JP2007240300A - 絶縁検出方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】全ての車両走行状態において絶縁検出が可能な絶縁検出方法および装置を提供すること。
【解決手段】第１の電圧計測手段１０において、制御手段１０による第１スイッチＳＷ１および第４スイッチＳＷ４の閉制御により充電されたコンデンサＣの両端電圧を計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- 、および第２スイッチＳＷ２および第３スイッチＳＷ３の閉制御により充電されたコンデンサＣの両端電圧を計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ と、直流電源Ｖの両端に接続された第２の電圧計測手段３０において計測して得た直流電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ ′とに基づいて、直流電源Ｖの地絡抵抗を算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、絶縁検出方法および装置に係り、特に、直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出方法および装置に関するものである。

上述した従来の絶縁検出装置として、例えば、フライングキャパシタ方式の絶縁検出装置が提案されている。この絶縁検出装置は、直流の高圧電源の絶縁状態を検出する際に、接地から浮かせた状態のコンデンサ（すなわち、フライングキャパシタ）に高圧電源の電圧を充電してその両端電圧を計測した計測値と、コンデンサの一方を抵抗を介して接地した状態において、同様に高圧電源の電圧をコンデンサに充電してその両端電圧を計測した計測値とに基づいて地絡抵抗を算出することにより高圧電源の絶縁状態を検出している（たとえば、特許文献１および２参照）。

図６は、従来の絶縁検出装置の構成例を示す回路図である。図中、ＶはＮ個のバッテリが直列接続された高圧電源（＝直流電源）であり、この高圧電源Ｖは、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）１０など低圧系の接地電位Ｇとは絶縁されている。

同図に示すように絶縁検出装置は、両極性のコンデンサＣと、接地電位Ｇとは絶縁された高圧電源Ｖの正極をコンデンサＣの一端に接続するための第１スイッチＳＷ１と、高圧電源Ｖの負極をコンデンサＣの他端に接続するための第２スイッチＳＷ２とを備えている。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２は、それぞれ、請求項における第１スイッチ手段および第２スイッチ手段として働く。

マイコン１０は、入力ポートＡ／Ｄ（＝入力端子）に供給された電圧をＡ／Ｄ変換して計測する電圧計測機能を有する。また、絶縁検出装置は、コンデンサＣの一端を入力ポートＡ／Ｄに接続するための第３スイッチＳＷ３と、コンデンサＣの他端を接地電位Ｇに接続するための第４スイッチＳＷ４とを備えている。

また、絶縁検出装置は、第３スイッチＳＷ３の入力ポートＡ／Ｄ側−接地電位Ｇ間に設けられた第１抵抗Ｒ１と、第４スイッチＳＷ４の接地電位Ｇ側−接地電位Ｇ間に設けられた第２抵抗Ｒ２とを備えている。

また、入力ポートＡ／Ｄには、保護回路１１を介して電圧が供給される。この保護回路１１は、第１抵抗Ｒ１の第３スイッチＳＷ３側−入力ポートＡ／Ｄ側間に設けられた保護抵抗Ｒｐ１と、この保護抵抗Ｒｐ１の入力ポートＡ／Ｄ側−接地電位Ｇ間に設けられたクランプダイオードＤｃとから構成される。

保護抵抗Ｒｐ１は、電流制限抵抗として働き、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに過電流が流れることを防ぐ。また、クランプダイオードＤｃによって、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄにマイコン１０に損傷を与えるような過剰な正電位や負電位が印加されるのを防ぐことができる。

また、絶縁検出装置は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ライン−コンデンサＣ間に設けられた抵抗切替回路１２を備えている。抵抗切替回路１２は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ラインからコンデンサＣに向かって順方向となるように接続された第１ダイオードＤ１および第１切替抵抗Ｒｃ１から構成される直列回路と、第１ダイオードＤ１とは逆方向となるように接続された第２ダイオードＤ２および第２切替抵抗Ｒｃ２から構成される直列回路とが、並列に接続されて構成されている。

また、上述した第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は例えば光ＭＯＳＦＥＴが用いられ、高圧電源Ｖと絶縁しつつマイコン１０によって制御できるようになっている。なお、１３はリセット回路であり、リセットスイッチＳＷｒを閉制御すると、コンデンサＣに蓄積された電荷が放電抵抗Ｒｄｃによって速やかに放電することができる。

上述の構成を有する絶縁検出装置の動作を図７のフローチャートを参照して説明する。まず、マイコン１０は、高圧電源の高圧電圧Ｖ₀ を計測する（ステップＳ１１）。この計測は、具体的には次のように行われる。まず、マイコン１０は、全てのスイッチが開いている初期状態から第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２を閉制御し、高圧電源Ｖの電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、第１および第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を開制御した後、第３および第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御することにより、コンデンサＣの両端電圧、すなわち高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ がマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。それにより、両端電圧Ｖ₀ が高圧電源Ｖの電圧としてマイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０は、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL- を計測する（ステップＳ１２）。この計測は、具体的には次のように行われる。すなわち、マイコン１０は、リセット回路１３によるリセット後、第１スイッチおよび第４スイッチＳＷ１、ＳＷ４を閉制御する。それにより、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、マイコン１０は、第１のスイッチＳＷ１を開制御した後、第３および第４スイッチ手段ＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。それにより、コンデンサＣの両端電圧、すなわち負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL- は、マイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０は、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ を計測する（ステップＳ１３）。この計測は、具体的には次のように行われる。すなわち、マイコン１０は、リセット回路１３によるリセット後、第２スイッチおよび第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を閉制御する。それにより、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、マイコン１０は、第２スイッチＳＷ２を開制御した後、第３および第４スイッチ手段ＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。それにより、コンデンサＣの両端電圧、すなわち正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ は、マイコン１０で読み込まれる。
なる。

次に、マイコン１０は、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた計測電圧Ｖ_RL- と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた計測電圧Ｖ_RL+ の和を高圧電源Ｖの両端電圧に応じた計測電圧Ｖ₀ で除する演算（Ｖ_RL- ＋Ｖ_RL+ ／Ｖ₀ ）を行う（ステップＳ１４）。次に、マイコン１０は、その演算値により、予め内部メモリに記憶されている演算値対地絡抵抗の換算テーブルを参照して高圧電源Ｖの地絡抵抗を算出する（ステップＳ１５）。

このように、マイコン１０は第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を各々制御して、高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ 、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧Ｖ_RL+ 、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧Ｖ_RL- でキャパシタＣを充電する毎に、そのときのキャパシタＣの両端電圧をマイコン１０によって読み取ることで、高圧電源Ｖの絶縁状態を検出することができる。
特開２００４−１７０１０３号公報 特開２００４−２４５６３２号公報

ところで、ＥＶ車等の高圧直流電源を有する車両において、安全性の面から、高圧直流電源−接地間の絶縁検出を、車両の走行状況に影響されないあらゆる状況下において行いたいという要求がある。しかしながら、ＥＶ車等の高圧直流電源を有する車両では、走行状況によって高圧電圧が変動する。

図８は、車両の高圧電源における高圧電圧の変動イメージを示す図である。図に示すように、停止状態にある車両のエンジンをオンにし、走行を開始するまでの期間は、高圧電圧は一定を保っているので、この期間が絶縁検出を行うための計測に適する領域である。走行開始後は、負荷大の時（アクセルオンの時）電圧が下降し、回生時（ブレーキング時）電圧が上昇する。また、慣性走行時（安定走行時）には、電圧変動がなく一定となる。

図９は、絶縁検出サイクル中のコンデンサＣの両端電圧の変化を示す図である。図に示すように、コンデンサＣの両端電圧は、高圧電圧の変動がある場合、１回の絶縁検出サイクル中、時間ｔ１から始まる高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ 計測時の充電波形と、時間ｔ２から始まる負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL- 計測時の充電波形と、時間ｔ３から始まる正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ 計測時の充電波形において、それぞれ異なる高圧電源Ｖの高圧電圧により充電される場合がある。このように高圧電圧の変動がある状況下で絶縁検出しようとしても、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３でそれぞれ始まる電圧計測時点での高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ が異なる電圧となってしまうため、（Ｖ_RL- ＋Ｖ_RL+ ／Ｖ₀ ）の算出式で演算した結果が正しい値とならず、精度の良い絶縁検出を行うことはできない。そこで、高圧電源Ｖの両端電圧の変動中は、絶縁検出を停止させる対策を取るしかないが、その場合、走行中はほとんど絶縁検出をできない状態となってしまう。

このように、絶縁検出は、高圧電圧変動がないときでないと正確な絶縁抵抗検出が行えないため、実際には、停車から走行開始までの期間や安定走行時の限られた時しか行うことができない。

しかし、絶縁抵抗低下による感電の可能性がある状態は、車両走行中常に発生し得るので、これでは安全性に問題があり、絶縁検出装置における高圧電圧の変動対策が従来より懸案事項となっていた。

そこで、本発明は、上記の課題に鑑み、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能な絶縁検出方法および装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出方法であって、前記直流電源の正極と接地電位間にコンデンサを接続して、その両端電圧を第１の電圧計測手段で計測することにより第１の電圧計測値Ｖ_RL- を求める第１の計測ステップと、前記直流電源の負極と接地電位間に前記コンデンサを接続して、その両端電圧を前記第１の電圧計測手段で計測することにより第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を求める第２の計測ステップと、前記直流電源の両端に第２の電圧計測手段を接続して、前記第１および第２計測ステップの計測期間中に前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を求める第３の計測ステップと、前記第１の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- および前記第２の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ と、前記第３の計測ステップで求めた前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する算出ステップとを含むことを特徴とする絶縁検出方法に存する。

請求項１記載の発明においては、直流電源の正極と接地電位間にコンデンサを接続して、その両端電圧を第１の電圧計測手段で計測することにより第１の電圧計測値Ｖ_RL- を求め、直流電源の負極と接地電位間にコンデンサを接続して、その両端電圧を第１の電圧計測手段で計測することにより第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を求める。また、直流電源の両端に第２の電圧計測手段を接続して、第１の電圧計測手段による第１および第２の電圧計測値の計測期間中の直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を求める。そして、第１の電圧計測手段で求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ と、第２の電圧計測手段３０で求めた直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する。

上記課題を解決するためになされた請求項２記載の発明は、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出装置であって、コンデンサと、前記コンデンサの両端電圧を計測する第１の電圧計測手段と、前記直流電源の正極と前記コンデンサの一端間に接続された第１スイッチと、前記直流電源の負極と前記コンデンサの他端間に接続された第２スイッチと、前記コンデンサの一端と前記第１の電圧計測手段間に接続された第３スイッチと、前記コンデンサの他端と前記接地電位間に接続された第４スイッチと、前記第１〜第４スイッチを選択的に閉制御する制御手段と、前記直流電源の両端に接続され、前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を計測する第２の電圧計測手段と、前記第１の電圧計測手段において、前記制御手段による前記第１スイッチおよび第４スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- 、および前記第２スイッチおよび第３スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ と、前記第２の電圧計測手段において計測して得た前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する算出手段とを備え、前記第２の電圧計測手段は、前記第１の電圧計測手段における前記第１の電圧計測値Ｖ_RL- および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ の計測期間中に、前記直流電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ ′を計測することを特徴とする絶縁検出装置に存する。

請求項２記載の発明においては、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出装置は、コンデンサと、コンデンサの両端電圧を計測する第１の電圧計測手段と、直流電源の正極とコンデンサの一端間に接続された第１スイッチと、直流電源の負極とコンデンサの他端間に接続された第２スイッチと、コンデンサの一端と第１の電圧計測手段間に接続された第３スイッチと、コンデンサの他端と接地電位間に接続された第４スイッチと、第１〜第４スイッチを選択的に閉制御する制御手段と、直流電源の両端に接続され、直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を計測する第２の電圧計測手段と、第１の電圧計測手段１０において、制御手段１０による第１スイッチＳＷ１および第４スイッチＳＷ４の閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- 、および第２スイッチおよび第３スイッチの閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ と、第２の電圧計測手段３０において計測して得た直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する算出手段とを備えている。第２の電圧計測手段は、第１の電圧計測手段における第１の電圧計測値Ｖ_RL- および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ の計測期間中に、直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を計測する。

上記課題を解決するためになされた請求項３記載の発明は、請求項２記載の絶縁検出装置において、前記第３スイッチと前記第１の電圧計測手段の接続点と前記接地電位間に接続された第１抵抗と、前記第４スイッチと前記接地電位間に接続された第２抵抗と、前記第１および第３のスイッチの接続点と前記コンデンサの一端間に接続された第１および第２切替抵抗と、前記第１および第２切替抵抗のうち前記コンデンサの極性方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを前記第１スイッチおよび前記第３スイッチの接続点と前記コンデンサの一端間に選択的に接続させる選択手段とをさらに備えていることを特徴とする絶縁検出装置に存する。

請求項３記載の発明においては、絶縁検出装置は、第３スイッチと第１の電圧計測手段の接続点と接地電位間に接続された第１抵抗と、第４スイッチと接地電位間に接続された第２抵抗と、第１および第３のスイッチの接続点とコンデンサの一端間に接続された第１および第２切替抵抗と、第１および第２切替抵抗のうちコンデンサの極性方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを第１スイッチおよび第３スイッチの接続点とコンデンサの一端間に選択的に接続させる選択手段とをさらに備えている。

請求項１記載の発明によれば、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出方法であって、直流電源の正極と接地電位間にコンデンサを接続して、その両端電圧を第１の電圧計測手段で計測することにより第１の電圧計測値Ｖ_RL- を求める第１の計測ステップと、直流電源の負極と接地電位間に前記コンデンサを接続して、その両端電圧を前記第１の電圧計測手段で計測することにより第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を求める第２の計測ステップと、直流電源Ｖの両端に第２の電圧計測手段を接続して、第１および第２計測ステップの計測期間中に直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を求める第３の計測ステップと、第１の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- および第２の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ と、第３の計測ステップで求めた直流電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ ′とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する算出ステップとを含むので、従来計測不可能であった高圧電源の電圧変動状態時も含め、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能となる。また、高圧電圧変動分を地絡抵抗算出に反映できるため、地絡抵抗の検出精度が向上する。また、従来、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測前に行っていた高圧電源Ｖの両端電圧の計測を、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測期間中に行っているので、従来より絶縁検出サイクルを短くすることができ、応答性が向上する。

請求項２記載の発明によれば、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出装置であって、コンデンサと、前記コンデンサの両端電圧を計測する第１の電圧計測手段と、直流電源の正極とコンデンサの一端間に接続された第１スイッチと、直流電源の負極とコンデンサの他端間に接続された第２スイッチと、コンデンサの一端と第１の電圧計測手段間に接続された第３スイッチと、コンデンサの他端と接地電位間に接続された第４スイッチと、第１〜第４スイッチを選択的に閉制御する制御手段と、直流電源の両端に接続され、直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を計測する第２の電圧計測手段と、第１の電圧計測手段において、制御手段による第１スイッチおよび第４スイッチの閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- 、および第２スイッチおよび第３スイッチの閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ と、第２の電圧計測手段において計測して得た直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する算出手段とを備え、第２の電圧計測手段は、第１の電圧計測手段における第１の電圧計測値Ｖ_RL- および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ の計測期間中に、直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を計測するので、従来計測不可能であった高圧電源の電圧変動状態時も含め、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能となる。また、高圧電圧変動分を地絡抵抗算出に反映できるため、地絡抵抗の検出精度が向上する。また、従来、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測前に行っていた高圧電源Ｖの両端電圧の計測を、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測期間中に行っているので、従来より絶縁検出サイクルを短くすることができ、応答性が向上する。

請求項３記載の発明によれば、第３スイッチと第１の電圧計測手段の接続点と接地電位間に接続された第１抵抗と、第４スイッチと接地電位間に接続された第２抵抗と、第１および第３のスイッチの接続点とコンデンサの一端間に接続された第１および第２切替抵抗と、第１および第２切替抵抗のうちコンデンサの極性方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを第１スイッチおよび第３スイッチの接続点とコンデンサの一端間に選択的に接続させる選択手段とをさらに備えているので、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた計測電圧Ｖ_RL- と、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた計測電圧Ｖ_RL+ と、高圧電源Ｖの両端電圧に応じた計測電圧Ｖ₀ ′とに基づいて高圧電源Ｖの地絡抵抗を算出することができる。

以下、本発明の絶縁検出方法および装置について図面を参照して説明する。

図１は、本発明に係る絶縁検出方法を実施する絶縁検出装置の一実施の形態を示す回路図である。Ｎ個のバッテリが直列接続された高圧電源（＝直流電源）Ｖは、マイコン１０など低圧系の接地電位Ｇとは絶縁されている。マイコン１０は、請求項における第１の電圧計測手段、算出手段および制御手段として働く。

同図に示すように絶縁検出装置は、両極性のコンデンサＣと、接地電位Ｇとは絶縁された高圧電源Ｖの正極をコンデンサＣの一端に接続するための第１スイッチＳＷ１と、高圧電源Ｖの負極をコンデンサＣの他端に接続するための第２スイッチＳＷ２とを備えている。

マイコン１０は、入力ポート（＝入力端子）Ａ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２に供給された電圧をＡ／Ｄ変換して計測する電圧計測機能を有する。また、マイコン１０は、絶縁不良を検出した場合に警報部２０を駆動して警報する警報機能を有する。絶縁検出装置は、コンデンサＣの一端を入力ポートＡ／Ｄ１に接続するための第３スイッチＳＷ３と、コンデンサＣの他端を接地電位Ｇに接続するための第４スイッチＳＷ４とを備えている。

また、絶縁検出装置は、第３スイッチＳＷ３の入力ポートＡ／Ｄ１側−接地電位Ｇ間に設けられた第１抵抗Ｒ１と、第４スイッチＳＷ４の接地電位Ｇ側−接地電位Ｇ間に設けられた第２抵抗Ｒ２とを備えている。

また、入力ポートＡ／Ｄには、保護回路１１を介して電圧が供給される。この保護回路１１は、第１抵抗Ｒ１の第３スイッチＳＷ３側−入力ポートＡ／Ｄ１間に設けられた保護抵抗Ｒｐ１と、この保護抵抗Ｒｐ１の入力ポートＡ／Ｄ１側−接地電位Ｇ間に設けられたクランプダイオードＤｃとから構成される。

保護抵抗Ｒｐ１は、電流制限抵抗として働き、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１に過電流が流れることを防ぐ。また、クランプダイオードＤｃによって、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１にマイコン１０に損傷を与えるような過剰な正電位や負電位が印加されるのを防ぐことができる。

また、絶縁検出装置は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ライン−コンデンサＣ間に設けられた抵抗切替回路１２を備えている。抵抗切替回路１２は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ラインからコンデンサＣに向かって順方向となるように接続された第１ダイオードＤ１および第１切替抵抗Ｒｃ１から構成される直列回路と、第１ダイオードＤ１とは逆方向となるように接続された第２ダイオードＤ２および第２切替抵抗Ｒｃ２から構成される直列回路とが、並列に接続されて構成されている。

つまり、第１および第２ダイオードＤ１およびＤ２は、選択手段として働き、第１および第２切替抵抗Ｒｃ１およびＲｃ２のうちコンデンサＣの極性方向に対応する一つを選択し、選択した一つを第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ライン−コンデンサＣ間に電気的に接続させる。また、上述した第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は例えば光ＭＯＳＦＥＴが用いられ、高圧電源Ｖと絶縁しつつマイコン１０によって制御できるようになっている。なお、１３はリセット回路であり、リセットスイッチＳＷｒを閉制御すると、コンデンサＣに蓄積された電荷が放電抵抗Ｒｄｃによって速やかに放電することができる。

さらに、絶縁検出装置は、高圧電源Ｖの正極および負極に入力側が接続され、出力側がマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ２に接続された高圧電圧計測回路３０を備えている。この高圧電圧計測回路３０は、高圧電源Ｖの両端電圧をリアルタイムでモニタするためのものである。高圧電圧計測回路３０は、請求項における第２の電圧計測手段として働く。

図２は、高圧電圧計測回路３０の構成の一例を示すブロック図である。高圧電圧計測回路３０は、分圧回路３１、絶縁アンプ３２およびバッファ・フィルタ３３を含む直接計測方式の回路構成を有する。分圧回路３１は、高圧電源Ｖの両端に接続され、高圧電圧を所定の電圧に分圧する。絶縁アンプ３２は、分圧回路３１で分圧された分圧電圧を入力側と出力側を絶縁して増幅する。バッファ・フィルタ３３は、絶縁アンプ３２の出力をそれに含まれるノイズを遮断してマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ２に供給する。

次に、上述の構成を有する本発明の絶縁検出装置の絶縁検出動作について、図３のフローチャートを参照しながら説明する。まず、マイコン１０は、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL- を計測する（ステップＳ１）。この計測は、具体的には次のように行われる。すなわち、マイコン１０は、全てのスイッチが開いている初期状態から第１スイッチＳＷ１および第４スイッチＳＷ４を充電時間Ｔ１の間閉制御する。なお、充電時間Ｔ１は、コンデンサＣをフル充電するのに必要な時間よりも短い時間（たとえば、フル充電時間の数分の１）に設定されている。それにより、高圧電源Ｖの正極、第１スイッチＳＷ１、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、コンデンサＣ、第４スイッチＳＷ４、第２の抵抗Ｒ２、接地電位Ｇ、高圧電源Ｖの負極側地絡抵抗ＲＬ− 、および高圧電源Ｖの負極により閉回路が形成され、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、マイコン１０は、第１スイッチＳＷ１を開制御した後、第３および第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。それにより、コンデンサＣ、第２ダイオードＤ２、第２切替抵抗Ｒｃ２、第３スイッチＳＷ３、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２および第４スイッチＳＷ４により閉回路が形成される。それにより、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、第２切替抵抗Ｒｃ２、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されてマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１に供給される。供給された分圧電圧（∵Ｖｃ・Ｒ１／（Ｒｃ２＋Ｒ１＋Ｒ２））は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換してデジタル値とされ、その値が、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL-（第１の電圧計測値）としてマイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０は、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ を計測する（ステップＳ２）。この計測は、具体的には次のように行われる。すなわち、マイコン１０は、リセット回路１３のリセットスイッチＳＷｒを閉制御してコンデンサＣに充電された電圧を充分に放電させる。次に、マイコン１０は、リセットスイッチＳＷｒおよび第４スイッチＳＷ４を開制御した後、第２スイッチおよび第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を充電時間Ｔ１の間閉制御する。それにより、高圧電源Ｖの正極、正極側地絡抵抗ＲＬ＋、接地電位Ｇ、第１抵抗Ｒ１、第３スイッチＳＷ３、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、コンデンサＣ、第２スイッチＳＷ２および高圧電源Ｖの負極により閉回路が形成され、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、マイコン１０は、第２スイッチＳＷ２を開制御した後、第３および第４スイッチ手段ＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。それにより、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、第２切替抵抗Ｒｃ２、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されて、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１に供給される。供給された分圧電圧は、Ａ／Ｄ変換してデジタル値とされ、その値が、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ （第２の電圧計測値）としてマイコン１０で読み込まれる。

なお、上述した第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２とは同じ値に設定される（Ｒ１＝Ｒ２）。これにより、第１および第４スイッチＳＷ１およびＳＷ４を閉制御して、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でコンデンサＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋Ｒ２）と、第２および第３スイッチＳＷ２およびＳＷ３を閉制御して、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でコンデンサＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋Ｒ１）とが等しくなる。つまり、負極側地絡抵抗ＲＬ−と正極側地絡抵抗ＲＬ＋とが同じ値であれば、コンデンサＣを充電する負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧とが等しくなる。

一方、マイコン１０は、図４に示すように上述の負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧Ｖ_RL- の計測期間Ｔ_RL- 中、高圧電圧計測回路３０の出力を、所定のサンプリングタイミング（たとえば、数１０ミリ秒毎）で複数回（たとえば、十数回）入力ポートＡ／Ｄ２で取り込み、取り込んだ複数のデータを平均化する演算を行い、得られた平均値を、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧Ｖ_RL- の計測期間Ｔ_RL- 中の高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ_0-として読み込む（ステップＳ３）。

次に、マイコン１０は、図４に示すように上述の正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧Ｖ_RL+ の計測期間Ｔ_RL+ 中、高圧電圧計測回路３０の出力を、所定のサンプリングタイミング（たとえば、数１０ミリ秒毎）で複数回（たとえば、十数回）入力ポートＡ／Ｄ２で取り込み、取り込んだ複数のデータを平均化する演算を行い、得られた平均値を、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧Ｖ_RL+ の計測期間Ｔ_RL+ 中の高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀₊ として読み込む（ステップＳ４）。

次に、マイコン１０は、ステップＳ３およびＳ４で計測された高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ_0- とおよびＶ₀₊ を処理（たとえば、平均化処理）して、高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ ′として読み込む（ステップＳ５）。

次に、マイコン１０は、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた計測電圧Ｖ_RL- （第１の電圧計測値）と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた計測電圧Ｖ_RL+ （第２の電圧計測値）の和を、高圧電源Ｖの両端電圧に応じた計測電圧Ｖ₀ ′で除する演算（Ｖ_RL- ＋Ｖ_RL+ ／ Ｖ₀ ′）を行う（ステップＳ６）。次に、マイコン１０は、その演算値により、予め内部メモリに記憶されている演算値対地絡抵抗の換算テーブルを参照して高圧電源Ｖの地絡抵抗を算出する（ステップＳ７）。

このようにして、高圧電源Ｖの地絡抵抗を算出することができる。地絡抵抗の算出後、マイコン１０は、算出した地絡抵抗の値を、予め内部メモリに記憶されているしきい値と比較判定し、算出した地絡抵抗値がしきい値より小さくなっていれば、警報部２０より絶縁不良が生じていることを警報することができる。

以上述べたように、本発明によれば、高圧電源Ｖの両端電圧をリアルタイムで計測する高圧電圧計測回路３０を備えているので、従来計測不可能であった高圧電源の電圧変動状態時も含め、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能となる。

また、従来、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測前に行っていた高圧電源Ｖの両端電圧の計測を、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測期間中に平行して行っているので、高圧電圧変動分を常に算出値に反映させることができ、従来計測が不可能であった高圧電圧電圧変動中でも地絡抵抗計測が可能となる。また、高圧電圧変動分を地絡抵抗算出に反映できるため、地絡抵抗の検出精度が向上する。また、従来の高圧計測サイクル分の計測サイクルを短縮できるため、応答性の向上、耐ノイズ性が向上する。さらに、ノイズ対策等の処理手法の選択も広がる。

また、従来より装置全体のノイズ耐力を向上させることができる。すなわち、絶縁検出装置（地絡センサ）の外部に取り付ける高圧−接地電位Ｇ間のノイズ除去用コンデンサ（Ｙコン）の容量が大きくなると、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測時間を長くしないと精度の良い計測が行えなくなるという問題点があるが、この計測時間延長分も、本発明では従来の負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測前に行っていた高圧電源Ｖの両端電圧計測時間を省いたことにより吸収できるため、従来よりもノイズ除去用コンデンサ容量の選択の幅を拡げることができ、装置全体のノイズ耐力の向上にも貢献できる。

以上の通り、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限らず、種々の変形、応用が可能である。

たとえば、上述の実施の形態では、高圧電圧計測回路３０として絶縁アンプ３２を介する直接計測方式の構成のものを使用したが、これに限らず、他の構成のものを使用しても良い。

図５は、高圧電圧計測回路３０の構成の他の例を示す回路図である。図５においては、高圧電圧計測回路３０は、コンデンサＣ３０、抵抗回路３５、マルチプレクサ３６、サンプルスイッチ回路３７およびインターフェース回路３８を含むフライングキャパシタ方式の構成を有する。抵抗回路３５は、Ｎ（ここでは、Ｎ＝５）個のバッテリＶ１〜Ｖ５からなる高圧電源Ｖの各バッテリの極端子にそれぞれ個別接続され、短絡保護のために電流制限する保護抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６からなる。マルチプレクサ３６は、保護抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６を介してコンデンサＣ３０の両端にそれぞれ接続され、マイコン１０の制御により開閉されるスイッチＳＷ１１〜ＳＷ２０からなる。サンプルスイッチ回路３７は、コンデンサＣ３０の両端電圧をインターフェース回路３８に供給するスイッチＳＷ２１およびＳＷ２２からなる。インターフェース回路３８は、サンプルスイッチ回路３７を介して供給されるコンデンサＣ３０の両端電圧を接地電位Ｇに対する電圧に変換してマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ２に供給する。

図５の高圧電圧計測回路３０は、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測期間中に、個別バッテリＶ１〜Ｖ５の電圧を、順次マルチプレクサ３６のスイッチＳＷ１１〜ＳＷ２０の閉制御とそれに続くサンプルスイッチ回路３７の閉制御により計測し、個別バッテリＶ１〜Ｖ５の電圧の計測値を合計する演算を行うことにより、高圧電源Ｖの両端電圧をＶ₀ を所定のサンプリングタイミングで複数回（たとえば、十数回）マイコン１０に読み込み、読み込んだ複数のデータを平均化する演算を行い、得られた平均値を高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ として読み込む。

たとえば、バッテリＶ１の計測時は、全てのスイッチが開いている初期状態からマルチプレクサ３６のスイッチＳＷ１１およびＳＷ１６を閉制御してバッテリＶ１の電圧をコンデンサＣ３０に充電させ、続いて、スイッチＳＷ１１およびＳＷ１６を開制御すると共にサンプルスイッチ回路３７のスイッチＳＷ２１およびＳＷ２２を閉制御することにより、コンデンサＣ３０の両端電圧をインターフェース回路３８を介してマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ２に供給する。供給されたコンデンサＣ３０の両端電圧はＡ／Ｄ変換してデジタル値とされ、バッテリＶ１の電圧としてマイコン１０で読み込まれる。

同様に、バッテリＶ２〜Ｖ５の両端電圧が、マルチプレクサ３５のスイッチＳＷ１２およびＳＷ１７、ＳＷ１３およびＳＷ１８、ＳＷ１４およびＳＷ１９、ＳＷ１５およびＳＷ２０の組み合わせの閉制御により順次マイコン１０で読み込まれる。

また、上述の実施の形態では、高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ が平均値として算出されているが、これに限らず他の算出方法を用いても良い。たとえば、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測期間中にモニタされる高圧電圧変動の最大値と最小値の中間値を算出し、算出した中間値を高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ と決定しても良い。また、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧の計測期間中にモニタされる高圧電圧の平均値と、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧の計測期間中にモニタされる高圧電圧の平均値にそれぞれ適宜な重み付けを行って算出した重み付け算出値を高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ と決定しても良い。この重み付け算出値は、たとえば、ある既知の地絡抵抗時であって車両のモデル走行時の実測地絡抵抗データと上記既知の地絡抵抗値の差分を重み付けして算出される。

本発明に係る絶縁検出方法を実施する絶縁検出装置の一実施の形態を示す回路図である。 図１の絶縁検出装置における高圧電圧計測回路の構成例を示すブロック図である。 図１の絶縁検出装置の動作を説明するためのフローチャートである。 図１の絶縁検出装置の動作を説明するための波形図である。 図１の絶縁検出装置における高圧電圧計測回路の他の構成例を示す回路図である。 従来の絶縁検出装置の構成を示す回路図である。 図６の絶縁検出装置の動作を説明するためのフローチャートである。 車両の高圧電源における高圧電圧の変動イメージを示す図である。 図６の絶縁検出装置における絶縁検出サイクル中のコンデンサＣの両端電圧の変化を示す図である。

符号の説明

Ｃ コンデンサ
Ｄ１ 第１ダイオード（選択手段）
Ｄ２ 第２ダイオード（選択手段）
Ｇ 接地電位
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
Ｒｃ１ 第１切替抵抗
Ｒｃ２ 第２切替抵抗
ＳＷ１ 第１スイッチ
ＳＷ２ 第２スイッチ
ＳＷ３ 第３スイッチ
ＳＷ４ 第４スイッチ
Ｖ 高圧電源（直流電源）
Ａ／Ｄ１ 入力ポート（入力端子）
Ａ／Ｄ２ 入力ポート（入力端子）
１０ マイコン（第１の電圧計測手段、制御手段、算出手段）
３０ 高圧電圧計測回路（第２の電圧計測手段）

Claims (3)

1. 接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出方法であって、
   前記直流電源の正極と接地電位間にコンデンサを接続して、その両端電圧を第１の電圧計測手段で計測することにより第１の電圧計測値Ｖ_RL- を求める第１の計測ステップと、
   前記直流電源の負極と接地電位間に前記コンデンサを接続して、その両端電圧を前記第１の電圧計測手段で計測することにより第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を求める第２の計測ステップと、
   前記直流電源の両端に第２の電圧計測手段を接続して、前記第１および第２計測ステップの計測期間中に前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を求める第３の計測ステップと、
   前記第１の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- および前記第２の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ と、前記第３の計測ステップで求めた前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する算出ステップと
   を含むことを特徴とする絶縁検出方法。
2. 接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出装置であって、
   コンデンサと、
   前記コンデンサの両端電圧を計測する第１の電圧計測手段と、
   前記直流電源の正極と前記コンデンサの一端間に接続された第１スイッチと、
   前記直流電源の負極と前記コンデンサの他端間に接続された第２スイッチと、
   前記コンデンサの一端と前記第１の電圧計測手段間に接続された第３スイッチと、
   前記コンデンサの他端と前記接地電位間に接続された第４スイッチと、
   前記第１〜第４スイッチを選択的に閉制御する制御手段と、
   前記直流電源の両端に接続され、前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′を計測する第２の電圧計測手段と、
   前記第１の電圧計測手段において、前記制御手段による前記第１スイッチおよび第４スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- 、および前記第２スイッチおよび第３スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ と、前記第２の電圧計測手段において計測して得た前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ ′とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する算出手段とを備え、
   前記第２の電圧計測手段は、前記第１の電圧計測手段における前記第１の電圧計測値Ｖ_RL- および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ の計測期間中に、前記直流電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ ′を計測する
   ことを特徴とする絶縁検出装置。
3. 請求項２記載の絶縁検出装置において、
   前記第３スイッチと前記第１の電圧計測手段の接続点と前記接地電位間に接続された第１抵抗と、
   前記第４スイッチと前記接地電位間に接続された第２抵抗と、
   前記第１および第３のスイッチの接続点と前記コンデンサの一端間に接続された第１および第２切替抵抗と、
   前記第１および第２切替抵抗のうち前記コンデンサの極性方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを前記第１スイッチおよび前記第３スイッチの接続点と前記コンデンサの一端間に選択的に接続させる選択手段とをさらに備えている
   ことを特徴とする絶縁検出装置。

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