JP2007235462A - データ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＥＯＰ期間とその前期間で安定した受信データを得ることができ、シリアルデータを安定して受信することができるデータ受信装置を提供すること。
【解決手段】データ受信装置１００は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂを差動入力とする受信用コンパレータ１０２と、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理出力をトリガ信号として出力するＮＯＲ回路１０５と、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを、ＮＯＲ回路１０５からのトリガ信号で取り込み保持するＤ−ＦＦ回路１０７とを備え、選択回路１０８は、第１の信号線１０１ａの第１の信号と第２の信号線１０１ｂの第２の信号が互いに逆位相の場合には受信用コンパレータ１０２出力を選択するとともに、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化した場合にＤ−ＦＦ回路１０７に保持された値を受信データとして出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＵＳＢ（Universal Serial Bus）機器のインターフェース、特に、第１の信号線と第２の信号線のシリアルデータを受信するデータ受信装置に関する。

パーソナルコンピュータと周辺機器を接続するインターフェース規格としてＵＳＢが注目を集めている。ＵＳＢは２本の信号線を用いて、シリアルデータを伝送する方式である。ＵＳＢ信号を受信する場合は、受信回路においては２本の信号線は受信用コンパレータの正入力端子と負入力端子に接続され、２本の差分信号を受信用コンパレータは出力する。２本の信号線がともにロウレベルの場合は、特にパケット終了を示す数ビットのＥＯＰ（End Of Packet）区間となり、各信号線のノイズや２本の信号の微少電位差が受信用コンパレータに印加されるため、受信用コンパレータ出力が安定しない場合がある。したがって、受信用コンパレータ入力が逆位相のときには通常の差分出力を行い、ともにロウレベルになるＥＯＰのときには、受信用コンパレータ出力を安定化させるような特別な補正回路が必要になる。特許文献１には、受信用コンパレータ出力を安定化させる補正回路を有するデータ受信装置が開示されている。

図１７は、従来のデータ受信装置の回路図であり、ＥＯＰの場合に受信用コンパレータ出力を強制的に固定するものである。

図１７において、１はＵＳＢコネクタ、２はＵＳＢコネクタ１に接続されるデータ受信装置２であり、ＵＳＢコネクタ１はデータのシリアル伝送用の第１及び第２の信号線３ａ，３ｂと電力供給用の第１及び第２の電源線４ａ，４ｂとを備える。データ受信装置２は、ＵＳＢトランシーバであり、受信用コンパレータ５、シュミットトリガ回路からなるノイズ除去回路６，７、ＮＯＲ回路８及びＯＲ回路９を備えて構成される。データ受信装置２は、実装レベルではＵＳＢインターフェース回路のＰＨＹ（物理層）に対応し、出力信号及び接続検出信号は後段の電子機器１１に伝達される。

第１の信号線３ａに受信用コンパレータ５の正入力端子が接続され、第２の信号線３ｂに受信用コンパレータ５の負入力端子が接続されている。また、第１の信号線３ａと第２の信号線３ｂにはノイズ除去回路６及びノイズ除去回路７が接続され、ノイズ除去回路６及びノイズ除去回路７の出力がＮＯＲ回路８の入力となり、受信用コンパレータ５の出力ＲＣＶとＮＯＲ回路８の出力がＯＲ回路９に入力されている。ＯＲ回路９の出力１０は出力となっている。

以上のように構成されたデータ受信装置２の動作について説明する。

図１８及び図１９は、上記データ受信装置２の電圧状態を示す動作波形図である。

図１８において、時刻ｔ１〜ｔ４はパケット伝送を示しており、３ａと３ｂは逆位相信号が入力され受信用コンパレータ５の出力ＲＣＶはその差分信号を出力している。ＲＣＶは、ＯＲ回路９に入力されＮＯＲ回路８の出力がロウレベルのため、ＲＣＶと同位相で出力１０に出力され、時刻ｔ３〜ｔ４の間は出力１０がハイレベルで終了している。時刻ｔ４〜ｔ６はＥＯＰ状態を示し、第１の信号線３ａと第２の信号線３ｂがともにロウレベルとなっている。このため３ａと３ｂ間の微少電位差やノイズの影響により受信用コンパレータ５の出力ＲＣＶは不安定になり、その状態を図１８中のハッチング部に示している。また、ノイズ除去回路６及びノイズ除去回路７の出力ＶＰ、ＶＭは、ともにロウレベルのためＮＯＲ回路８の出力がハイレベルとなっているため、ＯＲ回路９の出力１０はＲＣＶ信号の状態に関係なくハイレベルに固定される。

以上のように、パケット伝送のときはＲＣＶ出力としてＯＲ回路９の出力１０から差分信号が得られ、ＥＯＰ状態に変化する直前はＯＲ回路９の出力１０はハイレベルで終了し、ＥＯＰに変化するとＯＲ回路９の出力１０がＲＣＶとは無関係にハイレベルに固定されため、パケット伝送終了時からＥＯＰ状態にハイレベルのまま変化することができる。
特開２００１−１４８７１９号公報

しかしながら、このような従来のデータ受信装置にあっては、ＥＯＰ期間とその前期間でＵＳＢ通信が安定しないという問題がある。

例えば、ＥＯＰ状態に変化する直前のパケット伝送において、第１の信号線３ａがロウレベル、第２の信号線３ｂがハイレベルで終了した場合には、ＥＯＰ状態に変化する直前でＯＲ回路９の出力１０がロウレベルになるため、パケット伝送からＥＯＰ状態に変化するときにＯＲ回路９の出力１０はロウレベルからハイレベルに変化することになる。

図１９は、上記課題の具体的な電圧状態変化を示した動作波形図である。期間ｔ１〜ｔ３はパケット伝送を示しており、３ａと３ｂは逆位相信号が入力され、受信用コンパレータ５の出力ＲＣＶがその差分信号を出力しているのは、図１８と同一である。しかし、パケット伝送の最終期間であるｔ２〜ｔ３の期間において、第１の信号線３ａがロウレベルであり第２の信号線３ｂがハイレベルのため、受信用コンパレータ５の出力１０はロウレベルとなっている。時刻ｔ３〜ｔ５はＥＯＰ状態を示し、第１の信号線３ａと第２の信号線３ｂがともにロウレベルとなっており、３ａと３ｂ間の微少電位差やノイズの影響により受信用コンパレータ５の出力ＲＣＶは不安定になり、その状態は図中のハッチング部に示されている。また、ノイズ除去回路６及びノイズ除去回路７の出力ＶＰ、ＶＭはともにロウレベルのためＮＯＲ回路８の出力がハイレベルとなっているため、ＯＲ回路９の出力１０はＲＣＶ信号の状態に関係なくハイレベルに固定される。

以上のようにパケット伝送の最終期間ｔ２〜ｔ３において、ＯＲ回路９の出力１０はロウレベルとなり、ｔ３〜ｔ５のＥＯＰ期間においてはＯＲ回路９の出力１０はハイレベルに変化するため、ＥＯＰ期間とその前期間でＵＳＢ通信が安定しないという問題が発生する。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ＥＯＰ期間とその前期間で安定した受信データを得ることができ、シリアルデータを安定して受信することができるデータ受信装置を提供することを目的とする。

また、本発明は、ＥＯＰのＥＲＲＯＲが発生する場合であっても安定した受信データを得ることができるデータ受信装置を提供することを別の目的とする。

本発明のデータ受信装置は、第１の信号線と第２の信号線のシリアルデータを受信するデータ受信装置であって、前記第１の信号線と前記第２の信号線を差動入力とするコンパレータと、前記第１の信号と前記第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときに前記コンパレータ出力が切り替わる前にトリガ信号を発生するトリガ発生手段と、前記第１の信号と前記第２の信号が逆位相から同一位相に変化するときに前記コンパレータの変化する以前の出力を、前記トリガ信号により取り込んで記憶する記憶手段と、前記第１の信号線の第１の信号と前記第２の信号線の第２の信号が互いに逆位相の場合には前記コンパレータ出力を選択して受信データとして出力するとともに、前記第１の信号と前記第２の信号が逆位相から同一位相に変化した場合に、前記コンパレータ出力を前記記憶手段により記憶された値に切替えて受信データとして出力する選択手段とを備える構成を採る。

前記トリガ発生手段は、前記第１の信号線と前記第２の信号線に対して直接に接続された前記第１の信号と前記第２の信号から前記トリガ信号を発生するものであってもよい。

前記選択手段は、前記トリガ信号を制御信号として受けることにより第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化した場合に、前記コンパレータ出力を前記記憶手段により記憶された値に切替えて出力するものであってもよい。

具体的な態様として、前記トリガ信号を遅延させる第１遅延手段を備え、前記記憶手段は、前記第１遅延手段を経由しないトリガ信号により、前記コンパレータの変化する以前の出力を取り込んで記憶し、前記選択手段は、前記第１遅延手段により遅延したトリガ信号を制御信号として受けることにより、前記記憶手段に記憶される時間よりも後に、前記コンパレータ出力を前記記憶手段により記憶された値に切替えて出力する。

具体的な態様として、前記コンパレータ出力を遅延させる第２遅延手段を備え、前記記憶手段は、前記第１の信号と前記第２の信号が逆位相から同一位相に変化するときに前記コンパレータの変化する以前で、かつ前記第２遅延手段により遅延した前記コンパレータの出力を、前記トリガ信号により取り込んで記憶する。

本発明によれば、ＥＯＰ期間とその前期間で安定した受信データを得ることができ、シリアルデータを安定して受信することができる。また、ＥＯＰのＥＲＲＯＲが発生する場合であっても安定した受信データを得ることができる。これにより、データ受信装置の後段の電子機器の入力不安定状態を未然に回避することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るデータ受信装置の構成を示す回路図である。本実施の形態は、ＵＳＢデータを受信するデータ受信装置に適用した例である。

図１において、データ受信装置１００は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂを差動入力とする受信用コンパレータ１０２と、シュミットトリガ回路からなるノイズ除去回路１０３，１０４と、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理出力をトリガ信号として出力するＮＯＲ回路１０５と、複数段の直列インバータにより入力信号を遅延させる遅延手段１０６と、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを、ＮＯＲ回路１０５からのトリガ信号で取り込み保持するＤ−ＦＦ回路１０７と、ＣＭＯＳ論理回路からなり受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶとＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑとを選択して出力する選択回路１０８とを備えて構成される。また、ＲＣＶは受信用コンパレータ１０２出力、ＶＰはノイズ除去回路１０３出力、ＶＭはノイズ除去回路１０４出力、１０９は選択回路１０８出力である。

受信用コンパレータ１０２の正入力端子が第１の信号線１０１ａに接続され、受信用コンパレータ１０２の負入力端子が第２の信号線１０１ｂに接続されている。また第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂには、ノイズ除去回路１０３及びノイズ除去回路１０４が接続され、ノイズ除去回路１０３及びノイズ除去回路１０４の出力がＮＯＲ回路１０５の入力信号となっている。

ＮＯＲ回路１０５は、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときに受信用コンパレータ１０２出力が切り替わる前にトリガ信号を発生する。

ＮＯＲ回路１０５の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７のクロック入力端子に接続されており、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶ端子は、Ｄ−ＦＦ回路１０７のデータ入力端子に接続されている。ＮＯＲ回路１０５の出力はさらに、遅延手段１０６の入力に接続されており、遅延手段１０６の出力により選択回路１０８が制御される。

遅延手段１０６は、ＮＯＲ回路１０５の出力を遅延させＤ−ＦＦ回路１０７のクロックよりも選択回路１０８の制御信号を遅らせることにより、Ｄ−ＦＦ回路１０７が受信用コンパレータ１０２のＲＣＶ出力を取り込んだ後に、受信用コンパレータ１０２のＲＣＶとＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑを選択回路１０８が選択する役割を有している。

Ｄ−ＦＦ回路１０７は、立ち上がりクロックで受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを取り込み、次の立ち上がりまでＱ端子に保持する機能を有している。Ｄ−ＦＦ回路１０７は、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化するときに受信用コンパレータ１０２の変化する以前の出力をトリガ信号により保持する。

選択回路１０８は、遅延手段１０６の出力がロウレベルのときは、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを選択して出力１０９を出力し、遅延手段１０６の出力がハイレベルのときは、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑを選択して出力１０９を出力する。選択回路１０８は、第１の信号線１０１ａの第１の信号と第２の信号線１０１ｂの第２の信号が互いに逆位相の場合には受信用コンパレータ１０２出力を選択するとともに、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化した場合にＤ−ＦＦ回路１０７に保持された値を受信データとして出力する。

上記受信用コンパレータ１０２は、アナログコンパレータにより構成され、ノイズ除去回路１０３，１０４、ＮＯＲ回路１０５、遅延手段１０６、Ｄ−ＦＦ回路１０７、及び選択回路１０８は、ＣＭＯＳ論理回路を含むゲート回路により構成される。受信用コンパレータ１０２は、アナログコンパレータにより構成されるため、動作遅延が大きいのに対して、上記受信用コンパレータ１０２以外の各回路はＣＭＯＳ論理回路などで構成されるため、動作遅延は小さい。したがって、受信用コンパレータ１０２に対して、上記各論理回路は全体としてより早い動作をする構成を採る。

ここで、受信用コンパレータ１０２の伝達遅延時間ｔｄＣＯＮ、ＮＯＲ回路１０５の伝達遅延時間ｔｄＮＯＲ、ノイズ除去回路１０３，１０４の伝達遅延時間ｔｄＳＥ、遅延手段１０６の伝達遅延時間をｔｄＤＬＹとした場合に、次式（１）が成立するようにしなければならない。

ｔｄＳＥ＋ｔｄＮＯＲ ＋ｔｄＤＬＹ ＜ ｔｄＣＯＮ …（１）
上記受信用コンパレータ１０２は、通常、ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下ＭＯＳ−ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタ素子を複数個組み合わせた差動アンプ形式を用いる場合が多いため伝達遅延時間が長くなりやすく、ＮＯＲ回路１０５、ノイズ除去回路１０３，１０４、及び遅延手段１０６は、ＭＯＳ論理回路を用いて実現するため伝達遅延時間を短くすることが容易である。例えば受信用コンパレータ１０２の伝達遅延時間ｔｄＣＯＮが１５ｎｓの場合には、ＮＯＲ回路１０５の伝達遅延時間ｔｄＮＯＲ＝１ｎｓ、ノイズ除去回路１０３，１０４の伝達遅延時間ｔｄＳＥ＝２ｎｓ、遅延手段１０６の伝達遅延時間をｔｄＤＬＹ＝４ｎｓとすると、次式（２）となり、上記式（１）を満足することができる。

ｔｄＳＥ＋ｔｄＮＯＲ ＋ｔｄＤＬＹ＝２ｎｓ＋１ｎｓ＋４ｎｓ＝７ｎｓ …（２）
図２は、上記データ受信装置１００の遅延手段１０６及び選択回路１０８の具体的構成を示す図である。

図２において、遅延手段１０６は、複数段のインバータにより構成され、段数分の遅延を発生する。選択回路１０８は、セレクタ回路１０８Ａと、セレクタ回路１０８Ａを制御するセレクタ制御回路１０８Ｂとから構成され、セレクタ回路１０８Ａは、ＡＮＤ回路１１１，１１２、ＯＲ回路１１３及びインバータ１１４から構成される。また、セレクタ制御回路１０８Ｂは、インバータ１２１〜１２５、ディレイ１２６、ＮＡＮＤ回路１２７，１２８から構成される。なお、上記ディレイ１２６は、遅延手段１０６と同様に例えば直列接続されたインバータにより構成される。

以下、上述のように構成されたデータ受信装置１００の動作について説明する。

図３及び図４は、データ受信装置の電圧状態を示す動作波形図である。図３は、パケット通信最後の状態、すなわちＥＯＰに入る直前（時刻ｔ３〜ｔ４１）の受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶがハイレベルで終了し、ＥＯＰに入った後も前記ハイレベルを保持している場合である。

図３において、時刻ｔ１〜ｔ４１はパケット伝送を示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは逆位相信号が入力され、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶはその差分信号を出力している。さらにノイズ除去回路１０３，１０４の出力が互いに逆位相になっているためＮＯＲ回路１０５の出力はロウレベルとなり、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号はロウレベルであるため、Ｄ−ＦＦ回路１０７はデータを取り込まない。また、時刻ｔ１〜ｔ４１においては遅延手段１０６の出力もロウレベルになるため、選択回路１０８は受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを選択し、選択回路１０８より出力している。

続いて時刻ｔ４１〜ｔ６はＥＯＰを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にロウレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ４１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図３のＲＣＶハッチング部参照）。また、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力は、ｔ４１において両者ともロウレベルになり、ＮＯＲ回路１０５の出力はロウレベルからハイレベルに変化し（図３ａ．参照）、Ｄ−ＦＦ回路１０７の立ち上がりトリガ信号になるため、Ｄ−ＦＦ回路１０７は受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定領域になる以前のハイレベル値を取り込んで保持する（図３ｂ．参照）。

また、ＮＯＲ回路１０５の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の立ち上がりトリガ信号よりも、遅延手段１０６により遅れて選択回路１０８を制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ４２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する（図３ｃ．参照）。したがって、時刻ｔ４２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になった場合でも選択回路１０８は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ３からｔ６においては選択回路１０８の出力はハイレベルを保持したまま推移することができる。

図４は、パケット通信最後の状態、すなわちＥＯＰに入る直前（時刻ｔ２〜ｔ３１）の受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶがロウレベルで終了し、ＥＯＰに入った後も前記ロウレベルを保持している場合である。時刻ｔ１〜ｔ３１はパケット伝送を示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは逆位相信号が入力され、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶはその差分信号を出力している。さらにノイズ除去回路１０３，１０４の出力が互いに逆位相になっているためＮＯＲ回路１０５の出力はロウレベルとなり、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号がロウレベルとなるため、Ｄ−ＦＦ回路１０７はデータを取り込まない。また時刻ｔ１〜ｔ３１においては遅延手段１０６の出力もロウレベルになるため、選択回路１０８は受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを選択し、選択回路１０８より出力している。

続いて時刻ｔ３１〜ｔ５はＥＯＰを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にロウレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ３１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図４のＲＣＶハッチング部参照）。また、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力は、ｔ３１において両者ともロウレベルになりＮＯＲ回路１０５の出力はロウレベルからハイレベルに変化し（図４ａ．参照）、Ｄ−ＦＦ回路１０７の立ち上がりトリガ信号になるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定領域になる以前のロウレベル値を、Ｄ−ＦＦ回路１０７は取り込んで保持する（図４ｂ．参照）。

また、ＮＯＲ回路１０５の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の立ち上がりトリガ信号よりも、遅延手段１０６により遅れて選択回路１０８制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ３２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する（図４ｃ．参照）。したがって、時刻ｔ３２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になった場合でも選択回路１０８の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ３からｔ５においては選択回路１０８の出力はロウレベルを保持したまま推移することができる。

以上のように、本実施の形態によれば、データ受信装置１００は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂを差動入力とする受信用コンパレータ１０２と、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理出力をトリガ信号として出力するＮＯＲ回路１０５と、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを、ＮＯＲ回路１０５からのトリガ信号で取り込み保持するＤ−ＦＦ回路１０７と、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶとＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑとを選択して出力する選択回路１０８とを備え、選択回路１０８は、第１の信号線１０１ａの第１の信号と第２の信号線１０１ｂの第２の信号が互いに逆位相の場合には受信用コンパレータ１０２出力を選択するとともに、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化した場合にＤ−ＦＦ回路１０７に保持された値を受信データとして出力するので、ＥＯＰ期間に入る直前の受信用コンパレータ１０２出力と同一電圧がＥＯＰ期間に出力されるため、ＥＯＰ期間とその前期間で安定した受信データを得ることが可能となる。すなわち、図３及び図４に示すように、ＥＯＰ期間に入る直前の受信用コンパレータ１０２出力がハイレベルの場合（図３ｃ．参照）はＥＯＰ期間においてハイレベルが出力され、ＥＯＰ期間に入る直前の受信用コンパレータ１０２出力がロウレベルの場合（図４ｃ．参照）は、ＥＯＰ期間においてロウレベルが出力されるため、ＥＯＰ期間とその前期間で安定した受信データを得ることが可能となる。このように、データ受信装置１００は、ＥＯＰ期間とその前期間でＵＳＢ通信を安定させることができるので、ＵＳＢインターフェース回路（例えば、ＵＳＢトランシーバ）に適用した場合には、データ受信信号１０９、入力信号ＶＰ，ＶＭが入力される後段の電子機器の入力不安定状態を未然に回避することができる。

（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係るデータ受信装置の構成を示す回路図である。本実施の形態の説明に当たり、図１と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。

図５において、データ受信装置２００は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂを差動入力とする受信用コンパレータ１０２と、シュミットトリガ回路からなるノイズ除去回路１０３，１０４と、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力を受け、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理出力をトリガ信号として出力するＥＸ−ＮＯＲ回路２０１と、複数段の直列インバータにより入力信号を遅延させる遅延手段１０６と、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを、ＥＸ−ＮＯＲ回路２０１からのトリガ信号で取り込み保持するＤ−ＦＦ回路１０７と、ＣＭＯＳ論理回路からなり受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶとＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑとを選択して出力する選択回路１０８とを備えて構成される。

データ受信装置２００は、図１のＮＯＲ回路１０５に代えて、ＥＸ−ＮＯＲ回路２０１に変更されている点が異なっている。

したがって、図１のデータ受信装置１００では、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力が共にロウレベルに変化した場合にのみＮＯＲ回路１０５の出力がハイレベルに変化しＤ−ＦＦ回路１０７の立ち上がりトリガ信号になっているが、本実施の形態のデータ受信装置２００は、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力が共にロウレベルとハイレベルの両場合にＥＸ−ＮＯＲ回路２０１の出力がハイレベルに変化し、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号として使用されている。

以下、上述のように構成されたデータ受信装置２００の動作について説明する。

図６及び図７は、データ受信装置の電圧状態を示す動作波形図である。図６は、パケット通信最後の状態、すなわちＥＯＰに入る直前（時刻ｔ３〜ｔ４１）の受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶがハイレベルで終了し、ＥＯＰに入った後も前記ハイレベルを保持している場合である。

時刻ｔ１〜ｔ４１はパケット伝送を示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは逆位相信号が入力され受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶはその差分信号を出力している。さらに、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力が互いに逆位相になっているためＥＸ−ＮＯＲ回路２０１の出力はロウレベルとなり、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号がロウレベルとなるため、Ｄ−ＦＦ回路１０７はデータを取り込まない。また、時刻ｔ１〜ｔ４１においては遅延手段１０６の出力も同時にロウレベルになるため、選択回路１０８は受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを選択し、選択回路１０８より出力している。

続いて時刻ｔ４１〜ｔ６はＥＯＰを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にロウレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ４１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図６のハッチング部参照）。またノイズ除去回路１０３，１０４の出力は、ｔ４１において両者ともロウレベルになりＥＸ−ＮＯＲ回路２０１の出力はロウレベルからハイレベルに変化し（図６ａ．参照）、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号になるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定領域になる以前のハイレベル値を、Ｄ−ＦＦ回路１０７は取り込んで保持する（図６ｂ．参照）。

また、ＥＸ−ＮＯＲ回路２０１の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の立ち上がりトリガ信号よりも、遅延手段１０６により遅れて選択回路１０８制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ４２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する（図６ｃ．参照）。したがって、時刻ｔ４２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になった場合でも、選択回路１０８は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ３からｔ６においては選択回路１０８の出力はハイレベルを保持したまま推移することができる。

なお、パケット通信最後の状態、すなわちＥＯＰに入る直前（時刻ｔ２〜ｔ４１）の受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶがロウレベルで終了し、ＥＯＰに入った後も前記ロウレベルを保持している場合について、前記実施の形態１では図４を参照して説明したが、本実施の形態を含む以下の実施の形態では、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが異なる以外はハイレベルで終了した場合と同様の動作であることから説明を省略する。上記動作説明に代えてＥＯＰがＥＲＲＯＲに変化した場合について説明する。

図７は、図６のＥＯＰがＥＲＲＯＲに変化した場合を示している。ＥＯＰのＥＲＲＯＲとは、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂが共にハイレベルとなっている場合であり、ＵＳＢ通信が正常に行われていない場合を示している。時刻ｔ１〜ｔ４１はパケット伝送を示しており、図６と同一動作であるため説明を省略する。

時刻ｔ４１〜ｔ６は上記ＥＲＲＯＲを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にハイレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ４１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図７のＲＣＶハッチング部参照）。また、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力は、ｔ４１において両者ともハイレベルになりＥＸ−ＮＯＲ回路２０１の出力はロウレベルからハイレベルに変化し（図７ａ．参照）、Ｄ−ＦＦ回路１０７の立ち上がりトリガ信号になるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定領域になる以前のハイレベル値を、Ｄ−ＦＦ回路１０７は取り込んで保持する（図７ｂ．参照）。

また、ＥＸ−ＮＯＲ回路２０１の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の立ち上がりトリガ信号よりも、遅延手段１０６により遅れて選択回路１０８制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ４２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する（図７ｃ．参照）。したがって、時刻ｔ４２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になった場合でも、選択回路１０８は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ３からｔ６においては選択回路１０８の出力はハイレベルを保持したまま推移することができる。

このように、本実施の形態によれば、データ受信装置２００は、ＮＯＲ回路１０５に代えて、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理出力をトリガ信号として出力するＥＸ−ＮＯＲ回路２０１を備えて構成したので、実施の形態１と同様の効果、すなわち、ＥＯＰ期間とその前期間で安定した受信データを得ることができることに加えて、図７に示すように、ＥＯＰがＥＲＲＯＲに変化して受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になった場合であっても、安定した受信データを得ることができる。

（実施の形態３）
図８は、本発明の実施の形態３に係るデータ受信装置の構成を示す回路図である。本実施の形態の説明に当たり、図５と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。

図８において、データ受信装置３００は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂを差動入力とする受信用コンパレータ１０２と、シュミットトリガ回路からなるノイズ除去回路１０３，１０４と、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂに直接接続され、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理出力をトリガ信号として出力するＥＸ−ＮＯＲ回路３０１と、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力を受け、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理を選択回路１０８の制御信号としてするＥＸ−ＮＯＲ回路３０２と、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１からのトリガ信号で取り込み保持するＤ−ＦＦ回路１０７と、ＣＭＯＳ論理回路からなり受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶとＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑとを選択して出力する選択回路１０８とを備えて構成される。

データ受信装置３００は、図５のＥＸ−ＮＯＲ回路２０１に代えて、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂに直接接続されるＥＸ−ＮＯＲ回路３０１を備える点と、遅延手段１０６に代えＥＸ−ＮＯＲ回路３０２が有する動作遅延を用いる点が異なっている。すなわち、図５のデータ受信装置２００では、ＥＸ−ＮＯＲ回路２０１は、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号として使用されていた。本実施の形態では、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号には、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂに直接接続されているＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の出力が使用され、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０２は、選択回路１０８の制御信号のみとなる。

また、図５のデータ受信装置２００では、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号を遅延手段１０６により遅延させて選択回路１０８の制御信号としていた。本実施の形態では、図５のデータ受信装置２００と同様な遅延効果をＥＸ−ＮＯＲ回路３０１単体の伝達遅延時間とノイズ除去回路１０３，１０４とＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の加算された伝達遅延時間により実現している。すなわち、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂに対するＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の伝達遅延時間は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂに直接接続されたＥＸ−ＮＯＲ回路３０１に対し、ノイズ除去回路１０３，１０４の伝達遅延時間だけ大きくなっている。

以下、上述のように構成されたデータ受信装置３００の動作について説明する。

図９及び図１０は、データ受信装置の電圧状態を示す動作波形図である。図９は、パケット通信最後の状態、すなわちＥＯＰに入る直前（時刻ｔ３〜ｔ４１）の受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶがハイレベルで終了し、ＥＯＰに入った後も前記ハイレベルを保持している場合である。

時刻ｔ１〜ｔ４１はパケット伝送を示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは逆位相信号が入力され、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶはその差分信号を出力している。さらにノイズ除去回路１０３，１０４の出力が互いに逆位相になっているため、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の出力はロウレベルとなり、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号がロウレベルとなるためＤ−ＦＦ回路１０７はデータを取り込まない。またＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力もロウレベルになるため、選択回路１０８は受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを選択し、選択回路１０８より出力している。

続いて時刻ｔ４１〜ｔ６はＥＯＰを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にロウレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ４１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図９のＲＣＶハッチング部参照）。また、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力は、ｔ４１において両者ともロウレベルになりＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の出力はロウレベルからハイレベルに変化し（図９ａ．参照）、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号となるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定領域になる以前のハイレベル値をＤ−ＦＦ回路１０７は取り込んで保持する（図９ｂ．参照）。

また、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力は、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力よりも、遅れて選択回路１０８制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ４２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する（図９ｃ．参照）。したがって、時刻ｔ４２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になる以前に選択回路１０８の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ３からｔ６においては選択回路１０８の出力はハイレベルを保持したまま推移することができる。

図１０は、図９のＥＯＰがＥＲＲＯＲに変化した場合を示している。このＥＲＲＯＲとは、実施の形態２で述べたように第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂが共にハイレベルとなっている場合であり、ＵＳＢ通信が正常に行われていない場合を示している。時刻ｔ１〜ｔ４１はパケット伝送を示しており、図９と同一動作であるため説明を省略する。

続いて時刻ｔ４１〜ｔ６は上記ＥＲＲＯＲを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にハイレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ４１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図１０のＲＣＶハッチング部参照）。また、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力は、ｔ４１において両者ともハイレベルになりＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力は、ロウレベルからハイレベルに変化するので（図１０ａ．参照）、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定領域になる以前のハイレベル値を、Ｄ−ＦＦ回路１０７は取り込んで保持する（図１０ｂ．参照）。

また、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の立ち上がりトリガ信号よりも、遅れて選択回路１０８を制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ４２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する（図１０ｃ．参照）。したがって、時刻ｔ４２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になる以前に選択回路１０８の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ３からｔ６においては選択回路１０８の出力はハイレベルを保持したまま推移することができる。

このように、本実施の形態によれば、データ受信装置３００は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂに直接接続したＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の論理出力をＤ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号とし、遅延手段１０６は設置しない。すなわち、時間的に最先の第１の信号線１０１ａの第１の信号と第２の信号線１０１ｂの第２の信号からトリガ信号を生成して、このトリガ信号によりＤ−ＦＦ回路１０７に受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを取り込むので、Ｄ−ＦＦ回路１０７は選択回路１０８に対して相対的に早いタイミングでデータ保持動作を完了することができるため、遅延手段１０６を不要にする効果を得ることができる。また、データ受信装置３００全体のデータ受信動作時間の向上も期待できる。

（実施の形態４）
図１１は、本発明の実施の形態４に係るデータ受信装置の構成を示す回路図である。本実施の形態の説明に当たり、図８と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。

図１１において、データ受信装置４００は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂを差動入力とする受信用コンパレータ１０２と、シュミットトリガ回路からなるノイズ除去回路１０３，１０４と、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂに直接接続され、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理出力をトリガ信号として出力するＥＸ−ＮＯＲ回路３０１と、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力を受け、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理を選択回路１０８の制御信号としてするＥＸ−ＮＯＲ回路３０２と、受信用コンパレータ１０２出力ＲＣＶを遅延する遅延手段４０１と、遅延手段４０１により遅延された受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１からのトリガ信号で取り込み保持するＤ−ＦＦ回路１０７と、ＣＭＯＳ論理回路からなり受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶとＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑとを選択して出力する選択回路１０８とを備えて構成される。

ここで、Ｄ−ＦＦ回路１０７のデータ入力端子には、遅延手段４０１が設けられ、Ｄ−ＦＦ回路１０７及び選択回路１０８へのデータ入力のタイミング調整が図られる。遅延手段４０１は、図２の遅延手段１０６と同様に例えば直列接続されたインバータにより構成される。

図８のデータ受信装置３００では、Ｄ−ＦＦ回路１０７のデータ端子に受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが直接入力されていた。本実施の形態では、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶは、遅延手段４０１を通してＤ−ＦＦ回路１０７のデータ端子に入力されている。したがって、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１出力がＤ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号になるときに、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが遅延手段４０１によりさらに遅れて入力されるため、Ｄ−ＦＦ回路１０７はより安定してＲＣＶデータを取り込むことができるようになる。

以下、上述のように構成されたデータ受信装置４００の動作について説明する。

図１２及び図１３は、データ受信装置の電圧状態を示す動作波形図である。図１２は、パケット通信最後の状態、すなわちＥＯＰに入る直前（ｔ２〜ｔ３１）の受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶがロウレベルで終了し、ＥＯＰに入った後も前記ロウレベルを保持している場合である。

時刻ｔ１〜ｔ３１はパケット伝送を示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは逆位相信号が入力され受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶはその差分信号を出力している。このとき遅延手段４０１は受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを一定時間遅らせながらＤ−ＦＦ回路１０７のデータに出力しているが、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力が互いに逆位相になっているためＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の出力はロウレベルとなり、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号がロウレベルであるためＤ−ＦＦ回路１０７はデータを取り込まない。またＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力もロウレベルになるため、選択回路１０８は受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを選択し、選択回路１０８より出力している。

続いて時刻ｔ３１〜ｔ５はＥＯＰを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にロウレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ４１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図１２ＲＣＶのハッチング部参照）。また、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力は、ｔ３１において両者ともロウレベルになるため、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の出力はｔ３１において同時にロウレベルからハイレベルに変化する（図１２ａ．参照）。また遅延手段４０１により、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶの不安定領域がｔ３３まで延長されるため（図１２遅延手段４０１出力のハッチング部参照）、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶの不安定領域になる以前のロウレベル値を、Ｄ−ＦＦ回路１０７はｔ３３よりもかなり以前のｔ３１で取り込んで保持することが可能となる（図１２ｂ．参照）。また、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力は、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力よりも、遅れて選択回路１０８制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ３２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する（図１２ｃ．参照）。したがって、時刻ｔ３２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になった場合でも選択回路１０８は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ２からｔ５において選択回路１０８の出力はロウレベルを保持したまま推移することができる。

図１３は、図１２のＥＯＰがＥＲＲＯＲに変化した場合を示している。このＥＲＲＯＲとは実施の形態２で述べたように第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂが共にハイレベルとなっている場合であり、ＵＳＢ通信が正常に行われていない場合を示している。時刻ｔ１〜ｔ３１はパケット伝送を示しており、図１２と同一動作であるため説明を省略する。

続いて時刻ｔ３１〜ｔ５は上記ＥＲＲＯＲを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にハイレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ３１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図１３のＲＣＶハッチング部参照）。また、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力は、ｔ３１において両者ともロウレベルになるため、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の出力は同時にロウレベルからハイレベルに変化する（図１３ａ．参照）。また遅延手段４０１により、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶの不安定領域がｔ３３まで延長されるため（図１３遅延手段４０１出力のハッチング部参照）、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶの不安定領域になる以前のロウレベル値を、Ｄ−ＦＦ回路１０７はｔ３３よりもかなり以前のｔ３１で取り込んで保持することが可能である（図１３ｂ．参照）。また、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力は、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０２の出力よりも、遅れて選択回路１０８制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ３２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する（図１３ｃ．参照）。したがって、時刻ｔ３２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になった場合でも選択回路１０８は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ２からｔ５において選択回路１０８の出力はロウレベルを保持したまま推移することができる。

このように、本実施の形態によれば、データ受信装置４００は、受信用コンパレータ１０２出力ＲＣＶを遅延する遅延手段４０１を備えているので、図１２及び図１３に示すように、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶの不安定領域になる以前の値を、確実に取り込んで保持することができ、ＥＯＰ期間とその前期間で安定した受信データをより一層確実に得ることが可能となる。

（実施の形態５）
図１４は、本発明の実施の形態５に係るデータ受信装置の構成を示す回路図である。本実施の形態の説明に当たり、図１１と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。

図１４において、データ受信装置５００は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂを差動入力とする受信用コンパレータ１０２と、シュミットトリガ回路からなるノイズ除去回路１０３，１０４と、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂに直接接続され、第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときの論理出力をトリガ信号として出力するＥＸ−ＮＯＲ回路３０１と、受信用コンパレータ１０２出力ＲＣＶを遅延する遅延手段４０１と、遅延手段４０１により遅延された受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１からのトリガ信号で取り込み保持するＤ−ＦＦ回路１０７と、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂの電位が同時にロウレベル閾値ＶＴＬ以下になる電圧レベルを検出する電圧検出回路５０１（電圧検出回路<１>）と、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂの電位が同時にハイレベル閾値ＶＴＨ以上になる電圧レベルを検出する電圧検出回路５０２（電圧検出回路<２>）と、電圧検出回路５０１と電圧検出回路５０２のＯＲ論理出力を制御信号として選択回路１０８に出力するＯＲ回路５０３と、ＣＭＯＳ論理回路からなり受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶとＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑとを選択して出力する選択回路１０８とを備えて構成される。

ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の入力は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂに直接接続され、電圧検出回路５０１と電圧検出回路５０２の入力についてもそれぞれ第１の信号線１０１ａ及び第２の信号線１０１ｂに接続されている。電圧検出回路５０１及び電圧検出回路５０２の出力は、ＯＲ回路５０３を介して選択回路１０８の制御信号となる。

電圧検出回路５０１は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂの電位が同時にロウレベル閾値ＶＴＬ以下になった場合にハイレベルを出力するＮＯＲ型の電圧検出回路であり、電圧検出回路５０２は第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂの電位が同時にハイレベル閾値ＶＴＨ以上になった場合にハイレベルを出力するＡＮＤ型の電圧検出回路である。詳細な回路構成については、図１５により後述する。

特に、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂの電圧判定を精密に行う場合に、電圧検出回路５０１及び電圧検出回路５０２は必要であり、通常複数のトランジスタを用いたＭＯＳ型差動アンプ等のアナログ回路により実現される。したがって、ＯＲ回路５０３の出力は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂが同時にロウレベル閾値ＶＴＬ以下になった場合と同時にハイレベル閾値ＶＴＨ以上になった場合にハイレベルを出力する。また、電圧検出回路５０１及び電圧検出回路５０２は、ノイズ除去機能を有し、電圧検出回路５０１と電圧検出回路５０２で代用できるため、ノイズ除去回路１０３，１０４の出力は、選択回路１０８の制御信号生成用には使用していない。

図１５は、上記電圧検出回路５０１，５０２の具体的構成を示す回路図であり、電圧検出回路５０１，５０２は、ほぼ同一構成を採るため、電圧検出回路５０１を代表して示す。

図１５において、電圧検出回路５０１は、コンパレータ５１１，５１２、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＮ１，Ｎ２、及び定電流源５１３から構成される。コンパレータ５１１の負側入力端子には、第２の信号線１０１ｂの入力信号ＤＭが接続され、コンパレータ５１２の負側入力端子には、第１の信号線１０１ａの入力信号ＤＰが接続され、コンパレータ５１１，５１２の正側入力端子には、基準電圧（例えば０．７Ｖ）が接続される。電圧検出回路５０１は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂの電位が同時にロウレベル閾値ＶＴＬ以下になった場合に、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＮ１，Ｎ２が共にオフし、出力ＶＤを出力する。

以下、上述のように構成されたデータ受信装置５００の動作について説明する。

図１６は、データ受信装置の電圧状態を示す動作波形図である。図１６は、ＥＯＰに入る直前（時刻ｔ２〜ｔ３１）のパケット通信最後の状態における受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶがロウレベルで終了し、ＥＯＰに入った後も前記ロウレベルを保持する場合とＥＲＲＯＲに入る直前（時刻ｔ６〜ｔ７１）のパケット通信最後の状態における受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶがハイレベルで終了し、ＥＲＲＯＲに入った後も前記ハイレベルを保持する場合を示している。時刻ｔ１〜ｔ３１はパケット伝送を示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは逆位相信号が入力され受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶはその差分信号を出力している。また遅延手段４０１は受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを一定時間遅らせながらＤ−ＦＦ回路１０７のデータに出力しているが、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の出力はロウレベルとなり、Ｄ−ＦＦ回路１０７のトリガ信号がロウレベルとなるためＤ−ＦＦ回路１０７はデータを取り込まない。また電圧検出回路５０１と電圧検出回路５０２はｔ１〜ｔ３１においてロウレベルを出力するためＯＲ回路５０３出力もロウレベルとなり選択回路１０８は受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶを選択し、選択回路１０８より出力している。

続いて時刻ｔ３１〜ｔ５はＥＯＰを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にロウレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ３１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図１６ＲＣＶのハッチング部参照）。最初ｔ３１において、ＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の出力は、同時にロウレベルからハイレベルに変化する（図１６ａ．参照）。さらに、遅延手段４０１により、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶの不安定領域がｔ３３まで延長されるため（図１６遅延手段４０１出力のハッチング部参照）、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶの不安定領域になる以前のロウレベル値を、Ｄ−ＦＦ回路１０７はｔ３３よりもかなり以前のｔ３１で取り込んで保持することが可能である（図１６ｂ．参照）。

次いで、ｔ３２において電圧検出回路５０１及びＯＲ回路５０３がロウレベルからハイレベルに変化し、選択回路１０８を制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ３２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する。したがって、時刻ｔ３２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になった場合でも選択回路１０８の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ２からｔ５において選択回路１０８の出力はロウレベルを保持したまま推移することができる（図１６ｃ．参照）。

次いで、時刻ｔ５からｔ７１はパケット伝送を示しており、時刻ｔ１からｔ３１と同一動作であるため説明を省略する。

続いて時刻ｔ７２〜ｔ９は前述のＥＲＲＯＲを示しており、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂは共にハイレベルの同一位相信号が入力されるため、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが時刻ｔ３１から伝達遅延時間ｔｄＣＯＮだけ遅延した時点で不安定領域になる（図１６のＲＣＶハッチング部参照）。最初ｔ７１においてＥＸ−ＮＯＲ回路３０１の出力は同時にロウレベルからハイレベルに変化する。さらに遅延手段４０１により、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶの不安定領域がｔ７３まで延長されるため（図１６遅延手段４０１出力のハッチング部参照）、受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶの不安定領域になる以前のロウレベル値を、Ｄ−ＦＦ回路１０７はｔ７３よりもかなり以前のｔ７１で取り込んで保持することが可能である（図１６ｄ．参照）。次いで、ｔ７２において電圧検出回路５０１及びＯＲ回路５０３がロウレベルからハイレベルに変化し、選択回路１０８を制御するため、選択回路１０８は時刻ｔ７２で受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶからＤ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替えて出力する（図１６ｅ．参照）。したがって、時刻ｔ７２以後受信用コンパレータ１０２の出力ＲＣＶが不安定になった場合でも選択回路１０８の出力は、Ｄ−ＦＦ回路１０７の出力Ｑに切り替わっているため、時刻ｔ２からｔ５において選択回路１０８の出力はロウレベルを保持したまま推移することができる（図１６ｆ．参照）。

このように、本実施の形態によれば、データ受信装置５００は、第１の信号線１０１ａと第２の信号線１０１ｂの電位が同時に所定の閾値になる電圧レベルを検出する電圧検出回路５０１，５０２を備え、この出力をＯＲ回路５０３を経由して選択回路１０８の制御信号としているので、閾値電圧の調整により選択回路１０８によるデータ切替え動作タイミングの変更が可能になる。したがって、データ受信装置５００をＵＳＢトランシーバなどの受信回路として実装する際、調整が容易となることに加え幅広い用途に適用することができる。

以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。例えば、上記各実施の形態では、論理回路にＣＭＯＳ回路を使用した例について説明したが、どのようなＭＯＳ回路であってもよい。要は、アナログコンパレータである受信用コンパレータ１０２に対して、上記各論理回路が全体としてより早い動作をする構成であればよい。但し、ＣＭＯＳ回路が消費電力の点で有利であることは言うまでもない。

また、上記各実施の形態は、ＵＳＢ機器のデータ受信装置に適用した例であるが、ＵＳＢの差動形式信号に対し、両差動信号が逆位相信号を受信するものであれば、どのような受信回路であってもよい。例えば、前記図１７の従来のデータ受信装置に代えて適用することができ、出力信号及び接続検出信号は後段の電子機器に伝達される。この電子機器は、携帯機器を含む各種電子機器に適用可能である。

また、上記各実施の形態ではデータ受信装置という名称を用いたが、これは説明の便宜上であり、データ受信回路、ＵＳＢインターフェース、ＵＳＢ機器等であってもよいことは勿論である。

さらに、上記データ受信装置を構成する各回路部、例えば遅延手段，Ｄ−ＦＦ回路等の種類、数及び接続方法などは前述した実施の形態に限られない。

本発明に係るデータ受信装置は、ＵＳＢの差動形式信号に対し、両差動信号が逆位相信号（異なる電圧レベル）の場合と同一位相信号（同一電圧レベル）の場合を正確に受信するデータ受信装置を実現するものであり、ＵＳＢトランシーバのデータ処理技術に適用できる。

本発明の実施の形態１に係るデータ受信装置の構成を示す回路図 本実施の形態に係るデータ受信装置の遅延手段及び選択回路の具体的構成を示す図 本実施の形態に係るデータ受信装置の動作波形図 本実施の形態に係るデータ受信装置の動作波形図 本発明の実施の形態２に係るデータ受信装置の構成を示す回路図 本実施の形態に係るデータ受信装置の動作波形図 本実施の形態に係るデータ受信装置の動作波形図 本発明の実施の形態３に係るデータ受信装置の構成を示す回路図 本実施の形態に係るデータ受信装置の動作波形図 本実施の形態に係るデータ受信装置の動作波形図 本発明の実施の形態４に係るデータ受信装置の構成を示す回路図 本実施の形態に係るデータ受信装置の動作波形図 本実施の形態に係るデータ受信装置の動作波形図 本発明の実施の形態５に係るデータ受信装置の構成を示す回路図 本実施の形態に係るデータ受信装置の電圧検出回路の具体的構成を示す図 本実施の形態に係るデータ受信装置の動作波形図 従来のデータ受信装置を示す回路構成図 従来のデータ受信装置の動作波形図 従来のデータ受信装置の動作波形図

符号の説明

１００，２００，３００，４００，５００ データ受信装置
１０１ａ 第１の信号線
１０１ｂ 第２の信号線
１０２ 受信用コンパレータ
１０３，１０４ ノイズ除去回路
１０５ ＮＯＲ回路
１０６，４０１ 遅延手段
１０７ Ｄ−ＦＦ回路
１０８ 選択回路
２０１，３０１，３０２ ＥＸ−ＮＯＲ回路
５０１，５０２ 電圧検出回路
５０３ ＯＲ回路

Claims (12)

1. 第１の信号線と第２の信号線のシリアルデータを受信するデータ受信装置であって、
   前記第１の信号線と前記第２の信号線を差動入力とするコンパレータと、
   前記第１の信号と前記第２の信号が逆位相から同一位相に変化したときに前記コンパレータ出力が切り替わる前にトリガ信号を発生するトリガ発生手段と、
   前記第１の信号と前記第２の信号が逆位相から同一位相に変化するときに前記コンパレータの変化する以前の出力を、前記トリガ信号により取り込んで記憶する記憶手段と、
   前記第１の信号線の第１の信号と前記第２の信号線の第２の信号が互いに逆位相の場合には前記コンパレータ出力を選択して受信データとして出力するとともに、
   前記第１の信号と前記第２の信号が逆位相から同一位相に変化した場合に、前記コンパレータ出力を前記記憶手段により記憶された値に切替えて受信データとして出力する選択手段と
   を備えることを特徴とするデータ受信装置。
2. 前記トリガ発生手段は、前記第１の信号線と前記第２の信号線に対して直接に接続された前記第１の信号と前記第２の信号から前記トリガ信号を発生することを特徴とする請求項１記載のデータ受信装置。
3. 前記トリガ発生手段は、論理回路により構成されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のデータ受信装置。
4. 前記トリガ発生手段は、ＮＯＲゲートにより構成され、前記同一位相は、前記第１の信号線の第１の信号と前記第２の信号線の第２の信号が前記ＮＯＲゲートの閾値電圧よりも低い電圧の場合であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のデータ受信装置。
5. 前記トリガ発生手段は、ＥＸ−ＮＯＲゲートにより構成され、前記同一位相は、前記第１の信号線の第１の信号と前記第２の信号線の第２の信号が前記ＥＸ−ＮＯＲゲートの閾値電圧よりも低い電圧と高い電圧の場合であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のデータ受信装置。
6. 前記記憶手段は、ＥＯＰ期間に入る直前の前記コンパレータ出力を記憶することを特徴とする請求項１記載のデータ受信装置。
7. 前記選択手段は、前記トリガ信号を制御信号として受けることにより第１の信号と第２の信号が逆位相から同一位相に変化した場合に、前記コンパレータ出力を前記記憶手段により記憶された値に切替えて出力することを特徴とする請求項１記載のデータ受信装置。
8. 前記選択手段は、前記記憶手段に記憶されたＥＯＰ期間に入る直前の前記コンパレータ出力を、前記ＥＯＰ期間に受信データして出力することを特徴とする請求項１又は請求項７に記載のデータ受信装置。
9. 前記トリガ信号を遅延させる第１遅延手段を備え、
   前記記憶手段は、前記第１遅延手段を経由しないトリガ信号により、前記コンパレータの変化する以前の出力を取り込んで記憶し、
   前記選択手段は、前記第１遅延手段により遅延したトリガ信号を制御信号として受けることにより、前記記憶手段に記憶される時間よりも後に、前記コンパレータ出力を前記記憶手段により記憶された値に切替えて出力することを特徴とする請求項１記載のデータ受信装置。
10. 前記コンパレータ出力を遅延させる第２遅延手段を備え、
    前記記憶手段は、前記第１の信号と前記第２の信号が逆位相から同一位相に変化するときに前記コンパレータの変化する以前で、かつ前記第２遅延手段により遅延した前記コンパレータの出力を、前記トリガ信号により取り込んで記憶することを特徴とする請求項１記載のデータ受信装置。
11. 前記第１及び第２遅延手段は、インバータ又は論理ゲートの動作遅延時間により信号を遅延することを特徴とする請求項９又は請求項１０に記載のデータ受信装置。
12. 前記コンパレータは、アナログコンパレータであり、
    前記トリガ発生手段、前記記憶手段、及び／又は前記選択手段は、ＣＭＯＳ論理回路を含むゲート回路により構成されることを特徴とする請求項１記載のデータ受信装置。

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