JP2007336632A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】PWMコンバータを制御するための信号を出力する直流電圧変動回路と、電源電圧変動信号生成回路と、PWMコンバータ入力電流指令信号生成回路と、入力電流変動補償回路と、リアクトルの電圧降下補償回路と、交流電源電圧、入力電流変動補償、電圧降下補償の各信号の和の電圧信号を変調波とし、PWMコンバータを制御するコンバータ制御回路とを備える。
【選択図】図1
Description
入力電流制御の位相遅れ分を補償し、電源からの供給電流を指令値に追従するよう制御する技術が示されている(例えば、特許文献1参照)。
このような特許文献1に示された技術を、例えば自家用小型交流発電機等の周波数、電圧変動の大きい交流電源や起動、停止の多い電源を備えた電力変換装置に適用すると、装置によっては追従できず制御不能となり、過電流、過電圧等の保護動作で停止するケースが生じる等の問題点があった。
交流電源の実効値電圧の逆数と比例し、負荷に供給する直流電流である負荷電流に比例する電源電圧変動信号を出力する電源電圧変動信号生成回路と、
直流電圧変動補償信号と電源電圧変動信号との和により、PWMコンバータの入力電流の指令値であるコンバータ入力電流指令信号を出力するコンバータ入力電流指令信号生成回路と、
コンバータ入力電流指令信号とPWMコンバータの入力電流との差が小さくなるようにPWMコンバータを制御するための入力電流変動補償信号を出力する入力電流変動補償回路と、
交流リアクトルの電圧降下を補償するための電圧降下補償信号を出力する電圧降下補償回路と、交流電源の電圧信号と入力電流変動補償信号と電圧降下補償信号との和の電圧信号を変調波として、PWMコンバータを制御するPWMコンバータ制御回路とを備えたものである。
交流電源の実効値電圧の逆数と比例し、負荷に供給する負荷電流に比例する電源電圧変動信号を出力する電源電圧変動信号生成回路と、
直流電圧変動補償信号と電源電圧変動信号との和により、コンバータ入力電流指令信号を出力するコンバータ入力電流指令信号生成回路と、
コンバータ入力電流指令信号とPWMコンバータの入力電流との差が小さくなるようにPWMコンバータを制御する信号を出力する入力電流変動補償回路と、
交流リアクトルの電圧降下を補償するための信号を出力する電圧降下補償回路と、交流電源の電圧信号と入力電流変動補償信号と電圧降下補償信号との和の電圧信号を変調波として、PWMコンバータを制御するPWMコンバータ制御回路とを備えた構成であるので、周波数や電圧変動の大きい、または起動/停止の多い交流電源の場合にでも、電力変換装置の安定した制御が可能となる。
以下、この発明の実施の形態1を図1に基づいて説明する。
電力変換装置100は交流電源である、例えば自家発電設備の同期発電機である交流発電機1と、この交流発電機1に接続された交流リアクトル2と、交流電流Isを検出する第1の電流センサ3と、入力した交流を直流に変換するPWMコンバータ4と、PWMコンバータ4の直流出力電力を蓄積するフィルタコンデンサ5と、この直流電圧源であるフィルタコンデンサ5に接続された負荷6と、直流出力電流Idを検出する第2の電流センサ7と、以下に述べる各要素より構成されている。
すなわち、交流発電機1の出力電圧を検知する電圧センサ8、PWMコンバータ4の変調波を作成するために使用する、電源電圧Vsに同期した正弦波(sin波)と、sin波よりも90度進んだ位相を持つ同じ振幅の正弦波cos波とを生成するsin/cos(サイン/コサイン)発生器9、コンデンサ電圧指令Vd*と符号を反転させたコンデンサ電圧Vdとを加算する第1の加算器10、この加算器10の出力を増幅する電圧コントローラ11、電圧コントローラ11の出力と後述するフィードフォワード信号Is*を加算する第2の加算器12、sin/cos発生器9の出力するsin信号と第2の加算器12の出力とを乗算する第1の乗算器13、交流電流Isと符号を反転させた第1の乗算器13の出力とを加算する第3の加算器14、この第3の加算器14の出力する差分を増幅する電流コントローラ15、電圧センサ8の出力と電流コントローラ15の出力とを加算する第4の加算器16、PWMコンバータ4のスイッチングパターンを決定する信号を出力するPWM信号発生器18、cos信号と第2の加算器12の出力を第2の乗算器19で乗算し、電圧センサ8が検知する交流発電機1の実効値電圧をf/V(周波数/電圧)変換器21で変換された周波数fと交流リアクトル2のインピーダンス分2πLsとを乗算する第5の乗算器24の出力とを乗算する第3の乗算器20、第4の加算器16と第3の乗算器20の出力を加算してPWM信号発生器18に出力する第5の加算器17、所定の係数を前記周波数fで割った値を求める割算器22、直流電流Idと割算器22の出力とを乗算してフィードフォワード信号Is*を出力する第4の乗算器23とが設けられている。
交流電源である自家発電等で使用される発電機として、例えば同期発電機等が使用されるが、このような交流発電機の特徴としては通常磁束(回転磁界)φ=一定で運転される。即ち交流発電機の回転により発生する交流電圧Vsと周波数fの間には磁束をφとして、
φ=K×Vs/f=一定 Vs=φ/K×fが成り立つ。
ここでKは一定の定数である。この特性を(図2)に示す。
一方、交流電源から供給される交流電力Pac=Vs×Isと出力直流電力Pdc=Vd×Idは損失を無視し、交流電源から見て、力率=1と仮定すると等しくなるので、
Vs×Is=Vd×Idが成り立つ。
従ってIs=Pdc/Vsとなり、φ=K×Vs/f=一定の条件と組み合わせると、Vd=一定として
Is=Pdc/Vs=K×Vd×Id/φ×f=K´/f×Id
ここでK´=K×Vd/φ
となり、周波数fが変化した場合に交流入力電流は直流電流IdにK´/fをかけたものに比例することになる。
そこで、交流電圧Vsをf/V(周波数/電圧)変換器21で周波数fに変換し、割算器22で定数K´を割り、K´/fを求めて、直流電流Idに第4の乗算器23で乗算してやることにより、周波数fが変動した場合の交流電流のフィードフォワード信号Is*を得ることができる。
このフィードフォワード信号Is*は直流電流Idの変動に対するフィードフォワードとして働くとともに、周波数fの項を持っているため周波数変動に対するフィードフォワード信号としても働く。
この発明は前述のようなフィードフォワード信号を得るような構成を備える。
まず交流発電機1の出力は、交流リアクトル2、PWMコンバータ4、フィルタコンデンサ5で構成されるAC/DC変換器はたとえば三相AC400V電圧を直流例えばDC750Vに変換し、その後直流は負荷6へ給電される。
まず電圧センサ8で検出した交流電源電圧をベースにsin/cos発生器9により入力交流に同期したsin/cos信号を発生させる。ここでsin信号は入力と同相、cos信号は90°位相差の正弦波信号である。このsin/cos信号はPWMコンバータ4が出力する入力交流電流指令の基準となる。
PWMコンバータ4の制御対象はフィルタコンデンサ5の電圧であり、フィルタコンデンサ5の電圧Vdと図示省略した直流電圧設定器の出力するコンデンサ電圧指令Vd*とは、第1の加算器10で偏差を得た後、電圧コントローラ11で増幅され、電圧差がある場合は有効電流を流して電圧を維持するための入力交流電流指令となる。
この電流コントローラ15で増幅された出力と入力電圧の電圧センサ8の出力を第4の加算器16で加算することよりPWMコンバータ4が出力すべき交流電圧Vc*が決定する。
さらに交流リアクトル2による交流側の電圧降下を補償するためsin/cos発生器9の出力するcos信号と、前記第2の加算器12の出力する電流指令を第2の乗算器19で乗算し、また交流リアクトル2のインピーダンス分の2πLsとf/V変換器21の出力する周波数fとを第5の乗算器24で乗算し、その出力と前記第2の乗算器19の出力とを第3の乗算器20で乗算し、その出力をフィードフォワード信号として第5の加算器17により前記第4の加算器16の出力する交流電圧Vc*に加算し、その結果をPWM信号発生器18へ与え、PWMコンバータ4のスイッチングパターンを決定する。交流発電機電圧Vs*、入力電流Is*、PWMコンバータ電圧Vc*、交流リアクトル電圧VLの関係を図3に示す。
このように、この実施の形態1の電力変換装置100は、入力する交流周波数に応じてフィードフォワード制御を行うので、より高速で安定制御の可能な装置となる。
さらに、この実施の形態1は、交流発電機の端子電圧が計測可能であり、交流発電機の端子電圧を用いて電力変換装置のフィードフォワード制御を行った場合であるが、交流発電機が電力変換装置と離れている場所にある場合でも、電力変換装置の入力の交流電圧を用いて、電力変換装置のフィードフォワード制御を行っても同様の効果がある。
この実施の形態2は、フィードフォワード信号Is*を、直流電流のフィードフォワード信号にするように、実施の形態1を変更した場合である。実施の形態2における電力変換装置100の構成図を図4に示す。図1と異なる点のみを説明する。図1に記載されていた割算器22と、第4の乗算器23を図4では削除している。
図4において、第5の乗算器24にてf/V(周波数/電圧)変換器21の出力fと、交流リアクトル2のインピーダンス分の2πLsとを乗算して2πfLsとし、sin/cos発生器9の出力するcos信号と、第2の加算器12が出力する電圧コントローラ11の出力と第2の電流センサ7の検知電流との偏差からの電流指令とを第2の乗算器19で乗算し、その出力と前記第5の乗算器24の出力値2πfLsとを第3の乗算器20に出力する回路としたものである。このような回路を採用することにより、例えば周波数変動の大きい電源の場合に、従来の電力変換装置に比較してより高速で安定した制御が可能となる。
図5は、交流発電機の加速/減速パターンの1例を示している。図において加速/減速パターンの曲線51に対し、実施の形態1、2は応答曲線52に示すように、特許文献1による従来の電力変換装置による応答曲線53に比較して、より速い応答性を有する。その理由は特許文献1では平滑コンデンサの直流電圧を検知して制御するのであるのに対し、本発明は交流電圧をf/V変換器によって周波数に変換、処理したフィードフォワード信号を用いてPWMコンバータを制御するので、周波数や電圧変動の大きいまたは起動/停止の多い交流電源でも速い応答により安定した制御が可能となる。
5 フィルタコンデンサ、6 負荷、18 PWM信号発生器、
21 f/V(周波数/電圧)変換器、22 割算器、100 電力変換装置。
Claims (3)
- 交流電源に交流リアクトルを介して接続されたPWMコンバータと、
該PWMコンバータに接続されて負荷に供給する直流電力を蓄積するフィルタコンデンサと、
該フィルタコンデンサの直流電圧と予め設定された直流基準電圧との差が小さくなるように、前記PWMコンバータを制御するための直流電圧変動補償信号を出力する直流電圧変動補償回路と、
前記交流電源の実効値電圧の逆数と比例し、負荷に供給する直流電流である負荷電流に比例する電源電圧変動信号を出力する電源電圧変動信号生成回路と、
前記直流電圧変動補償信号と前記電源電圧変動信号との和により、前記PWMコンバータの入力電流の指令値であるコンバータ入力電流指令信号を出力するコンバータ入力電流指令信号生成回路と、
前記コンバータ入力電流指令信号と前記PWMコンバータの入力電流との差が小さくなるように前記PWMコンバータを制御するための入力電流変動補償信号を出力する入力電流変動補償回路と、
前記交流リアクトルの電圧降下を補償するための電圧降下補償信号を出力する電圧降下補償回路と、
交流電源の電圧信号と前記入力電流変動補償信号と前記電圧降下補償信号との和の電圧信号を変調波として、前記PWMコンバータを制御するPWMコンバータ制御回路とを備えた電力変換装置。 - 前記交流電源の電圧信号から前記交流電源の周波数である電源周波数信号を出力する電源周波数信号生成回路とを備え、
前記電圧降下補償回路が前記電源周波数信号に応じた電圧降下補償信号を出力することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 交流電源に交流リアクトルを介して接続されたPWMコンバータと、
該PWMコンバータに接続されて負荷に供給する直流電力を蓄積するフィルタコンデンサと、
該フィルタコンデンサの直流電圧と予め設定された直流基準電圧との差が小さくなるように、前記PWMコンバータを制御するための直流電圧変動補償信号を出力する直流電圧変動補償回路と、
負荷に供給する直流電流である負荷電流信号を出力する負荷電流信号生成回路と、
前記直流電圧変動補償信号と前記負荷電流信号との和により、前記PWMコンバータの入力電流の指令値であるコンバータ入力電流指令信号を出力するコンバータ入力電流指令信号生成回路と、
前記コンバータ入力電流指令信号と前記PWMコンバータの入力電流との差が小さくなるように、前記PWMコンバータを制御するための入力電流変動補償信号を出力する入力電流変動補償回路と、
前記交流電源の電圧信号から前記交流電源の周波数である電源周波数信号を出力する電源周波数信号生成回路と、
前記電源周波数信号を入力として前記交流リアクトルの電圧降下を補償するための電圧降下補償信号を出力する電圧降下補償回路と、
交流電源の電圧信号と前記入力電流変動補償信号と前記電圧降下補償信号との和の電圧信号を変調波として前記PWMコンバータを制御するPWMコンバータ制御回路とを備えた電力変換装置。
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