを特徴としている。

前記モータ電流位相信号を生成するステップは、高電位電源または低電位電源との間に流れるモータ電流を検出し、モータ電流信号を生成するステップを含むことを特徴としている。

前記位相を制御するステップは、前記モータ電流信号の大きさが所定値以下の場合、前記駆動信号の位相制御を停止するステップを含むことを特徴としている。

前記駆動電力を生成するステップは、第１駆動状態において、前記モータの第２相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力を供給し、前記モータの第１相駆動コイルと第３相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力を供給し、第２駆動状態において、前記第１相駆動コイルと前記第２相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力を供給し、前記第３相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力を供給し、前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記第１駆動状態と前記第２駆動状態とに基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記第１駆動状態と前記第２駆動状態における前記モータ電流信号の大きさが大略同等となる時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記モータの第２相駆動コイルと第３相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力が供給され、前記モータの第１相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力が供給される駆動状態に基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記駆動状態における前記モータ電流信号の大きさが大略ゼロとなる時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

前記駆動電力を生成するステップは、高電位電源から、前記モータのモータ端子を介して駆動コイルに前記駆動電力を供給するステップと、低電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給するステップと、前記駆動コイルから前記高電位電源に前記モータ電流が流れるステップと、前記低電位電源から前記駆動コイルに前記モータ電流が流れるステップと、を含むことを特徴としている。

前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記低電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給し、前記モータ端子が前記低電位電源の電位となる導通駆動状態と、前記高電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給し、前記モータ端子が前記高電位電源の電位となる導通駆動状態との間において、前記駆動電力を供給しない非導通駆動状態における前記モータ端子の電位に基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

前記モータ電流位相信号を生成するステップは、少なくとも１回の前記導通駆動状態を介する２回の前記非導通駆動状態において、前記モータ端子の電位が、前記低電位電源の電位よりも低くなる、一方の前記非導通駆動状態と、前記高電位電源の電位よりも高くなる、他方の前記非導通駆動状態との間の時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴としている。

本発明のモータ駆動装置およびモータ駆動方法によれば、モータが所望の回転周期に達し、特定の相の逆起電圧と交番電流との位相差が所定の範囲に入り次第、駆動波形信号の位相における進角量を保持する。これにより、位相制御動作において進角制御動作と遅延制御動作を交互に繰り返す必要がなくなり、交番電流の位相は、速度設定の変更や負荷変動、外乱がない限り、逆起電圧に対して固定される。その結果、位相制御動作に伴うモータのトルク変動がなくなり、速度ジッターなど回転速度の変動や、騒音、振動の発生が抑止される。また、速度サーボが用いられる場合、速度サーボに干渉するようなトルク変動は発生せず、速度ジッターは最小限に低減される。また、交番電流の位相は逆起電圧に対してほぼ一致している状態なので、モータの回転効率はほぼ最良の状態で維持される。負荷変動や外乱などのため、逆起電圧と交番電流との位相差が所定の範囲から外れたときは、再び位相制御動作を行うことにより、位相差を所定範囲内に収めることができる。

以下、本発明の実施の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示したものであり、本発明は例示された数字に制限されない。
（実施の形態１）

図１は、本発明の実施の形態１を示すモータ駆動装置のブロック図である。図１において、モータ１７のＵ相駆動コイル１１、Ｖ相駆動コイル１３、Ｗ相駆動コイル１５は、それぞれ片方を中性点Ｎに、もう片方をそれぞれ３相給電器２００に接続される。３相給電器２００は、直流電源１０の正極端子からの直流電圧を、内部のスイッチ動作（後述）によりスイッチングして、駆動電力を生成する。この駆動電力を駆動コイル１１、１３、１５にそれぞれ供給し、駆動コイル１１、１３、１５に、Ｕ相交番電流Ｉｕ、Ｖ相交番電流Ｉｖ、Ｗ相交番電流Ｉｗをそれぞれ流すことにより、モータ１７を駆動する。直流電源１０の負極端子と３相給電器２００は、コモン電流Ｉｃｏｍを検出するコモン電流検出抵抗器２７を介して、電気的に接続される。

Ｕ相交番電流Ｉｕ、Ｖ相交番電流Ｉｖ、Ｗ相交番電流Ｉｗは、それぞれＵ相モータ電流Ｉｕ、Ｖ相モータ電流Ｉｖ、Ｗ相モータ電流Ｉｗも呼ばれる。コモン電流Ｉｃｏｍは、Ｕ相モータ電流Ｉｕ、Ｖ相モータ電流Ｉｖ、Ｗ相モータ電流Ｉｗのすべて、または一部を表す。実施の形態１では、直流電源１０の負極端子は接地されるが、直流電源１０の正極端子の電位より低電位であれば、正の電位でも負の電位でもよい。コモン電流検出抵抗器２７は、直流電源１０の正極端子と３相給電器２００との間に接続されてもよい。直流電源１０の正極端子は高電位電源とも呼ばれ、直流電源１０の負極端子は低電位電源とも呼ばれる。

図２は、図１における３相給電器２００の回路図である。Ｕ相給電器２０１では、電界効果型トランジスタ（以降、ＦＥＴと記す）２１により上アームを構成し、ＦＥＴ２２により下アームを構成する。ＦＥＴ２１のドレインおよびダイオード２１１のカソードは、直流電源１０の正極端子に接続され、ＦＥＴ２２のソースおよびダイオード２２１のアノードは、一端が接地されたコモン電流検出抵抗器２７の他端に接続される。Ｕ相駆動コイル１１は、ＦＥＴ２１のソース、ＦＥＴ２２のドレイン、ダイオード２１１のアノード、およびダイオード２２１のカソードの４つの接続点を表すＵ相モータ端子Ｐｕに接続される。上側ゲート信号ｇ１ｈ、下側ゲート信号ｇ１ｌ、上側ゲート基準信号ｓ１ｈは、ＦＥＴ２１のゲート、ＦＥＴ２２のゲート、ＦＥＴ２１のソースに、それぞれ印加される。

なおダイオード２１１、２２１は、ＦＥＴ２１、２２の寄生ダイオードをそれぞれ使うことにより、省略することが可能である。ＦＥＴ以外のスイッチも用いることが可能なため、ＦＥＴ２１は高電位側スイッチ部とも呼ばれ、ＦＥＴ２２は低電位側スイッチ部とも呼ばれる。Ｖ相給電器２０３、Ｗ相給電器２０５についても、直流電源１０の正極端子、コモン電流検出抵抗器２７、およびＶ相モータ端子Ｐｖ、Ｗ相モータ端子Ｐｗを介してそれぞれＶ相駆動コイル１３、Ｗ相駆動コイル１５に、同様に接続され、Ｕ相給電器２０１の上述した構成と同様に構成されるので、説明を省略する。

図１の各相位置検出器１０１、１０３、１０５は、一般的にホール素子やフォトインタラプタなどを用いて構成され、各相駆動コイル１１、１３、１５に対するロータ位置（不図示）を検出する。位置検出器１０１から出力されるＵ相位置検出信号Ｈｕは、駆動信号位相制御部７６０と逓倍器７０に供給される。各相位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗは、互いに１２０度の位相差を有する信号となるように、各相位置検出器１０１、１０３、１０５の配置が決められている。逓倍器７０は、デジタルＰＬＬ回路などの技術を用いて構成されており、たとえばＵ相位置検出信号Ｈｕの電気角１周期Ｔを所定整数ｎで等分した周期のパルス信号を表す逓倍信号ＤＩＶを生成し、駆動波形形成器８０と駆動信号位相制御部７６０に供給する。各相位置検出器１０１、１０３、１０５は、ロータ位置検出部４に含まれる。各相位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗは、ロータ位置検出信号とも呼ばれる。ロータ位置検出部４は、モータ１７のロータの位置を検出し、ロータ位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを生成する。

図３は、図１の駆動波形形成器８０の回路図である。分周器８２は、逓倍信号ＤＩＶを入力し、逓倍信号ＤＩＶの所定整数ｐ倍の周期の信号ＰＤＩＶを生成し、位置カウンタ８３に出力する。すなわち信号ＰＤＩＶは、電気角で（３６０×ｐ／ｎ）度の周期で発生するパルス列となる。位置カウンタ８３は、信号ＰＤＩＶをカウントすることにより、Ｕ相位置検出信号Ｈｕの周期Ｔをｐ／ｎ倍に細分化した分解能で電気角を指定するアドレス信号ＣＳＦを生成し、デコーダ８４に供給する。分周器８２および位置カウンタ８３は、駆動信号位相制御部７６０からのリセット信号ＲＳＴにより、リセットされる。選択器８５は、デコーダ８４の出力信号ＤＥＳにより動作するアナログスイッチ群などにより構成され、速度設定器１００の出力電圧ＶＳＰ、抵抗群８７、電源８６によって設定される各電圧レベルＬ０、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６、Ｌ７、Ｌ８、Ｌ９を入力し、相ごとにそのうちいくつかを選択して、駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０を生成する。

図４は、図１の駆動波形形成器における主要信号の波形図である。説明の都合上、各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の位相制御は行っていないものとする。位置検出信号Ｈｕのような論理信号の論理レベルは、上昇エッジから下降エッジまでハイであり、下降エッジから上昇エッジまでローである。またＵ相逆起電圧ＵＢｅｍｆのような波形信号は、負から正へゼロクロスする上昇ゼロクロス点と、正から負へゼロクロスする下降ゼロクロス点を有する。上昇ゼロクロス点は、上昇ゼロクロス位相、または上昇ゼロクロスタイミングとも呼ばれ、下降ゼロクロス点は、下降ゼロクロス位相、または下降ゼロクロスタイミングとも呼ばれる。

モータ１７の逆起電圧は、ロータの回転位置、すなわち位置検出信号Ｈｕに対して、一定の位相差を有する。Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆの下降ゼロクロス点と、位置検出信号Ｈｕの上昇エッジとの位相差は、実施の形態１では電気角で３０度とする。Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆの下降ゼロクロス点から電気角で３０度経過した後、位置検出信号Ｈｕはローからハイに変化する。

駆動波形信号Ｕ０は、逓倍信号ＤＩＶに基づいて生成されることにより、Ｕ相位置検出信号ＨｕおよびＵ相逆起電圧ＵＢｅｍｆに同期して変化する。駆動波形信号Ｕ０の波形は、１２０度の電気角毎に所定の形状に設定される。Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆの下降ゼロクロス点を０（ゼロ）度とすると、位置検出信号Ｈｕの上昇エッジの位相となる電気角３０度から１５０度までの１２０度期間Ｔ１で、駆動波形信号Ｕ０は０（ゼロ）値に設定される。電気角１５０度から２７０度までの１２０度期間Ｔ２と、２７０度から次の電気角周期の３０度までの１２０度期間Ｔ３で、駆動波形信号Ｕ０は、電気角２７０度に関して対称で滑らかな双丘状の波形に設定される（図４参照）。各駆動波形信号Ｖ０、Ｗ０についても、駆動波形信号Ｕ０と同等な形状を有し、その位相は互いに１２０度ずつ遅延される。

リセット信号ＲＳＴはローになることで、図３の分周器８２、位置カウンタ８３がリセットされ、駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０が、それぞれのリセット位相ＰＨＲから発生を開始する。駆動波形信号Ｕ０は、リセット位相ＰＨＲにおいて１２０度期間Ｔ２から開始し、駆動波形信号Ｖ０は、リセット位相ＰＨＲにおいて１２０度期間Ｔ１から開始し、駆動波形信号Ｗ０は、リセット位相ＰＨＲにおいて１２０度期間Ｔ３から開始する。

駆動波形形成器８０は、逓倍信号ＤＩＶに基づいて、次のリセット信号ＲＳＴがローになるまで、位置検出信号の信号周期Ｔで、速度設定器１００の出力電圧ＶＳＰの大きさに応じた振幅の波形の発生を繰り返す。次のリセット信号ＲＳＴの下降エッジが来ると、分周器８２、位置カウンタ８３が再びリセットされ、駆動波形形成器８０はその時点の駆動波形信号Ｕ０のレベルにかかわらず、駆動波形信号Ｕ０がリセット位相ＰＨＲから波形生成を開始する。なお、駆動コイルに流れる交番電流が、モータの回転などにより位相ずれをまったく起こさない場合、すなわち駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０と交番電流がまったく位相ずれのない場合、初期設定値として位置検出信号Ｈｕの上昇エッジより１２０度経過後に、リセット信号ＲＳＴの下降エッジが発生する。

図１において、各位置検出器１０１、１０３、１０５は、電気角で互いに１２０度位相の異なるＵ相位置検出信号Ｈｕ、Ｖ相位置検出信号Ｈｖ、Ｗ相位置検出信号Ｈｗを生成する。３相分配器９０は、Ｕ相位置検出信号Ｈｕ、Ｖ相位置検出信号Ｈｖ、Ｗ相位置検出信号Ｈｗに基づいて、モータ１７の起動動作などの非通常動作時のみ、不図示の回路により、通常動作時の駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の代わりに、それぞれ３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１をＰＷＭ波形形成器４０に供給する。

図５は、各３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に基づく起動動作において、モータの回転電気角に対する主要信号の波形を示す波形図である。３相分配器９０は、モータ１７の回転電気角に対してデューティ比５０％の矩形波信号となる各３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１を生成する。各３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１は、起動動作時のみ、図１のＰＷＭ波形成器４０によってＰＷＭ変調され、３相給電器２００によりモータ１７に電圧が印加される。モータ１７のＵ相モータ端子ＰｕにおけるＵ相端子電圧Ｖｕと、中性点Ｎの電位Ｖｎとの間の電位差エンベローブＶｕ−Ｖｎは、図５のような、位置検出信号Ｈｕよりも位相が１２０度遅れた略正弦波状の波形となる。他の相における各電位差エンベローブＶｖ−Ｖｎ、Ｖｗ−Ｖｎも、電位差エンベローブＶｕ−Ｖｎと同等の形状で、互いに１２０度の位相差を有する波形となる。

図６は、図１におけるＰＷＭ波形成器４０の詳細なブロック図である。Ｕ相ＰＷＭ変調回路４１０において、駆動波形信号Ｕ０はコンパレータ４１１に入力され、三角波発生器４１５から出力されるＰＷＭキャリア信号ＣＶと比較される。三角波発生器４１５の発振周波数は、通常数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度であり、駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０に比べて十分高い周波数となっている。コンパレータ出力信号Ｆ１Ｈ、およびインバータ４１２によるコンパレータ反転出力信号Ｆ１Ｌは、それぞれオンディレイ回路４１６、４１７に入力される。各オンディレイ回路４１６、４１７は、入力がローからハイに変わる時のみ、所定の遅延時間後に出力がローからハイとなるように構成され、ＰＷＭ変調の際に、Ｕ相給電器２０１の各ＦＥＴ２１、２２が同時に導通するのを防ぐために設けられる。Ｖ相ＰＷＭ変調回路４１３、Ｖ相ＰＷＭ変調回路４１４は、Ｕ相ＰＷＭ変調回路４１０と同様の機能を有し、各オンディレイ回路４１６、４１７と同等の遅延時間を有するオンディレイ回路４１８、４１９、４２０、４２１にそれぞれ接続される。

オンディレイ回路４１６、４１７、４１８、４１９、４２０、４２１の出力は、それぞれ駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌと呼ばれる。速度設定器１００、３相分配器９０、逓倍器７０、駆動波形形成器８０、およびＰＷＭ波形成器４０は、駆動信号生成部２に含まれる。駆動信号生成部２は、各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌを生成する。

図１のプリドライバ３０は、各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌの論理レベルを維持しながら、これらの電圧レベルを３相給電器２００の駆動に必要なレベルに変換し、各ゲート信号ｇ１ｈ、ｇ１ｌ、ｇ２ｈ、ｇ２ｌ、ｇ３ｈ、ｇ３ｌ、および各上側ゲート基準信号ｓ１ｈ、ｓ２ｈ、ｓ３ｈを生成する。これら各ゲート信号および各上側ゲート基準信号は、図２におけるＵ相給電器２０１、Ｖ相給電器２０３、Ｗ相給電器２０５内の各ＦＥＴ２１、２２、２３、２４、２５、２６を駆動する。プリドライバ３０、および３相給電器２００は、駆動電力生成部１に含まれる。
コモン電流Ｉｃｏｍは、コモン電流検出抵抗器２７に発生する両端電圧ＶＩｃｏｍとして検出され、電流位相検出器６００に入力される。

図１において、モータ電流位相検出部６００は、両端電圧ＶＩｃｏｍと、ＰＷＭ波形成器４０の各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌと、駆動信号位相制御部７６０の進角量設定信号ＣＣ（後述）を入力し、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩ（後述）を駆動信号位相制御部７６０に出力する。駆動信号位相制御部７６０は、Ｕ相位置検出信号Ｈｕ、逓倍信号ＤＩＶ、およびＵ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩを入力し、進角量設定信号ＣＣをモータ電流位相検出部６００に出力するとともに、リセット信号ＲＳＴを駆動波形形成器８０に出力する。Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは、Ｕ相交番電流のゼロクロス位相を表すが、ゼロクロス位相だけでなくＵ相交番電流の位相を表すＵ相交番電流位相信号ＣＰＩ、換言すればＵ相モータ電流の位相を表すＵ相モータ電流位相信号ＣＰＩとも呼ばれる。

図１において、３相分配器９０は、ロータ（不図示）の位置、すなわち回転電気角を６０度ステップの精度で表す位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいて、３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１をそれぞれ生成する。３相給電器２００は、３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に基づき、図５のＵ相電位差エンベローブ波形Ｖｕ−Ｖｎ、Ｖ相電位差エンベローブＶｖ−Ｖｎ、およびＷ相電位差エンベローブＶｗ−Ｖｎを生成し、各相モータ端子Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗからモータ１７に通電する。その結果、モータ１７にトルクが発生し、ロータ（不図示）は、位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗにより検出される次の角度ステップまで回転する。すると変化した位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに合わせて、ふたたび３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１が設定される。これに合わせて各相電位差エンベローブ波形の位相も変化し、ロータ（不図示）の位置（回転電気角）に合わせてトルクが発生し、ロータ（不図示）は次の角度ステップまで回転する。このように、ロータ（不図示）の回転電気角６０度ステップごとに、各相電位差エンベローブ波形の位相に基づいて、各相モータ端子Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗからモータ１７に通電することにより、モータ１７は静止状態から安定した回転を始める。

図７は、図１のモータ駆動装置において、起動動作完了後の定常回転状態における主要信号の波形を、モータ回転電気角に対して示す波形図であり、進角動作をまったくしない場合に相当する。駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０は、図５と同様に、互いに１２０度の位相差を有する位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいてそれぞれ生成される。これらの電圧波形は、互いに同等であり、これらの位相は、互いに電気角で１２０度の位相差を有する。また、位置検出信号Ｈｕの上昇エッジから１２０度遅れた位相が、各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の波形生成のリセット位相ＰＨＲとなっている。リセット信号ＲＳＴがローとなる時、リセット位相ＰＨＲに対応した各相位相にて、駆動波形形成器８０は、各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の波形を生成し始める。各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０は、ＰＷＭ波形成器４０によってＰＷＭ変調され、３相給電器２００によりモータ１７に電圧が印加される。モータ１７のＵ相端子電圧Ｖｕと中性点Ｎの電位Ｖｎの間の電位差エンベローブＶｕ−Ｖｎは、図７のような正弦波状の波形となる。各電位差エンベローブＶｖ−Ｖｎ、Ｖｗ−Ｖｎも、電位差エンベローブＶｕ−Ｖｎと同等の形状で、互いに１２０度の位相差を有する波形となる。このような電圧波形が各相モータ端子Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗと中性点Ｎの間に加わることで、３相のコイルは正弦波状の連続的に変化する交番電流で駆動される。

また、速度設定器１００の出力電圧ＶＳＰを可変することで、各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の波高値が変化し、モータの各駆動コイルへの交番電流が可変され、モータが加減速される。

図８は、図１のＰＷＭ波形成器４０の入力信号と、３相給電器２００の各端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、位相遅れがない場合の各相交番電流波形を示す波形図である。Ｕ相については、コンパレータ４１１により、駆動波形信号Ｕ０と三角波発生器４１５の出力するＰＷＭキャリア信号ＣＶが比較され、各オンディレイ回路４１６、４１７と、プリドライバ３０と、Ｕ相給電器２０１により、３相給電器の端子電圧Ｖｕは図８のような波形となる。他の各駆動波形信号Ｖ０、Ｗ０、および各端子電圧Ｖｖ、Ｖｗも、１２０度の位相差を有する同等形状の波形となる。モータ１７の各相駆動コイル１１、１３、１５のインダクタンス成分による影響により、ＰＷＭ操作の波形への影響が無視できる程度であり、平均的に見るとモータの各駆動コイルにはＵ０、Ｖ０、Ｗ０と同じ形状の電圧が印加される。したがって各相駆動コイル１１、１３、１５には、互いに１２０度の位相差を有する正弦波状の交番電流が、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとして流れる。これにより３相の合計トルクのリップルが少なくなり、低騒音、低振動でトルクリップルが小さいモータ駆動装置が実現できる。

ここで、ソース相は、３相給電器２００から各駆動コイル１１、１３、１５に交番電流を流出する相であり、シンク相は、各駆動コイル１１、１３、１５から３相給電器２００に交番電流を流入する相である。またソース電流は、ソース相における交番電流であり、シンク電流は、シンク相における交番電流である。さらに、ソース方向はソース電流の流れる方向であり、シンク方向はシンク電流の流れる方向である。各交番電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの符号が正の場合、ソース方向に流れ、符号が負の場合、シンク方向に流れる。駆動電力生成部１は、各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌに基づいて、駆動電力を生成する。本発明のモータ駆動装置は、モータ１７に駆動電力を供給し、モータ１７に各交番電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流すことにより、モータ１７を駆動する。

一方、図１の駆動信号位相制御部７６０は、モータ電流位相検出部６００からのＵ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩと、位置検出信号Ｈｕと、逓倍信号ＤＩＶにより、Ｕ相駆動コイル１１に生じる逆起電圧のゼロクロスタイミングを特定する。特定されたＵ相逆起電圧のゼロクロスタイミングと、Ｕ相交番電流のゼロクロスタイミングとの位相差を検出し、位相差が小さくなるように、リセット信号ＲＳＴがローとなるタイミングを変え、位相差をなくす方向に働く位相の調整作用、すなわち位相制御をおこなう。この位相制御により、相駆動コイルにおける逆起電圧の位相と交番電流の位相を一致させ、最良の効率でモータを駆動できるようにする。

次に、モータ電流位相検出部６００の詳細な構成と動作について説明する。図１に示すように、コモン電流検出抵抗器２７は、コモン電流Ｉｃｏｍの大きさを両端電圧ＶＩｃｏｍとして検出する。コモン電流検出抵抗器２７の両端電圧ＶＩｃｏｍは、モータ電流信号とも呼ばれ、コモン電流検出抵抗器２７はモータ電流検出部とも呼ばれる。差動増幅器６０１は、検出電圧ＶＩｃｏｍを増幅し、信号ＶＳを出力する。サンプルホールド回路６１０は、サンプリングパルス発生器６０２が出力する単パルスのサンプルパルス信号ＳＰＬ１により、信号ＶＳを保持し、出力信号ＳＨを出力する。サンプリングパルス発生器６０２より発生する単パルスの各サンプルパルス信号ＳＰＬ１、ＳＰＬ２、ＳＰＬ３は、ＰＷＭ波形成器の各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌが、特定の状態（後述）になる場合、出力される。

アナログ切り替えスイッチ６０７は、進角量検出器６０３の出力信号ＭＳＳがローの場合、サンプルホールド回路６１０の出力信号ＳＨを選択し、ハイのときに接地回路を選択する。この選択結果信号は、コンパレータ６０５の正極端子に入力する。アナログ切り替えスイッチ６０８は、進角量検出器６０３の出力信号ＭＳＳがローの場合、サンプルパルス信号ＳＰＬ２を選択し、ハイの場合、サンプルパルス信号ＳＰＬ３を選択する。この選択結果信号は、Ｄ型フリップフロップ６０６のクロック端子Ｃに入力する。コンパレータ６０５は、アナログ切り替えスイッチ６０７の選択結果信号と信号ＶＳとを比較し、比較結果信号ＣＯを出力信号ＭＳＳとともにＥＸ−ＯＲ回路６０９に入力する。ＥＸ−ＯＲ回路６０９は、出力信号ＥＯをＤ型フリップフロップ６０６のデータ入力端子Ｄに入力し、Ｄ型フリップフロップ６０６は、出力信号ＣＰＩを駆動信号位相制御部７６０に入力する。

モータ電流位相検出部６００は、進角量設定信号ＣＣに基づいて、２つの動作モードで動作する。進角量設定信号ＣＣが所定値以下の場合、すなわち進角量が小さい場合、進角量検出器６０３の出力信号ＭＳＳはローとなり、アナログ切り替えスイッチ６０７、６０８は、それぞれ出力信号ＳＨ、サンプル信号ＳＰＬ２を選択する。

図９は、出力信号ＣＶと、各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０と、各端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、コモン電流Ｉｃｏｍの動作波形を示す波形図である。角量設定信号ＣＣ、すなわち進角量は、所定値以下としており、この場合、進角量検出器６０３の出力信号ＭＳＳはローとなる。図９の各波形は、図８において、点線部分Ｆ１および点線部分Ｆ２の位相方向を拡大したものに相当し、各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０に対して各交番電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの位相は大略一致している。この場合、交番電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの符号は、それぞれ正、正、負であるため、それぞれソース方向、ソース方向、シンク方向に流れる。すなわちＵ相とＶ相はソース相、Ｗ相はシンク相である。各交番電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとして、点線部分Ｆ２以外の位相を選択すれば、各相におけるソース相およびシンク相の組合せは、別のものになる。

各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０が信号ＣＶ以上の場合、３相給電器２００の各相上アーム側ＦＥＴ２１、２３、２５がそれぞれオンとなり、各端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、直流電源１０の正極電圧Ｖｄｃとなる。駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０がＰＷＭキャリア信号ＣＶ以下の場合、３相給電器２００の各相下アーム側ＦＥＴ２２、２４、２６がそれぞれオンとなり、端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗはそれぞれコモン電流検出抵抗器２７を介して接地された状態で、ほぼゼロとなる。図９において、駆動波形信号Ｖ０のみがＰＷＭキャリア信号ＣＶ以上の状態を第１駆動状態ＤＳ１、各駆動波形信号Ｖ０、Ｕ０ともＰＷＭキャリア信号ＣＶ以上の状態を第２駆動状態ＤＳ２と呼ぶ。サンプル信号ＳＰＬ１は、第１駆動状態ＤＳ１における所定のサンプル信号であり、第１駆動サンプル信号ＳＰＬ１とも呼ばれる。サンプル信号ＳＰＬ２についても、同様に第２駆動サンプル信号ＳＰＬ２とも呼ばれる。

第１駆動状態ＤＳ１において、Ｖ相端子電圧Ｖｖのみが正極電圧Ｖｄｃと同等となり、他の相はコモン電流検出抵抗器２７を介して接地された状態となるので、直流電源１０の正極端子、ＦＥＴ２３、Ｖ相モータ端子Ｐｖ、Ｖ相駆動コイル１３、中性点Ｎという経路で、交番電流Ｉｖがソース方向に流れる。中性点Ｎ以降は、２つの経路に分かれて交番電流が流れる。一つは、中性点Ｎ、Ｕ相駆動コイル１１、Ｕ相モータ端子Ｐｕ、ＦＥＴ２２、コモン電流検出抵抗２７、接地という経路で、交番電流Ｉｕがソース方向に流れる。この場合、交番電流Ｉｕは、接地端子からＦＥＴ２２を介して、Ｕ相駆動コイル１１方向に流れる。もう一つは、中性点Ｎ、Ｗ相駆動コイル１５、Ｗ相モータ端子Ｐｗ、ＦＥＴ２６、コモン電流検出抵抗２７、接地という経路で、交番電流Ｉｗがシンク方向に流れる。

モータ１７に流れる交番電流は、すべてＶ相駆動コイル１３に、ソース方向に流れる交番電流Ｉｖに相当する。同時に交番電流Ｉｖは、交番電流Ｉｕと交番電流Ｉｗの和を取り、符号を反転した値と同等である。従って第１駆動状態ＤＳ１では、コモン電流検出抵抗２７に流れるコモン電流Ｉｃｏｍは、式１のように表される。
Ｉｃｏｍ＝Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ） （１）
ここで、コモン電流Ｉｃｏｍは、正の場合、３相給電器２２０から接地端子の方向に流れ、負の場合、３相給電器２２０接地端子から３相給電器２２０の方向に流れる。

第２駆動状態ＤＳ２において、Ｕ相端子電圧ＶｕおよびＶ相端子電圧Ｖｖは正極電圧Ｖｄｃと同等となり、Ｗ相端子電圧Ｖｗはコモン電流検出抵抗器２７を介して接地された状態となる。直流電源１０の正極端子から中性点Ｎまで、交番電流の流れる経路は２つある。一つは、直流電源１０の正極端子、ＦＥＴ２１、Ｕ相モータ端子Ｐｕ、Ｕ相駆動コイル１１、中性点Ｎという経路で、交番電流Ｉｕがソース方向に流れる。もう一つは、直流電源１０の正極端子、ＦＥＴ２３、Ｖ相モータ端子Ｐｖ、Ｖ相駆動コイル１３、中性点Ｎという経路で、交番電流Ｉｖがソース方向に流れる。中性点Ｎ以降は、中性点Ｎ、Ｗ相駆動コイル１５、Ｗ相モータ端子Ｐｗ、ＦＥＴ２６、コモン電流検出抵抗２７、接地という経路で、交番電流Ｉｗがシンク方向に流れる。

モータ１７に流れる交番電流は、すべてＷ相駆動コイル１５に、シンク方向に流れる交番電流−Ｉｗに相当する。同時に交番電流−Ｉｗは、交番電流Ｉｕと交番電流Ｉｖの和と同等である。従って第２駆動状態ＤＳ２では、コモン電流検出抵抗２７に流れるコモン電流Ｉｃｏｍは、式２のように表される。
Ｉｃｏｍ＝−Ｉｗ＝Ｉｕ＋Ｉｖ （２）

以上のように、コモン電流Ｉｃｏｍは、第１駆動状態ＤＳ１において式１、第２駆動状態ＤＳ２において式２のように、それぞれ表される。このため、Ｕ相交番電流Ｉｕがゼロであれば、コモン電流Ｉｃｏｍは第１駆動状態ＤＳ１と第２駆動状態ＤＳ２で同等となり、逆にコモン電流Ｉｃｏｍが第１駆動状態ＤＳ１と第２駆動状態ＤＳ２で同等であれば、Ｕ相交番電流Ｉｕはゼロとなる。したがって、コモン電流Ｉｃｏｍが第１駆動状態ＤＳ１と第２駆動状態ＤＳ２で同等となる時点を検出すれば、Ｕ相交番電流Ｉｕのゼロクロス点が検出可能となる。

具体的には、まず第１駆動状態ＤＳ１では、各駆動信号Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ３Ｌはすべてハイ、かつ各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈはすべてローとなり、サンプリングパルス発生器６０２は単パルスの第１駆動サンプル信号ＳＰＬ１を発生する。差動増幅器６０１の出力信号ＶＳは、第１駆動サンプル信号ＳＰＬ１によりサンプルホールド回路６１０に蓄えられる。

次に第２駆動状態ＤＳ２では、各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ２Ｈ、Ｇ３Ｌはすべてハイ、かつ各駆動信号Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈはすべてローとなり、コンパレータ６０５は、出力信号ＶＳと、第１駆動状態ＤＳ１でサンプルホールド回路６１０に蓄えられた電圧ＳＨとを比較し、出力信号ＶＳが電圧ＳＨ以下の場合ローになり、出力信号ＶＳが電圧ＳＨ以上の場合ハイになる比較結果信号ＣＯを生成し、ＥＸ−ＯＲ回路６０９に出力する。ＥＸ−ＯＲ回路６０９は、信号ＭＳＳがローであるため、比較結果信号ＣＯの論理状態をそのまま維持し、信号ＥＯを出力する。

第２駆動状態ＤＳ２では、各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ２Ｈ、Ｇ３Ｌはすべてハイ、かつ各駆動信号Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈはすべてローとなり、サンプリングパルス発生器６０２は単パルスの第２駆動サンプル信号ＳＰＬ２を発生する。Ｄ型フリップフロップ６０６は、信号ＥＯを第２駆動サンプル信号ＳＰＬ２により保存し、出力端子ＱからＵ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩを出力する。

図８の点線Ｆ４は、Ｕ相交番電流Ｉｕの符号が正から負に変化する下降ゼロクロス位相を表し、点線Ｆ５は、Ｕ相交番電流Ｉｕの符号が負から正に変化する上昇ゼロクロス位相を表す。下降ゼロクロス位相Ｆ４において、交番電流Ｉｖは交番電流−Ｉｗと同等である。下降ゼロクロス位相Ｆ４の近傍で下降ゼロクロス位相Ｆ４よりも早い位相、例えば点線部分Ｆ２では、図９のように、交番電流Ｉｖは交番電流−Ｉｗ以下である。この場合、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは、ハイとなる。また、下降ゼロクロス位相Ｆ４の近傍で下降ゼロクロス位相Ｆ４よりも遅い位相では、交番電流Ｉｖは交番電流−Ｉｗ以上である。この場合、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは、ローとなる。このように、Ｕ相交番電流Ｉｕの下降ゼロクロス位相Ｆ４において、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩはハイからローに変化する。同様に、Ｕ相交番電流Ｉｕの上昇ゼロクロス位相Ｆ５において、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩはローからハイに変化する。

一方、進角量設定信号ＣＣが所定値以上の場合、すなわち進角量が大きい場合、進角量検出器６０３の出力信号ＭＳＳはハイとなり、アナログ切り替えスイッチ６０７、６０８は、それぞれ接地回路、サンプル信号ＳＰＬ３を選択する。

図１０は、出力信号ＣＶと、各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０と、各端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、コモン電流Ｉｃｏｍの動作波形を示す波形図である。角量設定信号ＣＣ、すなわち進角量は、所定値以上としており、この場合、進角量検出器６０３の出力信号ＭＳＳはハイとなる。図１０の各波形は、図８において、点線部分Ｆ３および点線部分Ｆ２の位相方向を拡大したものに相当し、各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０に対して各交番電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの位相は遅延している。

図１０において、各駆動波形信号Ｖ０、Ｗ０がＰＷＭキャリア信号ＣＶ以上の状態を、第３駆動状態ＤＳ３と呼ぶ。サンプル信号ＳＰＬ３は、第３駆動状態ＤＳ３における所定のサンプル信号であり、第３駆動サンプル信号ＳＰＬ３とも呼ばれる。

第３駆動状態ＤＳ３において、Ｖ相端子電圧ＶｖおよびＷ相端子電圧Ｖｗは正極電圧Ｖｄｃと同等となり、Ｕ相端子電圧Ｖｕはコモン電流検出抵抗器２７を介して接地された状態となる。直流電源１０の正極端子から中性点Ｎまで、交番電流の流れる経路は２つある。一つは、直流電源１０の正極端子、ＦＥＴ２３、Ｖ相モータ端子Ｐｖ、Ｖ相駆動コイル１３、中性点Ｎという経路で、交番電流Ｉｖがソース方向に流れる。もう一つは、直流電源１０の正極端子、ＦＥＴ２５、Ｗ相モータ端子Ｐｗ、Ｗ相駆動コイル１５、中性点Ｎという経路で、交番電流Ｉｗがシンク方向に流れる。この場合、交番電流Ｉｗは、Ｗ相駆動コイル１５からＦＥＴ２５を介して、直流電源１０方向に流れる。中性点Ｎ以降は、中性点Ｎ、Ｕ相駆動コイル１１、Ｕ相モータ端子Ｐｕ、ＦＥＴ２２、コモン電流検出抵抗２７、接地という経路で、交番電流Ｉｕがソース方向に流れる。この場合、交番電流Ｉｕは、接地端子からＦＥＴ２２を介して、Ｕ相駆動コイル１１方向に流れる。

モータ１７に流れる交番電流は、すべてＵ相駆動コイル１１に、ソース方向に流れる交番電流Ｉｕに相当する。同時に交番電流Ｉｕは、交番電流Ｉｖと交番電流Ｉｗの和を取り、符号を反転した値に同等である。従って第３駆動状態ＤＳ３では、コモン電流検出抵抗２７に流れるコモン電流Ｉｃｏｍは、式３のように表される。
Ｉｃｏｍ＝−Ｉｕ＝Ｉｖ＋Ｉｗ （３）
第３駆動状態ＤＳ３において、コモン電流Ｉｃｏｍのゼロクロス点を検出すれば、Ｕ相交番電流Ｉｕのゼロクロス点が検出可能となる。

具体的には第３駆動状態では、コンパレータ６０５は、出力信号ＶＳと接地電圧とを比較し、出力信号ＶＳが接地電圧以下の場合ローになり、出力信号ＶＳが接地電圧以上の場合ハイになる比較結果信号ＣＯを生成し、ＥＸ−ＯＲ回路６０９に出力する。ＥＸ−ＯＲ回路６０９は、信号ＭＳＳがハイであるため、比較結果信号ＣＯを論理反転し、信号ＥＯを出力する。

第３駆動状態ＤＳ３では、各駆動信号Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ３Ｈはすべてハイ、かつ各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｌはすべてローとなり、サンプリングパルス発生器６０２は単パルスの第３駆動サンプル信号ＳＰＬ３を発生する。Ｄ型フリップフロップ６０６は、信号ＥＯを第３駆動サンプル信号ＳＰＬ３により保存し、出力端子ＱからＵ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩを出力する。

図８において、下降ゼロクロス位相Ｆ４の近傍で下降ゼロクロス位相Ｆ４よりも早い位相、例えば点線部分Ｆ２では、交番電流−Ｉｕの符号は負である。この場合、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは、ハイとなる。また、下降ゼロクロス位相Ｆ４の近傍で下降ゼロクロス位相Ｆ４よりも遅い位相では、交番電流−Ｉｕの符号は正である。この場合、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは、ローとなる。このように、Ｕ相交番電流Ｉｕの下降ゼロクロス位相Ｆ４において、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩはハイからローに変化する。同様に、Ｕ相交番電流Ｉｕの上昇ゼロクロス位相Ｆ５において、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩはローからハイに変化する。Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは、モータ電流位相信号ＣＰＩとも呼ばれる。モータ電流位相検出部６００は、モータ電流の位相を検出し、モータ電流位相信号ＣＰＩを生成する。

次に、駆動信号位相制御部７６０の詳細な構成と動作について説明する。図１１は、図１の駆動信号位相制御部７６０の詳細なブロック図である。上昇エッジ検出器７１２は、位置検出信号Ｈｕの上昇エッジを検出し、単パルスの信号ＨＵＵを出力する。カウンタ７１１は、信号ＨＵＵによりカウント値をリセットし、逓倍信号ＤＩＶのパルスをカウントする。所定値に達した時点で、単パルスの信号ＥＺを出力する。下降エッジ検出器７６６は、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩがハイからローに変化する下降エッジを検出し、単パルスの信号ＩＺを出力する。前後判定器７６３は、信号ＥＺと信号ＩＺの発生する順序を検出し、信号ＥＺが信号ＩＺより先行するとハイになり、逆ならローになる信号ＰＭを生成し、進角量設定器７６１に出力する。また、前後判定器７６３は、信号ＥＺと信号ＩＺのうち、いずれか一方が生成されるとハイになり、他方が生成されるとローになる信号ＳＥＦを生成し、カウンタ７６４に出力する。

分周器７６２は、位置検出信号Ｈｕの周期Ｔを１／ｎ倍した周期で発生する逓倍信号ＤＩＶを入力し、逓倍信号ＤＩＶの周期に対して所定整数ｍ倍の周期で発生する信号ＵＡＰを出力する。すなわち信号ＵＡＰは、電気角で（３６０×ｍ／ｎ）度に相当する周期のパルス列となる。カウンタ７６４は、信号ＳＥＦがハイの場合、分周器７６２から出力されるパルス信号ＵＡＰをカウントし、カウント数を示す信号ＰＳを進角量設定器７６１に出力する。信号ＰＳは、信号ＥＺと信号ＩＺの位相差の絶対値に相当する値となる。回転数判定器７６７は、位置検出信号Ｈｕの電気角周期Ｔを測定し、位相制御を実施するかどうかを表す低速判定信号ＢＡＣ、回転周期Ｔに応じた周期判定信号ＴＤＡＴ（後述）、およびロータが所定回転数相当の周期に到達しているかどうかを表す周期到達信号ＵＣＳを、進角量設定器７６１に出力する。

カウンタ７４は位置検出信号Ｈｕがローの場合リセットされ、ハイの場合逓倍信号ＤＩＶをカウントし、カウント値を表す信号ＣＡを一致検出器７５に出力する。進角量設定器７６１は、回転数判定器７６７からの低速判定信号ＢＡＣ、周期到達信号ＵＣＳ、周期判定信号ＴＤＡＴ、また前後判定器７６３からの信号ＰＭ、カウンタ７６４からの信号ＰＳを入力し、進角量に応じた進角量設定信号ＣＣを一致検出器７５に出力する（後述）。一致検出器７５は、信号ＣＡと進角量設定信号ＣＣを比較し、同等の値となった時点で、ローとなる単パルスのリセット信号ＲＳＴを生成する。リセット信号ＲＳＴは、広くは位相制御信号とも呼ばれる。駆動信号位相制御部７６０は、ロータ位置検出信号とモータ電流位相信号との位相差に基づいて、駆動信号の位相を制御する位相制御信号を生成する。

次に、駆動信号位相制御部７６０の動作について説明する。図１２は、図１の駆動信号位相制御部７６０単体での信号動作を示す波形図である。図１から明らかなように、実施の形態１は駆動信号位相制御部７６０を経由するクローズドループ制御の構成になっているが、説明の都合上、Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆ、Ｕ相交番電流Ｉｕは駆動信号位相制御部７６０の制御を受けないものとする。前述のようにモータの逆起電圧は、ロータの回転位置、すなわち位置検出信号Ｈｕに対して一定の位相差を有する。Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆの下降ゼロクロス位相と位置検出信号Ｈｕの上昇エッジとの位相差は、実施の形態１では３０度とする。まず、位置検出信号Ｈｕが上昇エッジになった時点で、上昇エッジ検出器７１２は下降エッジを有する単パルスの信号ＨＵＵを出力し、カウンタ７１１はリセットされる。カウンタ７１１は、逓倍信号ＤＩＶをカウントし、３３０度相当の逓倍信号ＤＩＶが入力した時点で、単パルスの信号ＥＺを出力する。カウンタ７１１は、位置検出信号Ｈｕの上昇エッジから３３０度経過した時点で単パルスを出力することにより、Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆの下降ゼロクロス位相に、信号ＥＺの位相を一致させることができる。

次に、下降エッジ検出器７６６は、Ｕ相交番電流Ｉｕのゼロクロス位相で反転するＵ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩの下降エッジを検出し、単パルスの信号ＩＺを出力する。すなわちＵ相交番電流の下降ゼロクロス位相で、単パルスの信号ＩＺは出力される。

図１２の点線部Ｆ６に示すように、信号ＩＺの単パルスが信号ＥＺの単パルスよりも先行する場合、出力ＳＥＦは、信号ＩＺの単パルスから信号ＥＺの単パルスまでハイとなり、出力ＰＭは、信号ＩＺの単パルスを起点にローの状態を維持する。図１２の点線部Ｆ７に示すように、信号ＥＺの単パルスが信号ＩＺの単パルスよりも先行する場合、出力ＳＥＦは、信号ＥＺの単パルスから信号ＩＺの単パルスまでハイとなり、出力ＰＭは、信号ＥＺの単パルスを起点にハイの状態を維持する。

分周器７６２は、逓倍信号ＤＩＶの周期に対して所定整数ｍ倍の周期を有するパルス信号ＵＡＰを出力する。これにより信号ＵＡＰは、電気角で（３６０×ｍ／ｎ）度に相当する周期のパルス列となる。またこの角度、（３６０×ｍ／ｎ）度は、位相制御を行う上で、逆起電圧と交番電圧の位相のずれを測定する単位角度に一致する。カウンタ７６４は、電気角で（３６０×ｍ／ｎ）度周期のパルス列信号ＵＡＰを、信号ＳＥＦがハイの間のみ、０からカウントする。これにより、逆起電圧と交番電圧の位相のずれは、角度（３６０×ｍ／ｎ）度のステップで計測される。

進角量設定器７６１は、回転数判定器７６７からの低速判定信号ＢＡＣ、周期到達信号ＵＣＳ、周期判定信号ＴＤＡＴ、前後判定器７６３からの信号ＰＭ、カウンタＤ７６４からの信号ＰＳを入力し、進角量に応じた進角量設定信号ＣＣを一致検出器７５に出力する。回転数判定器７６７と進角量設定器７６１の詳細な動作は後述するが、進角量設定信号ＣＣの大きさにより、各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０のリセット位相ＰＨＲをとる電気角が生成される。カウンタ７４は、位置検出信号Ｈｕがローの時リセットされ、ハイの時に逓倍信号ＤＩＶをカウントする。カウンタ７４の出力信号ＣＡは、位置検出信号Ｈｕがハイの間、時間経過に応じてステップ状に増加する波形となる。つまり出力信号ＣＡは、位置検出信号Ｈｕの上昇エッジを起点に、（３６０／ｎ）度ステップでロータの電気角を表したものである。

図１２の各位相ＰＨＣ１、ＰＨＣ２において、信号ＣＡと進角量設定信号ＣＣが一致することは、信号ＣＡで表されるロータの電気角と、進角量設定信号ＣＣで表される各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０のリセット位相ＰＨＲを表す電気角が一致することを示している。進角量設定信号ＣＣが増加すれば交番電流の位相は遅れる方向に、進角量設定信号ＣＣが減少すれば交番電流の位相は進む方向に変化する。信号ＣＡと進角量設定信号ＣＣの大きさが一致すると、一致検出器７５はリセット信号ＲＳＴに下降エッジの単一パルスを発生させ、駆動波形生成器８０は、リセット位相ＰＨＲから各駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０を発生し直す。

図１３は、Ｕ相交番電流Ｉｕの位相がＵ相逆起電圧に対して遅れている場合の交番電流の位相制御動作を示す波形図である。また図１４は、Ｕ相交番電流Ｉｕの位相がＵ相逆起電圧に対して進んでいる場合の交番電流の位相制御動作を示す波形図である。図１３において、Ｕ相交番電流Ｉｕの下降ゼロクロス点により、信号ＩＺに単パルスが発生し、進角量設定信号ＣＣの大きさが電気角周期Ｔごとに変更される。進角量設定信号ＣＣの大きさの変化により、リセット信号ＲＳＴの発生位置が変化する。図１３では、進角量設定信号ＣＣが差分量ＣＣＤ１だけ小さくなり、リセット信号ＲＳＴは、前の電気角周期よりも電気角度ＰＨＤ３だけ早くなる結果、位相ＰＨＣ３で発生する。

図１４では、進角量設定信号ＣＣが差分量ＣＣＤ２だけ大きくなり、リセット信号ＲＳＴは、前の電気角周期よりも電気角度ＰＨＤ４だけ遅くなる結果、位相ＰＨＣ５で発生する。リセット信号ＲＳＴの発生タイミングが変化することにより、駆動波形信号Ｕ０のリセット位相もまた発生タイミングがずれて新たに設定され、Ｕ相交番電流Ｉｕの位相が図１３では進む方向に、図１４では遅れる方向に変化する。この過程を繰り返すことにより、Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆとＵ相交番電流Ｉｕの位相差を小さくすることができる。

以上のように、駆動信号位相制御部７６０は、駆動波形信号Ｕ０の位相を制御し、Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆとＵ相交番電流Ｉｕの位相差を小さくする。

続いて、駆動信号位相制御部７６０内の回転数判定器７６７と進角量設定器７６１の動作について詳細に述べる。図１５Ａ、図１５Ｂ、および図１５Ｃは、進角量設定器７６１において、回転数判定器７６７の判定結果に基づいて進角量設定信号ＣＣを設定する動作の説明図である。回転数判定器７６７は、ロータの回転数を位置検出信号Ｈｕの電気角周期Ｔとして周期毎に測定し、測定値が所定周期以上になれば、低速判定信号ＢＡＣをハイで出力し、測定値が所定周期よりも小さければ、低速判定信号ＢＡＣをローで出力する。また回転数判定器７６７は、周期判定信号ＴＤＡＴを、回転周期に応じて、０、１、２、３で出力する。また所望の回転数に達している場合、回転数判定器７６７は、周期到達信号ＵＣＳをハイで出力する。

図１５Ａ、図１５Ｂ、および図１５Ｃでは、逆起電圧に対する交番電流の位相差を表す電流位相差信号ＰＭＳを用いて、進角量設定値信号ＣＣの電気角回転周期Ｔごとの変化量を表す進角設定値変化量ＤＣＣの特性を説明する。電流位相差信号ＰＭＳは、前後判定器７６３からの信号ＰＭとカウンタ７６４からの信号ＰＳに基づいて、生成される。上述したように信号ＰＭは、逆起電圧に対して交番電流位相が進んでいる場合、ローとなり、遅れている場合、ハイとなる。また信号ＰＳは、逆起電圧と交番電流の位相差の絶対値に相当する。電流位相差信号ＰＭＳは、信号ＰＭがローの場合、信号ＰＳに一致し、信号ＰＭがハイの場合、信号ＰＭの符号を反転した値に一致する。なお、起動動作中は、図５の３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１を、図７の駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の代わりに、それぞれ用いる。位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗと３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１との位相関係は、それぞれ一意に固定される。そのため起動動作中は、以後説明する位相制御の適応範囲外とする。

まず、図１５Ａのように、ロータの回転数が低い、すなわち電気角での回転周期Ｔが大きい場合、多くは交番電流自体が小さく、交番電流のゼロクロス点が検出しにくい。また、そもそも交番電流の位相の遅れは、比較的小さい。そのため、回転周期Ｔが所定の回転周期Ｔ０以上の場合、位相制御を停止する。回転数判定器７６７は、低速判定信号ＢＡＣをハイ、かつ周期判定信号ＴＤＡＴを０（ゼロ）に設定し、回転周期Ｔが所定の回転周期Ｔ０以上であることを進角量設定器７６１に伝える。進角量設定器７６１は、低速判定信号ＢＡＣ、周期判定信号ＴＤＡＴに基づいて、進角量設定信号ＣＣを所定の固定値ＣＣ０に固定し、電気角回転周期ごとの進角量設定値信号ＣＣが変化しないように設定する。したがって、図１５Ａにおいて、進角設定値変化量ＤＣＣは、線Ｌ０のように、電流位相差信号ＰＭＳの値にかかわらずゼロのままである。

なお、コモン電流検出抵抗器２７の両端電圧ＶＩｃｏｍを進角量設定器７６１に入力し、両端電圧ＶＩｃｏｍが小さい場合、回転周期Ｔが所定の回転周期Ｔ０以上と同等と判断して、位相制御を停止してもよい。進角量設定器７６１は、駆動信号の位相制御を停止する位相制御停止手段を含み、回転周期Ｔが所定の回転周期Ｔ０以上の場合、もしくは両端電圧ＶＩｃｏｍが小さい場合、駆動信号の位相制御を停止する。

図１５Ｂのように、ロータの回転数が上がり回転周期Ｔ０以下となったが、ＴｘｌからＴｘｈまでの所望の回転周期範囲に入っていない場合、不図示のサーボ機構によりロータの回転数を所望の回転数に合わせるべく、速度設定器１００は、出力電圧ＶＳＰの調整を行う。そのためロータは加速あるいは減速状態となる。この状態で回転数判定器７６７は、まず低速判定信号ＢＡＣをローにする。また現状の回転周期Ｔを測定し、回転周期ＴがＴｘｈ以上の場合、周期判定信号ＴＤＡＴは１を出力する。また回転周期ＴがＴｘｌ以下の場合、周期判定信号ＴＤＡＴは２を出力する。

進角量設定器７６１は、低速判定信号ＢＡＣ、周期判定信号ＴＤＡＴの入力値のほか、前後判定器７６３からの信号ＰＭ、カウンタＤ７６４からの信号ＰＳを用いて、進角量設定信号ＣＣを設定する。進角量設定値信号ＣＣは、上述の低速判定信号ＢＡＣ、周期判定信号ＴＤＡＴの入力値、前後判定器７６３からの信号ＰＭ、カウンタＤ７６４からの信号ＰＳを用いて、進角量設定値変化量ＤＣＣを求めることにより間接的に設定される。これは同じ回転数でモータが回転していても、負荷によって適切な進角量が異なるためである。進角量設定値変化量ＤＣＣにより、モータの負荷によらず最適な進角量の設定が可能となる。進角量設定値信号ＣＣは、進角量設定値変化量ＤＣＣの積算値として算出される。

さて図１５Ｂにおいて、回転周期ＴがＴｘｈ以上となり周期判定信号ＴＤＡＴが１となった場合、電流位相差信号ＰＭＳが０（ゼロ）以上、すなわち逆起電圧に対して交番電流の位相が進んでいるなら、切片Ｃ１である直線Ｌ１Ｐに従って進角量設定値変化量ＤＣＣは設定される。電流位相差信号ＰＭＳが０（ゼロ）未満、すなわち逆起電圧に対して交番電流の位相が遅れているなら、切片−Ｃ１である直線Ｌ１Ｍに従って進角量設定値変化量ＤＣＣは設定される。同様に、回転周期がＴｘｌ以下となり周期判定信号ＴＤＡＴが２となった場合も、同様に電流位相差信号ＰＭＳが０（ゼロ）以上なら、切片Ｃ２である直線Ｌ２Ｐに従って進角量設定値変化量ＤＣＣは設定される。電流位相差信号ＰＭＳが０（ゼロ）未満なら、切片−Ｃ２である直線Ｌ２Ｍに従って進角量設定値変化量ＤＣＣは設定される。周期判定信号ＴＤＡＴの値によって切片値を変えており、実施の形態１ではＣ１＜Ｃ２としている。これは、モータの回転数が大きい、すなわち回転周期が短いほど交番電流の位相はより遅れるため、位相がより遅れる分を考慮するからである。

図１５Ｃにおいて、ロータの回転数が所望の回転周期範囲ＴｘｌからＴｘｈまでの範囲に入っている場合、回転数判定器７６７は、周期判定信号ＴＤＡＴを３に設定すると同時に、周期到達信号ＵＣＳをハイに設定する。進角量設定器７６１は、周期判定信号ＴＤＡＴおよび周期到達信号ＵＣＳの入力により、進角量設定値変化量ＤＣＣを電流位相差信号ＰＭＳに対して図１５Ｃのように設定する。電流位相差信号ＰＭＳが−ｐｍｓ４未満、−ｐｍｓ４以上−ｐｍｓ３未満、ｐｍｓ３以上ｐｍｓ４未満、ｐｍｓ４以上に対して、進角量設定値変化量ＤＣＣは、それぞれ−Ｃ４、−Ｃ３、Ｃ３、Ｃ４と設定される。これに対し、電流位相差信号ＰＭＳが−ｐｍｓ３以上ｐｍｓ３未満の場合、すなわち逆起電圧に対して、交番電流の位相差が所定位相範囲ＡＬＰ内に収まっている場合、進角量設定値変化量ＤＣＣは０（ゼロ）に設定され、進角量は固定し位相制御は保持となる。

換言すれば、進角量設定器７６１は、駆動信号の位相制御を停止する位相制御停止手段を含み、電流位相差信号ＰＭＳが所定位相範囲ＡＬＰ内の場合、駆動信号の位相制御を停止する。さらに位相制御停止手段は、ロータの回転数が所望の回転周期範囲ＴｘｌからＴｘｈまでの場合、またはロータの回転数が回転周期範囲ＴｘｌからＴｘｈまででかつ電流位相差信号ＰＭＳが所定位相範囲ＡＬＰ内の場合、駆動信号の位相制御を停止する、すなわち保持する。

上述の回転数判定器７６７および進角量設定器７６１が、実施の形態１の動作に及ぼす効果を、図１６により説明する。図１６は、実施の形態１における位相制御時の各部波形の様子を示す波形図である。図１６において、横軸は時間を表し、位置検出信号Ｈｕの一周期Ｔごとに、電気角周期ＴＰ１、電気角周期ＴＰ２、電気角周期ＴＰ３、電気角周期ＴＰ４、および電気角周期ＴＰ５ように、時間が経過する。また、すでに所望の回転数範囲ＴｘｌからＴｘｈに達していると仮定する。電気角周期Ｔごとに、Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆとＵ相交番電流Ｉｕの位相差を、両者の下降ゼロクロス点近傍で検出する。また、Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆの下降ゼロクロス点に対する、Ｕ相交番電流Ｉｕの下降ゼロクロス点の位相ずれにおける所定位相範囲ＡＬＰを、各位相ゾーンＡＬ０、ＡＬ１、ＡＬ２、ＡＬ３、ＡＬ４で示している。さらに、電流位相差信号ＰＭＳの時間的変化を、所定位相範囲ＡＬＰを有する位相ゾーンＡＬＰＭＳとともに示している。

まず電気角周期ＴＰ１において、Ｕ相交番電流Ｉｕの下降ゼロクロス点は、所定位相範囲ＡＬＰを超えて遅れており、電流位相差信号ＰＭＳは所定位相範囲ＡＬＰ以下になっている。この場合、電気角周期ＴＰ１内での進角操作により、進角量設定信号ＣＣが大きくなるように、モータ１７のトルクＴＲＱが増加する。電気角周期ＴＰ２に入るまでに、位相ずれは修正されている。次の電気角周期ＴＰ２内では、Ｕ相交番電流Ｉｕの下降ゼロクロス点は、所定位相範囲ＡＬＰ内に入っているので、進角量設定信号ＣＣは固定され、そのままの通電動作を行っている。電気角周期ＴＰ３内では、電気角周期ＴＰ２よりも位相差は遅れ方向に進んでいるものの、所定位相範囲ＡＬＰ内にあるため、進角量設定信号ＣＣは固定したままである。電気角周期ＴＰ４では、電気角周期ＴＰ３よりも位相差がより小さくなっているので、進角量設定信号ＣＣは固定したままである。電気角周期ＴＰ５では、Ｕ相交番電流ＩｕはＵ相逆起電圧ＵＢｅｍｆよりも位相が進みすぎたため、Ｕ相交番電流Ｉｕの位相を遅らせる遅延操作に入る。ふたたび位相差を所定位相範囲ＡＬＰ内に戻すように、進角量設定信号ＣＣが小さくなり、モータ１７のトルクＴＲＱが低下する。位相差が再び所定位相範囲ＡＬＰ内に入れば、進角量設定信号ＣＣは固定される。

以上のように、モータが所望の回転周期に達し、特定の相の逆起電圧と交番電流との位相差が所定の範囲に入り次第、駆動波形信号の位相における進角量を保持する。これにより、位相制御動作において進角制御動作と遅延制御動作を交互に繰り返す必要がなくなり、交番電流の位相は、速度設定の変更や負荷変動、外乱がない限り、逆起電圧に対して固定される。その結果、位相制御動作に伴うモータのトルク変動がなくなり、速度ジッターなど回転速度の変動や、騒音、振動の発生が抑止される。速度サーボが用いられる場合、速度サーボに干渉するようなトルク変動は発生せず、速度ジッターは最小限に低減される。交番電流の位相は逆起電圧に対してほぼ一致している状態なので、モータの回転効率はほぼ最良の状態で維持される。負荷変動や外乱などのため、逆起電圧と交番電流との位相差が所定の範囲から外れたときは、再び位相制御動作を行うことにより、位相差を所定範囲内に収めることができる。

なお、実施の形態１において駆動信号位相制御部７６０による位相制御は、Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆとＵ相交番電流Ｉｕの位相差を測定した同一周期内で実施している。位相差検出時のノイズ成分の影響を抑え、より高い精度で位相差を検出するために、位相差の測定を過去ｋ周（ｋは１以上の整数）に渡って行い、これらの平均値を用いるようにしても良い。

また、実施の形態１では、Ｕ相の逆起電圧と交番電流の位相差をそれぞれの下降ゼロクロス点を用いて検出していたが、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の３相について上昇・下降の合計６種類のゼロクロス点のうち、逆起電圧と交番電流ともそれぞれ１つ以上を用いても良い。多種類のゼロクロス点を用いれば、制御間隔を短くし、より細かな制御が可能となる。

また、実施の形態１では定常回転に到達した後に交番電流の位相制御を行っているが、定常回転到達前のモータの回転数が増加あるいは低下している時に、回転数の増加あるいは減少分を予測、補正して交番電流の位相を制御してもよい。この場合、定常回転到達前の区間での効率向上および騒音振動の低下が見込まれる。

また、起動動作時の３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１は、図５で示される矩形波状の波形形状に限らず、起動動作時に適切な周期で自立発生し、起動動作時の３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１の上昇エッジ、下降エッジ時に位相を修正する、図７で示される駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０のように双丘状の波形形状であってもよい。起動時の騒音、振動の低減が可能となる。

さらに、交番電流の位相制御の構成、特に進角量設定器７６１において、回転数、逆起電圧と交番電流の位相差による進角量設定値変化量ＤＣＣの生成処理をアナログ回路で実現してもよいし、ＣＰＵを用いたソフトウエア処理で実現してもよい。また駆動信号位相制御部７６０全体や、逓倍器７０、駆動波形形成器８０、およびＰＷＭ波形成器４０などは、ＣＰＵを用いたソフトウエア処理、ロジック回路、アナログ回路、あるいはそれらを混合した処理により、実施の形態１の機能を実現することが可能である。
（実施の形態２）

図１７は、本発明の実施の形態２のモータ駆動装置を示すブロック図である。図１７において、実施の形態２は実施の形態１のモータ電流位相検出部６００の代わりに、モータ電流位相検出部６００Ａを用いている。実施の形態２では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施の形態１と同等であるので、省略する。

まず、モータ電流位相検出部６００Ａ内の極性検出器６２１において、差動増幅器６２２はＵ相端子電圧Ｖｕと電源電圧Ｖｄｃの電位差を検出し、同じく差動増幅器６２３はコモン電流検出電圧ＶＩｃｏｍとＵ相端子電圧Ｖｕとの電位差を検出する。コンパレータ６２４、６２５は、差動増幅器６２２、６２３の出力を、電圧源６２８の発生電圧Ｖｃと比較し、それぞれ上側回生信号ＵＳＰ、下側回生信号ＤＳＰを出力する。電圧源６２８は、各コンパレータ６２４、６２５の入力ノイズによる誤動作を防ぐための判定閾値となる電圧Ｖｃを出力する。

サンプリングパルス発生器６２６は各駆動信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌを入力し、単パルスのサンプルパルス信号ＳＰＬ４を出力する。オン状態のＵ相ＦＥＴがＦＥＴ２２からＦＥＴ２１に変わる場合、駆動信号Ｇ１Ｈがローで、かつ駆動信号Ｇ１Ｌがハイからローに変わるタイミングにおいて、駆動信号Ｇ１Ｈと駆動信号Ｇ１Ｌの両方がローになるデッドタイム期間を設ける。デッドタイム期間では、両方のＵ相ＦＥＴが同時にオンにならないようにし、正電源から接地まで貫通電流が流れることを防止する。サンプルパルス信号ＳＰＬ４は、このデッドタイム期間において生成される。極性変化検出器６２７は、上側回生信号ＵＳＰ、下側回生信号ＤＳＰとサンプルパルス信号ＳＰＬ４により、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩを生成し、駆動信号位相制御部７６０に出力する。

上側回生信号ＵＳＰ、下側回生信号ＤＳＰとＵ相交番電流Ｉｕとの関係について、詳細に述べる。図１８Ａ、図１８Ｂ、図１８Ｃ、図１８Ｄ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図１９Ｃ、および図１９Ｄは、極性変化検出器６２１によるＵ相交番電流の極性検出の動作を説明する説明図であり、Ｕ相端子電圧Ｖｕの波形と回路を流れるＵ相交番電流Ｉｕの経路を、局面ごとに説明している。説明の都合上、図２のＵ相給電器２０１の各ＦＥＴ２１、２３をスイッチで表している。図１７における各差動増幅器６２２、６２３、コモン電流検出抵抗器２７、および電圧源６２８は省略し、各コンパレータ６２４、６２５のみ表している。ノイズ等による誤動作は、ここでは無視される。

図１８Ａ、図１８Ｂ、図１８Ｃ、および図１８Ｄは、Ｕ相交番電流が正方向、つまりＵ相モータ端子ＰｕからＵ相駆動コイル１１方向（ソース方向）に流れる場合の状態を表し、図１８Ａは、この場合のＵ相端子電圧Ｖｕの波形図を表す。

まずＰＷＭがオフの場合（図１８Ａの期間ＴＯＦＦ）、図１８ＢのようにＦＥＴ２１がオフ、ＦＥＴ２２がオンとなる。Ｕ相駆動コイル１１に流れるＵ相交番電流Ｉｕは、後述のＰＷＭオン時にＵ相駆動コイル１１に蓄えられた磁気的エネルギーにより、それまでの電流の流れる方向を維持するように流れ続けようとする。そのためＵ相交番電流Ｉｕは、接地ＧＮＤからＦＥＴ２２を通過し、Ｕ相駆動コイル１１へ到る経路で流れる。この時Ｕ相交番電流ＩｕはほぼすべてがＦＥＴ２２を通るので、ＦＥＴ２２のソース−ドレイン間にはＦＥＴ２２のオン抵抗に応じて電圧が発生する。ただし、オン抵抗によるＦＥＴ２２のソース−ドレイン間の発生電圧は通常小さく、コンパレータ６２４、６２５はオン抵抗によるＦＥＴ２２のソース−ドレイン間の発生電圧には反応しない設定となっている。従ってコンパレータ６２５の出力を表す下側回生信号ＤＳＰは、ローとなる。この状態を、「ＤＳＰ＝Ｌ」のように図示する。また、Ｕ相端子電圧Ｖｕは直流電源１０の電圧Ｖｄｃに比べて十分低いので、コンパレータ６２４の出力を表す上側回生信号ＵＳＰもローとなる。この状態を、「ＵＳＰ＝Ｌ」のように図示する。

次にＰＷＭがデッドタイムとなる場合（図１８Ａの期間ＴＤＴ）、図１８ＣのようにＦＥＴ２１、ＦＥＴ２２ともオフとなる。ＰＷＭオフ時と同様にＵ相駆動コイル１１に流れるＵ相交番電流Ｉｕは、それまでの電流の流れる方向を維持するように流れ続けようとする。そのためＵ相交番電流Ｉｕは、接地ＧＮＤからＦＥＴ２２ではなくダイオード２２１を通過して、Ｕ相駆動コイル１１へ到る経路で流れる。この時コンパレータ６２４は、ＰＷＭオフ時と同様に、上側回生信号ＵＳＰをローにする。この状態を、「ＵＳＰ＝Ｌ」のように図示する。また、Ｕ相交番電流Ｉｕは、ほぼすべてがダイオード２２１を通るので、ダイオード２２１には順方向電圧ＶＦが発生する。順方向電圧ＶＦは少なくても０．３Ｖ以上はあり、コンパレータ６２５を反応させるのに十分な電圧となる。従ってコンパレータ６２５は、下側回生信号ＤＳＰをハイにする。この状態を、「ＤＳＰ＝Ｈ」のように図示する。

なお、ダイオード２１１、２２１をＦＥＴで構成し、このデッドタイム期間において、ＦＥＴ２１１はオフし、ＦＥＴ２２１はゲート電圧をハーフバイアスにすることにより高抵抗オン状態にしても、同等の効果が得られる。このようにダイオード２１１、２２１はＦＥＴにより代用可能なため、ダイオード２１１は高電位側単方向導通部とも呼ばれ、ダイオード２２１は低電位側単方向導通部とも呼ばれる。

最後にＰＷＭがオンの場合（図１８Ａの期間ＴＯＮ）、図１８ＤのようにＦＥＴ２１がオン、ＦＥＴ２２がオフとなる。この時、直流電源１０の電圧ＶｄｃがＵ相逆起電圧に打ち勝って、Ｕ相交番電流Ｉｕは、直流電源１０からＵ相駆動コイル１１に流れる。そのためＵ相交番電流Ｉｕは、電圧Ｖｄｃの直流電源からＦＥＴ２１を通過し、Ｕ相駆動コイル１１へ到る経路で流れる。Ｕ相交番電流Ｉｕは、ほぼすべてがＦＥＴ２１を通るので、ＦＥＴ２１のソース−ドレイン間にはＦＥＴ２２のオン抵抗に応じて電圧が発生する。ただし、オン抵抗によるＦＥＴ２２のソース−ドレイン間の発生電圧の向きは、コンパレータ６２４の入力端子の方向から見て負方向となる。従ってコンパレータ６２４は、上側回生信号ＵＳＰをローにする。この状態を、「ＵＳＰ＝Ｌ」のように図示する。また、Ｕ相端子電圧Ｖｕは接地電位に比べて十分高いので、コンパレータ６２５は、下側回生信号ＤＳＰもローにする。この状態を、「ＤＳＰ＝Ｌ」のように図示する。

ＦＥＴ２１またはＦＥＴ２２がオンの状態は導通駆動状態とも呼ばれ、ＦＥＴ２１およびＦＥＴ２２ともオフの状態は非導通駆動状態とも呼ばれる。図１８Ｃの非導通駆動状態において、Ｕ相モータ端子Ｐｕの電位は、接地電位ＧＮＤよりも順方向電圧ＶＦだけ低くなる（図１８Ａの期間ＴＤＴ）。

図１９Ａ、図１９Ｂ、図１９Ｃ、および図１９Ｄは、Ｕ相交番電流が負方向、つまりＵ相駆動コイル１１からＵ相モータ端子Ｐｕ方向（シンク方向）に流れる場合の状態を表し、図１９Ａは、この場合のＵ相端子電圧Ｖｕの波形図を表す。

上述と同様に、ＰＷＭがオフの場合（図１９Ａの期間ＴＯＦＦ）、図１９ＢのようにＦＥＴ２１がオフ、ＦＥＴ２２がオンとなる。Ｕ相駆動コイル１１に流れるＵ相交番電流Ｉｕは、Ｕ相駆動コイル１１からＦＥＴ２２を経由して、接地ＧＮＤへ到る経路で流れる。この時Ｕ相交番電流ＩｕはほぼすべてがＦＥＴ２２を通るので、ＦＥＴ２２のソース−ドレイン間にはＦＥＴ２２のオン抵抗に応じて電圧が発生するが、その向きはコンパレータ６２５の入力から見て負方向となる。従ってコンパレータ６２５は、下側回生信号ＤＳＰをローにする。この状態を、「ＤＳＰ＝Ｌ」のように図示する。また、Ｕ相端子電圧Ｖｕは直流電源１０の電圧Ｖｄｃに比べて十分低いので、コンパレータ６２４は上側回生信号ＵＳＰもローにする。この状態を、「ＵＳＰ＝Ｌ」のように図示する。

次にＰＷＭがデッドタイムとなる場合（図１９Ａの期間ＴＤＴ）、図１９ＣのようにＦＥＴ２１、ＦＥＴ２２ともオフとなる。ＰＷＭオフ時と同様にＵ相駆動コイル１１に流れるＵ相交番電流Ｉｕは、それまでの電流の流れる方向を維持するように流れ続けようとする。この場合Ｕ相交番電流Ｉｕは、唯一流れることのできる経路であるダイオード２１１を通過し、直流電源１０の方向に、回生される向きに流れる。そのためダイオード２１１には、順方向電圧ＶＦが発生する。この順方向電圧ＶＦの発生方向は、コンパレータ６２４の入力電位の方向と同一である。従ってコンパレータ６２５は、上側回生信号ＵＳＰをハイにする。この状態を、「ＵＳＰ＝Ｈ」のように図示する。また、コンパレータ６２５は、ＰＷＭオフ時と同様に、下側回生信号ＤＳＰをローにする。この状態を、「ＤＳＰ＝Ｌ」のように図示する。

なお、ダイオード２１１、２２１をＦＥＴで構成し、このデッドタイム期間において、ＦＥＴ２２１はオフし、ＦＥＴ２１１はゲート電圧をハーフバイアスにすることにより高抵抗オン状態にしても、同等の効果が得られる。

最後にＰＷＭがオンの場合（図１９Ａの期間ＴＯＮ）、図１９ＤのようにＦＥＴ２１がオン、ＦＥＴ２２がオフとなる。この時、Ｕ相交番電流Ｉｕは、順方向電圧ＶＦのあるダイオード２１１を通らずにＦＥＴ２１を通り、直流電源１０の方向に、回生される向きに流れる。ＦＥＴ２１のソース−ドレイン間には、ＦＥＴ２１のオン抵抗に応じて電圧が発生するが、その大きさは通常小さく、コンパレータ６２４はオン抵抗によるＦＥＴ２１のソース−ドレイン間の発生電圧に反応しない設定となっている。従ってコンパレータ６２４は、上側回生信号ＵＳＰをローにする。この状態を、「ＵＳＰ＝Ｌ」のように図示する。また、Ｕ相端子電圧Ｖｕは接地電位に比べて十分高いので、コンパレータ６２５は下側回生信号ＤＳＰもローにする。この状態を、「ＤＳＰ＝Ｌ」のように図示する。

ＦＥＴ２１またはＦＥＴ２２がオンの状態は導通駆動状態とも呼ばれ、ＦＥＴ２１およびＦＥＴ２２ともオフの状態は非導通駆動状態とも呼ばれる。図１９Ｃの非導通駆動状態において、Ｕ相モータ端子Ｐｕの電位は、接地電位ＧＮＤよりも順方向電圧ＶＦだけ高くなる（図１９Ａの期間ＴＤＴ）。

以上のように極性検出器６２１は、Ｕ相給電器２０１がデッドタイムとなるタイミングで、下側回生信号ＤＳＰがハイならばＵ相交番電流Ｉｕは正方向、上側回生信号ＵＳＰがハイならばＵ相交番電流Ｉｕは負方向と判断することができる。下側回生信号ＤＳＰがハイの状態から上側回生信号ＵＳＰがハイの状態に変化すれば、この変化する時点は、Ｕ相交番電流Ｉｕの下降ゼロクロス点であることが言える。極性変化検出器６２７は、下側回生信号ＤＳＰがハイの状態から、上側回生信号ＵＳＰがハイの状態への切り替わりのタイミングを判定する。

図２０は、図１７の極性変化検出器６２７の回路図である。まず上側回生信号ＵＳＰ、下側回生信号ＤＳＰは、Ｄ型フリップフロップ６２７２、６２７１のデータ入力端子Ｄに、それぞれ入力される。図１７のサンプリングパルス発生器６２６から出力される単パルスのサンプルパルス信号ＳＰＬ４は、図２のＵ相給電器２０１においてオンしているＵ相ＦＥＴがＦＥＴ２２からＦＥＴ２１に変わるときに、一旦両方ともオフとなるデッドタイム期間のタイミングで、出力される。Ｄ型フリップフロップ６２７２、６２７１は、サンプルパルス信号ＳＰＬ４のエッジ入力端子ＣＬＫへの入力により、それぞれ上側回生信号ＵＳＰ、下側回生信号ＤＳＰの値を保持する。上側回生信号ＵＳＰおよび下側回生信号ＤＳＰがハイとなるのはデッドタイム期間であるため、サンプルパルス信号ＳＰＬ４の立ち上がりタイミングは、例えばデッドタイム期間の中心タイミングに設定され、上側回生信号ＵＳＰおよび下側回生信号ＤＳＰのハイ状態を保持しやすくする。またサンプルパルス信号ＳＰＬ４はディレイ６２８１に入力された後、ディレイ６２８１の出力は単パルス発生器６２８２に入力される。単パルス発生器６２８２の出力は、インバータ６２８３に入力される。インバータ６２８３の出力ＣＬは、各Ｄ型フリップフロップ６２７１、６２７２のクリア入力端子ＣＬＲに入力される。

Ｄ型フリップフロップ６２７１の出力ＱＤは、ディレイ６２７３およびＥＸ−ＯＲ回路６２７５の端子Ｘに入力される。またＤ型フリップフロップ６２７２の出力ＱＵは、ディレイ６２７４およびＥＸ−ＯＲ回路６２７５の端子Ｙに入力される。ディレイ６２７３の出力ＤＤは、単パルス発生器６２７６に入力され、出力ＭＤに所定の単パルス信号が出力される。ディレイ６２７４の出力ＤＵも、同様に単パルス発生器６２７７に入力され、出力ＭＵに所定の単パルス信号が出力される。ＮＡＮＤ回路６２７８には、単パルス発生器Ｂ６２７６の出力ＭＤと、ＥＸ−ＯＲ回路６２７５の出力ＯＵＴが入力され、ＮＡＮＤ回路６２７８の出力ＩＰＲは、フリップフロップ６２８０のプリセット端子ＰＲに入力される。同様にＮＡＮＤ回路６２７９には、単パルス発生器６２７７の出力ＭＵと、ＥＸ−ＯＲ回路６２７５の出力ＯＵＴが入力され、ＮＡＮＤ回路６２７９の出力ＩＰＲはフリップフロップ６２８０のクリア端子ＣＬＲに入力される。フリップフロップ６２８０は、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩを出力する。

図２１は、極性変化検出器６２７における主要信号のタイミング図であり、図２１を用いて極性変化検出器６２７の内部動作を説明する。図２１において、前出の通り、駆動信号Ｇ１Ｈがローで、かつ駆動信号Ｇ１Ｌがハイからローに変わるデッドタイムのタイミングで、単パルスのサンプルパルス信号ＳＰＬ４が出力される。下側回生信号ＤＳＰ、上側回生信号ＵＳＰが図２１のようなタイミングで発生したとすると、サンプルパルス信号ＳＰＬ４のタイミングで各Ｄ型フリップフロップ６２７１、６２７２は保持され、それぞれ信号ＱＤ、ＱＵとして出力される。一方、サンプルパルス信号ＳＰＬ４はディレイ６２８１により時間ｔａだけ遅れ、単パルス発生器６２８２を動作させるトリガとなる。単パルス発生器６２８２により発生した単パルスは、インバータ６２８３により論理反転し、信号ＣＬとなる。各Ｄ型フリップフロップ６２７１、６２７２は、保持した信号を、信号ＣＬにより定期的にクリアする。

Ｄ型フリップフロップ６２７１の出力信号ＱＤがハイとなるタイミングは、ディレイ６２７３により時間ｔｂだけ遅れ、単パルス発生器６２７６を動作させるトリガとなり、出力ＭＤに単パルスが発生する。同様にＤ型フリップフロップ６２７２の出力信号ＱＵがハイとなるタイミングは、ディレイ６２７４により時間ｔｂだけ遅れる。このタイミングは、単パルス発生器６２７７を動作させるトリガとなり、出力ＭＵに単パルスが発生する。

ＥＸ−ＯＲ回路６２７５の端子Ｘ、Ｙには、それぞれＤ型フリップフロップ６２７１および６２７２の保持出力信号ＱＤ、ＱＵが入力し、信号ＱＤと信号ＱＵが両方ともハイまたはローの同一の値であれば出力はロー、どちらかがハイ、もう一方がローであれば出力はハイとなる。ＥＸ−ＯＲ回路６２７５の出力ＯＵＴがハイであれば、ＮＡＮＤ回路６２７８は信号ＭＤに対してインバータとして動作し、信号ＩＰＲによるアクティブロー動作でフリップフロップ６２８０はセットされ、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩはハイとなる。ＥＸ−ＯＲ回路６２７５の出力ＯＵＴがローであればＮＡＮＤ回路６２７８の出力ＩＰＲはハイで固定され、フリップフロップ６２８０の出力となるＵ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは変化しない。

同様にＥＸ−ＯＲ回路６２７５の出力ＯＵＴがハイであれば、ＮＡＮＤ回路６２７９は信号ＭＵに対してインバータとして動作し、信号ＩＣＬＲによるアクティブロー動作でフリップフロップ６２８０はクリアされ、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩはローとなる。ＥＸ−ＯＲ回路６２７５の出力ＯＵＴがローであればＮＡＮＤ回路６２７９の出力ＩＣＬＲはハイで固定し、アクティブロー動作のフリップフロップ６２８０の出力となるＵ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは変化しない。

以上のような動作により、下側回生信号ＤＳＰのみがハイで出力されている状態から上側回生信号ＵＳＰのみがハイで出力される、あるいはその逆の状態になった変化点をＵ相交番電流の極性が変化したとして検出し、Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩが生成される。一方、図２１の誤動作期間ＴＥＲＲの例にあるように、ＥＸ−ＯＲ回路６２７５の出力ＯＵＴがローである時、すなわちサンプルパルス信号ＳＰＬ４がハイになった時点で、通常は上側回生信号ＵＳＰと下側回生信号ＤＳＰのうち片方のみハイとなる、すなわち図２１の正常動作期間ＴＮＯＲのようになるべきところが、外来ノイズなどの影響で上側回生信号ＵＳＰ、下側回生信号ＤＳＰが両方ともハイあるいは両方ともローになった場合は、実施の形態２における極性変化検出器６２７のＵ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは変化しない。上側回生信号ＵＳＰと下側回生信号ＤＳＰのいずれか一方のみハイの状態で、かつそれまでローだった信号がハイに、ハイだった信号がローに逆転するまでＵ相交番電流ゼロクロス検出信号ＣＰＩは変化しない状態が継続する。

上述のような構成により、実施の形態１と同様に不要な位相制御に伴う交番電流の位相変動、モータの発生するトルク変動をなくすことができる。モータの回転効率を最良に保持しつつ、トルク変動から生じる速度ジッターなど回転速度の変動や騒音、振動の発生、不図示の速度サーボなどとの干渉によるさらなる速度ジッターの悪化などを防ぐことが可能となる。

なお、実施の形態２において、駆動信号位相制御部７６０による位相制御は、Ｕ相逆起電圧ＵＢｅｍｆとＵ相交番電流Ｉｕの位相差を測定した同一周期内で実施している。位相差検出時のノイズ成分の影響を抑え、より高い精度で位相差を検出するために、位相差の測定を過去ｈ周（ｈは１以上の整数）に渡って行い、これらの平均値を用いるようにしても良い。

また、実施の形態２では、Ｕ相の逆起電圧と交番電流の位相差をそれぞれの下降ゼロクロス点を用いて検出していたが、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の３相について、上昇・下降の合計６種類のゼロクロス点のうち、逆起電圧と交番電流ともそれぞれ１つ以上を用いても良い。多種類のゼロクロス点を用いれば、制御間隔を短くし、より細かな制御が可能となる。

また、実施の形態２では、回生電流の測定をデッドタイムにおいて行っていたが、ＦＥＴのオン抵抗によるＦＥＴのソース−ドレイン間の発生電圧が検知可能なレベルであれば、デッドタイム以外の期間で交番電流の極性検出を行っても良い。

また、デッドタイム生成に関連する図１７のＰＷＭ波形成器４０に、サンプリングパルス発生器６２６の機能を統合し、サンプルパルス信号ＳＰＬ４をＰＷＭ波形成器４０から直接に出力するようにしてもよい。

また、極性変化検出器６２６、サンプリングパルス発生器６２６、駆動信号位相制御部７６０、逓倍器７０、駆動波形形成器８０、およびＰＷＭ波形成器４０などは、ＣＰＵを用いたソフトウエア処理、ロジック回路、アナログ回路、あるいはそれらを混合した回路により、実施の形態２の機能を実現することが可能である。

本発明は、以上の実施の形態で述べたモータに限定されるものではなく、リニアアクチュエータや多相のモータにも適用可能である。またスイッチング素子は、ＦＥＴに限定されるものでなく、その他のスイッチング素子にも適用できる。

以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。

本発明は、モータ駆動装置およびモータ駆動方法に利用できる。

本発明の実施の形態１を示すモータ駆動装置のブロック図である。 実施の形態１のモータ駆動装置における３相給電器の回路図である。 実施の形態１のモータ駆動装置における駆動波形形成器の回路図である。 実施の形態１の駆動波形形成器における主要信号の波形図である。 実施の形態１のモータ駆動装置における起動動作での主要信号の波形図である。 実施の形態１におけるＰＷＭ波形成器の詳細なブロック図である。 実施の形態１のモータ駆動装置における起動動作完了後の主要信号の波形図である。 実施の形態１のＰＷＭ波形成器および３相給電器における主要信号の波形図である。 第１および第２駆動状態における主要信号の波形図である。 第３駆動状態における主要信号の波形図である。 実施の形態１の駆動信号位相制御部における詳細なブロック図である。 実施の形態１の駆動信号位相制御部単体での信号動作を示す波形図である。 Ｕ相交番電流がＵ相逆起電圧に対して遅れている場合の交番電流の位相制御動作を示す波形図である。 Ｕ相交番電流がＵ相逆起電圧に対して進んでいる場合の交番電流の位相制御動作を示す波形図である。 進角量設定信号の設定動作を示す説明図である。 進角量設定信号の設定動作を示す説明図である。 進角量設定信号の設定動作を示す説明図である。 実施の形態１の位相制御時における主要信号の波形図である。 本発明の実施の形態２のモータ駆動装置を示すブロック図である。 実施の形態２の極性変化検出器における極性検出動作の説明図である。 実施の形態２の極性変化検出器における極性検出動作の説明図である。 実施の形態２の極性変化検出器における極性検出動作の説明図である。 実施の形態２の極性変化検出器における極性検出動作の説明図である。 実施の形態２の極性変化検出器における極性検出動作の説明図である。 実施の形態２の極性変化検出器における極性検出動作の説明図である。 実施の形態２の極性変化検出器における極性検出動作の説明図である。 実施の形態２の極性変化検出器における極性検出動作の説明図である。 実施の形態２の極性変化検出器の回路図である。 実施の形態２の極性変化検出器における主要信号のタイミング図である。 従来例におけるモータ駆動装置のブロック図である。

符号の説明

１ 駆動電力生成部
２ 駆動信号生成部
４ ロータ位置検出部
１０ 直流電源
１１ Ｕ相駆動コイル
１３ Ｖ相駆動コイル
１５ Ｗ相駆動コイル
１７ モータ
２７ コモン電流検出抵抗器
３０ プリドライバ
４０ ＰＷＭ波形成器
７０ 逓倍器
８０ 駆動波形形成器
９０ ３相分配器
１００ 速度設定器
１０１ Ｕ相位置検出器
１０３ Ｖ相位置検出器
１０５ Ｗ相位置検出器
２００ ３相給電器
６００ モータ電流位相検出部
６０１ 差動増幅器
６０２ サンプリングパルス発生器
６０３ 進角量検出器
６０５ コンパレータ
６０６ Ｄ型フリップフロップ
６０７、６０８ アナログ切り替えスイッチ
６０９ ＥＸ−ＯＲ回路
６１０ サンプルホールド回路
７６０ 駆動信号位相制御部
Ｈｕ Ｕ相位置検出信号
Ｉｕ Ｕ相交番電流
ＣＰＩ Ｕ相交番電流ゼロクロス検出信号
Ｉｃｏｍ コモン電流

Claims (36)

1. 駆動電力を生成し、モータにモータ電流を流すことにより、前記モータを駆動する装置であって、
   前記モータのロータの位置を検出し、ロータ位置信号を生成するロータ位置検出手段と、
   前記ロータ位置信号に基づいて、駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   前記駆動信号に基づいて、前記駆動電力を生成する駆動電力生成手段と、
   前記モータ電流の位相を検出し、モータ電流位相信号を生成するモータ電流位相検出手段と、
   前記モータ電流位相信号と前記ロータ位置信号との位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御する駆動信号位相制御手段と、を有することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記駆動信号位相制御手段は、前記位相差が所定値以下の場合、前記駆動信号の位相制御を保持する位相制御停止手段を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記位相制御停止手段は、前記ロータ位置信号の周期が第１所定周期以下の場合、前記駆動信号の位相制御を停止することを特徴とする、請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記位相制御停止手段は、前記ロータ位置信号の周期が、前記第１所定周期より小さい第２所定周期以上の場合、前記駆動信号の位相制御を保持することを特徴とする、請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記駆動信号位相制御手段は、前記ロータ位置信号の周期が所定周期以上の場合、前記駆動信号の位相制御を停止する位相制御停止手段を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ駆動装置。
6. 前記駆動信号位相制御手段は、前記ロータ位置信号の複数周期分に関する前記位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御することを特徴とする、請求項１に記載のモータ駆動装置。
7. 前記駆動信号位相制御手段は、前記モータにおける複数相の駆動コイルの少なくとも１相に関する前記位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御することを特徴とする、請求項１に記載のモータ駆動装置。
8. 前記駆動信号生成手段は、
   前記ロータ位置信号の周期を所定期間に分割した信号を表す逓倍信号を生成する逓倍器と、
   前記逓倍信号に基づいて、前記ロータ位置信号と同等の周期の駆動波形信号を生成する駆動波形形成器と、
   前記駆動波形信号に基づいて、ＰＷＭ変調された前記駆動信号を生成するＰＷＭ波形成器と、を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ駆動装置。
9. 前記駆動信号位相制御手段は、前記駆動波形信号の位相を制御することを特徴とする、請求項８に記載のモータ駆動装置。
10. 前記モータ電流位相検出手段は、高電位電源と低電位電源との間に前記駆動電力生成手段を介して接続され、前記駆動電力生成手段と高電位電源または低電位電源との間に流れるモータ電流を検出し、モータ電流信号を生成するモータ電流検出手段を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ駆動装置。
11. 前記駆動信号位相制御手段は、前記モータ電流信号の大きさが所定値以下の場合、前記駆動信号の位相制御を停止する位相制御停止手段を含むことを特徴とする、請求項１０に記載のモータ駆動装置。
12. 前記モータは、第１相駆動コイルと第２相駆動コイルと第３相駆動コイルを含み、
    前記駆動電力生成手段は、第１駆動状態において、前記第２相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力を供給し、前記第１相駆動コイルと前記第３相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力を供給し、第２駆動状態において、前記第１相駆動コイルと前記第２相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力を供給し、前記第３相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力を供給し、
    前記モータ電流位相検出手段は、前記第１駆動状態と前記第２駆動状態とに基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項１０に記載のモータ駆動装置。
13. 前記モータ電流位相検出手段は、前記第１駆動状態と前記第２駆動状態における前記モータ電流信号の大きさが大略同等となる時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項１２に記載のモータ駆動装置。
14. 前記モータは、第１相駆動コイルと第２相駆動コイルと第３相駆動コイルを含み、
    前記モータ電流位相信号は、前記第２相駆動コイルと前記第３相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力が供給され、前記第１相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力が供給される駆動状態に基づいて、生成されることを特徴とする、請求項１０に記載のモータ駆動装置。
15. 前記モータ電流位相検出手段は、前記駆動状態における前記モータ電流信号の大きさが大略ゼロとなる時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項１４に記載のモータ駆動装置。
16. 前記モータは、Ｎ相（Ｎは２以上の整数）の駆動コイルを含み、
    前記駆動電力生成手段は、前記Ｎ相の駆動コイルに、Ｎ相のモータ端子を介してＮ相の前記駆動電力をそれぞれ供給するＮ相の給電器を含み、
    前記給電器は、
    高電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給する高電位側スイッチ部と、
    低電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給する低電位側スイッチ部と、
    前記駆動コイルから前記高電位電源に前記モータ電流が流れる高電位側単方向導通部と、
    前記低電位電源から前記駆動コイルに前記モータ電流が流れる低電位側単方向導通部と、を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ駆動装置。
17. 前記モータ電流位相検出手段は、前記低電位側スイッチ部が導通し、前記モータ端子が前記低電位電源の電位となる導通駆動状態と、前記高電位側スイッチ部が導通し、前記モータ端子が前記高電位電源の電位となる導通駆動状態との間において、前記低電位側スイッチ部と前記高電位側スイッチ部の両方が非導通となる非導通駆動状態における前記モータ端子の電位に基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項１６に記載のモータ駆動装置。
18. 前記モータ電流位相検出手段は、少なくとも１回の前記導通駆動状態を介する２回の前記非導通駆動状態において、前記モータ端子の電位が、前記低電位電源の電位よりも低くなる、一方の前記非導通駆動状態と、前記高電位電源の電位よりも高くなる、他方の前記非導通駆動状態との間の時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項１７に記載のモータ駆動装置。
19. 駆動電力を生成し、モータにモータ電流を流すことにより、前記モータを駆動する方法であって、
    前記モータのロータの位置を検出し、ロータ位置信号を生成するステップと、
    前記ロータ位置信号に基づいて、駆動信号を生成するステップと、
    前記駆動信号に基づいて、前記駆動電力を生成するステップと、
    前記モータ電流の位相を検出し、モータ電流位相信号を生成するステップと、
    前記モータ電流位相信号と前記ロータ位置信号との位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御するステップと、を有することを特徴とするモータ駆動方法。
20. 前記位相を制御するステップは、前記位相差が所定値以下の場合、前記駆動信号の位相制御を保持するステップを含むことを特徴とする、請求項１９に記載のモータ駆動方法。
21. 前記位相制御を停止するステップは、前記ロータ位置信号の周期が第１所定周期以下の場合、前記駆動信号の位相制御を保持することを特徴とする、請求項２０に記載のモータ駆動方法。
22. 前記位相制御を停止するステップは、前記ロータ位置信号の周期が、前記第１所定周期より小さい第２所定周期以上の場合、前記駆動信号の位相制御を停止することを特徴とする、請求項２１に記載のモータ駆動方法。
23. 前記位相を制御するステップは、前記ロータ位置信号の周期が所定周期以上の場合、前記駆動信号の位相制御を停止するステップを含むことを特徴とする、請求項１９に記載のモータ駆動方法。
24. 前記位相を制御するステップは、前記ロータ位置信号の複数周期分に関する前記位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御することを特徴とする、請求項１９に記載のモータ駆動方法。
25. 前記位相を制御するステップは、前記モータにおける複数相の駆動コイルの少なくとも１相に関する前記位相差に基づいて、前記駆動信号の位相を制御することを特徴とする、請求項１９に記載のモータ駆動方法。
26. 前記駆動信号を生成するステップは、
    前記ロータ位置信号の周期を所定期間に分割した信号を表す逓倍信号を生成するステップと、
    前記逓倍信号に基づいて、前記ロータ位置信号と同等の周期の駆動波形信号を生成するステップと、
    前記駆動波形信号に基づいて、ＰＷＭ変調された前記駆動信号を生成するステップと、を含むことを特徴とする、請求項１９に記載のモータ駆動方法。
27. 前記位相を制御するステップは、前記駆動波形信号の位相を制御することを特徴とする、請求項２６に記載のモータ駆動方法。
28. 前記モータ電流位相信号を生成するステップは、高電位電源または低電位電源との間に流れるモータ電流を検出し、モータ電流信号を生成するステップを含むことを特徴とする、請求項１９に記載のモータ駆動方法。
29. 前記位相を制御するステップは、前記モータ電流信号の大きさが所定値以下の場合、前記駆動信号の位相制御を停止するステップを含むことを特徴とする、請求項２８に記載のモータ駆動方法。
30. 前記駆動電力を生成するステップは、第１駆動状態において、前記モータの第２相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力を供給し、前記モータの第１相駆動コイルと第３相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力を供給し、第２駆動状態において、前記第１相駆動コイルと前記第２相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力を供給し、前記第３相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力を供給し、
    前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記第１駆動状態と前記第２駆動状態とに基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項２８に記載のモータ駆動方法。
31. 前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記第１駆動状態と前記第２駆動状態における前記モータ電流信号の大きさが大略同等となる時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項３０に記載のモータ駆動方法。
32. 前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記モータの第２相駆動コイルと第３相駆動コイルに前記高電位電源から前記駆動電力が供給され、前記モータの第１相駆動コイルに前記低電位電源から前記駆動電力が供給される駆動状態に基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項２８に記載のモータ駆動方法。
33. 前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記駆動状態における前記モータ電流信号の大きさが大略ゼロとなる時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項３２に記載のモータ駆動方法。
34. 前記駆動電力を生成するステップは、
    高電位電源から、前記モータのモータ端子を介して駆動コイルに前記駆動電力を供給するステップと、
    低電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給するステップと、
    前記駆動コイルから前記高電位電源に前記モータ電流が流れるステップと、
    前記低電位電源から前記駆動コイルに前記モータ電流が流れるステップと、を含むことを特徴とする、請求項１９に記載のモータ駆動方法。
35. 前記モータ電流位相信号を生成するステップは、前記低電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給し、前記モータ端子が前記低電位電源の電位となる導通駆動状態と、前記高電位電源から前記駆動コイルに前記駆動電力を供給し、前記モータ端子が前記高電位電源の電位となる導通駆動状態との間において、前記駆動電力を供給しない非導通駆動状態における前記モータ端子の電位に基づいて、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項３４に記載のモータ駆動方法。
36. 前記モータ電流位相信号を生成するステップは、少なくとも１回の前記導通駆動状態を介する２回の前記非導通駆動状態において、前記モータ端子の電位が、前記低電位電源の電位よりも低くなる、一方の前記非導通駆動状態と、前記高電位電源の電位よりも高くなる、他方の前記非導通駆動状態との間の時点で、前記モータ電流位相信号を生成することを特徴とする、請求項３５に記載のモータ駆動方法。
    

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