JP2008022685A - モータ制御装置及びそれを備えた圧縮機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で制御することができ、且つ、制御における演算量が少ないモータ制御装置を提供する。
【解決手段】インバータ回路３と制御手段とを備え、前記制御手段が、インバータ回路３を流れる直流電流に基づいてモータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差を検出する位相差検出部８と、前記位相差に応じて１８０度通電駆動方式用のＰＷＭデータを作成するＰＷＭデータ作成手段と、モータの機械角に対応するトルク変動補正値を予め記憶するトルク変動補正値テーブル１６と、前記ＰＷＭデータ（ＰＷＭデータ作成部１５の出力）と前記トルク変動補正値（トルク補正データ作成部１８の出力）とからインバータ回路３に出力するＰＷＭ波形信号を作成するＰＷＭ波形信号作成手段とを有するモータ制御装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石が装着された回転子を有するブラシレスモータ等の同期モータを駆動制御するモータ制御装置及びそれを備えた圧縮機駆動装置に関する。

モータの駆動方法において１８０度通電駆動方法とは、モータ巻線電流の波形に通電休止期間を設けずに同期モータの駆動を制御する方法をいう。通常、この方法においては、モータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差を制御する。

特許文献１では、１８０度通電駆動方法により同期モータを制御および駆動する場合において、モータ駆動用インバータ回路を流れる直流電流に基づいて交流電圧と交流電流との位相差を検出し、検出された交流電圧／電流位相差（モータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差）に応じてインバータ制御を行うインバータ装置を用いることが提案されている。

また、特許文献２では、１８０度通電駆動方法でのモータ効率を高める技術として、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で制御するモータの制御装置が提案されている。

当該モータの制御装置は、「複数相のコイルを備えた、同期モータを制御するための制御装置であって、前記複数相のうちのいずれかの特定相の電流を検出するための第１の検出手段と、前記電流の脈動に基づいて前記同期モータの回転子の機械角を検出するための第２の検出手段と、各相における、補正前の電圧データを前記各相ごとに作成するための作成手段と、複数のスイッチング素子を含み、制御データに基づいて、各前記スイッチング素子の導通を制御し、各前記コイルに通電するための通電手段と、前記機械角に対応し、前記電圧データを補正する第１の補正値を記憶するための第１の記憶手段と、前記通電手段を制御するための制御手段とを含み、前記制御手段は、前記特定相の電圧において、予め定められた位相を基準とした、同じ長さの期間における、前記特定相の電流の積算値同士の比率を算出するための第１の算出手段と、前記第１の算出手段により算出された前記比率を目標の比率に制御するように、前記電圧データを補正する第２の補正値を算出するための第２の算出手段と、前記各相の電圧データと前記第１の補正値と前記第２の補正値とに基づいて、各相ごとの前記制御データを算出するための第３の算出手段とを含む、モータの制御装置」又は「複数相のコイルを備えた、同期モータを制御するための制御装置であって、複数のスイッチング素子を含み、制御データに基づいて、各前記スイッチング素子の導通を制御し、各前記コイルに通電するための通電手段と、前記複数相のうちのいずれかの特定相の電流を検出するための第１の検出手段と、前記通電手段に供給される直流電流の脈動に基づいて前記同期モータの回転子の機械角を検出するための第２の検出手段と、前記直流電流を検出するための第３の検出手段と、各相における、補正前の電圧データを前記各相ごとに作成するための作成手段と、前記機械角に対応し、前記電圧データを補正する第１の補正値を記憶するための第１の記憶手段と、前記通電手段を制御するための制御手段とを含み、前記制御手段は、前記特定相の電圧において、予め定められた位相を基準とした、同じ長さの期間における、前記特定相の電流の積算値同士の比率を算出するための第１の算出手段と、前記第１の算出手段により算出された前記比率を目標の比率に制御するように、前記電圧データを補正する第２の補正値を算出するための第２の算出手段と、前記各相の電圧データと前記第１の補正値と前記第２の補正値とに基づいて、各相ごとの前記制御データを算出するための第３の算出手段とを含む、モータの制御装置」である。
特開２００５−１６０１４９号公報 特開２００４−２７４８４１号公報

しかし、前述の特許文献１及び特許文献２でそれぞれ提案されている装置には、以下のような問題がある。

特許文献１で提案されているインバータ装置を用いたモータ制御装置は、同一回転条件下において、制御が可能となる装置である。特別な制御がない場合、モータを同一の回転速度で駆動するためには、同期モータに接続される負荷が一定（負荷トルク変動小）であることを必要とする。敢えて負荷トルク変動が大きい負荷に接続された同期モータを制御させた場合、負荷トルクの影響によりロータの回転速度は変動する。ロータの回転速度が変動すると、位相差情報は想定される値から大きく変動する。位相差情報が想定される値から大きく変動すると、モータ制御装置は負荷トルク変動に対応して同期モータを制御することができなくなる。負荷トルク変動に対応して同期モータを制御することができなくなると、同期モータの発生トルクは低下する。最終的には位相差情報がモータ駆動可能な範囲から外れ、モータ駆動自体が不可能になり、同期モータが停止する（以下、「モータ脱調」と称する）。

特許文献２で提案されているモータの制御装置は、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で制御することができ、モータ脱調を防止することもできるが、制御手段（例えばマイクロコンピュータ）の演算量が多くなってしまう問題がある。

特許文献１で提案されているインバータ装置を用いたモータ制御装置は、インバータ装置に設けられる制御装置（例えばマイクロコンピュータ）が演算能力の低いものであっても、１８０度通電駆動方法によりモータを駆動することが可能であるが、例えば、同期モータを高回転で駆動するほど、演算に必要な時間が長くなり、それに加え特許文献２で提案されているモータの制御装置のような演算量が多くなる制御方法を取り入れると、制御装置の演算に必要な時間が長くなり、回転数に応じた所定時間内に演算が終了せず、モータの駆動が不可能になる可能性がある。

本発明は、上記の問題点に鑑み、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で制御することができ、且つ、制御における演算量が少ないモータ制御装置及びそれを備えた圧縮機駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るモータ制御装置は、直流電力を交流電力に変換するモータ駆動用インバータ回路と、位相差制御方式によって前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記インバータ回路を流れる直流電流に基づいてモータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差を検出する位相差検出手段と、前記位相差に応じて１８０度通電駆動方式用ＰＷＭデータを作成するＰＷＭデータ作成手段と、モータの機械角に対応するトルク変動補正値を予め記憶する記憶手段と、前記１８０度通電駆動方式用ＰＷＭデータと前記トルク変動補正値とから前記インバータ回路の各スイッチング素子に出力するＰＷＭ波形信号を作成するＰＷＭ波形信号作成手段とを有している構成とする。

このような構成によると、前記モータのモータトルクが前記トルク変動補正値にしたがって増減され、前記モータの負荷トルクに応じたトルク制御が可能になるため、モータ脱調を防止し、さらには前記モータの１回転中の回転数変動を抑えることができる。したがって、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で制御することができる。さらに、特許文献２で提案されているモータの制御装置に比べて制御における演算量を少なくすることができる。

上記構成のモータ制御装置において、例えば、前記ＰＷＭ波形信号作成手段が、前記１８０度通電駆動方式用ＰＷＭデータと前記トルク変動補正値との加算値に基づいて前記ＰＷＭ波形信号を作成するとよい。

また、前記制御装置が、間欠通電駆動方式用ＰＷＭ波形信号を作成する手段を有し、前記モータの始動時は、前記トルク変動補正値を用いず、前記間欠通電駆動方式用ＰＷＭ波形信号を前記インバータ回路の各スイッチング素子に出力することが望ましい。

また、前記モータの機械角の基準位置の決定を、前記モータの始動時において前記間欠通電駆動方式用ＰＷＭ波形信号を前記インバータ回路の各スイッチング素子に出力しているときに１回のみ行うことが望ましい。

また、前記トルク変動補正値を、予め測定された前記モータの負荷トルクの変動パターンに基づいて設定するとよい。

また、本発明に係る圧縮機駆動装置は、上記いずれかの構成のモータ制御装置を備えている。

本発明に係るモータ制御装置によると、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で制御することができ、且つ、制御における演算量を少なくすることができる。

本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係るモータ制御装置の一構成例を図１に示す。図１に示す本発明に係るモータ制御装置は、コンバータ回路２と、インバータ回路３と、３相ブラシレスモータ４（以下、「モータ４」という）と、電流検出抵抗５と、直流電流検出アンプ６と、マイクロコンピュータ７とによって構成されており、商用電源１から電力を受け取っている。

コンバータ回路２は、商用電源１からの交流電圧を直流電圧に変換してインバータ回路３に供給する。インバータ回路３から出力される３相交流電圧がモータ４に供給される。コンバータ回路２とインバータ回路３は正極直流ライン及び負極直流ラインによって接続されており、前記負極直流ラインに電流検出抵抗５が設けられている。直流電流検出アンプ６は、電流検出抵抗５の両端に発生する電圧に基づいて、コンバータ回路２からインバータ回路３に流れる直流電流を検出し、検出した直流電流を増幅して、直流電流信号としてマイクロコンピュータ７内の位相差検出部８に出力する。

マイクロコンピュータ７は、モータ４を駆動制御するための回路であり、位相差検出部８と、目標位相差情報格納部９と、加算器１０と、ＰＩ演算部１１と、回転数設定部１２と、正弦波データテーブル１３と、正弦波データ作成部１４と、ＰＷＭデータ作成部１５と、トルク変動補正値テーブル１６と、モータ回転子機械角設定部１７と、トルク補正データ作成部１８と、トルク変動補正値加算器１９と、ＰＷＭ作成部２０と、間欠通電駆動部２１と、駆動方式選択部２２とを含み、各処理をプログラムにしたがってソフト的に行う。

位相差検出部８は、直流電流検出アンプ６の出力である直流電流信号と、電正弦波データ作成部１４から出力されるＵ相のモータ駆動電圧位相情報とを用いて、モータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差を検出し、検出した位相差に関する情報（以下、位相差情報という）を加算器１０に出力する。なお、位相差検出部８での検出方法の詳細は後述する。

目標位相差情報格納部９は、目標とするモータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差に関する情報（以下、目標位相差情報という）を格納しており、目標位相差情報を加算器１０に出力する。

加算器１０は、目標位相差情報格納部９の出力である目標位相差情報の目標位相差の値から位相差検出部８の出力である位相差情報の位相差の値を引いて、目標位相差と検出した位相差との誤差量を求め、その誤差量をＰＩ演算部１１に出力する。

ＰＩ演算部１１は、Ｐ制御により前記誤差量に対して所定の増幅を行って比例誤差量を算出し、Ｉ制御により前記誤差量を積算してその積算値を増幅して積分誤差量を算出し、前記比例誤差量と前記積分誤差量とを加算してデューティ基準値を得、そのデューティ基準値をＰＷＭデータ作成部１５に出力する。

図１に示す本発明に係るモータ制御装置は、逆起電圧パルスなどを検出して速度制御を行う方式を採用しておらず、モータ４の回転数がモータ巻線に通電するモータ駆動電圧の周波数で決定されるいわゆる強制励磁駆動方式を採用している。以下、回転数の設定及びＰＷＭ出力について説明する。

回転数設定部１２は、駆動方式選択部２２が１８０度通電駆動方式を選択しているときに、モータ４の回転数指令を設定する。正弦波データテーブル１３は、連続的にアナログ値を出力すると正弦波波形が出力されるデータ列（所定のデータ個数で構成された正弦波データ）を予め記憶しており、このデータ列の参照アドレスがＰＷＭキャリア周期ごとに所定数ずつ更新される。この所定数が大きいほどモータ４は高回転になる。つまり、モータ４の回転数は、モータ４の構造的なものを除外すると、ＰＷＭキャリア周波数と正弦波データテーブル１３に予め記憶されているデータ列の参照アドレスの更新間隔（上記所定数）とで決まるものである。ちなみに、前記参照アドレスはモータ駆動電圧の位相情報そのものである。なお、正弦波データの作成は、正弦波データテーブルを元に作成せずに、その都度正弦波演算を行って作成しても構わない。

正弦波データ作成部１４は、回転数設定部１２で設定されている回転数指令に基づいて、モータ４のモータ巻線端子の各相に対応した正弦波データ（電気角で１２０度ずつずらした正弦波データ）を正弦波データテーブル１３から読み出して、ＰＷＭデータ作成部１５に出力するとともに、Ｕ相の正弦波データからＵ相のモータ駆動電圧位相情報を位相差検出部８及びモータ回転子機械角設定部１７に出力する。

ＰＷＭデータ作成部１５は、正弦波データ作成部１４で求まった各相の正弦波データと、ＰＩ演算部１１で求まったデューティ基準値とを乗算し、その乗算値に基づいてＰＷＭデータを出力する。例えば、ＰＷＭデータ作成部１５は、ＰＷＭキャリア周期で三角波を発生させ、この三角波の波高値と前記乗算値とを比較し、その比較結果に基づいてＨｉｇｈ／Ｌｏｗ出力することで、各相のＰＷＭデータを出力する。

トルク変動補正値テーブル１６は、所定のデータ個数で構成されたトルク変動補正値を予め記憶している。モータ回転子機械角設定部１７は、正弦波データ作成部１４から出力されるＵ相のモータ駆動電圧位相情報に基づいて、モータ４のモータ回転子機械角を設定する。トルク補正データ作成部１８は、モータ回転子機械角設定部１７で設定されているモータ４のモータ回転子機械角に基づいて、トルク変動補正値テーブル１８からトルク変動補正値を読み出して、トルク変動補正値加算器１９に出力する。

トルク変動補正値加算器１９は、ＰＷＭデータ作成部１５から出力された各相のＰＷＭデータと、トルク補正データ作成部１８から出力されたトルク変動補正値とを加算し、その算出結果をＰＷＭ作成部２０に出力する。ＰＷＭ作成部２０は、インバータ回路３の各スイッチング素子に出力するＰＷＭ波形信号を、トルク変動補正値加算器１９の出力に基づいて作成し、インバータ回路３の各スイッチング素子に出力する。

上記構成によると、モータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差を一定に制御するための位相差制御フィードバックループによって、モータ駆動電圧の大きさ（ＰＷＭデューティのデューティ幅）が決定される。また、モータ４を所望の回転数で回転させるために、所望の周波数で出力される正弦波データによって回転数が決定される。これによって所望の位相差、所望の回転数でモータ４が駆動・制御される。

図２に、インバータ回路３の各スイッチング素子の状態とコンバータ回路２からインバータ回路３に流れる直流電流Ｉｄｃとの関係を示す。インバータ回路３の上アームスイッチング素子のうちＵ相上アームスイッチング素子のみ通電している第１の通電期間Ｔ１における直流電流Ｉｄｃの値はほぼＩｄｃ１となり、インバータ回路３の下アームスイッチング素子のうちＵ相下アームスイッチング素子のみ通電している第２の通電期間Ｔ２における直流電流Ｉｄｃの値はほぼＩｄｃ２となる。

図３は、図２の第１の通電期間Ｔ１における直流電流Ｉｄｃとモータ巻線電流の関係を示す図である。なお、図３において図１と同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。インバータ回路３は、３対のスイッチング素子（例えばトランジスタ）で構成され、図３では簡略化しＵ相上アームスイッチング素子、Ｖ相上アームスイッチング素子、Ｗ相上アームスイッチング素子、Ｕ相下アームスイッチング素子、Ｖ相下アームスイッチング素子、Ｗ相下アームスイッチング素子をそれぞれスイッチＳＷ１〜ＳＷ６として図示している。図２の第１の通電期間Ｔ１では、インバータ回路３の上アームスイッチング素子のうちスイッチＳＷ１のみが通電している。そのため、直流電流Ｉｄｃの値はほぼＩｄｃ１であり、Ｕ相電流（Ｉｕ）と等しい。

図４は、図２の第２の通電期間Ｔ２における直流電流Ｉｄｃとモータ巻線電流の関係を示す図である。なお、図４において図１及び図３と同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図２の第２の通電期間Ｔ２では、インバータ回路３の下アームスイッチング素子のうちスイッチＳＷ６のみが通電している。そのため、直流電流Ｉｄｃの値はＩｄｃ２であり、−Ｗ相電流（−ｉｗ）と等しい。

同様に考えるとＵ、Ｖ、Ｗ相のＰＷＭパルスパターンに応じて、直流電流Ｉｄｃに各相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが現れ、その関係は図５のようになる。

また、交流電圧データに応じて、直流電流Ｉｄｃに現れる各相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの関係は図６のようになる。これより、電流検出モード１と２においては、すなわちモータ４の電気的通電角が３０°〜１５０°の範囲においては、上アームスイッチング素子の１つのみが通電しているときの直流電流Ｉｄｃを検出すれば、Ｕ相電流（Ｉｕ）を検出することが可能である。

続いて、この検出したＵ相電流（Ｉｕ）を用いて、位相差情報（モータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差に関する情報）を得る方法について説明する。図７に示すように、検出したＵ相電流（Ｉｕ）の面積比から位相差情報を演算する。つまり、図８に示すように、Ｕ相電圧位相における第１の位相期間θ０を３０〜９０度、第２の位相期間θ１を９０〜１５０度としている。また、各サンプリングタイミングがすべてｔｓという等間隔の位相間隔でｎ回（図８の場合３回ずつ、計６回）サンプリングするように設定している。そして、第１の位相期間θ０でのＵ相電流信号面積Ｓ０を電流値Ｉ０、Ｉ１、Ｉ２を積算して求め（Ｓ０＝Ｉ０＋Ｉ１＋Ｉ２）、第２の位相期間θ１でのＵ相電流信号面積Ｓ１を電流値Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５を積算して求め（Ｓ１＝Ｉ３＋Ｉ４＋Ｉ５）、２つのＵ相電流信号面積の比（Ｓ０／Ｓ１）を位相差情報として算出する。図８の場合、位相差情報は１である。

また、電流検出モード４と５においては、すなわちモータ４の電気的通電角が２１０°〜３３０°の範囲においては、下アームスイッチング素子の１つのみが通電しているときの直流電流Ｉｄｃを検出すれば、−Ｕ相電流（−Ｉｕ）を検出することが可能である。この−Ｕ相電流（−Ｉｕ）を用いて、図９に示すように、検出した−Ｕ相電流（−Ｉｕ）の面積比（Ｓ２／Ｓ３）から位相差情報を演算してもよい。

さらには、図７に示す方法で演算した位相差情報及び図９に示す方法で演算した位相差情報の平均化処理を行ってもよい。

ここで、モータ４の負荷として、図１２のレシプロ型圧縮機の負荷トルク特性に示すようなモータ回転中に大きな負荷変動を有するものをモータ４に接続する場合について説明する。モータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差を一定に制御する位相差制御では、このような大きく急激な負荷トルク変動に追従することは位相差検出周期などの関係から困難である。このため、特許文献１で提案されているインバータ装置を用いたモータ制御装置等では、負荷トルクが大きいときはモータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差がモータ駆動可能な範囲から外れ、モータ脱調を生じてしまう。また、逆に負荷トルクが小さくモータ駆動電圧が過大であるときは過大に発生するモータトルクによって振動的となり、やがてモータ脱調となってしまう。

そこで、図１に示す本発明に係るモータ制御装置では、トルク変動補正値テーブル１６が、所定のデータ個数で構成されたトルク変動補正値を予め記憶し、トルク補正データ作成部１８が、モータ回転子機械角設定部１７で設定されているモータ４のモータ回転子機械角に基づいて、トルク変動補正値テーブル１８からトルク変動補正値を読み出し、トルク変動補正値加算器１９が、ＰＷＭデータ作成部１５から出力された各相のＰＷＭデータと、トルク補正データ作成部１８から出力されたトルク変動補正値とを加算し、その算出結果をＰＷＭ作成部２０に出力し、ＰＷＭ作成部２０が、インバータ回路３の各スイッチング素子に出力するＰＷＭ波形信号を、トルク変動補正値加算器１９の出力に基づいて作成し、インバータ回路３の各スイッチング素子に出力している。これにより、モータ４のモータトルクがトルク変動補正値にしたがって増減され、負荷トルクに応じたトルク制御が行われるため、モータ脱調を防止し、さらにはモータ４の１回転中の回転数変動が抑えられる。したがって、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で制御することができる。さらに、特許文献２で提案されているモータの制御装置に比べて制御における演算量を少なくすることができる。

ここで、トルク変動補正値は、図１１に示すように、モータ回転子の機械的位置に対応した機械角毎のトルク補正量Ａ０である。また、レシプロ型圧縮機の負荷トルク特性Ａ１は予め測定され、トルク変動補正値は、モータトルク特性とレシプロ型圧縮機の負荷トルク特性Ａ１とがほぼ等しくなるように設定される。

ここで、トルク変動補正値テーブル１６の各データと正弦波データテーブル１３の各データとは、モータ回転子の機械的位置に対応した機械角の同じ位相で分割される。また、トルク変動補正値は、図１１から明らかなように、モータ回転子の機械的位置に対応した機械角により一意的に決定される。ただし、機械角毎のインバータ駆動電圧位相については、始動後の間欠通電駆動方式で駆動中に判定することとし、３相４極ブラシレスモータを例にすると、３相４極のモータの場合機械角１−１８０°に対し電気角１−３６０°、機械角１８１度−３６０°に対し電気角１−３６０°となり、電気角の位相差は一意的に決定しないので、現在どの機械角であるかを判定しておく必要がある。

機械角の決定処理の例について図１２のフローチャートを参照して説明する。

図１２のフローチャートの動作中は、駆動方式選択部２２が間欠通電駆動方式を選択し、間欠通電駆動方式でモータ４を駆動している。間欠通電駆動部２１は、まず周期Ｐ１の時間を測定し（ステップＳ２１）、続いて周期２の時間を測定する（ステップＳ２２）。その後、間欠通電駆動部２１は、周期Ｐ１の時間が周期Ｐ２の時間より長いか否かを判定する（ステップＳ２３）。

周期Ｐ１の時間が周期Ｐ２の時間より長ければ（ステップＳ２３のＹＥＳ）、間欠通電駆動部２１は、内蔵する周期Ｐ１用カウンタのカウント数Ｔ１をインクリメントし、内蔵する周期Ｐ２用カウンタのカウント数Ｔ２を０とし（ステップＳ２４）、その後ステップＳ２６に移行する。周期Ｐ２用カウンタのカウント数Ｔ２を０とするのは負荷の状態によって各周期の時間が変化する場合があるためである。ただし、回転子の機械角の１回転での負荷変動が小さい圧縮機をモータ４が駆動する場合に機械角の決定ができなくなることを防止するために、周期Ｐ２用カウンタのカウント数Ｔ２を０とするのではなく、周期Ｐ２用カウンタのカウント数Ｔ２をデクリメントするようにしてもよい。

周期Ｐ１の時間が周期Ｐ２の時間より長くなければ（ステップＳ２３のＮＯ）、間欠通電駆動部２１は、周期Ｐ２用カウンタのカウント数Ｔ２をインクリメントし、周期Ｐ１用カウンタのカウント数Ｔ１を０とし（ステップＳ２５）、その後ステップＳ２７に移行する。周期Ｐ１用カウンタのカウント数Ｔ１を０とするのは負荷の状態によって各周期の時間が変化する場合があるためである。ただし、回転子の機械角の１回転での負荷変動が小さい圧縮機をモータ４が駆動する場合に機械角の決定ができなくなることを防止するために、周期Ｐ１用カウンタのカウント数Ｔ１を０とするのではなく、周期Ｐ１用カウンタのカウント数Ｔ１をデクリメントするようにしてもよい。

ステップＳ２６において、間欠通電駆動部２１は、周期Ｐ１用カウンタのカウント数Ｔ１が所定の数Ｎより大きいか否かを判定する。周期Ｐ１用カウンタのカウント数Ｔ１が所定の数Ｎより大きくなければ（ステップＳ２６のＮＯ）、ステップＳ２１に移行する。一方、周期Ｐ１用カウンタのカウント数Ｔ１が所定の数Ｎより大きければ（ステップＳ２６のＹＥＳ）、機械角の決定が可能であるため、ステップＳ２８に移行する。

ステップＳ２７において、間欠通電駆動部２１は、周期Ｐ２用カウンタのカウント数Ｔ２が所定の数Ｎより大きいか否かを判定する。周期Ｐ２用カウンタのカウント数Ｔ２が所定の数Ｎより大きくなければ（ステップＳ２７のＮＯ）、ステップＳ２１に移行する。一方、周期Ｐ２用カウンタのカウント数Ｔ２が所定の数Ｎより大きければ（ステップＳ２７のＹＥＳ）、機械角の決定が可能であるため、ステップＳ２８に移行する。

ステップＳ２８において、間欠通電駆動部２１は、機械角０度を決定する。例えば、周期Ｐ１から周期Ｐ２への切り替わり時点を機械角０度とする。機械角０°決定後機械角１°―１８０°までをステート１、機械角１８１°―３６０°までをステート２と設定しておけば、ステートと電気角の情報により機械角を判定することができる。

図１２のフローチャートは周期が２種類である場合に関するものであるが、周期が３種類以上である場合は最も長い周期専用のカウンタのカウント数をインクリメントすればよい。

なお、トルク変動補正値テーブル１６が予め記憶するデータは、モータトルクをＰＷＭデューティにより制御する場合、ＰＷＭデューティの補正量である。ここで、圧縮機の負荷変動は圧縮機のサイクルの圧力に依存し、圧縮機を駆動するモータの回転数には依存しないことから、トルク変動補正のパターンは１つのトルク変動補正パターンのみを記憶しておく。

ここで、始動後などのサイクルの圧力が安定していない期間は、駆動方式選択部２２が間欠通電駆動方式を選択し、トルク変動補正値による補正を行わずに間欠通電駆動部２１がＰＷＭ作成部２０に各相のＰＷＭデータを供給して間欠通電駆動方式でモータ４を駆動し、駆動途中で駆動方式選択部２２が選択を間欠通電駆動方式から１８０度通電駆に切り替え、駆動方式選択部２２の選択にしたがって駆動方式が間欠通電駆動方式から１８０度通電駆動方式に切り替わることで、記憶するトルク変動補正値を１つにすることができる。圧縮機のサイクルの圧力を判定できる手段を有している場合は、複数のトルク補正パターンを記憶しておき、圧縮機のサイクルの圧力に応じたトルク補正パターンを選択することでさらに制御性能を向上させることができる。なお、間欠通電駆動方式の一例である矩形波１２０度通電駆動方式における駆動波形は図１３に示すようになる。図１３は、インバータ回路１３のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ波形信号をコイル端子ごとにアナログ値として示した波形図であり、実際の通電期間中の駆動波形は数〜数十ｋＨｚでＰＷＭチョッピングされている。

次に、１回転中の負荷変動の大きいシングルロータリ型圧縮機モータを駆動した場合の負荷トルクとモータ駆動電圧（１相分）と角速度の関係を示す。図１４が特許文献１で提案されているインバータ装置を用いたモータ制御装置の場合であり、図１５が図１に示す本発明に係るモータ制御装置の場合である。特許文献１で提案されているインバータ装置を用いたモータ制御装置では、角速度の変動が大きく、ひいては圧縮機の振動も大きくなるが、図１に示す本発明に係るモータ制御装置では、トルク変動補正値によりデューティ基準値が補正され、モータ駆動電圧が補正されることにより、モータトルクと負荷トルクとが一致するようにモータ巻線電流が補正され、角速度変動が小さくなり、圧縮機の振動も小さくなる。

は、本発明に係るモータ制御装置の一構成例を示す図である。 は、インバータ回路の各スイッチング素子の状態とコンバータ回路からインバータ回路に流れる直流電流との関係を示す図である。 は、第１の通電期間における直流電流とモータ巻線電流の関係を示す図である。 は、第２の通電期間における直流電流とモータ巻線電流の関係を示す図である。 は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のＰＷＭパルスパターンに応じて直流電流に現れる各相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを示す図である。 は、交流電圧データに応じて直流電流に現れる各相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを示す図である。 は、第１の通電期間における位相差情報の演算に用いるＵ相電流の面積比を説明するための図である。 は、Ｕ相電圧位相情報とＵ相電流のサンプリングタイミングとの関係を示す図である。 は、第２の通電期間における位相差情報の演算に用いる−Ｕ相電流の面積比を説明するための図である。 は、レシプロ型圧縮機の負荷トルク変動を示す図である。 は、図１に示すモータ制御装置において、３相４極ブラシレスモータの場合の各ステートの機械角と電気角との関係を示す図である。 は、機械角の決定処理のフローチャートである。 は、矩形波１２０度通電駆動方式における駆動波形を示す図である。 は、従来のモータ制御装置における負荷トルク、モータ駆動電圧、及び角速度の関係を示す図である。 は、図１に示すモータ制御装置における負荷トルク、モータ駆動電圧、及び角速度の関係を示す図である。

符号の説明

１ 商用電源
２ コンバータ回路
３ インバータ回路
４ ３相ブラシレスモータ
５ 電流検出抵抗
６ 直流電流検出アンプ
７ マイクロコンピュータ
８ 位相差検出部
９ 目標位相差情報格納部
１０ 加算器
１１ ＰＩ演算部
１２ 回転数設定部
１３ 正弦波データテーブル
１４ 正弦波データ作成部
１５ ＰＷＭデータ作成部
１６ トルク変動補正値テーブル
１７ モータ回転子機械角設定部
１８ トルク補正データ作成部
１９ トルク変動補正値加算器
２０ ＰＷＭ作成部
２１ 間欠通電駆動部
２２ 駆動方式選択部

Claims (6)

1. 直流電力を交流電力に変換するモータ駆動用インバータ回路と、位相差制御方式によって前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記インバータ回路を流れる直流電流に基づいてモータ駆動電圧とモータ巻線電流との位相差を検出する位相差検出手段と、
   前記位相差に応じて１８０度通電駆動方式用ＰＷＭデータを作成するＰＷＭデータ作成手段と、
   モータの機械角に対応するトルク変動補正値を予め記憶する記憶手段と、
   前記１８０度通電駆動方式用ＰＷＭデータと前記トルク変動補正値とから前記インバータ回路の各スイッチング素子に出力するＰＷＭ波形信号を作成するＰＷＭ波形信号作成手段とを有していることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記ＰＷＭ波形信号作成手段が、前記１８０度通電駆動方式用ＰＷＭデータと前記トルク変動補正値との加算値に基づいて前記ＰＷＭ波形信号を作成する請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記制御装置は、間欠通電駆動方式用ＰＷＭ波形信号を作成する手段を有し、前記モータの始動時は、前記トルク変動補正値を用いず、前記間欠通電駆動方式用ＰＷＭ波形信号を前記インバータ回路の各スイッチング素子に出力する請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記モータの機械角の基準位置の決定を、前記モータの始動時において前記間欠通電駆動方式用ＰＷＭ波形信号を前記インバータ回路の各スイッチング素子に出力しているときに１回のみ行う請求項１〜３のいずれかに記載のモータ制御装置。
5. 前記トルク変動補正値が、予め測定された前記モータの負荷トルクの変動パターンに基づいて設定されている請求項１〜４のいずれかに記載のモータ制御装置。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載のモータ制御装置を備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置。