JP2008022111A - 歪み補償装置、及び無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直交変調された搬送波信号を増幅する過程で発生する非線形歪みを補償することが可能な、歪み補償装置、及び無線通信装置を提供すること。
【解決手段】アナログ直交ベースバンド信号に基づいて生成される送信希望波信号を増幅することにより、送信希望波信号に発生する非線形歪み成分を補償することが可能な歪み補償装置が提供される。該歪み補償装置は、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する歪み成分直交ベースバンド信号生成部と、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成する歪み成分合成部と、歪み成分合成部に対して歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御するための第１スイッチと、を備えることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、歪み補償装置、及び無線通信装置に関する。

従来、無線通信装置が備える増幅器は、送信電力を増幅する際、搬送波に歪み成分を発生させてしまうという問題があった。この歪み成分は、携帯電話の受信帯域に対する妨害やテレビ等の隣接チャンネルに対する干渉の原因となりうるものである。従って、従来より、搬送波の歪み成分が発生しにくい低歪み特性を有する送信電力増幅器が望まれている。さらに、昨今、第３世代携帯電話システムとして知られるＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式において、同じ帯域幅の搬送波を利用しながら、より高速な通信を可能にするＨＳＤＰＡ（Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｐａｃｋｅｔ Ａｃｃｅｓｓ）やＨＳＵＰＡ（Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｕｐｌｉｎｋ Ｐａｃｋｅｔ Ａｃｃｅｓｓ）といった技術が実施されようとしている。

こうした技術においては、コードの多重化に伴って、クレストファクター（波高率）が大きくなる為、同じ平均パワー送信時においても、従来の技術に比べて、歪み特性が劣化することが知られている。一般に、歪み特性を改善する方法としては、増幅素子の電流値を増加する等の措置が挙げられる。しかし、無線通信装置は、可能な限り小型のバッテリーを利用して十分な駆動時間を確保しなくてはならず、当該無線通信装置を構成する各回路において、低消費電力化が求められている。そこで、消費電力の増加を招くことなく、増幅器の歪み特性を改善する技術として、以下に述べる送信電力増幅器の歪み補償技術が注目されている。

現在、無線通信装置の送信部における歪み補償手段としては、負帰還法、プレディストータ法、又はフィードフォーワード法等が知られており、実用化されているものもある。

負帰還法は、送信電力増幅器の出力信号を、負帰還回路を介して入力側に負帰還させることで、非線形歪を補償する方法である。負帰還法のより具体的な例としては、帰還信号を同相、直交成分に分解して負帰還するカーテシアンループ（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ−ｌｏｏｐ）法が挙げられる。

プレディストータ法は、送信電力増幅器で発生する歪を打ち消すために、前もって歪ませた信号成分を入力信号に加えることにより、非線形歪を補償する方法である（例えば、特許文献１を参照）。プレディストータ法は、負帰還法とは異なり、開ループ制御であるため安定性に関して優れている。しかし、前もって歪ませた信号（プレディストーション信号）成分は、増幅器の特性パラメータに応じて最適化しなくてはならない点において、技術的な難しさがある。

フィードフォワード法は、送信電力増幅器において発生する歪み成分を検出し、この歪み成分を増幅した後、送信電力増幅器の出力信号から、この増幅された歪み成分を減算する方法である。フィードフォワード法は、プレディストータ法と同様に、開ループ制御である為、安定性に優れている。しかし、歪み成分を増幅する際に発生する非線形歪み成分や電力効率の増加が問題となる。

なお、これらの非線形歪み補償方法のうち、プレディストータ法は、安定性や電力効率が優れてる為、特に注目を集めている。例えば、「２００５ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｓｅｓｓｉｏｎ ＴＨ２Ｂ−６ 『Ｔｈｉｒｄ ａｎｄ Ｆｉｆｔｈ ｏｒｄｅｒ Ｂａｓｅ−Ｂａｎｄ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｉｎ ａ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｐｈｏｎｅ』」や特許文献１においては、デジタル領域における送信希望波の直行ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）から、プレディストーション信号の３次成分又は５次成分を生成する方法が開示されている。

特開２００４−２００７６７号公報

しかし、送信希望波の直交ベースバンド信号から、プレディストーション信号の３次成分又は５次成分を生成する場合、当該プレディストーション信号は、生成元である送信希望波の直交ベースバンド信号の３倍又は５倍の占有帯域を有する。従って、従来の構成により、デジタル領域で５次成分までを含んだプレディストーション信号を生成した場合、デジタル・アナログ変換機（ＤＡＣ；Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）には、送信希望波の直交ベースバンド信号の５倍もの帯域を有する信号の処理が要求されることになる。その結果、ＤＡＣを高速化することに伴う消費電力の増加や従来のデジタル信号処理部の設計変更等が必要となる。

また、上記の特許文献１に記載された歪み補償装置は、送信希望波信号及びプレディストーション信号をそれぞれ異なる直交変調回路にて直交変調した後、直交変調された送信希望波とプレディストーション信号とを合成するように構成されている。かかる構成において、適正な歪み補正が行われる為には、２つの異なる直交変調回路が、等価な特性を有していなくてはならない。しかし、回路配置が同じ２つの直交変調回路であっても、一般に、周波数が高くなるにつれて両者の特性が不均一になるという問題があり、３次成分又は５次成分までを含んだプレディストーション信号を直交変調する際、従来型の歪み補償装置では、好適な歪み補償効果を得られないという技術的な困難があった。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、電力消費を低減することが可能な、新規かつ改良された歪み補償装置、及び無線通信装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて生成される送信希望波信号を増幅することにより、送信希望波信号に発生する非線形歪み成分を補償することが可能な歪み補償装置が提供される。当該歪み補償装置は、入力されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第１帯域制限部と、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する歪み成分直交ベースバンド信号生成部と、非線形歪み成分の振幅と歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅とが一致するように、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との振幅比を調整する振幅比調整部と、非線形歪み成分と増幅された歪み成分直交ベースバンド信号とが打ち消されるように、歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する位相差調整部と、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成する歪み成分合成部と、歪み成分合成部に対して歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御するための第１スイッチと、を備えることを特徴とする。

上記の歪み補償装置が備える第１帯域制限部は、入力されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する。また、上記の歪み成分直交ベースバンド信号生成部は、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する。上記の振幅比調整部は、非線形歪み成分の振幅と歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅とが一致するように、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との振幅比を調整する。上記の位相差調整部は、非線形歪み成分と増幅された歪み成分直交ベースバンド信号とが打ち消されるように、歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する。上記の歪み成分合成部は、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成する。上記の第１スイッチは、歪み成分合成部に対して歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御する。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号をアナログ領域で生成することが可能になり、デジタル信号処理部に従来のＩＰを流用することが可能になる。また、送信希望波の出力レベルが低く、非線形歪み成分の影響が小さい場合等において、歪み成分直交ベースバンド信号の入力をオフに切り替えることが可能であるため、消費電力を低減することができる。

さらに、振幅比調整部により振幅比が調整され、かつ、位相差調整部により位相が調整された歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第２帯域制限部を備えていてもよい。

上記の第２帯域制限部は、振幅比調整部により振幅比が調整され、かつ、位相差調整部により位相が調整された歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の生成過程で発生した帯域外ノイズを合成前に予め低減することができる。

さらに、歪み成分合成部によりアナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とが合成されて生成された送信希望波の周波数帯域を制限する第３帯域制限部を備えていてもよい。

上記の第３帯域制限部は、歪み成分合成部によりアナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とが合成されて生成された送信希望波の周波数帯域を制限する。かかる構成により、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成する際に発生した帯域外ノイズを低減することが可能になる。

さらに、歪み成分合成部に対して、アナログ直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御するための第２スイッチを備えていてもよい。

上記の第２スイッチは、歪み成分合成部に対して、アナログ直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御する。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号を電力増幅して得られる信号を独立に観測することが可能になり、歪み成分直交ベースバンド信号生成部、位相差調整部、及び振幅比調整部の調整パラメータを容易に設定することができる。

さらに、歪み成分合成部に入力されるアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第４帯域制限部を備えていてもよい。また、上記の歪み補償装置は、上記の第２スイッチに代えて、第４帯域制限部のオン・オフを切り替えることにより、歪み成分合成部に対して、アナログ直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御してもよい。

上記の第４帯域制限部は、歪み成分合成部に入力されるアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する。かかる構成により、アナログ直交ベースバンド信号の帯域外ノイズを低減させることが可能になる上、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との位相遅延を補償することもできる。

第２帯域制限部は、通過可能な歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にしてもよい。かかる構成により、マルチバンドに対応する場合等において、帯域外ノイズ特性として許容可能な範囲内での最適な歪補償機能の設定を可能とする。

第３帯域制限部は、通過可能なアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にしてもよい。かかる構成により、マルチバンドに対応する場合等において、帯域外ノイズ特性として許容可能な範囲内での最適な歪補償機能の設定を可能とする。

第４帯域制限部は、通過可能なアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にしてもよい。かかる構成により、マルチバンドに対応する場合等において、帯域外ノイズ特性として許容可能な範囲内での最適な歪補償機能の設定を可能とする。

第３帯域制限部は、第１スイッチのオン・オフに連動して、通過可能な周波数帯域を変更してもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の合成を必要としない出力信号レベルの場合に、第３帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整することが可能になり、帯域外ノイズの影響を好適に低減することが可能になる。

第４帯域制限部は、第１スイッチのオン・オフに連動して、通過可能な周波数帯域を変更してもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の合成を必要としない出力信号レベルの場合に、第４帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整することが可能になり、帯域外ノイズの影響を好適に低減することが可能になる。

第２帯域制限部は、振幅比調整部において調整された振幅比に応じて、通過可能な周波数帯域を変化させてもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の振幅比が小さくて済むような出力信号レベルの場合に、第２帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整し、帯域外ノイズの影響を効果的に低減することが可能になる。

第３帯域制限部は、振幅比調整部において調整された振幅比に応じて、通過可能な周波数帯域を変化させてもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の振幅比が小さくて済むような出力信号レベルの場合に、第３帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整し、帯域外ノイズの影響を効果的に低減することが可能になる。

第４帯域制限部は、振幅比調整部において調整された振幅比に応じて、通過可能な周波数帯域を変化させてもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の振幅比が小さくて済むような出力信号レベルの場合に、第４帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整し、帯域外ノイズの影響を効果的に低減することが可能になる。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて生成される送信希望波信号を増幅することにより、送信希望波信号に発生する非線形歪み成分を補償することが可能な歪み補償装置が提供される。当該歪み補償装置は、入力されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第１帯域制限部と、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する歪み成分直交ベースバンド信号生成部と、非線形歪み成分の振幅と歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅とが一致するように、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との振幅比を調整する振幅比調整部と、非線形歪み成分と増幅された歪み成分直交ベースバンド信号とが打ち消されるように、歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する位相差調整部と、振幅比調整部により振幅比が調整され、かつ、位相差調整部により位相が調整された歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第２帯域制限部と、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成する歪み成分合成部と、を備えることを特徴とする。さらに、当該歪み補償装置は、第２帯域制限部のオン・オフを切り替えることにより、歪み成分合成部に対して歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御することを特徴とする。

上記の歪み補償装置が備える第１帯域制限部は、入力されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する。また、上記の歪み成分直交ベースバンド信号生成部は、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する。上記の振幅比調整部は、非線形歪み成分の振幅と歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅とが一致するように、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との振幅比を調整する。上記の位相差調整部は、非線形歪み成分と増幅された歪み成分直交ベースバンド信号とが打ち消されるように、歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する。上記の第２帯域制限部は、振幅比調整部により振幅比が調整され、かつ、位相差調整部により位相が調整された歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する。上記の歪み成分合成部は、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成する。さらに、上記の歪み補償装置は、第２帯域制限部のオン・オフを切り替えることにより、歪み成分合成部に対して歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御する。かかる構成により、第２帯域制限部のオン・オフ制御による歪み成分直交ベースバンド信号の入力切り替えを実現することが可能になり、当該入力切り替えのために別途のスイッチを設ける必要がなく、回路の簡略化、及び装置の小型化を実現することができる。

さらに、歪み成分合成部により歪み成分直交ベースバンド信号が合成されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第３帯域制限部を備えていてもよい。

上記の第３帯域制限部は、歪み成分合成部により歪み成分直交ベースバンド信号が合成されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する。かかる構成により、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成する際に発生した帯域外ノイズを低減することが可能になる。

さらに、歪み成分合成部に対して、アナログ直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御する第２スイッチを備えていてもよい。

上記の第２スイッチは、歪み成分合成部に対して、アナログ直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御する。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号を電力増幅して得られる信号を独立に観測することが可能になり、歪み成分直交ベースバンド信号生成部、位相差調整部及び振幅比調整部の調整パラメータを容易に設定することができる。

さらに、歪み成分合成部に入力されるアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第４帯域制限部を備えていてもよい。

上記の第４帯域制限部は、歪み成分合成部に入力されるアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する。かかる構成により、アナログ直交ベースバンド信号の帯域外ノイズを低減させることが可能になる上、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との位相遅延を補償することもできる。

第２帯域制限部は、通過可能な歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にしてもよい。かかる構成により、マルチバンドに対応する場合等において、帯域外ノイズ特性として許容可能な範囲内での最適な歪補償機能の設定を可能とする。

第３帯域制限部は、通過可能なアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にしてもよい。かかる構成により、マルチバンドに対応する場合等において、帯域外ノイズ特性として許容可能な範囲内での最適な歪補償機能の設定を可能とする。

第４帯域制限部は、通過可能なアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にしてもよい。かかる構成により、マルチバンドに対応する場合等において、帯域外ノイズ特性として許容可能な範囲内での最適な歪補償機能の設定を可能とする。

第３帯域制限部は、第２帯域制限部のオン・オフに連動して、通過可能な周波数帯域を変更してもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の合成を必要としない出力信号レベルの場合に、第３帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整することが可能になり、帯域外ノイズの影響を好適に低減することが可能になる。

第４帯域制限部は、第２帯域制限部のオン・オフに連動して、通過可能な周波数帯域を変更してもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の合成を必要としない出力信号レベルの場合に、第４帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整することが可能になり、帯域外ノイズの影響を好適に低減することが可能になる。

第２帯域制限部は、振幅比調整部において調整された振幅比に応じて、通過可能な周波数帯域を変化させてもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の振幅比が小さくて済むような出力信号レベルの場合に、第２帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整し、帯域外ノイズの影響を効果的に低減することが可能になる。

第３帯域制限部は、振幅比調整部において調整された振幅比に応じて、通過可能な周波数帯域を変化させてもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の振幅比が小さくて済むような出力信号レベルの場合に、第３帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整し、帯域外ノイズの影響を効果的に低減することが可能になる。

第４帯域制限部は、振幅比調整部において調整された振幅比に応じて、通過可能な周波数帯域を変化させてもよい。かかる構成により、歪み成分直交ベースバンド信号の振幅比が小さくて済むような出力信号レベルの場合に、第４帯域制限部のカットオフ周波数を好適に調整し、帯域外ノイズの影響を効果的に低減することが可能になる。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて生成された送信希望波信号を増幅することにより、送信希望波信号に発生する非線形歪み成分を補償することが可能な無線通信装置が提供される。当該無線通信装置は、デジタル直交ベースバンド信号を生成するベースバンド信号処理部と、デジタル直交ベースバンド信号をアナログ直交ベースバンド信号に変換するデジタル・アナログ変換部と、入力されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第１帯域制限部と、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する歪み成分直交ベースバンド信号生成部と、非線形歪み成分の振幅と歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅とが一致するように、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との振幅比を調整する振幅比調整部と、非線形歪み成分と増幅された歪み成分直交ベースバンド信号とが打ち消されるように、歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する位相差調整部と、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成して送信希望波信号を生成する歪み成分合成部と、歪み成分合成部に対して歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御するための第１スイッチと、送信希望波信号を直交変調する直交変調部と、直交変調された送信希望波信号を電力増幅する信号増幅部と、電力増幅された送信希望波信号を送信する信号送信部と、を備えることを特徴とする。

上記の無線通信装置が備えるベースバンド信号処理部は、デジタル直交ベースバンド信号を生成する。また、上記のデジタル・アナログ変換部は、デジタル直交ベースバンド信号をアナログ直交ベースバンド信号に変換する。上記の第１帯域制限部は、入力されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する。上記の歪み成分直交ベースバンド信号生成部は、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する。上記の振幅比調整部は、非線形歪み成分の振幅と歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅とが一致するように、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との振幅比を調整する。上記の位相差調整部は、非線形歪み成分と増幅された歪み成分直交ベースバンド信号とが打ち消されるように、歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する。上記の歪み成分合成部は、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成して送信希望波信号を生成する。上記の第１スイッチは、歪み成分合成部に対して歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御する。上記の直交変調部は、送信希望波信号を直交変調する。上記の信号増幅部は、直交変調された送信希望波信号を電力増幅する。上記の信号送信部は、電力増幅された送信希望波信号を送信する。かかる構成により、出力信号レベルに応じて、歪み成分直交ベースバンド信号の入力を切り替えることが可能になり、消費電力を低減させることができる。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて生成された送信希望波信号を増幅することにより、送信希望波信号に発生する非線形歪み成分を補償することが可能な無線通信装置が提供される。当該無線通信装置は、デジタル直交ベースバンド信号を生成するベースバンド信号処理部と、デジタル直交ベースバンド信号をアナログ直交ベースバンド信号に変換するデジタル・アナログ変換部と、入力されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第１帯域制限部と、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する歪み成分直交ベースバンド信号生成部と、非線形歪み成分の振幅と歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅とが一致するように、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との振幅比を調整する振幅比調整部と、非線形歪み成分と増幅された歪み成分直交ベースバンド信号とが打ち消されるように、歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する位相差調整部と、振幅比調整部により振幅比が調整され、かつ、位相差調整部により位相が調整された歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第２帯域制限部と、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成して送信希望波信号を生成する歪み成分合成部と、送信希望波信号を直交変調する直交変調部と、直交変調された送信希望波信号を電力増幅する信号増幅部と、電力増幅された送信希望波信号を送信する信号送信部と、を備えることを特徴とする。さらに、当該無線通信装置は、第２帯域制限部のオン・オフを切り替えることにより、歪み成分合成部に対して歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御することを特徴とする。

上記の無線通信装置が備えるベースバンド信号処理部は、デジタル直交ベースバンド信号を生成する。また、上記のデジタル・アナログ変換部は、デジタル直交ベースバンド信号をアナログ直交ベースバンド信号に変換する。上記の第１帯域制限部は、入力されたアナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する。上記の歪み成分直交ベースバンド信号生成部は、アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する。上記の振幅比調整部は、非線形歪み成分の振幅と歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅とが一致するように、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号との振幅比を調整する。上記の位相差調整部は、非線形歪み成分と増幅された歪み成分直交ベースバンド信号とが打ち消されるように、歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する。上記の歪み成分合成部は、アナログ直交ベースバンド信号と歪み成分直交ベースバンド信号とを合成して送信希望波信号を生成する。上記の第２帯域制限部は、振幅比調整部により振幅比が調整され、かつ、位相差調整部により位相が調整された歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限すると共に、オン・オフを切り替えることにより、歪み成分直交ベースバンド信号を上記の歪み成分合成部に入力するか否かを制御する。上記の直交変調部は、送信希望波信号を直交変調する。上記の信号増幅部は、直交変調された送信希望波信号を電力増幅する。上記の信号送信部は、電力増幅された送信希望波信号を送信する。かかる構成により、出力信号レベルに応じて、歪み成分直交ベースバンド信号の入力を切り替えることが可能になり、消費電力を低減させることができる。

以上説明したように本発明によれば、搬送波信号の増幅過程において発生する非線形歪みを補償する際に消費電力を低減することが可能になる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

＜第１の実施形態＞
まず、本発明の第１の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。図１は、第１の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。当該第１の実施形態は、デジタル領域において直交変調されたデジタル直交ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）が、アナログ領域において、プレディストータ法により歪み補償される点に特徴を有する。また、当該第１の実施形態は、出力信号レベル等に応じて、プレディストーション信号（歪み成分直交ベースバンド信号）を生成及び合成するか否かを選択可能にした点も特徴である。

まず、デジタル領域において直交変調されたデジタル直交ベースバンド信号（デジタルＩ信号及びＱ信号）は、デジタル・アナログ変換機（ＤＡＣ）１０２、１１２により、アナログ直交ベースバンド信号（アナログＩ信号及びＱ信号）に変換される。その後、アナログ直交ベースバンド信号は、帯域制限用フィルタ１０４、１１４において帯域外ノイズを取り除かれる。なお、以下の議論では、表記を簡潔にする為、アナログ・ベースバンド信号を、単に、ベースバンド信号と表記する。また、アナログＩ信号及びＱ信号も、単に、Ｉ信号及びＱ信号と表記する。

（プレディストーション信号生成部の構成）
まず、ベースバンド信号に合成するためのプレディストーション信号を生成するプレディストーション信号生成部の好適な構成について、図１を参照しながら詳細に説明する。

プレディストーション信号生成部は、Ｉ信号用プレディストーション信号生成部と、Ｑ信号用プレディストーション生成部とにより構成される。Ｉ信号に合成されるプレディストーション信号を生成する為のＩ信号用プレディストーション信号生成部は、Ｉ信号用３次歪み成分生成回路１３８と、移相回路１４０と、帯域制限用フィルタ１４２、１４６と、ゲイン調整回路１４４と、により構成される。

Ｉ信号用３次歪み成分生成回路１３８は、Ｉ信号の３次歪み成分に対応する（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）＊Ｉ成分を生成する回路である。なお、Ｉ信号用３次歪み成分生成回路１３８は、歪み成分直交ベースバンド信号生成部の一例である。

ここで、３次歪み成分を発生する電力増幅器の簡単なモデルを例に、上記Ｉ信号（及びＱ信号）の３次歪み成分に対応する（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）＊Ｉ成分（及び（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）＊Ｑ成分）について説明しておく。まず、Ｖ_ｏを出力信号電圧、Ｖ_ｉを入力信号電圧であると定義すると、３次高調波までを考慮した出力信号電圧Ｖｏ^（３）は、下式（１）のように簡単なモデルにより表現することができる。

但し、係数ｋ_１、ｋ_２、ｋ_３は任意の実定数である。さらに、入力信号電圧Ｖ_ｉは、下式（２）のように、直交するＩ信号の信号振幅（Ｉ）とＱ信号との信号振幅（Ｑ）を用いて表現することができる。

但し、上記の出力信号電圧Ｖ_ｏ、入力信号電圧Ｖ_ｉ、Ｉ信号振幅、Ｑ信号振幅、及び位相θは、時間と共に変化する量（＝ω_ｃｔ）であるとする。ここで、式（２）を式（１）に代入し、高調波成分を除いた基本波成分（ω_ｃ）のみを抽出すると、上記の３次歪み成分を含む出力信号電圧Ｖ_ｏ ^（３）は、下式（３）のようになる。

但し、Ｃは実定数である。つまり、上式（３）の第２項が３次歪み成分に対応する。従って、ｋ_１とｋ_３との振幅比（及び位相差）を考慮して、上記Ｉ信号（及びＱ信号）の３次歪み成分に対応する（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）＊Ｉ成分（及び（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）＊Ｑ成分）を予め発生させて合成することにより、電力増幅後の３次歪み成分を除去することが可能になる。

移相回路１４０は、Ｉ信号の３次歪み成分である上式（３）の第２項を打ち消すように、Ｉ信号用プレディストーション信号の位相成分を調整する回路である。移相回路１４０は、上記のＩ信号用３次歪み成分生成回路１３８の後段に設けられ、Ｉ信号用プレディストーション信号成分の位相をＩ信号からθ_１だけ移相する。なお、移相回路１４０は、位相差調整部の一例である。

帯域制限用フィルタ１４２、１４６は、Ｉ信号用プレディストーション信号の周波数帯域を制限する。特に、帯域制限用フィルタ１４２は、移相回路１４０の後段に設けられ、振幅調整を行う前段において、Ｉ信号用プレディストーション信号の高周波成分を除去する。また、帯域制限用フィルタ１４６は、ゲイン調整回路１４４の後段に設けられ、振幅比が調整されたＩ信号用プレディストーション信号の高周波成分を除去する。なお、帯域制限用フィルタ１４６は、第２帯域制限部の一例である。

ゲイン調整回路１４４は、Ｉ信号の振幅とＩ信号用プレディストーション信号の振幅との比が、上式（３）において示したｋ_１とｋ_３との比に対応するように、Ｉ信号用プレディストーション信号の振幅を調整する。つまり、ゲイン調整回路１４４は、振幅比調整部の一例である。

ゲイン調整回路１４４は、例えば、図１６に示すような一般的なＰＧＡ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）により構成されていてもよい。図１６を参照すると、当該ＰＧＡは、抵抗Ｒと、スイッチＳＷと、オペアンプ１３０６とにより構成される。また、ゲイン調整回路１４４は、図１７に示すようなＰＧＡにより構成されていてもよい。図１７を参照すると、当該ＰＧＡは、抵抗Ｒと、スイッチＳＷと、オペアンプ１３０６と、コンデンサ１３０２、１３０４とにより構成される。図１６と図１７との相違点は、コンデンサ１３０２、１３０４のみである。しかし、コンデンサ１３０２、１３０４を設けたことにより、図１７のＰＧＡは、帯域制限用フィルタの機能をさらに有する。

また、Ｑ信号に合成されるプレディストーション信号を生成する為のＱ信号用プレディストーション信号生成部は、Ｑ信号用３次歪み成分生成回路１５０と、移相回路１５２と、帯域制限用フィルタ１５４、１５８と、ゲイン調整回路１５６と、により構成される。

Ｑ信号用３次歪み成分生成回路１５０は、Ｉ信号用３次歪み成分生成回路１３８と同様、Ｑ信号の３次歪み成分に対応する（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）＊Ｑ成分を生成する回路である。Ｑ信号の３次歪み成分に対応する（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）＊Ｑ成分については、Ｉ信号用３次歪み成分生成回路１３８について述べた際に詳細に説明した。なお、Ｑ信号用３次歪み成分生成回路１５０は、歪み成分直交ベースバンド信号生成部の一例である。

移相回路１５２は、上記のＩ信号用プレディストーション信号生成部に含まれる移相回路１４０と同様に、３次歪み成分である上式（３）の第２項（Ｑ成分）を打ち消すように、Ｑ信号用プレディストーション信号の位相成分を調整する回路である。移相回路１５２は、上記のＱ信号用３次歪み成分生成回路１５０の後段に設けられ、Ｑ信号用プレディストーション信号成分の位相をＱ信号からθ１だけ移相する。なお、移相回路１５２は、位相差調整部の一例である。

帯域制限用フィルタ１５４、１５８は、上記のＩ信号用プレディストーション信号生成部に含まれる帯域制限用フィルタ１４２、１４６と同様に、Ｑ信号用プレディストーション信号の周波数帯域を制限する。特に、帯域制限用フィルタ１５４は、移相回路１５２の後段に設けられ、振幅調整を行う前段において、Ｑ信号用プレディストーション信号の高周波成分を除去する。また、帯域制限用フィルタ１５８は、ゲイン調整回路１５６の後段に設けられ、振幅比が調整されたＱ信号用プレディストーション信号の高周波成分を除去する。なお、帯域制限用フィルタ１５８は、第２帯域制限部の一例である。

ゲイン調整回路１５６は、Ｑ信号の振幅とＱ信号用プレディストーション信号の振幅との比が、上式（３）において示したｋ１とｋ３との比に対応するように、Ｑ信号用プレディストーション信号の振幅を調整する。つまり、ゲイン調整回路１４４は、振幅比調整部の一例である。また、ゲイン調整回路１５６は、上記のＩ信号用プレディストーション信号生成部に含まれるゲイン調整回路１４４と同様に、例えば、図１６に示すような一般的なＰＧＡ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）により構成されていてもよい。また、ゲイン調整回路１５６は、図１７に示すようなＰＧＡにより構成されていてもよい。

以上、プレディストーション信号生成部の構成について説明した。以下では、当該プレディストーション信号生成部におけるプレディストーション信号の生成過程について簡単に説明する。

（プレディストーション信号の生成過程）
次に、プレディストーション信号の生成過程について説明する。帯域制限用フィルタ１０４を通過したＩ信号と、帯域制限用フィルタ１１４を通過したＱ信号とは、いずれも、Ｉ信号用３次歪み成分生成回路１３８に入力され、（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）＊Ｉ成分（以下、Ｉ信号用３次歪み成分と呼ぶ）が生成される。Ｉ信号用３次歪み成分生成回路１３８により生成されたＩ信号用３次歪み成分は、移相回路１４０に入力され、Ｉ−Ｑ平面上においてθ１だけ位相遷移される。さらに、位相遷移されたＩ信号用３次歪み成分は、帯域制限用フィルタ１４２において帯域外ノイズが取り除かれる。その後、Ｉ信号用３次歪み成分は、ゲイン調整回路１４４に入力され、プレディストーション信号とＩ信号との振幅比が所定の比率になるようにゲイン調整が行われる。また、ゲイン調整が行われたＩ信号用３次歪み成分は、帯域制限用フィルタ１４６によって帯域外ノイズが取り除かれる。上記の過程により、Ｉ信号に合成されるプレディストーション信号が生成される。

同様に、帯域制限用フィルタ１０４を通過したＩ信号と、帯域制限用フィルタ１１４を通過したＱ信号とは、いずれも、Ｑ信号用３次歪み成分生成回路１５０に入力され、（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）＊Ｑ成分（以下、Ｑ信号用３次歪み成分と呼ぶ）が生成される。Ｑ信号用３次歪み成分生成回路１５０により生成されたＱ信号用３次歪み成分は、移相回路１５２に入力され、Ｉ−Ｑ平面上においてθ１だけ位相遷移される。さらに、位相遷移されたＱ信号用３次歪み成分は、帯域制限用フィルタ１５４において帯域外ノイズが取り除かれる。その後、Ｑ信号用３次歪み成分は、ゲイン調整回路１５６に入力され、プレディストーション信号とＱ信号との振幅比が所定の比率になるようにゲイン調整が行われる。また、ゲイン調整が行われたＱ信号用３次歪み成分は、帯域制限用フィルタ１５８によって帯域外ノイズが取り除かれる。上記の過程により、Ｑ信号に合成されるプレディストーション信号が生成される。

なお、Ｉ信号及びＱ信号に合成されるプレディストーション信号は、下式（４）及び（５）のように表現される。

但し、ＩはＩ信号の強度、ＱはＱ信号の強度、βは調整用の実定数、ａ_１は振幅比を調整するためのゲイン値、ｊは虚数単位、θ_１は位相差を示す。

なお、式（４）を参照すると明らかなように、Ｉ信号用３次歪み成分、Ｉ信号成分、ゲイン調整ａ_１、及び位相遷移θ_１、の乗算結果は、その順序に依存しない。同様に、式（５）を参照すると、Ｑ信号用３次歪み成分、Ｑ信号成分、ゲイン調整ａ_１、及び位相遷移θ_１、の乗算結果は、その順序に依存しない。このことから、上記の回路構成においても、その順序を変更した構成が可能であることが示唆される。

以上、プレディストーション信号の生成過程について説明した。このように、当該第１の実施形態に係る歪み補償装置は、アナログ領域に設けられたプレディストーション信号生成部によりプレディストーション信号を生成する点に特徴を有する。かかる構成により、プレディストーション信号の生成、振幅比の調整、及び位相差の調整がアナログ領域で行われるため、ＤＡＣ１０２、１１２の前段に設置されるデジタル信号処理部に従来のＩＰを流用することが可能となる。

（その他の構成）
ここで、プレディストーション信号生成部を除く、本実施形態に係る歪み補償装置の他の構成について説明する。

（プレディストーション信号の入力切替）
まず、Ｉ信号用及びＱ信号用プレディストーション信号生成部の後段にそれぞれ設けられたスイッチ１４８、１６０について説明する。

上記のＩ信号用プレディストーション信号生成部により生成されたＩ信号用３次歪み成分は、合成回路１０８によりＩ信号と合成される。但し、合成回路１０８は、例えば、図１８に示すような構成を有する合成回路である。図１８を参照すると、当該合成回路は、コンデンサＣと、抵抗Ｒと、トランジスタＴｒと、により構成される。

しかし、当該第１の実施形態において、Ｉ信号用プレディストーション信号生成部が含む帯域制限用フィルタ１４６と、合成回路１０８との間には、スイッチ１４８が設置されている。スイッチ１４８は、Ｉ信号用３次歪み成分をＩ信号に合成するか否かを制御することを可能にする。例えば、搬送波の出力が低い場合等においては、３次以上の高次歪み成分がノイズ成分として、他の周波数帯域に影響を及ぼす影響が小さい為、当該高次歪み成分を除去する為のプレディストータ信号は合成される必要がない。また、プレディストータ信号の生成には、当然、電力消費が伴う為、高次歪み成分の影響が小さいケースにおいては、スイッチ１４８をオフにして消費電力を低減することが望ましい。

同様に、上記のＱ信号用プレディストーション信号生成部により生成されたＱ信号用３次歪み成分は、合成回路１１８によりＱ信号と合成される。しかし、当該第１の実施形態において、Ｑ信号用プレディストーション信号生成部が含む帯域制限用フィルタ１５８と、合成回路１１８との間には、スイッチ１６０が設置されている。スイッチ１６０は、Ｑ信号用３次歪み成分をＱ信号に合成するか否かを制御することを可能にする。従って、スイッチ１４８について説明したのと同様に、出力信号の強度に応じてオン／オフを切り替えることにより、消費電力を低減することが可能になる。

以上、プレディストーション信号の入力切り替えを可能にするスイッチ１４８、１６０について説明した。かかる構成により、プレディストーション信号による高次の歪み補償が不要なケースにおいて、プレディストーション信号の生成をオフにすることが可能になり、余分な消費電力を抑制することができる。この点は、当該第１の実施形態における特徴であり、スイッチ１４８、１６０は、消費電力を低減させるという目的を達成する為の主要な構成要素である。

（直交変調器の構成）
次に、直交変調器の構成について簡単に説明する。当該直交変調器は、乗算回路１２２、１２６と、合成回路１２４と、二分周回路１２８とにより構成される。ここで、当該二分周回路は、直交変調される信号のキャリア周波数が局部発振周波数と同一の場合に変調度を劣化させるＰｕｌｌｉｎｇという問題を回避するために設けられている。よって、Ｐｕｌｌｉｎｇが問題にならない用途には、二分周回路を用いずに、局部発振周波数を当該直交変調器に直接入力する構成も可能である。また、当該直交変調器は、局部発振器１３０に接続されている。二分周回路１２８は、局部発振器１３０が発信した発信周波数を二分周し、直交変調用のローカル信号を生成する。二分周された当該直交変調用のローカル信号は、乗算回路１２２、１２６にそれぞれ入力され、Ｉ信号及びＱ信号に乗算される。さらに、直交変調用ローカル信号が乗算されたＩ信号とＱ信号とは、合成回路１２４において合成され、可変ゲイン調整回路１３２に入力される。

該Ｉ信号とＱ信号とが合成されて生成された送信希望波信号は、可変ゲイン調整回路１３２により、パワー調整が行われた後、段間バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）１３４に入力される。そして、当該送信希望波信号は、ＢＰＦ１３４により帯域外ノイズを除去された後、パワーアンプ１３６に入力される。パワーアンプ１３６において、該送信希望波信号は、そのプレディストーション信号成分と、パワーアンプ１３６で発生する歪み成分とが相殺されることにより、歪み成分の低減された送信希望波となる。このように、プレディストーション信号を合成したベースバンド信号を直交変調し、パワーアンプ１３６にて増幅することにより、送信希望波の歪み成分を低減することが可能になる。なお、パワーアンプ１３６は、信号増幅部の一例である。

（プレディストーション信号調整用スイッチ）
次に、帯域制限用フィルタ１０４と合成回路１０８との間に設置されたスイッチ１０６と、帯域制限用フィルタ１１４と合成回路１１８との間に設置されたスイッチ１１６と、について説明する。なお、スイッチ１０６、１１６は、第２スイッチの一例である。

本実施形態に係る歪み補償装置は、スイッチ１０６を合成回路１０８の前段に、スイッチ１１６を合成回路１１８の前段に設けたことにより、プレディストーション信号のみを独立に観測することが可能であり、プレディストーション信号生成部に含まれる各構成要素の設定を容易にしている。例えば、当該歪み補償装置に対して、２トーンのＩ信号及びＱ信号を入力し、電力増幅された出力信号の３次歪み成分レベルＰ３を測定することができる。その後、スイッチ１０６、１１６をオフにし、上記の３次歪み成分レベルＰ３とプレディストーション信号レベルとが等しくなるように、プレディストーション信号の位相及び振幅を調整することができる。

以上、本発明の第１の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明した。上述した第１の実施形態によれば、ＤＡＣの後段（アナログ領域）にプレディストーション信号生成部を配置することにより、ＤＡＣの前段に設けられたデジタル信号処理部には、従来のＩＰを流用することが可能になる。また、歪み成分合成部（合成回路１０８、１１８）を直交変調部の前段に配置したことにより、アナログ直交ベースバンド信号とプレディストーション信号とが合成された送信希望波信号は、一つの直交変調部により直交変調することが可能になる。その結果、複数の直交変調部を設けた場合に生じうる直交変調部の特性ばらつきに起因した歪み補償効果の劣化を回避することができる。

さらに、プレディストーション信号の入力を制御するスイッチ１４８、１６０を、合成回路１０８、１１８の前段に配置したことにより、当該歪み補償装置は、例えば、搬送波の出力が低い場合等に、スイッチ１４８、１６０をオフにしてプレディストーション信号の生成を停止することにより、消費電力を低減させることが可能になる。また、アナログ直交ベースバンド信号の入力を制限し、プレディストーション信号のみを出力するためのスイッチ１０６、１１６を設けたことによって、送信希望波信号の出力とプレディストーション信号の出力とを独立して観測することが可能になり、プレディストーション信号生成部の調整が容易になる。

なお、上記の構成は本発明の好適な一実施形態を示したものに過ぎず、多様な変形が可能である。例えば、帯域制限用フィルタ１１０、１２０は、それぞれ、合成回路１０８、１１８の負荷に容量成分を与えて構成することも可能である。また、帯域制限用フィルタ１４２、１５４は、それぞれ、移相回路１４０、１５２の負荷に容量成分を与えて構成することも可能である。さらに、帯域制限用フィルタ１４６、１５８は、それぞれ、ゲイン調整回路１４４、１５６の負荷に容量成分を与えて構成することも可能である。

＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。ここでは、上記の第１の実施形態に係る歪み補償装置と重複する構成要素については同一の符号を付することにより説明を省略し、第２の実施形態に特徴的な構成要素についてのみ詳細に説明する。図２は、第２の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。

上記の第１の実施形態は、３次の歪み成分のみを補償することが可能な歪み補償装置の構成例であった。しかし、以下で説明する第２の実施形態は、３次の歪み成分に加えて、５次の歪み成分をも補償することが可能な歪み補償装置の構成例を示すものである。かかる構成により、送信希望波信号の信号強度が大きい場合等において、より精度の高い歪み補償効果を期待することができる。

（プレディストーション信号生成部の構成）
そこで、図２を参照しながら、第２の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。上記のように、第１の実施形態との相違点は、５次の歪み成分を補償することが可能なプレディストーション信号生成部の構成が追加された点にある。

図２を参照すると、プレディストーション信号生成部に新たに追加された構成要素は、Ｉ信号用５次歪み成分生成回路２０２と、Ｑ信号用５次歪み成分生成回路２１４と、移相回路２０４、２１６と、帯域制限用フィルタ２０６、２１０、２１８、２２２と、ゲイン調整回路２０８、２２０と、である。特に、第２の実施形態は、Ｉ信号用５次歪み成分生成回路２０２と、Ｑ信号用５次歪み成分生成回路２１４と、に特徴を有する。

Ｉ信号用５次歪み成分生成回路２０２は、Ｉ信号の５次歪み成分に対応する（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）^２＊Ｉ成分を生成する回路である。同様に、Ｑ信号用５次歪み成分生成回路２１４は、Ｑ信号の５次歪み成分に対応する（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）^２＊Ｑ成分を生成する回路である。

ここで、５次歪み成分を発生する電力増幅器の簡単なモデルを例に、上記Ｉ信号及びＱ信号の５次歪み成分に対応する（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）^２＊Ｉ成分及び（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）^２＊Ｑ成分について説明する。なお、以下の説明は、第１の実施形態において、３次歪み成分を発生する電力増幅器のモデルを５次まで拡張したものである。まず、Ｖｏを出力信号電圧、Ｖｉを入力信号電圧であると定義すると、５次高調波までを考慮した出力信号電圧Ｖｏ^（５）は、下式（６）のように簡単なモデルにより表現することができる。

但し、係数ｋ_１、ｋ_２、ｋ_３、ｋ_４、ｋ_５は任意の実定数である。ここで、アナログ直交ベースバンド信号を示す式（２）を、上式（６）に代入し、高調波成分を除いた基本波成分のみを抽出すると、上記の５次歪み成分を含む出力信号電圧Ｖ_ｏ ^（５）は、下式（７）のようになる。

但し、Ｃ’は実定数である。つまり、上式（７）の第２項が５次歪み成分に対応する。従って、ｋ_１とｋ_５との振幅比（及び位相差）を考慮して、上記Ｉ信号及びＱ信号の５次歪み成分に対応する（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）^２＊Ｉ成分、及び（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）^２＊Ｑ成分を予め発生させて合成することにより、電力増幅後の５次歪み成分を除去することが可能になる。

移相回路２０４は、Ｉ信号の５次歪み成分である上式（７）の第２項を打ち消すように、Ｉ信号用プレディストーション信号の位相成分を調整する回路である。また、移相回路２０４は、上記のＩ信号用５次歪み成分生成回路２０２の後段に設けられ、Ｉ信号用プレディストーション信号成分の位相をＩ信号からθ_２だけ移相する。なお、移相回路２０４は、位相差調整部の一例である。

帯域制限用フィルタ２０６、２１０は、Ｉ信号用プレディストーション信号の周波数帯域を制限する。特に、帯域制限用フィルタ２０６は、移相回路２０４の後段に設けられ、振幅調整を行う前段において、Ｉ信号用プレディストーション信号の高周波成分を除去する。また、帯域制限用フィルタ２１０は、ゲイン調整回路２０８の後段に設けられ、振幅比が調整されたＩ信号用プレディストーション信号の高周波成分を除去する。なお、帯域制限用フィルタ２１０は、第２帯域制限部の一例である。

ゲイン調整回路２０８は、Ｉ信号の振幅とＩ信号用プレディストーション信号の振幅との比が、上式（７）において示したｋ_１とｋ_５との比に対応するように、Ｉ信号用プレディストーション信号の振幅を調整する。つまり、ゲイン調整回路２０８は、振幅比調整部の一例である。なお、ゲイン調整回路２０８は、例えば、図１６又は図１７に示すような一般的なＰＧＡ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）により構成されていてもよい。

移相回路２１６は、Ｑ信号の５次歪み成分である上式（７）の第２項を打ち消すように、Ｑ信号用プレディストーション信号の位相成分を調整する回路である。また、移相回路２１６は、上記のＱ信号用５次歪み成分生成回路２１４の後段に設けられ、Ｑ信号用プレディストーション信号成分の位相をＱ信号からθ_２だけ移相する。なお、移相回路２１６は、位相差調整部の一例である。

帯域制限用フィルタ２１８、２２２は、Ｑ信号用プレディストーション信号の周波数帯域を制限する。特に、帯域制限用フィルタ２１８は、移相回路２１６の後段に設けられ、振幅調整を行う前段において、Ｑ信号用プレディストーション信号の高周波成分を除去する。また、帯域制限用フィルタ２２２は、ゲイン調整回路２２０の後段に設けられ、振幅比が調整されたＱ信号用プレディストーション信号の高周波成分を除去する。なお、帯域制限用フィルタ２２２は、第２帯域制限部の一例である。

ゲイン調整回路２２０は、Ｑ信号の振幅とＱ信号用プレディストーション信号の振幅との比が、上式（７）において示したｋ_１とｋ_５との比に対応するように、Ｑ信号用プレディストーション信号の振幅を調整する。つまり、ゲイン調整回路２２０は、振幅比調整部の一例である。なお、ゲイン調整回路２２０は、例えば、図１６又は図１７に示すような一般的なＰＧＡ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）により構成されていてもよい。

（プレディストーション信号の生成過程）
ここで、５次歪み成分を補償する為のプレディストーション信号の生成過程について簡単に説明する。なお、３次歪み成分を補償する為のプレディストーション信号の生成過程については、第１の実施形態と同様であるから、ここでは説明を省略する。

帯域制限用フィルタ１０４を通過したＩ信号と、帯域制限用フィルタ１１４を通過したＱ信号とは、いずれも、Ｉ信号用５次歪み成分生成回路２０２に入力され、（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）^２＊Ｉ成分（以下、Ｉ信号用５次歪み成分と呼ぶ）が生成される。Ｉ信号用５次歪み成分生成回路２０２により生成されたＩ信号用５次歪み成分は、移相回路２０４に入力され、Ｉ−Ｑ平面上においてθ_２だけ位相遷移される。さらに、位相遷移されたＩ信号用５次歪み成分は、帯域制限用フィルタ２０６において帯域外ノイズが取り除かれる。その後、Ｉ信号用５次歪み成分は、ゲイン調整回路２０８に入力され、プレディストーション信号とＩ信号との振幅比が所定の比率になるようにゲイン調整が行われる。また、ゲイン調整が行われたＩ信号用５次歪み成分は、帯域制限用フィルタ２１０によって帯域外ノイズが取り除かれる。上記の過程により、Ｉ信号に合成される５次歪み成分補償用のプレディストーション信号が生成される。

同様に、帯域制限用フィルタ１０４を通過したＩ信号と、帯域制限用フィルタ１１４を通過したＱ信号とは、いずれも、Ｑ信号用５次歪み成分生成回路２１４に入力され、（Ｉ^２＋Ｑ^２−β）^２＊Ｑ成分（以下、Ｑ信号用５次歪み成分と呼ぶ）が生成される。Ｑ信号用５次歪み成分生成回路２１４により生成されたＱ信号用５次歪み成分は、移相回路２１６に入力され、Ｉ−Ｑ平面上においてθ_２だけ位相遷移される。さらに、位相遷移されたＱ信号用５次歪み成分は、帯域制限用フィルタ２１８において帯域外ノイズが取り除かれる。その後、Ｑ信号用５次歪み成分は、ゲイン調整回路２２０に入力され、プレディストーション信号とＱ信号との振幅比が所定の比率になるようにゲイン調整が行われる。また、ゲイン調整が行われたＱ信号用５次歪み成分は、帯域制限用フィルタ２２２によって帯域外ノイズが取り除かれる。上記の過程により、Ｑ信号に合成される５次歪み成分補償用のプレディストーション信号が生成される。

なお、Ｉ信号及びＱ信号に合成される５次歪み成分補償用のプレディストーション信号は、下式のように表現される。

但し、ＩはＩ信号の強度、ＱはＱ信号の強度、βは調整用の実定数、ａ_２は振幅比を調整するためのゲイン値、ｊは虚数単位、θ_２は位相差を示す。

以上、第２の実施形態に係る歪み補償装置の特徴である５次歪み補償用のプレディストーション信号生成部の構成と、当該プレディストーション信号の生成過程について説明した。上記の第１の実施形態と同様に、第２の実施形態に係る歪み補償装置の構成においても多様な変形が可能である。例えば、帯域制限用フィルタ２０６、２１８は、それぞれ、移相回路２０４、２１６の負荷に容量成分を与えて構成することも可能である。さらに、帯域制限用フィルタ２１０、２２２は、それぞれ、ゲイン調整回路２０８、２２０の負荷に容量成分を与えて構成することも可能である。また、式（８）を参照すると明らかなように、Ｉ信号用５次歪み成分、Ｉ信号成分、ゲイン調整ａ_２、及び位相遷移θ_２の乗算結果は、その順序に依存しない。同様に、式（９）を参照すると、Ｑ信号用５次歪み成分、Ｑ信号成分、ゲイン調整ａ_２、及び位相遷移θ_２の乗算結果は、その順序に依存しない。このことから、上記の回路構成においても、これらの演算処理の順序を変更した改変が可能である。

（プレディストーション信号の入力切替）
ここで、Ｉ信号用及びＱ信号用プレディストーション信号生成部の後段にそれぞれ設けられたスイッチ２１２、２２４について説明する。

上記のＩ信号用プレディストーション信号生成部により生成されたＩ信号用５次歪み成分は、合成回路１０８によりＩ信号と合成される。しかし、当該第２の実施形態において、Ｉ信号用プレディストーション信号生成部が含む帯域制限用フィルタ２１０と、合成回路１０８との間には、スイッチ２１２が設置されている。スイッチ２１２は、Ｉ信号用５次歪み成分をＩ信号に合成するか否かを制御することを可能にする。例えば、搬送波の出力が低い場合等においては、５次以上の高次歪み成分がノイズ成分として、他の周波数帯域に影響を及ぼす影響が小さい為、当該高次歪み成分を除去する為のプレディストータ信号は合成される必要がない。また、プレディストータ信号の生成には、当然、電力消費が伴う為、高次歪み成分の影響が小さいケースにおいては、スイッチ２１２をオフにして消費電力を低減することが望ましい。

同様に、上記のＱ信号用プレディストーション信号生成部により生成されたＱ信号用５次歪み成分は、合成回路１１８によりＱ信号と合成される。しかし、当該第２の実施形態において、Ｑ信号用プレディストーション信号生成部が含む帯域制限用フィルタ２２２と、合成回路１１８との間には、スイッチ２２４が設置されている。スイッチ２２４は、Ｑ信号用５次歪み成分をＱ信号に合成するか否かを制御することを可能にする。従って、スイッチ２１２について説明したのと同様に、出力信号の強度に応じてオン／オフを切り替えることにより、消費電力を低減することが可能になる。

以上、プレディストーション信号の入力切り替えを可能にするスイッチ２１２、２２４について説明した。かかる構成により、プレディストーション信号による高次の歪み補償が不要なケースにおいて、プレディストーション信号の生成をオフにすることが可能になり、余分な消費電力を抑制することができる。この点は、当該第２の実施形態における特徴の一つであり、スイッチ２１２、２２４は、消費電力を低減させるという目的を達成する為の主要な構成要素である。

以上、本発明の第２の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明した。上述した第２の実施形態によれば、上記の第１の実施形態に係る歪み補償装置の構成により得られる歪み補償効果に加え、より高次の歪み補償を可能とする歪み補償装置が提供される。また、当該歪み補償装置は、電力増幅された送信希望波信号が含む５次の歪み成分を相殺するプレディストーション信号の入力切り替えが可能である。かかる構成により、出力信号の信号レベルに応じて、当該プレディストーション信号の入力をオフにすることにより、当該歪み補償装置の消費電力を低減することができる。

＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。ここでは、上記の第１の実施形態に係る歪み補償装置と重複する構成要素については同一の符号を付することにより説明を省略し、第３の実施形態に特徴的な構成要素についてのみ詳細に説明する。図３は、第３の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。

上記の第１の実施形態に係る歪み補償装置は、その特徴の一つとして、プレディストーション信号の入力制御を行うスイッチ１４８、１６０を備えていた。また、他の特徴として、当該歪み補償装置は、アナログ直交ベースバンド信号の入力制御を行うスイッチ１０６、１１６を備え、プレディストーション信号のみを電力増幅して得られる出力信号を独立に観測することが可能な構成を有していた。しかし、本発明の第３の実施形態に係る歪み補償装置は、当該第１の実施形態の特徴であったスイッチ１４８、１６０、１０６、１１６に代えて、オン／オフ制御が可能な帯域制限用アクティブフィルタを配置する構成を有する。

そこで、図３を参照すると、第１の実施形態に係る歪み補償装置（図１を参照）が備えていたスイッチ１０６、１１６に代えて、それぞれ、帯域制限用フィルタ３０２、３０４が設置されており、同様に、スイッチ１４８、１６０に代えて、それぞれ、帯域制限用フィルタ３１０、３１２が設置されている。

帯域制限用フィルタ３０２、３０４は、そのオン／オフを制御するための制御手段３０６を備えており、制御信号ＰＤ１に応じて当該オン／オフを切り替える構成を有している。制御手段３０６は、制御信号（ＰＤ１）に応じて、帯域制限用フィルタ３０２、３０４がオフの場合に、帯域制限用フィルタ３０２、３０４を流れるバイアス電流がゼロになるような制御を行う。従って、帯域制限用フィルタ３０２、３０４は、スイッチ１０６、１１６のオン／オフと等価な動作を実現することができる。同様に、帯域制限用フィルタ３１０、３１２は、制御信号（ＰＤ２）に応じて、バイアス電流を制御することにより、スイッチ１４８、１６０のオン／オフと等価な動作を実現することが可能になる。

上記の構成を採用することにより、第３の実施形態に係る歪み補償装置は、帯域制限用フィルタ３０２、３０４、３１０、３１２を用いて、プレディストーション信号の入力制御と、アナログ直交ベースバンド信号の入力制御と、を実現することが可能になり、第１の実施形態に係る歪み補償装置と同等の機能を提供することが可能になる。従って、スイッチ回路を省略することが可能になり、回路構成の簡略化、及び当該歪み補償装置の小型化を実現することができる。なお、第３の実施形態に係る歪み補償装置の構成は、単に第１の実施形態に係る歪み補償装置の代替構成を提供するだけではない。例えば、第３の実施形態に係る歪み補償装置は、帯域制限用フィルタ３０２、３０４、３１０、３１２の位相遅延を利用して、合成回路１０８、１１８の前段におけるアナログ直交ベースバンド信号とプレディストーション信号との位相遅延を等しく調整することが可能になる。その結果、プレディストーション信号生成部において生じる位相遅延を補償することが可能になり、より好適な歪み補償機能を実現することができるようになる。

以上、第３の実施形態に係る歪み補償装置の構成について、第１の実施形態に係る歪み補償装置との相違点を中心に説明した。特に、合成回路１０８、１１８の前段に設けられた、プレディストーション信号の入力制御を行うスイッチ１４８、１６０と、アナログ直交ベースバンド信号の入力制御を行うスイッチ１０６、１１６と、を帯域制限用アクティブフィルタにより代替する構成について説明した。しかし、第３の実施形態に係る歪み補償装置の構成は、かかる例に限定されず、例えば、オペアンプ等を利用したバッファ回路により帯域制限用アクティブフィルタを代替することも可能である。

＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。ここでは、上記の第２及び第３の実施形態に係る歪み補償装置と重複する構成要素については同一の符号を付することにより説明を省略し、第４の実施形態に特徴的な構成要素についてのみ詳細に説明する。図４は、第４の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。

上記の第２の実施形態に係る歪み補償装置は、その特徴の一つとして、電力増幅したアナログ直交ベースバンド信号に現れる５次歪み成分を相殺するためのプレディストーション信号の入力制御を行うスイッチ２１２、２２４を備えていた。また、上記の第３の実施形態に係る歪み補償装置は、その特徴として、スイッチ回路を帯域制限用アクティブフィルタにより代替する構成を有していた。以下で説明する本発明の第４の実施形態に係る歪み補償装置は、当該第２の実施形態の特徴の一つであったスイッチ２１２、２２４、１４８、１６０に代えて、帯域制限用フィルタ４０６、４１０、４０２、４０８を配置する構成に特徴を有する。

そこで、図４を参照すると、第２の実施形態に係る歪み補償装置（図２を参照）が備えていたスイッチ２１２、２２４に代えて、それぞれ、帯域制限用フィルタ４０６、４１０が設置されている。

帯域制限用フィルタ４０２、４０８は、そのオン／オフを制御するための制御手段４１２を備えており、制御信号（ＰＤ２）に応じて当該オン／オフを切り替える構成を有している。同様に、帯域制限用フィルタ４０６、４１０は、そのオン／オフを制御するための制御手段４１４を備えており、制御信号（ＰＤ３）に応じて当該オン／オフを切り替える構成を有している。制御手段４１４は、制御信号（ＰＤ３）に応じて、帯域制限用フィルタ４０６、４１０がオフの場合に、帯域制限用フィルタ４０６、４１０を流れるバイアス電流がゼロになるような制御を行う。従って、帯域制限用フィルタ４０６、４１０は、スイッチ２１２、２２４のオン／オフと等価な動作を実現することができる。このような構成により、第２の実施形態と同様に、５次の歪み成分を考慮したプレディストーション信号の選択的な入力制御を可能にし、出力信号レベルに応じて、プレディストーション信号の入力切替えを行うことができる。また、第３の実施形態と同様に、５次の歪み成分を補償するプレディストーション信号生成部において発生する位相遅延を補償することが可能になる。

以上、第４の実施形態に係る歪み補償装置の構成について、第２及び第３の実施形態に係る歪み補償装置との相違点を中心に説明した。特に、合成回路１０８、１１８の前段に設けられた、プレディストーション信号の入力制御を行うスイッチ２１２、２２４、１４８、１６０を帯域制限用アクティブフィルタ４０６、４１０、４０２、４０８により代替する構成について説明した。しかし、第４の実施形態に係る歪み補償装置の構成は、かかる例に限定されず、例えば、オペアンプ等を利用したバッファ回路により帯域制限用アクティブフィルタを代替することも可能である。

＜第５の実施形態＞
次に、本発明の第５の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。ここでは、上記の第３の実施形態に係る歪み補償装置と重複する構成要素については同一の符号を付することにより説明を省略し、第５の実施形態に特徴的な構成要素についてのみ詳細に説明する。図５は、第５の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。

図５を参照すると、本発明の第５の実施形態に係る歪み補償装置の特徴は、上記の第３の実施形態に係る歪み補償装置が含む帯域制限用フィルタ３０２、３０４、３１０、３１２（図３を参照）の通過帯域（カットオフ周波数）を可変にした点である。なお、第５の実施形態として、図５には、帯域制限用フィルタ１１０、１２０、１４２、１５４についても、それぞれ、通過帯域を可変にした帯域制限用アクティブフィルタ５３０、５３２、５１２、５１４に変更した構成が示されている。

帯域制限用アクティブフィルタ５０２、５０４は、制御信号（ＰＤ１）に応じて、制御手段５０６により、そのオン／オフが制御される。また、帯域制限用アクティブフィルタ５０２、５０４は、制御信号（ＢＷ１）に応じて、制御手段５０８により、そのカットオフ周波数が制御される。同様に、帯域制限用アクティブフィルタ５３０、５３２は、制御信号（ＢＷ２）に応じて、制御手段５３６により、そのカットオフ周波数が制御される。同様に、帯域制限用アクティブフィルタ５２０、５２２は、制御信号（ＰＤ２）に応じて、制御手段５２４により、そのオン／オフが制御される。また、帯域制限用アクティブフィルタ５２０、５２２は、制御信号（ＢＷ４）に応じて、制御手段５２８により、そのカットオフ周波数が制御される。なお、各帯域制限用アクティブフィルタは、制御信号に応じて、それぞれが独立に制御されてもよいし、複数の帯域制限用アクティブフィルタが連動するように構成されていてもよい。

以上のような構成により、送信希望波信号の周波数帯域を、帯域外ノイズとして許容可能な範囲の限界値付近までカットオフ周波数を高めるような調整が可能になるため、マルチバンドに対応する場合等の制約の厳しい場面においても、最適な歪み補償機能の設定が可能になる。

＜第６の実施形態＞
次に、本発明の第６の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。ここでは、上記の第４及び第５の実施形態に係る歪み補償装置と重複する構成要素については同一の符号を付することにより説明を省略し、第６の実施形態に特徴的な構成要素についてのみ詳細に説明する。図６は、第６の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。

図６を参照すると、本発明の第６の実施形態に係る歪み補償装置の特徴は、上記の第５の実施形態に係る歪み補償装置の特徴に加え、上記の第４の実施形態に係る歪み補償装置が含む帯域制限用フィルタ４０２、４０６、４０８、４１０（図４を参照）の通過帯域（カットオフ周波数）を可変にした点である。つまり、上記の第５の実施形態に係る歪み補償装置が、３次歪み成分までを考慮した構成であったのに対して、第６の実施形態に係る歪み補償装置は、５次歪み成分までを考慮した構成になっている。

帯域制限用アクティブフィルタ６０２、６０６は、制御信号（ＢＷ３）に応じて、制御手段６１２により、そのカットオフ周波数が制御される。同様に、帯域制限用アクティブフィルタ６０４、６０８は、制御信号（ＢＷ５）に応じて、制御手段６１４により、そのカットオフ周波数が制御される。同様に、帯域制限用アクティブフィルタ６１６、６２０は、制御信号（ＰＤ２）に応じて、制御手段６２４により、そのオン／オフが制御される。また、帯域制限用アクティブフィルタ６１８、６２２は、制御信号（ＰＤ３）に応じて、制御手段６２６により、そのオン／オフが制御される。なお、当該歪み補償装置が備える帯域制限用アクティブフィルタは、制御信号に応じて、各々が独立に通過帯域を変化させるように構成されていてもよいし、複数が連動するように構成されていてもよい。

以上のような構成により、送信希望波信号の周波数帯域を、帯域外ノイズとして許容可能な範囲の限界値付近までカットオフ周波数を高めるような調整が可能になるため、マルチバンドに対応する場合等の制約の厳しい場面においても、最適な歪み補償機能の設定が可能になる。また、５次歪み成分を考慮することにより、第５の実施形態よりも高い精度の歪み補償効果を得ることが可能になる。

＜第７の実施形態＞
次に、本発明の第７の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。ここでは、上記の第５の実施形態に係る歪み補償装置と重複する構成要素については同一の符号を付することにより説明を省略し、第７の実施形態に特徴的な構成要素についてのみ詳細に説明する。図７は、第７の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。

第７の実施形態に係る歪み補償装置は、帯域制限用アクティブフィルタ７０２、７０４、７１２、７１４の通過帯域制御と、オン／オフ制御が可能な帯域制限用アクティブフィルタ７２０、７２２のオン／オフ制御を連動して実行する点に特徴を有する。なお、上記の通過帯域制御とオン／オフ制御とは、制御信号（ＰＤ２）を通じて実行される。

一例として、帯域制限用アクティブフィルタ７２０、７２２のオン／オフに応じて、帯域制限用アクティブフィルタ７０２、７０４の通過帯域が変化する様子を図１１に示し、帯域制限用アクティブフィルタ７１２、７１４の通過帯域が変化する様子を図１２に示した。

まず、図１１を参照すると、帯域制限用アクティブフィルタ７０２、７０４は、プレディストーション信号の入力をオンにする場合（ＰＤ２：ＯＮ）、プレディストーション信号の位相とアナログ直交ベースバンド信号の位相とが揃うように、カットオフ周波数を引き下げる。これは、帯域制限用アクティブフィルタ５１２、５１４において発生する位相遅延を補償するためである。一方、帯域制限用アクティブフィルタ７０２、７０４は、プレディストーション信号の入力をオフにする場合（ＰＤ２：ＯＦＦ）、帯域制限用アクティブフィルタ５１２、５１４において発生する位相遅延を補償する必要がないため、カットオフ周波数を引き上げる。また、プレディストーション信号の入力をオフにする場合（ＰＤ２：ＯＦＦ）、図１２に示すように、帯域制限用アクティブフィルタ７１２、７１４は、合成回路１０８、１１８において発生するノイズ成分の除去を目的として、カットオフ周波数を引き下げる。なお、帯域制限用アクティブフィルタ５１２、５１４、７２０、７２２のカットオフ周波数は、移相回路１４０、１５２、及びゲイン調整回路１４４、１５６において発生するノイズレベルに応じて制御される。

以上、本発明の第７の実施形態に係る歪み補償装置の構成について、その特徴点を中心に説明した。当該歪み補償装置は、プレディストーション信号の入力制御と、アナログ直交ベースバンド信号の帯域制限処理と、送信希望波信号の帯域制限処理と、を連動させる点に特徴を有する。このような構成により、プレディストーション信号の入力制御による低消費電力化を図ると同時に、帯域外ノイズを低減するように送信希望波信号の周波数帯域を好適に調整することが可能となる。

＜第８の実施形態＞
次に、本発明の第８の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。ここでは、上記の第６及び第７の実施形態に係る歪み補償装置と重複する構成要素については同一の符号を付することにより説明を省略し、第８の実施形態に特徴的な構成要素についてのみ詳細に説明する。図８は、第８の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。

第８の実施形態に係る歪み補償装置は、帯域制限用アクティブフィルタ５０２、５０８、５３０、５３２の通過帯域制御と、オン／オフ制御が可能な帯域制限用アクティブフィルタ６１６、６１８、６２０、６２２のオン／オフ制御を連動して実行する点に特徴を有する。なお、上記の通過帯域制御とオン／オフ制御とは、制御信号（ＰＤ２、ＰＤ３）を通じて実行される。

第８の実施形態に係る歪み補償装置は、第６の実施形態に係る歪み補償装置と実質的に同様の構成を有するが、各帯域制限用アクティブフィルタを制御する制御信号（ＰＤ１、ＰＤ２；ＢＷ１、ＢＷ２、ＢＷ３、ＢＷ４、ＢＷ５、ＢＷ６）を介して、帯域制限用アクティブフィルタ５０２、５０８、５３０、５３２の通過帯域制御と、オン／オフ制御が可能な帯域制限用アクティブフィルタ６１６、６１８、６２０、６２２のオン／オフ制御を連動させるデコーダ８０２を備える点で相違する。また、第７の実施形態に係る歪み補償装置と対比すると、第８の実施形態に係る歪み補償装置は、５次歪み成分を考慮したプレディストーション信号を生成する点に特徴を有する。なお、制御信号ＰＤ２と制御信号ＰＤ３とは相互に独立して制御される信号であるため、デコーダ８０２は、ＰＤ２とＰＤ３との組合せに応じて、帯域制限用アクティブフィルタ５０２、５０８、５３０、５３２の通過帯域を制御することが可能になる。

以上、本発明の第８の実施形態に係る歪み補償装置の構成について、その特徴点を中心に説明した。当該歪み補償装置は、プレディストーション信号の入力制御と、アナログ直交ベースバンド信号の帯域制限処理と、送信希望波信号の帯域制限処理と、を連動させる点に特徴を有する。このような構成により、プレディストーション信号の入力制御による低消費電力化を図ると同時に、帯域外ノイズを低減するように送信希望波信号の周波数帯域を好適に調整することが可能となる。

＜第９の実施形態＞
次に、本発明の第９の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。ここでは、上記の第５の実施形態に係る歪み補償装置と重複する構成要素については同一の符号を付することにより説明を省略し、第９の実施形態に特徴的な構成要素についてのみ詳細に説明する。図９は、第９の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。

第９の実施形態に係る歪み補償装置は、第５の実施形態に係る歪み補償装置が備えるゲイン調整回路１４４、１５６に代えて、制御信号（ＬＶ１）に応じたゲイン制御が可能なゲイン調整回路９０２、９０４を備えることを特徴とする。また、当該歪み補償装置は、当該制御信号ＬＶ１に応じて、ゲイン調整回路９０２、９０４を制御する制御手段９０６を備える。さらに、当該歪み補償装置は、ゲイン調整回路９０２、９０４のゲイン値に連動して、帯域制限用アクティブフィルタ５０２、５０４、５１２、５１４、５２０、５２２、５３０、５３２のカットオフ周波数を変化させるように、制御信号ＢＷ１、ＢＷ２、ＢＷ３、ＢＷ４を調整するデコーダ９０８を備えている。

一例として、ゲイン調整回路９０２、９０４のゲイン値に応じて、帯域制限用アクティブフィルタ５３０、５３２の通過帯域が変化する様子を図１３及び図１４に示した。図１３は、ゲイン調整回路９０２、９０４のゲイン値ａ１が大きくなった場合に、帯域制限用アクティブフィルタ５３０、５３２のカットオフ周波数が減少する例である。一方、図１４は、ゲイン調整回路９０２、９０４のゲイン値ａ１が−１０ｄＢ以下の場合と、当該ゲイン値ａ１が−１０ｄＢを超過し、かつ、０ｄＢ以下である場合とで、帯域制限用アクティブフィルタ５３０、５３２のカットオフ周波数を切り替える一例を示している。ここで挙げた例のように、デコーダ９０８は、ゲイン調整回路９０２、９０４のゲイン値に応じて、連続的又は段階的に各帯域制限用アクティブフィルタのカットオフ周波数を変化させることができる。

以上、本発明の第９の実施形態に係る歪み補償装置の構成について、その特徴点を中心に説明した。かかる構成により、当該歪み補償装置は、電力増幅後の送信希望波信号における３次歪み成分の振幅が相対的に大きい場合、各帯域制限用アクティブフィルタのカットオフ周波数を引き下げて、帯域外ノイズの影響を好適に低減することができる。

＜第１０の実施形態＞
次に、本発明の第１０の実施形態に係る歪み補償装置の構成について説明する。ここでは、上記の第６の実施形態に係る歪み補償装置と重複する構成要素については同一の符号を付することにより説明を省略し、第１０の実施形態に特徴的な構成要素についてのみ詳細に説明する。図１０は、第１０の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。

第１０の実施形態に係る歪み補償装置は、第６の実施形態に係る歪み補償装置が備えるゲイン調整回路１４４、１５６、２０８、２２０に代えて、制御信号（ＬＶ１、ＬＶ２）に応じたゲイン制御が可能なゲイン調整回路１００２、１００４、１００６、１００８を備えることを特徴とする。また、当該歪み補償装置は、制御信号ＬＶ１に応じて、ゲイン調整回路１００２、１００６を制御する制御手段１０１０と、制御信号ＬＶ２に応じて、ゲイン調整回路１００４、１００８を制御する制御手段１０１２と、を備える。さらに、当該歪み補償装置は、ゲイン調整回路１００２、１００４、１００６、１００８のゲイン値に連動して、帯域制限用アクティブフィルタ５０２、５０４、５３０、５３２、６０２、６０４、６０６、６０８、６１６、６１８、６２０、６２２のカットオフ周波数を変化させるように、制御信号ＢＷ１、ＢＷ２、ＢＷ３、ＢＷ４、ＢＷ５、ＢＷ６を調整するデコーダ１０１４を備えている。

第１０の実施形態に係る歪み補償装置の構成は、第９の実施形態に係る歪み補償装置が備えるプレディストーション信号生成部の構成を５次歪み成分に対応可能なように拡張したものである。従って、第１０の実施形態に係る歪み補償装置は、第９の実施形態に係る歪み補償装置と同様に、電力増幅した送信希望波信号に含まれる高次歪み成分の相対的な振幅比率に応じて、各帯域制限用アクティブフィルタのカットオフ周波数を変化することが可能である。また、第１０の実施形態に係る歪み補償装置は、５次歪み成分を考慮した構成となっているため、第９の実施形態に係る歪み補償装置に比べて、より高い精度の歪み補償が可能である。

以上、本発明の第１０の実施形態に係る歪み補償装置の構成について、その特徴点を中心に説明した。かかる構成により、当該歪み補償装置は、電力増幅後の送信希望波信号における３次歪み成分、あるいは、５次歪み成分の振幅が相対的に大きい場合、各帯域制限用アクティブフィルタのカットオフ周波数を引き下げて、帯域外ノイズの影響を好適に低減することができる。

＜無線通信装置の構成＞
以上、本発明の歪み補償装置に係る好適な実施形態を開示し、各実施形態の構成について詳細に説明した。上記の各実施形態に係る歪み補償装置は、以下で説明するような無線通信装置に搭載して利用することが可能であり、その利用形態に応じて、上記の実施形態又はその変形例を選択的に適用することができる。

図１５を参照しながら、本発明の歪み補償装置を適用可能な無線通信装置の一構成例について説明する。

上記の無線通信装置は、アンテナ１１０２と、アンテナ共用器１１０４と、受信部１１０６と、アナログ・デジタル変換機（ＡＤＣ）１１０８と、ベースバンド信号処理部１１１０と、デジタル・アナログ変換機（ＤＡＣ）１１１２と、送信部１１１４と、により構成される。また、送信部１１１４は、歪み成分生成回路１１１６と、合成回路１１１８と、直交変調器１１２０と、可変利得増幅器１１２２と、バンドパスフィルタ１１２４と、送信電力増幅器１１２６と、により構成される。なお、上記の歪み補償装置は、ＤＡＣ１１１２と送信部１１１４とを含む部分に該当し、上記のプレディストーション信号生成部は、歪み生成回路１１１６に該当する。

アンテナ１１０２は、他の無線通信装置が発信した高周波信号を受信し、又は送信部１１１４により生成された送信希望波信号をアンテナ共用器１１０４を介して取得し、他の無線通信装置に対して送信する。アンテナ共用器１１０４は、送信部１１１４と受信部１１０６とを一のアンテナ１１０２に接続するための空中線共用器である。受信部１１０６は、アンテナ共用器１１０４を介して受信したアナログ受信信号をＡＤＣ１１０８に伝送する。ベースバンド信号処理部１１１０は、ＡＤＣ１１０８を介してデジタル変換された受信信号からベースバンド信号を復調する。

また、ベースバンド信号処理部１１１０は、送信用のデジタル直交ベースバンド信号を生成し、ＤＡＣ１１１２を介して送信部１１１４に伝送する。送信部１１１４は、ＤＡＣ１１１２によりアナログ変換されたアナログ直交ベースバンド信号を分岐させ、一方を合成回路１１１８に入力し、他方を歪み成分生成回路１１１６に入力する。歪み成分生成回路１１１６は、入力されたアナログ直交ベースバンド信号に基づいてプレディストーション信号を生成し、当該プレディストーション信号を合成回路１１１８に入力する。合成回路１１１８は、ＤＡＣ１１１２から直接入力されたアナログ直交ベースバンド信号と、上記のプレディストーション信号とを合成し、送信希望波信号を生成して直交変調器１１２０に入力する。直交変調器１１２０は、送信希望波信号を直交変調して可変利得増幅器１１２２に入力する。可変利得増幅器１１２２は、送信希望波信号のゲイン調整を行い、バンドパスフィルタ１１２４に入力する。バンドパスフィルタ１１２４は、送信希望波信号から所定の帯域外周波数成分を除去した後、送信電力増幅器１１２６に入力する。送信電力増幅器１１２６は、送信希望波信号を電力増幅し、アンテナ共用器１１０４に入力する。送信希望波信号は、アンテナ共用器１１０４とアンテナ１１０２とを介して他の無線通信装置に送信される。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

第１の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第３の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第４の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第５の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第６の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第７の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第８の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第９の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第１０の実施形態に係る歪み補償装置の構成を示すブロック図である。 第７及び第８の実施形態に係るプレディストーション信号の入力制御に応じた帯域制限用アクティブフィルタの通過帯域制御方法を示す説明図である。 第７及び第８の実施形態に係るプレディストーション信号の入力制御に応じた帯域制限用アクティブフィルタの通過帯域制御方法を示す説明図である。 第９及び第１０の実施形態に係るプレディストーション信号の振幅比制御に応じた帯域制限用アクティブフィルタの通過帯域制御方法を示す説明図である。 第９及び第１０の実施形態に係るプレディストーション信号の振幅比制御に応じた帯域制限用アクティブフィルタの通過帯域制御方法を示す説明図である。 本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。 一般的なＰＧＡの構成を示す回路図である。 帯域制限用フィルタ機能を有するＰＧＡの回路構成を示す説明図である。 第２、４、６、８、１０の実施形態に係る歪み補償装置が備える合成回路の回路構成を示す説明図である。

符号の説明

１０２、１１２、１１１２ ＤＡＣ
１０４、１１０、１１４、１２０、１４６、１５８、２１０、２２２、３０２、３０４、３１０、３１２、４０２、４０６、４０８、４１０ 帯域制限用フィルタ
１０６、１１６、１４８、１６０、２１２、２２４ スイッチ
１０８、１１８、１１１８ 合成回路
１３６ パワーアンプ
１３８ Ｉ信号用３次歪み成分生成回路
１４０、１５２、２０４、２１６ 移相回路
１４４、１５６、２０８、２２０、９０２、９０４、１００２、１００４、１００６、１００８ ゲイン調整回路
１５０ Ｑ信号用３次歪み成分生成回路
２０２ Ｉ信号用５次歪み成分生成回路
２１４ Ｑ信号用５次歪み成分生成回路
５０２、５０４、５１２、５１４、５２０、５２２、５３０、５３２、６０２、６０４、６０６、６０８、６１６、６１８、６２０、６２２、７０２、７０４、７１２、７１４、７２０、７２２ 帯域制限用アクティブフィルタ
１１１０ ベースバンド信号処理部
１１１４ 送信部
１１１６ 歪み成分生成回路
１１２０ 直交変調器
１１２６ 送信電力増幅器

Claims (27)

1. アナログ直交ベースバンド信号に基づいて生成される送信希望波信号を増幅することにより発生する非線形歪み成分を補償することが可能な歪み補償装置において：
   入力された前記アナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第１帯域制限部と；
   前記第１帯域制限部を通過した前記アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、前記非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する歪み成分直交ベースバンド信号生成部と；
   前記非線形歪み成分の振幅と、前記歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅と、が一致するように、前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅を調整する振幅比調整部と；
   前記非線形歪み成分と、前記歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号と、が打ち消されるように、前記歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する位相差調整部と；
   前記第１帯域制限部を通過した前記アナログ直交ベースバンド信号と、前記振幅比調整部及び前記位相差調整部を通過した前記歪み成分直交ベースバンド信号とを合成して、前記送信希望波信号を生成する歪み成分合成部と；
   前記歪み成分合成部に対して前記歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御するための第１スイッチと；
   を含むことを特徴とする、歪み補償装置。
2. さらに、前記振幅比調整部により振幅が調整され、かつ、前記位相差調整部により位相が調整された前記歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第２帯域制限部を備えることを特徴とする、請求項１に記載の歪み補償装置。
3. さらに、前記歪み成分合成部により生成された前記送信希望波の周波数帯域を制限する第３帯域制限部を備えることを特徴とする、請求項１に記載の歪み補償装置。
4. さらに、前記歪み成分合成部に対して、前記アナログ直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御するための第２スイッチを備えることを特徴とする、請求項１に記載の歪み補償装置。
5. さらに、前記歪み成分合成部に入力される前記アナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第４帯域制限部を備え、
   前記歪み補償装置は、
   前記第４帯域制限部のオン・オフを切り替えることにより、前記第４帯域制限部を前記第１スイッチとして機能させることを特徴とする、請求項１に記載の歪み補償装置。
6. 前記第２帯域制限部は、
   通過可能な前記歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にすることを特徴とする、請求項２に記載の歪み補償装置。
7. 前記第３帯域制限部は、
   通過可能な前記送信希望波信号の周波数帯域を可変にすることを特徴とする、請求項３に記載の歪み補償装置。
8. 前記第４帯域制限部は、
   通過可能な前記アナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にすることを特徴とする、請求項５に記載の歪み補償装置。
9. 前記第３帯域制限部は、
   前記第１スイッチのオン・オフに連動して、通過可能な前記周波数帯域を変更することを特徴とする、請求項７に記載の歪み補償装置。
10. 前記第４帯域制限部は、
    前記第１スイッチのオン・オフに連動して、通過可能な前記周波数帯域を変更することを特徴とする、請求項８に記載の歪み補償装置。
11. 前記第２帯域制限部は、
    前記振幅比調整部において調整された前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅に応じて、通過可能な前記周波数帯域を変化させることを特徴とする、請求項６に記載の歪み補償装置。
12. 前記第３帯域制限部は、
    前記振幅比調整部において調整された前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅に応じて、通過可能な前記周波数帯域を変化させることを特徴とする、請求項７に記載の歪み補償装置。
13. 前記第４帯域制限部は、
    前記振幅比調整部において調整された前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅に応じて、通過可能な前記周波数帯域を変化させることを特徴とする、請求項８に記載の歪み補償装置。
14. アナログ直交ベースバンド信号に基づいて生成される送信希望波信号を増幅することにより発生する非線形歪み成分を補償することが可能な歪み補償装置において：
    入力された前記アナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第１帯域制限部と；
    前記第１帯域制限部を通過した前記アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、前記非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する歪み成分直交ベースバンド信号生成部と；
    前記非線形歪み成分の振幅と、前記歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅と、が一致するように、前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅を調整する振幅比調整部と；
    前記非線形歪み成分と、前記歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号と、が打ち消されるように、前記歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する位相差調整部と；
    前記振幅比調整部により振幅比が調整され、かつ、前記位相差調整部により位相が調整された前記歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第２帯域制限部と；
    前記第１帯域制限部を通過した前記アナログ直交ベースバンド信号と、前記振幅比調整部及び前記位相差調整部を通過した前記歪み成分直交ベースバンド信号とを合成して、前記送信希望波信号を生成する歪み成分合成部と；
    を備え、
    前記歪み補償装置は、
    前記第２帯域制限部のオン・オフを切り替えることにより、前記歪み成分合成部に対して前記歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御することを特徴とする、歪み補償装置。
15. さらに、前記歪み成分合成部により生成された前記送信希望波の周波数帯域を制限する第３帯域制限部を備えることを特徴とする、請求項１４に記載の歪み補償装置。
16. さらに、前記歪み成分合成部に対して、前記アナログ直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御するためのスイッチを備えることを特徴とする、請求項１４に記載の歪み補償装置。
17. さらに、前記歪み成分合成部に入力される前記アナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第４帯域制限部を備え、
    前記歪み補償装置は、
    前記第４帯域制限部のオン・オフを切り替えることにより、前記歪み成分合成部に対して前記アナログ直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御することを特徴とする、請求項１４に記載の歪み補償装置。
18. 前記第２帯域制限部は、
    通過可能な前記歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にすることを特徴とする、請求項１４に記載の歪み補償装置。
19. 前記第３帯域制限部は、
    通過可能な前記送信希望波信号の周波数帯域を可変にすることを特徴とする、請求項１５に記載の歪み補償装置。
20. 前記第４帯域制限部は、
    通過可能な前記アナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を可変にすることを特徴とする、請求項１７に記載の歪み補償装置。
21. 前記第３帯域制限部は、
    前記第２帯域制限部のオン・オフに連動して、通過可能な前記周波数帯域を変更することを特徴とする、請求項１９に記載の歪み補償装置。
22. 前記第４帯域制限部は、
    前記第２帯域制限部のオン・オフに連動して、通過可能な前記周波数帯域を変更することを特徴とする、請求項２０に記載の歪み補償装置。
23. 前記第２帯域制限部は、
    前記振幅比調整部において調整された前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅に応じて、通過可能な前記周波数帯域を変化させることを特徴とする、請求項１８に記載の歪み補償装置。
24. 前記第３帯域制限部は、
    前記振幅比調整部において調整された前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅に応じて、通過可能な前記周波数帯域を変化させることを特徴とする、請求項１９に記載の歪み補償装置。
25. 前記第４帯域制限部は、
    前記振幅比調整部において調整された前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅に応じて、通過可能な前記周波数帯域を変化させることを特徴とする、請求項２０に記載の歪み補償装置。
26. アナログ直交ベースバンド信号に基づいて生成される送信希望波信号を増幅することにより発生する非線形歪み成分を補償することが可能な無線通信装置において：
    デジタル直交ベースバンド信号を生成するベースバンド信号処理部と；
    前記デジタル直交ベースバンド信号をアナログ直交ベースバンド信号に変換するデジタル・アナログ変換部と；
    入力された前記アナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第１帯域制限部と；
    前記第１帯域制限部を通過した前記アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、前記非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する歪み成分直交ベースバンド信号生成部と；
    前記非線形歪み成分の振幅と、前記歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅と、が一致するように、前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅を調整する振幅比調整部と；
    前記非線形歪み成分と、前記歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号と、が打ち消されるように、前記歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する位相差調整部と；
    前記第１帯域制限部を通過した前記アナログ直交ベースバンド信号と、前記振幅比調整部及び前記位相差調整部を通過した前記歪み成分直交ベースバンド信号とを合成して、前記送信希望波信号を生成する歪み成分合成部と；
    前記歪み成分合成部に対して前記歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御するための第１スイッチと；
    前記送信希望波信号を直交変調する直交変調部と；
    前記直交変調された送信希望波信号を電力増幅する信号増幅部と；
    前記電力増幅された送信希望波信号を送信する信号送信部と；
    を備えることを特徴とする、無線通信装置。
27. アナログ直交ベースバンド信号に基づいて生成される送信希望波信号を増幅することにより発生する非線形歪み成分を補償することが可能な無線通信装置において：
    デジタル直交ベースバンド信号を生成するベースバンド信号処理部と；
    前記デジタル直交ベースバンド信号をアナログ直交ベースバンド信号に変換するデジタル・アナログ変換部と；
    入力された前記アナログ直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第１帯域制限部と；
    前記第１帯域制限部を通過した前記アナログ直交ベースバンド信号に基づいて、前記非線形歪み成分に対応した歪み成分直交ベースバンド信号を生成する歪み成分直交ベースバンド信号生成部と；
    前記非線形歪み成分の振幅と、前記歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号の振幅と、が一致するように、前記歪み成分直交ベースバンド信号の振幅を調整する振幅比調整部と；
    前記非線形歪み成分と、前記歪み成分直交ベースバンド信号を増幅して得られる信号と、が打ち消されるように、前記歪み成分直交ベースバンド信号の位相を調整する位相差調整部と；
    前記振幅比調整部により振幅比が調整され、かつ、前記位相差調整部により位相が調整された前記歪み成分直交ベースバンド信号の周波数帯域を制限する第２帯域制限部と；
    前記第１帯域制限部を通過した前記アナログ直交ベースバンド信号と、前記振幅比調整部及び前記位相差調整部を通過した前記歪み成分直交ベースバンド信号とを合成して、前記送信希望波信号を生成する歪み成分合成部と；
    前記送信希望波信号を直交変調する直交変調部と；
    前記直交変調された送信希望波信号を電力増幅する信号増幅部と；
    前記電力増幅された送信希望波信号を送信する信号送信部と；
    を備え、
    前記無線通信装置は、
    前記第２帯域制限部のオン・オフを切り替えることにより、前記歪み成分合成部に対して前記歪み成分直交ベースバンド信号を入力するか否かを制御することを特徴とする、無線通信装置。

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