JP2007189672A - チャネル推定装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】チャネル推定用の信号に基づいて補償対象となる信号の補償に用いられるチャネル推定量を取得するチャネル推定装置で、精度のよいチャネル推定量を求める。
【解決手段】第１の取得手段が、チャネル推定用の信号に基づいてスロット毎のチャネル推定量を取得する。第２の取得手段４１〜４７が、チャネル推定用の信号に基づいてスロットより細かい分解能で周波数ドリフトの補償量を取得する。第３の取得手段４８が、第１の取得手段により取得されたスロット毎のチャネル推定量と第２の取得手段により取得された周波数ドリフトの補償量とを合わせて、これら両方を補償するチャネル推定量を取得する。第３の取得手段により取得されるチャネル推定量が補償対象となる信号の補償に用いられる。
【選択図】 図２
【解決手段】第１の取得手段が、チャネル推定用の信号に基づいてスロット毎のチャネル推定量を取得する。第２の取得手段４１〜４７が、チャネル推定用の信号に基づいてスロットより細かい分解能で周波数ドリフトの補償量を取得する。第３の取得手段４８が、第１の取得手段により取得されたスロット毎のチャネル推定量と第２の取得手段により取得された周波数ドリフトの補償量とを合わせて、これら両方を補償するチャネル推定量を取得する。第３の取得手段により取得されるチャネル推定量が補償対象となる信号の補償に用いられる。
【選択図】 図２
Description
本発明は、同相及び直交成分を有する変調信号を受信して復調するためのチャネル推定装置に関し、特に直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ：Direct Sequence Code Division Multiple Access）方式に好適なチャネル推定装置に関する。
例えば、Ｗ（Wideband）−ＣＤＭＡ方式を採用した移動通信システムの基地局装置では、移動局装置から受信される上りの信号について、上りベースバンド信号のチャネル推定量を求める方式が種々提案されている。
図６には、基地局装置のベースバンド信号処理部に設けられるチャネル推定回路の構成例を示してある。
また、図６において、（ａ）はフレーム中のスロット番号を示しており、（ｂ）は各スロット中のシンボル番号を示しており、（ｃ）はＵＬ（Up-Link）のＤＰＣＣＨ（個別上り物理制御チャネル）について逆拡散後のＩＱデータの構成例を示しており、（ｄ）はＵＬのＤＰＤＣＨ（個別上り物理データチャネル）について逆拡散されるＩＱデータの構成例を示している。
図６には、基地局装置のベースバンド信号処理部に設けられるチャネル推定回路の構成例を示してある。
また、図６において、（ａ）はフレーム中のスロット番号を示しており、（ｂ）は各スロット中のシンボル番号を示しており、（ｃ）はＵＬ（Up-Link）のＤＰＣＣＨ（個別上り物理制御チャネル）について逆拡散後のＩＱデータの構成例を示しており、（ｄ）はＵＬのＤＰＤＣＨ（個別上り物理データチャネル）について逆拡散されるＩＱデータの構成例を示している。
本例のチャネル推定回路において行われる動作の一例を示す。
（ｎ−１）番目のスロット（Slot＃ｎ−１）について、受信信号から得られた逆拡散後のＵＬ−ＤＰＣＣＨ内のパイロットシンボル（Pilot Symbol）と、参照パイロットテーブル５１から参照される既知のパイロットシンボル（参照パイロットシンボル）とが、複素乗算部５２により複素乗算されて、パイロットシンボル毎の位相回転量（シンボル位相回転量）が算出される。加算部５３により１スロット内のシンボル位相回転量が累算される。当該累算結果が平均化部５４により当該累算されたシンボル数（本例では、５）で割って平均化されてスロット平均位相回転量が求められることにより、当該累算結果が逆拡散後のＵＬ−ＤＰＣＣＨ信号と等利得にされる。当該スロット平均位相回転量と重み付け係数Ｗ（ｎ−１）とが乗算部５５により掛け合わされる。
（ｎ−１）番目のスロット（Slot＃ｎ−１）について、受信信号から得られた逆拡散後のＵＬ−ＤＰＣＣＨ内のパイロットシンボル（Pilot Symbol）と、参照パイロットテーブル５１から参照される既知のパイロットシンボル（参照パイロットシンボル）とが、複素乗算部５２により複素乗算されて、パイロットシンボル毎の位相回転量（シンボル位相回転量）が算出される。加算部５３により１スロット内のシンボル位相回転量が累算される。当該累算結果が平均化部５４により当該累算されたシンボル数（本例では、５）で割って平均化されてスロット平均位相回転量が求められることにより、当該累算結果が逆拡散後のＵＬ−ＤＰＣＣＨ信号と等利得にされる。当該スロット平均位相回転量と重み付け係数Ｗ（ｎ−１）とが乗算部５５により掛け合わされる。
また、ｎ番目のスロット（Slot＃ｎ）についても、（ｎ−１）番目のスロットの場合と同様な処理部５１ａ〜５５ａにより同様な処理が行われる。
また、（ｎ＋１）番目のスロット（Slot＃ｎ＋１）についても、（ｎ−１）番目のスロットの場合と同様な処理部５１ｂ〜５５ｂにより同様な処理が行われる。
ここで、参照パイロットシンボルのパターンや、重み付け係数Ｗ（ｎ−１）、Ｗ（ｎ）、Ｗ（ｎ＋１）は通常、各スロットにおいて一定であるが、異なってもよい。
また、（ｎ＋１）番目のスロット（Slot＃ｎ＋１）についても、（ｎ−１）番目のスロットの場合と同様な処理部５１ｂ〜５５ｂにより同様な処理が行われる。
ここで、参照パイロットシンボルのパターンや、重み付け係数Ｗ（ｎ−１）、Ｗ（ｎ）、Ｗ（ｎ＋１）は通常、各スロットにおいて一定であるが、異なってもよい。
（ｎ−１）番目のスロットについての乗算結果が遅延部５６により１スロット時間分だけ遅延させられて、加算部５７によりｎ番目のスロットについての乗算結果と加算される。当該加算結果が遅延部５８により１スロット時間分だけ遅延させられて、加算部５９により（ｎ＋１）番目のスロットについての乗算結果と加算される。つまり３スロット分の平均位相回転量の重み付け加算を行う、３タップのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとして機能する。
加算部５９による加算結果が平均化部６０により正規化、若しくは（当該加算されたスロット数等で割って）平均化されてチャネル推定量が求められることにより、逆拡散後のＵＬ−ＤＰＣＣＨ信号の利得がスロットフォーマットにより変動しないようにする。
そして、ＵＬ−ＤＰＣＣＨに基づいて求められたチャネル推定量をＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散後のＩＱデータと複素乗算することにより、ＵＬ−ＤＰＤＣＨに発生した位相回転を補償する。
このように、ＵＬ−ＤＰＤＣＨのチャネル推定量を求めるためには、該当するスロットのパイロットシンボルを用いて求められるスロット平均位相回転量以外に、前後それぞれの１スロットについてのスロット平均位相回転量が必要になる。
そして、ＵＬ−ＤＰＣＣＨに基づいて求められたチャネル推定量をＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散後のＩＱデータと複素乗算することにより、ＵＬ−ＤＰＤＣＨに発生した位相回転を補償する。
このように、ＵＬ−ＤＰＤＣＨのチャネル推定量を求めるためには、該当するスロットのパイロットシンボルを用いて求められるスロット平均位相回転量以外に、前後それぞれの１スロットについてのスロット平均位相回転量が必要になる。
なお、上りスロットフォーマットの違いにより、パイロット、ＴＦＣＩ（Transport Format Combination Indicator）、ＦＢＩ（FeedBack Infomation、図ではＦと示す）、ＴＰＣ（Transmission Power Control）のシンボル位置や数が異なるが、上記のようにＦＩＲフィルタを用いてチャネル推定量を求める構成では、スロット内の誤り分布の均一を図るために、スロットフォーマットに対応した重み付け係数Ｗ（ｎ−１）、Ｗ（ｎ）、Ｗ（ｎ＋１）を設定する必要がある。
しかしながら、上記のようなチャネル推定回路では、次のような問題点があった。
まず、ＵＬ−ＤＰＤＣＨのチャネル推定量がスロット区間だけ維持されるため、周波数ドリフトによる受信品質の劣化が発生するという大きい問題点（問題点１）があった。
また、ＵＬ−ＤＰＣＣＨ及びＵＬ−ＤＰＤＣＨについて共に、逆拡散はシンボル周期で演算するのに対して、チャネル推定はスロット周期で演算するため、チップオフセット（ChipOffset）の設定により受信品質のバラツキが発生するという問題点（問題点２）があった。
まず、ＵＬ−ＤＰＤＣＨのチャネル推定量がスロット区間だけ維持されるため、周波数ドリフトによる受信品質の劣化が発生するという大きい問題点（問題点１）があった。
また、ＵＬ−ＤＰＣＣＨ及びＵＬ−ＤＰＤＣＨについて共に、逆拡散はシンボル周期で演算するのに対して、チャネル推定はスロット周期で演算するため、チップオフセット（ChipOffset）の設定により受信品質のバラツキが発生するという問題点（問題点２）があった。
ここで、上り個別チャネルは、各ユーザ毎のチップオフセットにより受信タイミングを分散させて、多重化されている。つまり、ユーザ間の干渉をチップオフセットで低減している。
また、基地局装置において複数のユーザ信号を並列処理する場合には、パイロットシンボルの位置を全てのユーザ信号について一致させて（つまりスロット内のオフセットを吸収して）一括処理するほうが容易である。このとき、（チップオフセットを同相化せずに）それぞれのスロットタイミングでＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散シンボルと、スロット周期で算出されるチャネル推定量とを単に突き合わせると、最大で１スロットのズレが生じ、チップオフセット依存性のある受信特性となってしまう。
また、基地局装置において複数のユーザ信号を並列処理する場合には、パイロットシンボルの位置を全てのユーザ信号について一致させて（つまりスロット内のオフセットを吸収して）一括処理するほうが容易である。このとき、（チップオフセットを同相化せずに）それぞれのスロットタイミングでＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散シンボルと、スロット周期で算出されるチャネル推定量とを単に突き合わせると、最大で１スロットのズレが生じ、チップオフセット依存性のある受信特性となってしまう。
本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、精度のよいチャネル推定量を求めることができるチャネル推定装置を提供することを目的とする。
具体的には、本発明では、周波数ドリフトを補償することや、チップオフセットを補償することにより、精度のよいチャネル推定量を求める。
具体的には、本発明では、周波数ドリフトを補償することや、チップオフセットを補償することにより、精度のよいチャネル推定量を求める。
上記目的を達成するため、本発明に係るチャネル推定装置では、次のような構成により、チャネル推定用の信号に基づいて、補償対象となる信号の補償に用いられるチャネル推定量を取得する。
すなわち、第１の取得手段が、前記チャネル推定用の信号に基づいて、スロット毎のチャネル推定量を取得する。第２の取得手段が、前記チャネル推定用の信号に基づいて、前記スロットより細かい分解能で、周波数ドリフトの補償量を取得する。第３の取得手段が、前記第１の取得手段により取得されたスロット毎のチャネル推定量と前記第２の取得手段により取得された周波数ドリフトの補償量とを合わせて、これら両方を補償するチャネル推定量を取得する。そして、前記第３の取得手段により取得されるチャネル推定量が、前記補償対象となる信号の補償に用いられる。
すなわち、第１の取得手段が、前記チャネル推定用の信号に基づいて、スロット毎のチャネル推定量を取得する。第２の取得手段が、前記チャネル推定用の信号に基づいて、前記スロットより細かい分解能で、周波数ドリフトの補償量を取得する。第３の取得手段が、前記第１の取得手段により取得されたスロット毎のチャネル推定量と前記第２の取得手段により取得された周波数ドリフトの補償量とを合わせて、これら両方を補償するチャネル推定量を取得する。そして、前記第３の取得手段により取得されるチャネル推定量が、前記補償対象となる信号の補償に用いられる。
従って、チャネル推定用の信号に基づいて、スロット毎のチャネル推定量と、スロットより細かい分解能を有する周波数ドリフトの補償量との両方を補償するチャネル推定量が取得されて、補償対象となる信号の補償に用いられることが可能であるため、周波数ドリフトを補償して精度のよいチャネル推定量を求めることができ、これにより、補償対象となる信号の位相回転を精度よく補償することができる。
ここで、チャネル推定用の信号や、補償対象となる信号としては、それぞれ、種々なものが用いられてもよい。
また、チャネル推定量としては、例えば、補償対象となる信号に発生する位相回転の逆回転に相当する位相回転量が用いられる。
また、スロット毎のチャネル推定量としては、例えば、１スロットの分解能を有するチャネル推定量が用いられる。
また、周波数ドリフトの補償量が有する分解能としては、１スロットより細かい種々な分解能が用いられてもよく、通常は、分解能が細かいほど、精度が高くなる一方、処理の負担が大きくなるため、実用上で有効な程度の分解能が設定されるのが好ましい。
また、チャネル推定量としては、例えば、補償対象となる信号に発生する位相回転の逆回転に相当する位相回転量が用いられる。
また、スロット毎のチャネル推定量としては、例えば、１スロットの分解能を有するチャネル推定量が用いられる。
また、周波数ドリフトの補償量が有する分解能としては、１スロットより細かい種々な分解能が用いられてもよく、通常は、分解能が細かいほど、精度が高くなる一方、処理の負担が大きくなるため、実用上で有効な程度の分解能が設定されるのが好ましい。
本発明に係るチャネル推定装置では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、当該チャネル推定装置は、ＣＤＭＡ方式により複数の移動局装置との間で無線により通信する基地局装置に設けられる。前記チャネル推定用の信号は前記移動局装置から前記基地局装置へ無線送信されるＵＬ−ＤＰＣＣＨの信号であり、前記補償対象となる信号は前記移動局装置から前記基地局装置へ無線送信されるＵＬ−ＤＰＤＣＨの信号であり、これらの信号について各移動局装置毎に無線送信のタイミングをずらすチップオフセットが設定される。
また、当該チャネル推定装置に備えられた前記第１の取得手段は、第４の取得手段と、重み付け手段と、第１の平均化手段を有している。
第４の取得手段は、前記チップオフセットによるスロット内のタイミングのずれを複数の移動局装置について合わせるように、各移動局装置から受信された前記チャネル推定用の信号をそれぞれに対応した時間だけ遅延させて、並列処理して、各スロット毎の平均位相回転量を取得する。重み付け手段が、各移動局装置毎に設定されたチップオフセットに基づいて決定される各スロット毎の重み付けを、前記第４の取得手段により取得された各スロット毎の平均位相回転量に与える。第１の平均化手段が、前記重み付け手段により重み付けが与えられた各スロット毎の平均位相回転量を、チャネル推定対象となるスロットを中心として複数のスロットについて平均化する。
そして、前記第１の取得手段は、前記第１の平均化手段による平均化結果を前記チャネル推定対象となるスロットのチャネル推定量として取得する。
すなわち、当該チャネル推定装置は、ＣＤＭＡ方式により複数の移動局装置との間で無線により通信する基地局装置に設けられる。前記チャネル推定用の信号は前記移動局装置から前記基地局装置へ無線送信されるＵＬ−ＤＰＣＣＨの信号であり、前記補償対象となる信号は前記移動局装置から前記基地局装置へ無線送信されるＵＬ−ＤＰＤＣＨの信号であり、これらの信号について各移動局装置毎に無線送信のタイミングをずらすチップオフセットが設定される。
また、当該チャネル推定装置に備えられた前記第１の取得手段は、第４の取得手段と、重み付け手段と、第１の平均化手段を有している。
第４の取得手段は、前記チップオフセットによるスロット内のタイミングのずれを複数の移動局装置について合わせるように、各移動局装置から受信された前記チャネル推定用の信号をそれぞれに対応した時間だけ遅延させて、並列処理して、各スロット毎の平均位相回転量を取得する。重み付け手段が、各移動局装置毎に設定されたチップオフセットに基づいて決定される各スロット毎の重み付けを、前記第４の取得手段により取得された各スロット毎の平均位相回転量に与える。第１の平均化手段が、前記重み付け手段により重み付けが与えられた各スロット毎の平均位相回転量を、チャネル推定対象となるスロットを中心として複数のスロットについて平均化する。
そして、前記第１の取得手段は、前記第１の平均化手段による平均化結果を前記チャネル推定対象となるスロットのチャネル推定量として取得する。
従って、複数の移動局装置（ユーザ）から基地局装置へ送信されるチャネル推定用の信号及び補償対象となる信号についてチップオフセットが設定され、基地局装置においてこれら複数の移動局装置から受信されるチャネル推定用の信号についてチップオフセットによるタイミングずれをそろえて並列処理によりスロット毎の平均位相回転量が取得される場合においても、チャネル推定用の信号をそろえるために時間的にずらした分に対応して各スロット毎の重み付けが決定されて、各スロット毎の平均位相回転量に重み付けが与えられて、複数のスロットについて重み付け後のスロット毎の平均位相回転量が平均化されてスロット毎のチャネル推定量とされるため、チップオフセットを補償して精度のよいチャネル推定量を求めることができ、これにより、補償対象となる信号の位相回転を精度よく補償することができる。
ここで、基地局装置により受信信号をまとめて並列処理する対象となる複数の移動局装置の数としては、種々な数が用いられてもよい。
また、チップオフセットの態様としては、種々な態様が用いられてもよい。
また、各スロット毎の重み付けの態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、各移動局装置から受信されるチャネル推定用の信号をチップオフセットに応じて遅延させる時間量に基づいて、最終的に取得されるチャネル推定量の精度を高めるように各スロット毎に重み付けする態様が用いられる。
また、重み付けを与える仕方としては、例えば、重み付け係数を乗算する仕方が用いられる。
また、チップオフセットの態様としては、種々な態様が用いられてもよい。
また、各スロット毎の重み付けの態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、各移動局装置から受信されるチャネル推定用の信号をチップオフセットに応じて遅延させる時間量に基づいて、最終的に取得されるチャネル推定量の精度を高めるように各スロット毎に重み付けする態様が用いられる。
また、重み付けを与える仕方としては、例えば、重み付け係数を乗算する仕方が用いられる。
また、各スロット毎の平均位相回転量としては、例えば、各スロット毎にそのスロットの中に含まれるシンボル或いはその外にあるシンボルについての位相回転量を平均化したものが用いられる。
また、重み付けが与えられた各スロット毎の平均位相回転量をチャネル推定対象となるスロットを中心として複数のスロットについて平均化する態様としては、種々な態様が用いられてもよく、一例として、チャネル推定対象となるスロットの平均位相回転量と、その前後のスロットの平均位相回転量を平均化する態様を用いることができる。
また、重み付けが与えられた各スロット毎の平均位相回転量をチャネル推定対象となるスロットを中心として複数のスロットについて平均化する態様としては、種々な態様が用いられてもよく、一例として、チャネル推定対象となるスロットの平均位相回転量と、その前後のスロットの平均位相回転量を平均化する態様を用いることができる。
本発明に係るチャネル推定装置では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、前記チャネル推定用の信号には、パイロットシンボルと、他のシンボルが含まれる。
当該チャネル推定装置に備えられた前記第１の取得手段は、第５の取得手段と、第６の取得手段と、第２の平均化手段を有している。
第５の取得手段は、前記チャネル推定用の信号に含まれるパイロットシンボルに基づいて、位相回転量を取得する。第６の取得手段は、前記チャネル推定用の信号に含まれるパイロットシンボル以外のシンボルに基づいて、位相回転量を取得する。第２の平均化手段は、前記第５の取得手段により取得された位相回転量と前記第６の取得手段により取得された位相回転量を平均化する。
そして、前記第１の取得手段は、前記第２の平均化手段による平均化結果をスロット毎の平均位相回転量として取得する。
すなわち、前記チャネル推定用の信号には、パイロットシンボルと、他のシンボルが含まれる。
当該チャネル推定装置に備えられた前記第１の取得手段は、第５の取得手段と、第６の取得手段と、第２の平均化手段を有している。
第５の取得手段は、前記チャネル推定用の信号に含まれるパイロットシンボルに基づいて、位相回転量を取得する。第６の取得手段は、前記チャネル推定用の信号に含まれるパイロットシンボル以外のシンボルに基づいて、位相回転量を取得する。第２の平均化手段は、前記第５の取得手段により取得された位相回転量と前記第６の取得手段により取得された位相回転量を平均化する。
そして、前記第１の取得手段は、前記第２の平均化手段による平均化結果をスロット毎の平均位相回転量として取得する。
従って、チャネル推定用の信号に含まれるパイロットシンボルばかりでなく、パイロットシンボル以外のシンボルも用いて、スロット毎の平均位相回転量が取得されるため、例えば、パイロットシンボルのみを用いてスロット毎の平均位相回転量が取得される場合と比べて、精度のよいチャネル推定量を求めることができ、これにより、補償対象となる信号の位相回転を精度よく補償することができる。
ここで、チャネル推定用の信号の構成としては、種々な構成が用いられてもよく、例えば、パイロットシンボルと、ＴＦＣＩシンボルと、ＦＢＩシンボルと、ＴＰＣシンボルからなる構成を用いることができる。
また、位相回転量を取得するために用いるパイロットシンボル以外のシンボルとしては、１種類以上の種々なシンボルが用いられてもよく、例えば、ＴＦＣＩシンボルとＴＰＣシンボルの一方又は両方を用いることができる。
また、位相回転量を取得するために用いるパイロットシンボル以外のシンボルとしては、１種類以上の種々なシンボルが用いられてもよく、例えば、ＴＦＣＩシンボルとＴＰＣシンボルの一方又は両方を用いることができる。
本発明に係るチャネル推定装置では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、受信信号に含まれるチャネル推定用信号に基づいて、補償対象となる受信信号の補償に用いるチャネル推定量を算出するチャネル推定装置において、
前記チャネル推定用信号のリファレンスを記憶する参照パイロットテーブルと、
前記チャネル推定用信号のシンボル毎に、前記参照パイロットテーブルをリファレンスとして、受信したチャネル推定用信号の位相回転を示す値を出力するパイロット同相化部と、
前記位相回転を示す値に基づいて、フェージング周波数を推定するｆＤ推定部と、
前記位相回転を示す値に基づいて、前記位相回転を示す値の直前の入力から１シンボル以内の処理遅延時間で、対応するチャネル推定値を出力するＩＩＲ型フィルタと、
推定された前記フェージング周波数に基づいて、前記ＩＩＲ型フィルタのフィルタパラメータを制御するフィルタ制御部と、を備えた。
また、前記フィルタ制御部は、前記推定されたフェージング周波数において前記ＩＩＲ型フィルタの位相遅延が実質的に一定となるようにフィルタパラメータを制御するようにした。
すなわち、受信信号に含まれるチャネル推定用信号に基づいて、補償対象となる受信信号の補償に用いるチャネル推定量を算出するチャネル推定装置において、
前記チャネル推定用信号のリファレンスを記憶する参照パイロットテーブルと、
前記チャネル推定用信号のシンボル毎に、前記参照パイロットテーブルをリファレンスとして、受信したチャネル推定用信号の位相回転を示す値を出力するパイロット同相化部と、
前記位相回転を示す値に基づいて、フェージング周波数を推定するｆＤ推定部と、
前記位相回転を示す値に基づいて、前記位相回転を示す値の直前の入力から１シンボル以内の処理遅延時間で、対応するチャネル推定値を出力するＩＩＲ型フィルタと、
推定された前記フェージング周波数に基づいて、前記ＩＩＲ型フィルタのフィルタパラメータを制御するフィルタ制御部と、を備えた。
また、前記フィルタ制御部は、前記推定されたフェージング周波数において前記ＩＩＲ型フィルタの位相遅延が実質的に一定となるようにフィルタパラメータを制御するようにした。
以上説明したように、本発明に係るチャネル推定装置によると、チャネル推定用の信号に基づいて、１スロットより細かい分解能を有する周波数ドリフトの補償量を含んだチャネル推定量を取得するようにしたため、周波数ドリフトを補償して、補償対象となる信号の位相回転を精度よく補償することができる。
また、本発明に係るチャネル推定装置によると、チャネル推定用の信号に含まれるパイロットシンボル以外のシンボルも用いて各スロット毎の平均位相回転量を取得するようにしたため、各スロット毎の平均位相回転量を取得する際の平均化の効果を高めて、補償対象となる信号の位相回転を精度よく補償することができる。
また、本発明に係るチャネル推定装置によると、チャネル推定用の信号に含まれるパイロットシンボル以外のシンボルも用いて各スロット毎の平均位相回転量を取得するようにしたため、各スロット毎の平均位相回転量を取得する際の平均化の効果を高めて、補償対象となる信号の位相回転を精度よく補償することができる。
以下、本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
図１及び図２には、本発明の実施例１に係るチャネル推定装置を構成する回路（チャネル推定回路）の構成例を示してある。なお、図１及び図２は、図示の便宜上から２つに分けてあるが、一体の図である。
また、図１において、（ａ）は通信に使用されるフレーム中のスロット番号（Slot No.）を示しており、（ｂ）は各スロット中のＳＦ（拡散率）＝２５６相当のシンボル番号（SymbolNo.）を示しており、（ｃ）はＵＬ−ＤＰＣＣＨ（個別上り物理制御チャネル）について逆拡散後のＩＱデータの構成例を示しており、図２において、（ｄ）はＵＬ−ＤＰＤＣＨ（個別上り物理データチャネル）について逆拡散後のＩＱデータの構成例を示している。
なお、ＩＱデータは複素信号のＩデータ及びＱデータを表しており、Ｉデータは同相成分のデータであり、Ｑデータは直交成分のデータである。
また、図１において、（ａ）は通信に使用されるフレーム中のスロット番号（Slot No.）を示しており、（ｂ）は各スロット中のＳＦ（拡散率）＝２５６相当のシンボル番号（SymbolNo.）を示しており、（ｃ）はＵＬ−ＤＰＣＣＨ（個別上り物理制御チャネル）について逆拡散後のＩＱデータの構成例を示しており、図２において、（ｄ）はＵＬ−ＤＰＤＣＨ（個別上り物理データチャネル）について逆拡散後のＩＱデータの構成例を示している。
なお、ＩＱデータは複素信号のＩデータ及びＱデータを表しており、Ｉデータは同相成分のデータであり、Ｑデータは直交成分のデータである。
本例では、１個のフレームは１５個のスロット（Slot＃０〜１４）から構成されており、１個のスロットは１０個のシンボル（０〜９）から構成されており、１個のシンボルは２５６個のチップから構成されている。なお、フレームは、例えば、複数連続して通信される。
また、本例では、ＵＬ−ＤＰＣＣＨの１スロット分の逆拡散ＩＱデータは、送信側と受信側とで既知な情報であるパイロット（Pilot）のシンボルと、伝送フォーマットのパターンを通知するためのＴＦＣＩ（TransportFormat Combination Indicator）のシンボルと、フィードバック情報であるＦＢＩ（Feedback Informtion）のシンボルと、送信電力制御を行うための情報であるＴＰＣ（TransmitPower Control）のシンボルから構成されている。パイロットシンボルは連続する５個のシンボル（０〜４）から構成されており、ＴＦＣＩシンボルは連続する２個のシンボル（５、６）から構成されており、ＦＢＩシンボルは１個のシンボル（７）から構成されており、ＴＰＣシンボルは連続する２個のシンボル（８、９）から構成されている。
また、本例では、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散ＩＱデータは、ユーザデータ（User Data）のシンボルを含んで構成されている。
また、本例では、ＵＬ−ＤＰＣＣＨの１スロット分の逆拡散ＩＱデータは、送信側と受信側とで既知な情報であるパイロット（Pilot）のシンボルと、伝送フォーマットのパターンを通知するためのＴＦＣＩ（TransportFormat Combination Indicator）のシンボルと、フィードバック情報であるＦＢＩ（Feedback Informtion）のシンボルと、送信電力制御を行うための情報であるＴＰＣ（TransmitPower Control）のシンボルから構成されている。パイロットシンボルは連続する５個のシンボル（０〜４）から構成されており、ＴＦＣＩシンボルは連続する２個のシンボル（５、６）から構成されており、ＦＢＩシンボルは１個のシンボル（７）から構成されており、ＴＰＣシンボルは連続する２個のシンボル（８、９）から構成されている。
また、本例では、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散ＩＱデータは、ユーザデータ（User Data）のシンボルを含んで構成されている。
本例のチャネル推定回路は、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式を採用した移動通信システムにおける基地局装置のベースバンド信号処理部に設けられている。
本例の基地局装置は、移動局装置（ユーザ）との間で無線により通信し、移動局装置から無線送信されるＵＬ−ＤＰＣＣＨの信号やＵＬ−ＤＰＤＣＨの信号を受信する。本例のチャネル推定回路ではこれらの信号が逆拡散された後のデータを処理するもので、Ｒａｋｅ合成の際の各フィンガ内（例えば遅延ロックループ等）において適用することができる。
本例の基地局装置は、移動局装置（ユーザ）との間で無線により通信し、移動局装置から無線送信されるＵＬ−ＤＰＣＣＨの信号やＵＬ−ＤＰＤＣＨの信号を受信する。本例のチャネル推定回路ではこれらの信号が逆拡散された後のデータを処理するもので、Ｒａｋｅ合成の際の各フィンガ内（例えば遅延ロックループ等）において適用することができる。
また本例において、ＤＰＣＨ（上り個別物理チャネル）は、Ｑ相（直交相）で伝送されるＵＬ−ＤＰＣＣＨと、Ｉ相（同相）で伝送されるＵＬ−ＤＰＤＣＨからなり、それぞれ互いに相互相関の無視できる拡散符号で拡散され、直交変調されているものとする。ＤＰＣＨの場合、変調信号はＱＰＳＫ（QuadraturePhase Shift Keying）の一種となり、位相情報を有する。このため受信側では、変調信号を直交検波し、ＵＬ−ＤＰＣＣＨの受信信号についてはＱ相へ射影してＱ相で硬判定し、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの受信信号についてはＩ相へ射影してＩ相で硬判定する。
また、本例のチャネル推定回路では、ＤＰＣＨを処理対象としており、１つのチャネル推定量を求めるために、同一のユーザからの同一の信号（フィンガは含む）のみを処理し、ＤＰＣＨで求めたチャネル推定量は当該ＤＰＣＨにのみ用いる。（例えば、同一のユーザであっても他のチャネルである上りランダムアクセスチャネル（ＰＲＡＣＨ）には流用せず、個々のチャネルごとにそのチャネルフォーマット等に適した方法でチャネル推定量を求める。）本例のチャネル推定回路に入力されて処理される信号は逆拡散後の信号であるため、入力信号はユーザ毎に分離されている。また、マルチユーザに対応する場合、上りＤＰＣＣＨのスロットフォーマットが同一であればパラレル処理が可能であるが、異なるケースを想定してシリアルに時系列に処理してもよい。
また、本例のチャネル推定回路では、ＤＰＣＨを処理対象としており、１つのチャネル推定量を求めるために、同一のユーザからの同一の信号（フィンガは含む）のみを処理し、ＤＰＣＨで求めたチャネル推定量は当該ＤＰＣＨにのみ用いる。（例えば、同一のユーザであっても他のチャネルである上りランダムアクセスチャネル（ＰＲＡＣＨ）には流用せず、個々のチャネルごとにそのチャネルフォーマット等に適した方法でチャネル推定量を求める。）本例のチャネル推定回路に入力されて処理される信号は逆拡散後の信号であるため、入力信号はユーザ毎に分離されている。また、マルチユーザに対応する場合、上りＤＰＣＣＨのスロットフォーマットが同一であればパラレル処理が可能であるが、異なるケースを想定してシリアルに時系列に処理してもよい。
本例のチャネル推定回路は、（ｎ−１）番目のスロット（Slot#n-1）に対応する平均位相回転量を求めるための処理部として、参照パイロットテーブル１と、複素乗算部２と、加算部３と、複素乗算部４と、ＲＡＫＥ合成部５と、ＴＦＣＩ硬判定部６と、複素乗算部７と、複素乗算部８と、ＲＡＫＥ合成部９と、ＴＰＣ硬判定部１０と、複素乗算部１１と、加算部１２と、加算部１３と、平均化部１４を備えている。
なお、ｎ番目のスロット（Slot#n）や（ｎ＋１）番目のスロット（Slot#n+1）に対応する平均位相回転量も、同じ処理手段で求められる。つまり参照パイロットテーブル１から平均化部１４は、スロット周期で繰り返し動作することで、任意のｎに対し後述するように（ｎ−１）番目とｎ番目のスロットのＤＰＣＣＨから、ｎ番目のスロット（Slot#n）に対応する平均位相回転量を求めるものである。
なお、ｎ番目のスロット（Slot#n）や（ｎ＋１）番目のスロット（Slot#n+1）に対応する平均位相回転量も、同じ処理手段で求められる。つまり参照パイロットテーブル１から平均化部１４は、スロット周期で繰り返し動作することで、任意のｎに対し後述するように（ｎ−１）番目とｎ番目のスロットのＤＰＣＣＨから、ｎ番目のスロット（Slot#n）に対応する平均位相回転量を求めるものである。
また、本例のチャネル推定回路は、重み付け制御を行うための処理部として、重み付け制御部２１と、（ｎ−１）番目のスロットに対応した乗算部２２と、ｎ番目のスロットに対応した乗算部２２ａと、（ｎ＋１）番目のスロットに対応した乗算部２２ｂを備えている。
また、本例のチャネル推定回路は、複数（本例では、３個）のスロットについて平均位相回転量を平均化するための処理部として、遅延部２３と、加算部２４と、遅延部２５と、加算部２６と、平均化部２７を備えている。
また、本例のチャネル推定回路は、複数（本例では、３個）のスロットについて平均位相回転量を平均化するための処理部として、遅延部２３と、加算部２４と、遅延部２５と、加算部２６と、平均化部２７を備えている。
また、本例のチャネル推定回路は、周波数ドリフトを補償するための処理部として、周波数ドリフト補償部３１を備えている。
周波数ドリフト補償部３１は、周波数ドリフト検出部４１と、フレーム区間平均化部４２と、ＲＡＫＥ合成部４３と、指数重み付け平均化部４４と、タンジェント演算部４５と、周波数ドリフトを補償するための正規化テーブル４６と、テーブル変換部４７と、複素乗算部４８を備えている。
周波数ドリフト補償部３１は、周波数ドリフト検出部４１と、フレーム区間平均化部４２と、ＲＡＫＥ合成部４３と、指数重み付け平均化部４４と、タンジェント演算部４５と、周波数ドリフトを補償するための正規化テーブル４６と、テーブル変換部４７と、複素乗算部４８を備えている。
ここで、本例では、チャネル推定量とは、位相回転を推定した結果により得られる、位相回転を戻すための位相補償量のことを示す。このため、チャネル推定量をＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散ＩＱデータに複素乗算すると、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散ＩＱデータに発生した位相回転が補償される。なお、チャネル推定量を検出するために使用するＵＬ−ＤＰＣＣＨのスロットと、このチャネル推定量を複素乗算することで位相回転を補償する（逆回転する）ＵＬ−ＤＰＤＣＨのスロットとは、同一のタイミングである。
また、周波数ドリフトとは、時間の流れ（シンボルの流れ）とともに、位相が回転していくことを示す。
また、周波数ドリフトとは、時間の流れ（シンボルの流れ）とともに、位相が回転していくことを示す。
本例のチャネル推定回路において行われる動作の一例を示す。
まず、（ｎ−１）番目のスロットについて、平均位相回転量を求める動作を説明する。
参照パイロットテーブル１は、例えばメモリに、参照されるパイロットシンボル（参照パイロットシンボル）のパターンを記憶している。
複素乗算部２は、例えばパイロットシンボルを構成する各シンボルに対応した５個の複素乗算器を有しており、当該各シンボルについて、受信信号から得られた逆拡散後のＵＬ−ＤＰＣＣＨ内のパイロットシンボルと、参照パイロットテーブル１から参照される既知のパイロットシンボルとを複素乗算して、当該各シンボル毎の位相回転量（シンボル位相回転量）を算出し、これら５個のシンボル位相回転量を加算部３へ出力する。
加算部３は、同相化された５個のシンボル位相回転量を加算することにより、パイロット内のシンボル位相回転量を累算し、当該加算結果を加算部１３へ出力する。
ここの処理は、既知のパイロットシンボルを利用した位相回転量の算出処理であり、本例では、ここの処理で求められた位相回転量をパイロットシンボル位相回転量と言う。
まず、（ｎ−１）番目のスロットについて、平均位相回転量を求める動作を説明する。
参照パイロットテーブル１は、例えばメモリに、参照されるパイロットシンボル（参照パイロットシンボル）のパターンを記憶している。
複素乗算部２は、例えばパイロットシンボルを構成する各シンボルに対応した５個の複素乗算器を有しており、当該各シンボルについて、受信信号から得られた逆拡散後のＵＬ−ＤＰＣＣＨ内のパイロットシンボルと、参照パイロットテーブル１から参照される既知のパイロットシンボルとを複素乗算して、当該各シンボル毎の位相回転量（シンボル位相回転量）を算出し、これら５個のシンボル位相回転量を加算部３へ出力する。
加算部３は、同相化された５個のシンボル位相回転量を加算することにより、パイロット内のシンボル位相回転量を累算し、当該加算結果を加算部１３へ出力する。
ここの処理は、既知のパイロットシンボルを利用した位相回転量の算出処理であり、本例では、ここの処理で求められた位相回転量をパイロットシンボル位相回転量と言う。
本例では、（ｎ−１）番目のスロット（Slot#n-1）について平均位相回転量を求めるために、その時点で既に硬判定シンボルが確定している（ｎ−２）番目のスロット（Slot#n-2）のＴＦＣＩシンボル及びＴＰＣシンボルも用いる。本例では、ＴＦＣＩシンボルは２個のシンボルからなり、ＴＰＣシンボルは２個のシンボルからなり、これら４個のシンボルのそれぞれについて処理を行う。
複素乗算部４は、例えばＴＦＣＩシンボルを構成する各シンボルに対応した２個の複素乗算器を有しており、（ｎ−２）番目のスロット（Slot#n-2）の各ＴＦＣＩシンボルについて、当該スロットのパイロット区間を用いて算出したSlot#n-2のパイロットシンボル位相回転量を後方に外挿して位相回転補償し、これにより直交軸上に射影したＴＦＣＩシンボルをＲＡＫＥ合成部５へ出力する。
同様に、複素乗算部８は、例えばＴＰＣシンボルを構成する各シンボルに対応した２個の複素乗算器を有しており、（ｎ−２）番目のスロット（Slot#n-2）の各ＴＰＣシンボルについて、同じくSlot#n-2のパイロットシンボル位相回転量との外挿検波を行い、これにより直交軸上に射影したＴＰＣシンボルをＲＡＫＥ合成部９へ出力する。
あるいは、（ｎ−２）番目のスロットのＴＦＣＩシンボル及びＴＰＣシンボルを処理する際に、硬判定前の位相回転補償に用いる平均位相回転量として、当該スロットのパイロットシンボルのみならず（ｎ−３）番目のスロットのＴＦＣＩシンボル及びＴＰＣシンボルも用いて算出されたSlot#n-2のスロット平均位相回転量を使用することができる。いずれにしても、これら検波（復調）は、前方向だけの位相回転量を用いるため、外挿検波となる。
同様に、複素乗算部８は、例えばＴＰＣシンボルを構成する各シンボルに対応した２個の複素乗算器を有しており、（ｎ−２）番目のスロット（Slot#n-2）の各ＴＰＣシンボルについて、同じくSlot#n-2のパイロットシンボル位相回転量との外挿検波を行い、これにより直交軸上に射影したＴＰＣシンボルをＲＡＫＥ合成部９へ出力する。
あるいは、（ｎ−２）番目のスロットのＴＦＣＩシンボル及びＴＰＣシンボルを処理する際に、硬判定前の位相回転補償に用いる平均位相回転量として、当該スロットのパイロットシンボルのみならず（ｎ−３）番目のスロットのＴＦＣＩシンボル及びＴＰＣシンボルも用いて算出されたSlot#n-2のスロット平均位相回転量を使用することができる。いずれにしても、これら検波（復調）は、前方向だけの位相回転量を用いるため、外挿検波となる。
ＲＡＫＥ合成部５は、ＴＦＣＩシンボルを構成する２個のシンボルのそれぞれについて、複素乗算部４から直交軸上に射影したＴＦＣＩシンボルを入力するとともに、他の各フィンガ（図示せず）に備えられる複素乗算部４相当物から出力された直交軸上に射影したＴＦＣＩシンボルを入力し、有効な全てのフィンガのＴＦＣＩシンボルを最大比合成し、その結果をＴＦＣＩ硬判定部６へ出力する。
同様に、ＲＡＫＥ合成部９は、ＴＰＣシンボルを構成する２個のシンボルのそれぞれについて、複素乗算部８から出力される直交軸上に射影されたＴＰＣシンボルと、他の各フィンガ（図示せず）において同様に直交軸上に射影されたＴＰＣシンボルとを入力し、ＲＡＫＥ合成してその結果をＴＰＣ硬判定部１０へ出力する。
ここで、各フィンガは、例えば、図１及び図２に示されるのと同様な処理部を有している。各フィンガでは、同一のユーザからの同一の信号の主波或いは遅延波（マルチパス）について処理が行われ、これにより得られた情報が必要に応じて他のフィンガへ通知される。本例では、各フィンガにおいて複素乗算部４、８相当物により前スロットの位相回転量が乗算され、振幅が自乗化されているので、ＲＡＫＥ合成部９は単に入力を加算するだけでよい。本例のＲＡＫＥ合成は、異なる経路等で受信された複数の信号を合成して、より確からしい復号データを得ることを目的としているので、他のアンテナからの信号をダイバーシティ合成したり、異なる検波方式（遅延検波等）で検波した信号を合成したりしても良い。
同様に、ＲＡＫＥ合成部９は、ＴＰＣシンボルを構成する２個のシンボルのそれぞれについて、複素乗算部８から出力される直交軸上に射影されたＴＰＣシンボルと、他の各フィンガ（図示せず）において同様に直交軸上に射影されたＴＰＣシンボルとを入力し、ＲＡＫＥ合成してその結果をＴＰＣ硬判定部１０へ出力する。
ここで、各フィンガは、例えば、図１及び図２に示されるのと同様な処理部を有している。各フィンガでは、同一のユーザからの同一の信号の主波或いは遅延波（マルチパス）について処理が行われ、これにより得られた情報が必要に応じて他のフィンガへ通知される。本例では、各フィンガにおいて複素乗算部４、８相当物により前スロットの位相回転量が乗算され、振幅が自乗化されているので、ＲＡＫＥ合成部９は単に入力を加算するだけでよい。本例のＲＡＫＥ合成は、異なる経路等で受信された複数の信号を合成して、より確からしい復号データを得ることを目的としているので、他のアンテナからの信号をダイバーシティ合成したり、異なる検波方式（遅延検波等）で検波した信号を合成したりしても良い。
ＴＦＣＩ硬判定部６は、ＴＦＣＩシンボルを構成する２個のシンボルのそれぞれについて、ＲＡＫＥ合成後のＱ相データの符号ビットを抽出し、その結果を正規化して複素乗算部７へ出力する。即ち、参照パイロットテーブル１と同様に参照パターンとして用いる。
同様に、ＴＰＣ硬判定部１０は、ＴＰＣシンボルを構成する２個のシンボルは‘００’パターンか‘１１’パターンのいずれかに限定されるので、シンボル間合成をして平均化により精度を向上させる。シンボル間合成後のＱ相データの符号ビットを抽出し、その結果を正規化して複素乗算部１１へ出力する。
複素乗算部７は、例えばＴＦＣＩシンボルを構成する各シンボルに対応した２個の複素乗算器を有しており、当該各シンボルについて、ＴＦＣＩ区間の逆拡散シンボルとＴＦＣＩ硬判定部６から得られるパターン（符号ビット）とを複素共役乗算し、これにより算出された位相回転量を加算部１２へ出力する。
同様に、複素乗算部１１は、例えばＴＦＣＩシンボルを構成する各シンボルに対応した２個の複素乗算器を有しており、当該各シンボルについて、ＴＦＣＩ区間の逆拡散シンボルとＴＦＣＩ硬判定部６から得られるパターン（符号ビット）とを複素共役乗算し、これにより算出された位相回転量を加算部１２へ出力する。
同様に、ＴＰＣ硬判定部１０は、ＴＰＣシンボルを構成する２個のシンボルは‘００’パターンか‘１１’パターンのいずれかに限定されるので、シンボル間合成をして平均化により精度を向上させる。シンボル間合成後のＱ相データの符号ビットを抽出し、その結果を正規化して複素乗算部１１へ出力する。
複素乗算部７は、例えばＴＦＣＩシンボルを構成する各シンボルに対応した２個の複素乗算器を有しており、当該各シンボルについて、ＴＦＣＩ区間の逆拡散シンボルとＴＦＣＩ硬判定部６から得られるパターン（符号ビット）とを複素共役乗算し、これにより算出された位相回転量を加算部１２へ出力する。
同様に、複素乗算部１１は、例えばＴＦＣＩシンボルを構成する各シンボルに対応した２個の複素乗算器を有しており、当該各シンボルについて、ＴＦＣＩ区間の逆拡散シンボルとＴＦＣＩ硬判定部６から得られるパターン（符号ビット）とを複素共役乗算し、これにより算出された位相回転量を加算部１２へ出力する。
加算部１２は、入力される４個のシンボル位相回転量を加算し、当該加算結果を加算部１３へ出力する。
ここの処理は、ＴＦＣＩシンボル及びＴＰＣシンボルを利用した位相回転量の算出処理であり、本例では、ここの処理で求められた位相回転量を帰還判定シンボル位相回転量と言う。帰還判定シンボル位相回転量はパイロットシンボル位相回転量よりも信頼性が高い。
なお、本例では、ＦＢＩシンボルについては平均位相回転量の算出に用いないが、この理由は、一般に、パイロットシンボルやＴＦＣＩシンボルやＴＰＣシンボルのビットは送信側から常時送信されるのに対して、ＦＢＩシンボルのビットは条件次第で送信オフとされることがあるためである。
ここの処理は、ＴＦＣＩシンボル及びＴＰＣシンボルを利用した位相回転量の算出処理であり、本例では、ここの処理で求められた位相回転量を帰還判定シンボル位相回転量と言う。帰還判定シンボル位相回転量はパイロットシンボル位相回転量よりも信頼性が高い。
なお、本例では、ＦＢＩシンボルについては平均位相回転量の算出に用いないが、この理由は、一般に、パイロットシンボルやＴＦＣＩシンボルやＴＰＣシンボルのビットは送信側から常時送信されるのに対して、ＦＢＩシンボルのビットは条件次第で送信オフとされることがあるためである。
加算部１３は、加算部３から入力されるパイロットシンボル位相回転量と加算部１２から入力される帰還判定シンボル位相回転量とを加算し、当該加算結果を平均化部１４へ出力する。
平均化部１４は、加算部１３から入力される加算結果を、当該加算が行われたシンボル数（本例では、９）で除算することで平均化し、当該平均化結果を乗算器２２へ出力する。
本例では、この平均化結果を該当するスロット（ここでは、Ｓｌｏｔ＃ｎ−１）の平均位相回転量と言う。
平均化部１４は、加算部１３から入力される加算結果を、当該加算が行われたシンボル数（本例では、９）で除算することで平均化し、当該平均化結果を乗算器２２へ出力する。
本例では、この平均化結果を該当するスロット（ここでは、Ｓｌｏｔ＃ｎ−１）の平均位相回転量と言う。
ここで、平均化部１４における前記除算により、平均化結果は、逆拡散後のＵＬ−ＤＰＣＣＨ信号と等利得になる。
このように等利得にする理由は、ＵＬ−ＤＰＣＣＨのスロットフォーマットは数種類あり、パイロットシンボルの数が５シンボルであるとは限らないことから、パイロットシンボルの数の変化により受信特性が変わらないようにするためであり、更に、後段におけるチャネル推定量とＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散信号との複素乗算においてオーバーフローを防止するためである。
このように等利得にする理由は、ＵＬ−ＤＰＣＣＨのスロットフォーマットは数種類あり、パイロットシンボルの数が５シンボルであるとは限らないことから、パイロットシンボルの数の変化により受信特性が変わらないようにするためであり、更に、後段におけるチャネル推定量とＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散信号との複素乗算においてオーバーフローを防止するためである。
また、ｎ番目のスロット（Slot#n）についても、（ｎ−１）番目のスロットの場合と同様な処理部により同様な処理が行われ、平均化部１４ａによりｎ番目のスロットの平均位相回転量が算出され、ｎ番目のスロットの所定のタイミングで乗算器２２ａへ出力される。
また、（ｎ＋１）番目のスロット（Slot#n+1）についても、（ｎ−１）番目のスロットの場合と同様な処理部により同様な処理が行われ、平均化部１４ｂにより（ｎ＋１）番目のスロットの平均位相回転量が算出され、ｎ＋１番目のスロットの所定のタイミングで乗算器２２ｂへ出力される。
ここで、本例では、参照パイロットシンボルのパターンはスロット毎に異なる。この理由は、パイロットシンボルを用いた同期検波により、フレーム同期を取るためであり、例えば、３ＧＰＰ ＴＳ２５．２１１などで参照パイロットシンボルのパターンが規定されている。
また、（ｎ＋１）番目のスロット（Slot#n+1）についても、（ｎ−１）番目のスロットの場合と同様な処理部により同様な処理が行われ、平均化部１４ｂにより（ｎ＋１）番目のスロットの平均位相回転量が算出され、ｎ＋１番目のスロットの所定のタイミングで乗算器２２ｂへ出力される。
ここで、本例では、参照パイロットシンボルのパターンはスロット毎に異なる。この理由は、パイロットシンボルを用いた同期検波により、フレーム同期を取るためであり、例えば、３ＧＰＰ ＴＳ２５．２１１などで参照パイロットシンボルのパターンが規定されている。
次に、（ｎ−１）番目とｎ番目と（ｎ＋１）番目の３個のスロットに基づいて、ｎ番目のスロットにおける推定位相回転量（平均位相回転量）を求める動作を説明する。
重み付け制御部２１は、例えば各ユーザの呼設定を行う時に与えられるチップオフセット（Chip Offset）に関する情報を入力し、これに基づいて、各スロットの重み付け係数Ｗ（ｎ−１）、Ｗ（ｎ）、Ｗ（ｎ＋１）の値を制御して各スロットに対応した乗算部２２、２２ａ、２２ｂへ出力する。
各スロットに対応した各乗算部２２、２２ａ、２２ｂは、各スロットに対応した各平均化部１４、１４ａ、１４ｂからスロット平均位相回転量が入力されると、重み付け制御部２１から入力された対応する重み付け係数Ｗ（ｎ−１）、Ｗ（ｎ）、Ｗ（ｎ＋１）と乗算する。（ｎ−１）番目のスロットに対応した乗算部２２は乗算結果を遅延部２３へ出力し、ｎ番目のスロットに対応した乗算部２２ａは乗算結果を加算部２４へ出力し、（ｎ＋１）番目のスロットに対応した乗算部２２ｂは乗算結果を加算部２６へ出力する。
重み付け制御部２１は、例えば各ユーザの呼設定を行う時に与えられるチップオフセット（Chip Offset）に関する情報を入力し、これに基づいて、各スロットの重み付け係数Ｗ（ｎ−１）、Ｗ（ｎ）、Ｗ（ｎ＋１）の値を制御して各スロットに対応した乗算部２２、２２ａ、２２ｂへ出力する。
各スロットに対応した各乗算部２２、２２ａ、２２ｂは、各スロットに対応した各平均化部１４、１４ａ、１４ｂからスロット平均位相回転量が入力されると、重み付け制御部２１から入力された対応する重み付け係数Ｗ（ｎ−１）、Ｗ（ｎ）、Ｗ（ｎ＋１）と乗算する。（ｎ−１）番目のスロットに対応した乗算部２２は乗算結果を遅延部２３へ出力し、ｎ番目のスロットに対応した乗算部２２ａは乗算結果を加算部２４へ出力し、（ｎ＋１）番目のスロットに対応した乗算部２２ｂは乗算結果を加算部２６へ出力する。
遅延部２３は、乗算部２２から入力される（ｎ−１）番目のスロットについての乗算結果を１スロット時間分だけ遅延させて加算部２４へ出力する。
加算部２４は、乗算部２２ａから入力されるｎ番目のスロットについての乗算結果と遅延部２３からの入力とを加算して、当該加算結果を遅延部２５へ出力する。
遅延部２５は、加算部２４からの入力を１スロット時間分だけ遅延させて加算部２６へ出力する。
加算部２６は、乗算部２２ｂから入力される（ｎ＋１）番目のスロットについての乗算結果と遅延部２５からの入力とを加算して、当該加算結果を平均化部２７へ出力する。
これにより、（ｎ−１）番目のスロットの平均位相回転量に対して２スロット分の遅延が与えられ、ｎ番目のスロットの平均位相回転量に対して１スロット分の遅延が与えられるので、（ｎ＋１）番目のスロットのタイミングでそれら３スロット分の位相回転量の重み付き加算が達成される。
加算部２４は、乗算部２２ａから入力されるｎ番目のスロットについての乗算結果と遅延部２３からの入力とを加算して、当該加算結果を遅延部２５へ出力する。
遅延部２５は、加算部２４からの入力を１スロット時間分だけ遅延させて加算部２６へ出力する。
加算部２６は、乗算部２２ｂから入力される（ｎ＋１）番目のスロットについての乗算結果と遅延部２５からの入力とを加算して、当該加算結果を平均化部２７へ出力する。
これにより、（ｎ−１）番目のスロットの平均位相回転量に対して２スロット分の遅延が与えられ、ｎ番目のスロットの平均位相回転量に対して１スロット分の遅延が与えられるので、（ｎ＋１）番目のスロットのタイミングでそれら３スロット分の位相回転量の重み付き加算が達成される。
平均化部２７は、加算部２６から入力される加算結果を、当該加算が行われたスロット数（本例では、３）で除算することで平均化し、当該平均化結果を周波数ドリフト補償部３１の複素乗算部４８へ出力する。ここで、平均化部２７における前記除算により、平均化結果は、逆拡散後のＵＬ−ＤＰＣＣＨ信号と等利得になる。
本例では、平均化部２７により得られる平均化結果を該当するスロット（ここでは、Ｓｌｏｔ＃ｎ）のチャネル推定量と言う。
本例では、平均化部２７により得られる平均化結果を該当するスロット（ここでは、Ｓｌｏｔ＃ｎ）のチャネル推定量と言う。
このように、本例では、ＵＬ−ＤＰＤＣＨのチャネル推定量を求めるために、該当するスロットのパイロットシンボルを用いて求められるスロット平均位相回転量以外に、前後それぞれの１スロットについてのスロット平均位相回転量を使用する。この理由は、受信品質を向上させるためである。なお、通常、平均化するスロットの数を増すほど耐雑音性は向上するが、周波数ドリフトに対しては弱くなるというトレードオフの関係にある。
ここで、本例で行われるチップオフセット及び重み付け制御について詳しく説明する。
チップオフセットでは、各ユーザ毎に、フレームのタイミングをずらして、その送受信のタイミングをずらす。
チップオフセットは、ユーザ（移動局装置）から基地局装置への上り方向の通信についても、基地局装置からユーザ（移動局装置）への下り方向の通信についても、同一である。
例えば、下り方向の通信において、各ユーザについてチップオフセットが一致した場合には、パイロットシンボルの同期ワード（Ｓｙｎｃ Ｗｏｒｄ）の位置（例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）における“１１”のパターン）が全てのユーザで一致するため、同期ワードの位置（タイミング）におけるユーザ多重化後のＩＱ振幅が平均値に対して極端に大きくなる。ユーザ間が無相関であれば多重化後のＩＱ振幅は正規分布となるが、このようにチップオフセットが一致する場合には、その関係が失われるという問題がある。
このため、本例では、チップオフセットにより各ユーザの送受信タイミングを分散させて、ユーザ間干渉を低減する。
チップオフセットでは、各ユーザ毎に、フレームのタイミングをずらして、その送受信のタイミングをずらす。
チップオフセットは、ユーザ（移動局装置）から基地局装置への上り方向の通信についても、基地局装置からユーザ（移動局装置）への下り方向の通信についても、同一である。
例えば、下り方向の通信において、各ユーザについてチップオフセットが一致した場合には、パイロットシンボルの同期ワード（Ｓｙｎｃ Ｗｏｒｄ）の位置（例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）における“１１”のパターン）が全てのユーザで一致するため、同期ワードの位置（タイミング）におけるユーザ多重化後のＩＱ振幅が平均値に対して極端に大きくなる。ユーザ間が無相関であれば多重化後のＩＱ振幅は正規分布となるが、このようにチップオフセットが一致する場合には、その関係が失われるという問題がある。
このため、本例では、チップオフセットにより各ユーザの送受信タイミングを分散させて、ユーザ間干渉を低減する。
図３を参照して、重み付け制御の一例を示す。
本例では、５個のユーザ（User#0〜User#4）が存在し、各ユーザが５１２チップ（ｃｈｉｐ）刻みのそれぞれ異なるチップオフセットを有する場合を示す。
具体的には、User#0のチップオフセットは０チップであり、User#1のチップオフセットは５１２チップであり、User#2のチップオフセットは１０２４チップであり、User#3のチップオフセットは１５３６チップであり、User#4のチップオフセットは２０４８チップであり、それぞれのチップオフセット分だけフレームが遅延させられている。
本例では、５個のユーザ（User#0〜User#4）が存在し、各ユーザが５１２チップ（ｃｈｉｐ）刻みのそれぞれ異なるチップオフセットを有する場合を示す。
具体的には、User#0のチップオフセットは０チップであり、User#1のチップオフセットは５１２チップであり、User#2のチップオフセットは１０２４チップであり、User#3のチップオフセットは１５３６チップであり、User#4のチップオフセットは２０４８チップであり、それぞれのチップオフセット分だけフレームが遅延させられている。
図３において、（ａ）は基準となるスロット周期及びスロット番号（Slot No.）を示しており、（ｂ）はフレームタイミング（Frame Timing）を示しており、（ｃ）は５個のユーザについて逆拡散ＩＱデータを示しており、（ｄ）は５個のユーザについてチップオフセットがそろえられて蓄積された逆拡散ＩＱデータを示しており、（ｅ）は５個のユーザについてＵＬ−ＤＰＣＣＨの位相回転量を示しており、（ｆ）は５個のユーザについて重み付け係数を示している。
図３（ｃ）に示されるように、各ユーザの逆拡散ＩＱデータは、チップオフセットを維持したまま、シンボル周期で入力される。これは、ＤＰＣＣＨとＤＰＤＣＨのいずれについても同じである。
チャネル推定回路では、各ユーザ信号についてパイロットシンボルの先頭位置がバラバラであると、一例として、ユーザ単位でのシリアル処理が必要となる。
しかしながら、他の例として、前段の最大１０シンボル（１スロットに相当）分を蓄積することが可能な蓄積バッファを設けると、各ユーザについてパイロットシンボルの先頭位置を一致させることができ、複数ユーザの並列処理が可能となる。本例では、このような構成を採用している。ベースバンド信号処理を行うＤＳＰ（DigitalSignal Processor）は、通常、パイプライン構成を有しており、並列化処理による高速化を図ることができる。
チャネル推定回路では、各ユーザ信号についてパイロットシンボルの先頭位置がバラバラであると、一例として、ユーザ単位でのシリアル処理が必要となる。
しかしながら、他の例として、前段の最大１０シンボル（１スロットに相当）分を蓄積することが可能な蓄積バッファを設けると、各ユーザについてパイロットシンボルの先頭位置を一致させることができ、複数ユーザの並列処理が可能となる。本例では、このような構成を採用している。ベースバンド信号処理を行うＤＳＰ（DigitalSignal Processor）は、通常、パイプライン構成を有しており、並列化処理による高速化を図ることができる。
このような本例の構成では、チャネル推定量の値を更新するタイミングは、各ユーザ毎のチップオフセットに依存せず、所定のスロット周期となる。そして、全てのユーザについて、同一のタイミングで更新が行われる。
つまり、図３（ｄ）に示されるように、チップオフセットによるユーザ間のスロットオフセットを内部バッファで吸収して、各シンボルフィールドの先頭を一致させることで、ユーザ並列処理が可能となり、ベースバンド信号処理の高速化が可能となる。
具体的には、図３（ｄ）の例では、チップオフセットが０チップ（＝０シンボル）であるユーザ＃０については１０シンボルだけ遅延させ、チップオフセットが５１２チップ（＝２シンボル）であるユーザ＃１については８シンボルだけ遅延させ、チップオフセットが１０２４チップ（＝４シンボル）であるユーザ＃２については６シンボルだけ遅延させ、チップオフセットが１５３６チップ（＝６シンボル）であるユーザ＃３については４シンボルだけ遅延させ、チップオフセットが２０４８チップ（＝８シンボル）であるユーザ＃４については２シンボルだけ遅延させる。
図３（ｅ）に示されるように、ユーザ毎に異なるＤＰＣＣＨ位相回転量となり、また、チップオフセットに依存せず、同一タイミングで全ユーザの更新がある。
つまり、図３（ｄ）に示されるように、チップオフセットによるユーザ間のスロットオフセットを内部バッファで吸収して、各シンボルフィールドの先頭を一致させることで、ユーザ並列処理が可能となり、ベースバンド信号処理の高速化が可能となる。
具体的には、図３（ｄ）の例では、チップオフセットが０チップ（＝０シンボル）であるユーザ＃０については１０シンボルだけ遅延させ、チップオフセットが５１２チップ（＝２シンボル）であるユーザ＃１については８シンボルだけ遅延させ、チップオフセットが１０２４チップ（＝４シンボル）であるユーザ＃２については６シンボルだけ遅延させ、チップオフセットが１５３６チップ（＝６シンボル）であるユーザ＃３については４シンボルだけ遅延させ、チップオフセットが２０４８チップ（＝８シンボル）であるユーザ＃４については２シンボルだけ遅延させる。
図３（ｅ）に示されるように、ユーザ毎に異なるＤＰＣＣＨ位相回転量となり、また、チップオフセットに依存せず、同一タイミングで全ユーザの更新がある。
このような本例の構成では、シンボル周期で更新されるＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散ＩＱデータとチャネル推定量との突き合わせ（つまり、データ復調）において、最大で１スロット分のずれが生じる。この突き合わせのタイミングが一致していないと、周波数ドリフトが存在するときに、周波数ドリフトによる位相回転を補償することができず、受信品質が劣化する。
タイミングの一致を図るために、一例として、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散部とデータ復調部との間にもタイミングを合わせるための遅延バッファを設ける構成を用いることが考えられる。しかしながら、この構成では、一般にＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散データ量がＵＬ−ＤＰＣＣＨの逆拡散データ量と比べて大容量となることから、ハードウエア実装の観点からメモリ制限により困難となる場合が考えられる。
タイミングの一致を図るために、一例として、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散部とデータ復調部との間にもタイミングを合わせるための遅延バッファを設ける構成を用いることが考えられる。しかしながら、この構成では、一般にＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散データ量がＵＬ−ＤＰＣＣＨの逆拡散データ量と比べて大容量となることから、ハードウエア実装の観点からメモリ制限により困難となる場合が考えられる。
そこで、他の例として、タイミングの一致を図るために、本例では、チップオフセットに応じてチャネル推定の重み付け制御を行うことにより、タイミング合わせと同じ効果を得る構成としてある。
本例では、図３（ｆ）に示されるように、各ユーザ毎に、チップオフセットの大きさに応じて、（ｎ−１）番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ−１）とｎ番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ）と（ｎ＋１）番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ＋１）との比率を変える。具体的には、図３（ｆ）に示されるように、チップオフセットが小さいほど時間的に早い信号位置（図中で、左側）の重み付けが大きくなり、チップオフセットが大きいほど時間的に遅い信号位置（図中で、右側）の重み付けが大きくなる。
本例では、図３（ｆ）に示されるように、各ユーザ毎に、チップオフセットの大きさに応じて、（ｎ−１）番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ−１）とｎ番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ）と（ｎ＋１）番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ＋１）との比率を変える。具体的には、図３（ｆ）に示されるように、チップオフセットが小さいほど時間的に早い信号位置（図中で、左側）の重み付けが大きくなり、チップオフセットが大きいほど時間的に遅い信号位置（図中で、右側）の重み付けが大きくなる。
ここで、図３（ｆ）では、横軸を信号位置（タイミング）として縦軸を大きさとして、各ユーザについて、重み付け係数の特性を表す曲線Ｐ０〜Ｐ４を示してある。各スロットの中央位置（横軸値の中央位置）における曲線Ｐ０〜Ｐ４の縦軸値（図中で、矢印の長さ）を当該各スロットに対する重み付け係数の大きさ（本例では、比率）とする。
本例では、この比率が変化するが、（ｎ−１）番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ−１）とｎ番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ）と（ｎ＋１）番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ＋１）との合算値｛Ｗ（ｎ−１）＋Ｗ（ｎ）＋Ｗ（ｎ＋１）｝は一致する。このため、チャネル推定量の振幅については、チップオフセットによる違いは無い。
なお、仮に、チップオフセットに応じた重み付け制御を行わずに、Ｗ（ｎ−１）：Ｗ（ｎ）：Ｗ（ｎ＋１）＝１：２：１に固定すると、１０２４チップのチップオフセットを有するユーザ＃２の受信特性が最も良くなり、チップオフセットが０チップであるユーザ＃０とチップオフセットが２０４８チップであるユーザ＃４の受信特性が悪くなる。
本例では、この比率が変化するが、（ｎ−１）番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ−１）とｎ番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ）と（ｎ＋１）番目のスロットに対する重み付け係数Ｗ（ｎ＋１）との合算値｛Ｗ（ｎ−１）＋Ｗ（ｎ）＋Ｗ（ｎ＋１）｝は一致する。このため、チャネル推定量の振幅については、チップオフセットによる違いは無い。
なお、仮に、チップオフセットに応じた重み付け制御を行わずに、Ｗ（ｎ−１）：Ｗ（ｎ）：Ｗ（ｎ＋１）＝１：２：１に固定すると、１０２４チップのチップオフセットを有するユーザ＃２の受信特性が最も良くなり、チップオフセットが０チップであるユーザ＃０とチップオフセットが２０４８チップであるユーザ＃４の受信特性が悪くなる。
次に、周波数ドリフト補償部３１における動作を説明する。
周波数ドリフト検出部４１には、複素乗算部２から出力されるシンボル位相回転量（変調成分が除去されたパイロットシンボル）が入力され、具体的には任意の整数ｘに対しパイロットシンボル中のｘ番目のシンボル（sym#x）のデータと（ｘ＋１）番目のシンボル（sym#x+1）のデータが入力される。
周波数ドリフト検出部４１は、入力された隣接するシンボル位相回転量を用い、それらを複素共役乗算することで１シンボル（＝２５６チップ）当たりの周波数ドリフトベクトルを求めてフレーム区間平均化部４２へ出力する。あるいは、逆拡散されたＤＰＣＣＨの任意のシンボルを入力して遅延検波し、必要に応じシンボル判定値との複素共役乗算などにより変調成分を除去したものを出力しも良い。このように周波数ドリフトベクトルは一般に、位相回転量の時間差分として得られる。
周波数ドリフト検出部４１には、複素乗算部２から出力されるシンボル位相回転量（変調成分が除去されたパイロットシンボル）が入力され、具体的には任意の整数ｘに対しパイロットシンボル中のｘ番目のシンボル（sym#x）のデータと（ｘ＋１）番目のシンボル（sym#x+1）のデータが入力される。
周波数ドリフト検出部４１は、入力された隣接するシンボル位相回転量を用い、それらを複素共役乗算することで１シンボル（＝２５６チップ）当たりの周波数ドリフトベクトルを求めてフレーム区間平均化部４２へ出力する。あるいは、逆拡散されたＤＰＣＣＨの任意のシンボルを入力して遅延検波し、必要に応じシンボル判定値との複素共役乗算などにより変調成分を除去したものを出力しも良い。このように周波数ドリフトベクトルは一般に、位相回転量の時間差分として得られる。
フレーム区間平均化部４２は、入力される周波数ドリフトベクトルについて１フレーム分の区間の平均化を行い、当該平均化結果をＲＡＫＥ合成部４３へ出力する。この平均化により、雑音成分を抑制する。
ＲＡＫＥ合成部４３は、フレーム区間平均化部４２、及び他の各フィンガ（図示せず）が備えるフレーム区間平均化部４２相当物から出力された周波数ドリフトベクトルの平均化結果を入力し、有効な平均化結果を全て加算し、その結果を指数重み付け平均化部４４へ出力する。なおＲＡＫＥ合成部４３は、各フィンガのパスのスロット平均受信電力に比例した重み付けを行うような厳密なＲＡＫＥ合成を行う必要はなく、単なる加算でも良い。
ＲＡＫＥ合成部４３は、フレーム区間平均化部４２、及び他の各フィンガ（図示せず）が備えるフレーム区間平均化部４２相当物から出力された周波数ドリフトベクトルの平均化結果を入力し、有効な平均化結果を全て加算し、その結果を指数重み付け平均化部４４へ出力する。なおＲＡＫＥ合成部４３は、各フィンガのパスのスロット平均受信電力に比例した重み付けを行うような厳密なＲＡＫＥ合成を行う必要はなく、単なる加算でも良い。
指数重み付け平均化部４４は、ＲＡＫＥ合成部４３からの入力について、所定の忘却係数λを用いて、フレームより長区間の平均化（移動平均化）を行い、当該平均化結果をタンジェント演算部４５へ出力する。指数重み付け平均化部４４は、例えばタップ数が２のＩＩＲ（InfinitImpulse Response）フィルタで構成される。
ここで、フレーム区間平均化部４２と指数重み付け平均化部４４の２段構成にしている理由は、前段のフレーム区間平均化部４２のみでは、平均化時間が不足する可能性があり、後段の指数重み付け平均化部４４のみでは、長区間平均においては忘却係数λが小さくなって固定小数点演算において精度を得られない可能性があるからである。
なお、周波数ドリフトは、通常、瞬時的に変化するものではなく、水晶発振器の経年劣化などにより徐々に変化するものであるため、長区間の平均化を行うのが好ましい。
ここで、フレーム区間平均化部４２と指数重み付け平均化部４４の２段構成にしている理由は、前段のフレーム区間平均化部４２のみでは、平均化時間が不足する可能性があり、後段の指数重み付け平均化部４４のみでは、長区間平均においては忘却係数λが小さくなって固定小数点演算において精度を得られない可能性があるからである。
なお、周波数ドリフトは、通常、瞬時的に変化するものではなく、水晶発振器の経年劣化などにより徐々に変化するものであるため、長区間の平均化を行うのが好ましい。
タンジェント演算部４５は、指数重み付け平均化部４４からの入力について、Ｑ相振幅とＩ相振幅との割り算をしてタンジェントの値（例えば、（Ｑ相振幅／Ｉ相振幅）の値）を求め、当該タンジェントの値若しくはアークタンジェントの値（偏角）をテーブル変換部４７へ出力する。
周波数ドリフトを補償するための正規化テーブル４６は、例えばメモリに、タンジェントの値（あるいは偏角）と、それに対応する規格化したベクトルのＩ／Ｑ振幅値との対応を記憶している。
周波数ドリフトを補償するための正規化テーブル４６は、例えばメモリに、タンジェントの値（あるいは偏角）と、それに対応する規格化したベクトルのＩ／Ｑ振幅値との対応を記憶している。
テーブル変換部４７は、正規化テーブル４６を参照して、タンジェント演算部４５から入力されるタンジェントの値に対応したＩＱ振幅値を読み出し、当該Ｉ／Ｑ振幅値に基づいて、５１２チップ刻みの遅延を持った５段階の周波数補償ベクトルを生成して複素乗算部４８へ出力する。この５段階の周波数補償ベクトルは、テーブル変換部４７に記憶された前回の最終の周波数補償ベクトルに対して今回のＩＱ振幅値に基づく５１２チップ刻みの位相回転を５段階で与えることで生成される。
複素乗算部４８は、５個の複素乗算器を有しており、平均化部２７から出力されるチャネル推定量を各複素乗算器に入力するとともに、テーブル変換部４７から出力される５段階の周波数補償ベクトルのそれぞれをそれぞれに対応した複素乗算器に入力し、各複素乗算器により当該チャネル推定量とそれぞれに対応した周波数補償ベクトルとを複素共役乗算して出力する。これら５個の出力は、５１２チップ刻みの遅延を持った５段階のチャネル推定量を生成したものとなり、５１２チップ刻みで周波数ドリフトを補償したものとなる。
複素乗算部４８からの５個の出力は、ＵＬ−ＤＰＣＣＨに基づいて求められたチャネル推定量（５１２チップ毎に周波数ドリフトを補償したもの）となり、これら５個の出力のそれぞれをＵＬ−ＤＰＤＣＨの逆拡散後のＩＱデータのうちでそれぞれに対応した５１２チップ分の部分と複素乗算することにより、ＵＬ−ＤＰＤＣＨに発生した位相回転を補償する。ここで、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの復調は、該当するシンボルの前後の位相回転量を用いることから、内挿検波となる。
なお、本例では、チャネル推定量や周波数補償ベクトルは、ＵＬ−ＤＰＤＣＨに生じた位相回転を複素乗算により補償する（逆回転する）ものであることから、当該位相回転とは逆方向に位相回転したものが生成される。
なお、本例では、チャネル推定量や周波数補償ベクトルは、ＵＬ−ＤＰＤＣＨに生じた位相回転を複素乗算により補償する（逆回転する）ものであることから、当該位相回転とは逆方向に位相回転したものが生成される。
次に、図４（ａ）〜（ｇ）を参照して、周波数ドリフト補償部３１において行われる処理を詳しく説明する。
図４（ａ）には、周波数ドリフト検出部４１への入力信号となるパイロット逆拡散ベクトルのＩ／Ｑ信号の時間遷移の一例を示してある。
本例では、パイロットシンボルを含むＵＬ−ＤＰＣＣＨはＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式で変調され、２５６チップ毎の各パイロットシンボルは既知のパイロットビットパターンに応じた２値を取り得てそれに周波数ドリフトによる連続的な位相回転が付加されている。
各パイロットシンボルの位相回転角度をαｉ（ｉ＝０、１、・・・、Ｎpilot−１）とする。ここで、Ｎpilotは１スロット当たりのパイロットシンボルの数である。
図４（ａ）の例では、Ｎpilot＝５であり、パイロットビットパターンが｛１、１、１、０、１｝である場合を示してある。
（式１）には、各パイロットシンボルのビットの判定結果を示してあり、｛１｝は周波数ドリフトによって変動しているがＢＰＳＫ復調結果は１（位相回転角度としてはπ／２）であることを表しており、｛０｝は周波数ドリフトによって変動しているがＢＰＳＫ復調結果は０（位相回転角度としては−π／２）であることを表している。
図４（ａ）には、周波数ドリフト検出部４１への入力信号となるパイロット逆拡散ベクトルのＩ／Ｑ信号の時間遷移の一例を示してある。
本例では、パイロットシンボルを含むＵＬ−ＤＰＣＣＨはＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式で変調され、２５６チップ毎の各パイロットシンボルは既知のパイロットビットパターンに応じた２値を取り得てそれに周波数ドリフトによる連続的な位相回転が付加されている。
各パイロットシンボルの位相回転角度をαｉ（ｉ＝０、１、・・・、Ｎpilot−１）とする。ここで、Ｎpilotは１スロット当たりのパイロットシンボルの数である。
図４（ａ）の例では、Ｎpilot＝５であり、パイロットビットパターンが｛１、１、１、０、１｝である場合を示してある。
（式１）には、各パイロットシンボルのビットの判定結果を示してあり、｛１｝は周波数ドリフトによって変動しているがＢＰＳＫ復調結果は１（位相回転角度としてはπ／２）であることを表しており、｛０｝は周波数ドリフトによって変動しているがＢＰＳＫ復調結果は０（位相回転角度としては−π／２）であることを表している。
図４（ｂ）には、周波数ドリフト検出部４１からの出力となる遅延検波により求められたパイロットシンボル間の周波数ドリフトベクトルの一例を示してある。
本例では、図４（ａ）に示される５個のパイロットシンボルのそれぞれの間について、総じて、４個の周波数ドリフトベクトルが求められる。これら４個の周波数ドリフトベクトルの角度をθｊ（ｊ＝０、１、・・・、Ｎpilot−２）とする。それぞれの角度θｊは（式２）のように表される。
本例では、図４（ａ）に示される５個のパイロットシンボルのそれぞれの間について、総じて、４個の周波数ドリフトベクトルが求められる。これら４個の周波数ドリフトベクトルの角度をθｊ（ｊ＝０、１、・・・、Ｎpilot−２）とする。それぞれの角度θｊは（式２）のように表される。
図４（ｃ）には、フレーム区間平均化部４２による平均化後の周波数ドリフトベクトルの一例を示してある。
この平均化後の周波数ドリフトベクトルの角度をθfrm_ave、１フレームあたりのスロット数を１５とすると、（式３）のように表される。平均化を行うシンボルの数は、｛１５×（Ｎpilot−１）｝となる。
この平均化後の周波数ドリフトベクトルの角度をθfrm_ave、１フレームあたりのスロット数を１５とすると、（式３）のように表される。平均化を行うシンボルの数は、｛１５×（Ｎpilot−１）｝となる。
図４（ｄ）には、指数重み付け平均化部４４による平均化後の周波数ドリフトベクトルの一例を示してある。
この平均化後の周波数ドリフトベクトルの角度をθwght_aveとすると、（式４）のように表される。ここで、忘却係数はλであり、前回に保持した周波数ドリフトベクトルの角度をθwght_ave_oldとする。
この平均化後の周波数ドリフトベクトルの角度をθwght_aveとすると、（式４）のように表される。ここで、忘却係数はλであり、前回に保持した周波数ドリフトベクトルの角度をθwght_ave_oldとする。
図４（ｅ）には、テーブル変換部４７の内部で求められた２５６チップ当たりの周波数ドリフト補償ベクトルの一例を示してある。この２５６チップ当たりの周波数ドリフト補償ベクトルの角度をφとすると、（式５）のように表される。
なお、周波数ドリフト補償が可能な範囲は、−（π／２）＜θｗｇｈｔ＿ａｖｅ＜（π／２）となる。この範囲を超える位相回転には追随できない。
なお、周波数ドリフト補償が可能な範囲は、−（π／２）＜θｗｇｈｔ＿ａｖｅ＜（π／２）となる。この範囲を超える位相回転には追随できない。
ここで、本例では、図４（ｄ）に示されるベクトルのタンジェントの値に対応して図４（ｅ）に示される規格化したベクトルのＩ／Ｑ振幅値の情報が、正規化テーブル４６に記憶されている。
また、このように図４（ｄ）に示されるベクトルの符号（±）を反転させて図４（ｅ）に示されるベクトルとしている理由は、図４（ｄ）において１シンボル当たりの周波数ドリフトによる位相回転量が求められたことに対して、それを補償するために逆回転の位相情報を得るためである。
また、このように図４（ｄ）に示されるベクトルの符号（±）を反転させて図４（ｅ）に示されるベクトルとしている理由は、図４（ｄ）において１シンボル当たりの周波数ドリフトによる位相回転量が求められたことに対して、それを補償するために逆回転の位相情報を得るためである。
図４（ｆ）には、前スロットで最終更新した周波数ドリフト補償ベクトルの一例を示してある。この前スロットで最終更新した周波数ドリフト補償ベクトルの角度をφinitとする。
なお本例では、φinitとして、前スロットにおける図４（ｇ）に示される周波数ドリフト補償ベクトル（５）に相当するφ５を用いたが、平均化部２７が出力するチャネル推定量が最適となるタイミングを適切に選べば、φinitを不要（つまり０）にすることができる。
なお本例では、φinitとして、前スロットにおける図４（ｇ）に示される周波数ドリフト補償ベクトル（５）に相当するφ５を用いたが、平均化部２７が出力するチャネル推定量が最適となるタイミングを適切に選べば、φinitを不要（つまり０）にすることができる。
図４（ｇ）には、テーブル変換部４７から出力される２φ（＝５１２チップ）刻みの分解能を有する５段階の周波数ドリフト補償ベクトル（１）〜（５）の一例を示してある。
これら５段階の周波数ドリフト補償ベクトル（１）〜（５）の角度をφｋ（ｋ＝０、１、２、・・・、｛（２５６０チップ／５１２チップ）−１｝）とすると、（式６）のように表される。
これら５段階の周波数ドリフト補償ベクトル（１）〜（５）の角度をφｋ（ｋ＝０、１、２、・・・、｛（２５６０チップ／５１２チップ）−１｝）とすると、（式６）のように表される。
ここで、（１）は１個のスロット中で先頭から２５６チップの位置に好適な周波数ドリフト補償ベクトルφ０となり、（２）は当該スロット中で先頭から７６８チップの位置に好適な周波数ドリフト補償ベクトルφ１となり、（３）は当該スロット中で先頭から１２８０チップの位置に好適な周波数ドリフト補償ベクトルφ２となり、（４）、（５）も同様である。
そして、１個のスロットに関するそれぞれの周波数ドリフト補償ベクトルφ０〜φ４と平均化部２７からのチャネル推定量とが複素乗算部４８により複素乗算された結果を用いて、図２（ｄ）に示されるように、ＤＰＤＣＨの１個のスロット中でそれぞれに対応する位置（本例では、先頭から、２５６チップ、７６８チップ、１２８０チップ、１７９２チップ、２３０４チップの位置）を中心とした信号部分について、位相回転が補償される。
なお、図４（ａ）〜（ｄ）では受信レベルに応じて振幅が変動し、図４（ｅ）〜（ｇ）では正規化されているため振幅は一定となる。図中の同心円は正規化後における振幅の大きさを示している。図４（ｄ）から図４（ｅ）の間で、正規化され振幅が大きくなっている。
そして、１個のスロットに関するそれぞれの周波数ドリフト補償ベクトルφ０〜φ４と平均化部２７からのチャネル推定量とが複素乗算部４８により複素乗算された結果を用いて、図２（ｄ）に示されるように、ＤＰＤＣＨの１個のスロット中でそれぞれに対応する位置（本例では、先頭から、２５６チップ、７６８チップ、１２８０チップ、１７９２チップ、２３０４チップの位置）を中心とした信号部分について、位相回転が補償される。
なお、図４（ａ）〜（ｄ）では受信レベルに応じて振幅が変動し、図４（ｅ）〜（ｇ）では正規化されているため振幅は一定となる。図中の同心円は正規化後における振幅の大きさを示している。図４（ｄ）から図４（ｅ）の間で、正規化され振幅が大きくなっている。
次に、本例のチャネル推定回路により実現される受信品質の改善効果の具体例を示す。
まず、図７を参照して、周波数ドリフトによるＢＥＲ（Bit Error Rate）特性の劣化の一例を示す。
図７（ａ）は、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの復調データの一例を示している。
図７（ｂ）及び図７（ｃ）は、横軸にスロットの中心位置からのチップずれを示してあり、縦軸に誤り訂正（ＦＥＣ：Forward Error Correction）が行われない場合におけるＢＥＲを示してある。これは、図６に示される平均化部６０で求められたチャネル推定量とＵＬ−ＤＰＤＣＨ逆拡散データとを複素乗算して、同相軸上に射影したＵＬ−ＤＰＤＣＨシンボルのＩ相を硬判定した結果についてのＢＥＲの特性である。このチャネル推定量は、スロットの中心位置に重心を持つものであり、また、周波数ドリフトを補償するものではない。
仮に、周波数ドリフトが無いとすると、ユーザデータのＢＥＲ特性はスロット内で均の特性を示す。しかしながら、周波数ドリフトがある場合には、図７（ｂ）、（ｃ）に示されるように、ユーザデータのＢＥＲ特性は、スロットの中心位置を頂点として、スロットの境界（図中で、左右）に近づくほど誤りが増加する二次曲線的な特性となってしまう。
まず、図７を参照して、周波数ドリフトによるＢＥＲ（Bit Error Rate）特性の劣化の一例を示す。
図７（ａ）は、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの復調データの一例を示している。
図７（ｂ）及び図７（ｃ）は、横軸にスロットの中心位置からのチップずれを示してあり、縦軸に誤り訂正（ＦＥＣ：Forward Error Correction）が行われない場合におけるＢＥＲを示してある。これは、図６に示される平均化部６０で求められたチャネル推定量とＵＬ−ＤＰＤＣＨ逆拡散データとを複素乗算して、同相軸上に射影したＵＬ−ＤＰＤＣＨシンボルのＩ相を硬判定した結果についてのＢＥＲの特性である。このチャネル推定量は、スロットの中心位置に重心を持つものであり、また、周波数ドリフトを補償するものではない。
仮に、周波数ドリフトが無いとすると、ユーザデータのＢＥＲ特性はスロット内で均の特性を示す。しかしながら、周波数ドリフトがある場合には、図７（ｂ）、（ｃ）に示されるように、ユーザデータのＢＥＲ特性は、スロットの中心位置を頂点として、スロットの境界（図中で、左右）に近づくほど誤りが増加する二次曲線的な特性となってしまう。
続いて、図５を参照して、本例のチャネル推定回路における周波数ドリフト補償によるＢＥＲ特性の改善効果の一例を示す。
図５（ａ）は、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの復調データの一例を示している。
図５（ｂ）は、横軸にスロットの中心位置からのチップずれを示してあり、縦軸に誤り訂正（ＦＥＣ）が行われない場合におけるＢＥＲを示してある。
図５（ｃ）は、横軸にスロットの中心位置からのチップずれを示してあり、縦軸に図４（ｇ）に示される５種類の周波数ドリフト補償ベクトル（１）〜（５）のそれぞれに関して誤り訂正（ＦＥＣ）が行われない場合におけるＢＥＲを示してある。
図５（ａ）は、ＵＬ−ＤＰＤＣＨの復調データの一例を示している。
図５（ｂ）は、横軸にスロットの中心位置からのチップずれを示してあり、縦軸に誤り訂正（ＦＥＣ）が行われない場合におけるＢＥＲを示してある。
図５（ｃ）は、横軸にスロットの中心位置からのチップずれを示してあり、縦軸に図４（ｇ）に示される５種類の周波数ドリフト補償ベクトル（１）〜（５）のそれぞれに関して誤り訂正（ＦＥＣ）が行われない場合におけるＢＥＲを示してある。
図５（ｂ）に示されるＢＥＲ特性は、本例のチャネル推定回路における複素乗算部４８で求められた５段階のチャネル推定量とＵＬ−ＤＰＤＣＨ逆拡散データとを複素乗算して、同相軸上に射影したＵＬ−ＤＰＤＣＨシンボルのＩ相を硬判定した結果についてのＢＥＲの特性である。図５（ｃ）に示されるように、複素乗算部４８で求められる５段階のチャネル推定量は、それぞれ、スロットの先頭から２５６チップ、７６８チップ、１２８０チップ、１７９２チップ、２３０４チップだけ離れたポイントに重心を持つ周波数ドリフト補償ベクトルにより周波数ドリフト成分をキャンセルするものである。
図５（ｃ）に示されるような５段階のＢＥＲ特性が合わせられて、全体的には、図５（ｂ）に示されるようなＢＥＲ特性が実現される。
図７（ｂ）に示される比較例となるＢＥＲ特性と図５（ｂ）に示される本例のＢＥＲ特性との対比から明らかなように、本例では比較例と比べて、チャネル推定量の分解能が２５６０チップ（＝１スロット）刻みから５１２チップ刻みへ細分化されたため、５段階の重心位置より外側のポイントにおける特性劣化の度合いが抑えられて、スロット内で均一な（或いは、より均一に近い）ＢＥＲ特性を実現することができる。
図７（ｂ）に示される比較例となるＢＥＲ特性と図５（ｂ）に示される本例のＢＥＲ特性との対比から明らかなように、本例では比較例と比べて、チャネル推定量の分解能が２５６０チップ（＝１スロット）刻みから５１２チップ刻みへ細分化されたため、５段階の重心位置より外側のポイントにおける特性劣化の度合いが抑えられて、スロット内で均一な（或いは、より均一に近い）ＢＥＲ特性を実現することができる。
以上のように、本例のチャネル推定回路では、平均位相回転量の算出に際して、パイロットシンボル以外のシンボルであるＴＦＣＩシンボルやＴＰＣシンボルを活用することにより、平均化の効果によって雑音抑制の高いチャネル推定が可能となる。ＴＦＣＩ等の硬判定データを参照パイロットの代わりに用いることにより、パイロットシンボルを有しないＥ−ＤＰＣＣＨからもチャネル推定することができる。
また、本例のチャネル推定回路では、チャネル推定量の分解能を小さいチップ数（本例では、５１２チップ）刻みに細分化して、周波数ドリフト成分をキャンセルすることにより、周波数ドリフトによる受信品質の劣化を大幅に低減させることができ、例えば、周波数ドリフトが０ｐｐｍ或いは非常に小さくなる時と同レベル程度まで受信品質を改善することができる。
また、本例のチャネル推定回路では、チップオフセットが用いられる場合においても、チップオフセット依存性が無い安定した受信品質を得ることができる。
また、本例のチャネル推定回路では、チャネル推定量の分解能を小さいチップ数（本例では、５１２チップ）刻みに細分化して、周波数ドリフト成分をキャンセルすることにより、周波数ドリフトによる受信品質の劣化を大幅に低減させることができ、例えば、周波数ドリフトが０ｐｐｍ或いは非常に小さくなる時と同レベル程度まで受信品質を改善することができる。
また、本例のチャネル推定回路では、チップオフセットが用いられる場合においても、チップオフセット依存性が無い安定した受信品質を得ることができる。
なお、本例のチャネル推定回路では、図１に示される処理部１〜１４、１４ａ、１４ｂ、２１、２２、２２ａ、２２ｂ、２３〜２７の機能によりスロット毎のチャネル推定量を取得する手段（第１の取得手段）が構成されており、図２に示される周波数ドリフト補償部３１が有する複素乗算部４８以外の処理部４１〜４７の機能により周波数ドリフトの補償量を取得する手段（第２の取得手段）が構成されており、図２に示される周波数ドリフト補償部３１が有する複素乗算部４８の機能により周波数ドリフトを補償するチャネル推定量を取得する手段（第３の取得手段）が構成されている。
また、本例のチャネル推定回路では、図１に示される重み付け前の各処理部１〜１４、１４ａ、１４ｂの機能により各スロット毎の平均位相回転量を取得する手段（第４の取得手段）が構成されており、重み付け制御部２１と各乗算部２２、２２ａ、２２ｂの機能により各スロット毎の平均位相回転量に重み付けする手段（重み付け手段）が構成されており、遅延部２３、２５と加算部２４、２６と平均化部２７の機能により重み付け後の各スロット毎の平均位相回転量を平均化する手段（第１の平均化手段）が構成されている。
また、本例のチャネル推定回路では、参照パイロットテーブル１と複素乗算部２と加算部３の機能によりパイロットシンボルに基づく位相回転量を取得する手段（第５の取得手段）が構成されており、複素乗算部４、８とＲＡＫＥ合成部５、９と硬判定部６、１０と複素乗算部７、１１と加算部１２の機能によりパイロットシンボル以外のシンボルに基づく位相回転量を取得する手段（第６の取得手段）が構成されており、加算部１３と平均化部１４の機能によりこれらの位相回転量を平均化する手段（第２の平均化手段）が構成されている。
図８は、本発明の実施例２に係る復調装置のブロック図である。本例ではＲＡＫＥ合成を前提とせずに説明するが、チャネル推定により復調された後、ＲＡＫＥ合成を行ってもよい。
本例は、パイロットシンボルの各シンボル毎に求まる位相回転量に基づき、１シンボル時間以内の処理遅延でチャネル推定量を算出するＩＩＲ型のＬＰＦ（Low Pass Filter）を備え、フィルタの遮断周波数とＱを、フェージング推定部で求めたフェージング周波数（ドリフト周波数）に基づき適応的に制御する点で、実施例１と異なる。
本例は、パイロットシンボルの各シンボル毎に求まる位相回転量に基づき、１シンボル時間以内の処理遅延でチャネル推定量を算出するＩＩＲ型のＬＰＦ（Low Pass Filter）を備え、フィルタの遮断周波数とＱを、フェージング推定部で求めたフェージング周波数（ドリフト周波数）に基づき適応的に制御する点で、実施例１と異なる。
制御ＣＨ逆拡散部１０１は、ＵＬ−ＤＰＣＣＨを拡散率２５６（シンボルレート＝１５ksps）で逆拡散し、Ｉ／Ｑ（複素）形式の逆拡散信号を出力する。
パイロット同相化部１０２は、制御ＣＨ逆拡散部１０１から入力された逆拡散信号からパイロットシンボルを抽出して、参照パイロットテーブル１から入力された既知のパイロットシンボルと複素共役乗算し、パイロットシンボル毎の位相回転量を出力する。
スロット平均化部１０４は、１スロット内のシンボル位相回転量を累算し、累算シンボル数で平均化して、ＵＬ−ＤＰＣＣＨ逆拡散信号と等利得のスロット平均位相回転量を出力する。
ｆD推定部１０５は、隣接するスロットのスロット平均位相回転量の内積を計算し、その大きさからｆD（フェージング周波数）を推定して出力する。ｆDと、実施例１の周波数ドリフトとは、同じものであり、ｆD推定部１０５は周波数ドリフト検出部と同様な構成にしても良い。
パイロット同相化部１０２は、制御ＣＨ逆拡散部１０１から入力された逆拡散信号からパイロットシンボルを抽出して、参照パイロットテーブル１から入力された既知のパイロットシンボルと複素共役乗算し、パイロットシンボル毎の位相回転量を出力する。
スロット平均化部１０４は、１スロット内のシンボル位相回転量を累算し、累算シンボル数で平均化して、ＵＬ−ＤＰＣＣＨ逆拡散信号と等利得のスロット平均位相回転量を出力する。
ｆD推定部１０５は、隣接するスロットのスロット平均位相回転量の内積を計算し、その大きさからｆD（フェージング周波数）を推定して出力する。ｆDと、実施例１の周波数ドリフトとは、同じものであり、ｆD推定部１０５は周波数ドリフト検出部と同様な構成にしても良い。
ＬＰＦ制御部１０６は、ｆD推定部１０５からｆD推定値を入力され、ｆD推定値に応じた適正なカットオフ周波数ｆCと、Ｑ（Quality）値を決定して出力する。
チャネル推定値算出部１０７は、ＩＩＲ型のＬＰＦ（あるいは複素ＢＰＦ）であって、パイロット同相化部１０２から位相回転量を入力され、ＬＰＦ制御部１０６から入力されたｆCとＱ値に基づく低域フィルタ処理を施して、その結果を直前に入力された位相回転量に対応するシンボルにおけるチャネル推定値として出力する。このようにチャネル推定値はパイロットシンボル毎に更新されるので、従来のスロット周期よりも細かい分解能及び追従性が得られる。従って、ＵＬ−ＤＰＣＣＨのPilot、TFCI、FBI、TPCの各フィールドに近い位置に対応するチャネル推定量を選択して使用することが出来る。なお、位相回転量が入力されない間は、チャネル推定値算出部１０７は停止している。
チャネル推定値算出部１０７は、ＩＩＲ型のＬＰＦ（あるいは複素ＢＰＦ）であって、パイロット同相化部１０２から位相回転量を入力され、ＬＰＦ制御部１０６から入力されたｆCとＱ値に基づく低域フィルタ処理を施して、その結果を直前に入力された位相回転量に対応するシンボルにおけるチャネル推定値として出力する。このようにチャネル推定値はパイロットシンボル毎に更新されるので、従来のスロット周期よりも細かい分解能及び追従性が得られる。従って、ＵＬ−ＤＰＣＣＨのPilot、TFCI、FBI、TPCの各フィールドに近い位置に対応するチャネル推定量を選択して使用することが出来る。なお、位相回転量が入力されない間は、チャネル推定値算出部１０７は停止している。
パイロット復調部１０８は、制御ＣＨ逆拡散部１０１から入力されたパイロット部の逆拡散信号を、チャネル推定値算出部１０７から入力されたチャネル推定値との複素共役乗算により位相補償し、Ｑ軸上に帰着させた値をパイロット復調データとして出力する。
パイロット誤り率測定部１０９は、パイロット復調部１０８から入力されたパイロット復調データを、参照パイロットテーブル１から入力された既知のパイロットデータと比較し、物理チャネル誤り率（PhyCH BER）として出力する。
フレーム同期判定部１１０は、パイロット誤り率測定部１０９から入力された物理チャネル誤り率を規定値と比較し、規定値より低いときを同期確立、高いときを同期外れの状態と判定し、その結果を出力する。なお、呼設定から初期同期確立までを初期同期待ちとし、初期同期確立以降に電波伝播環境が急激に悪化して同期が外れた場合を同期外れとして区別してもよい。
パイロット誤り率測定部１０９は、パイロット復調部１０８から入力されたパイロット復調データを、参照パイロットテーブル１から入力された既知のパイロットデータと比較し、物理チャネル誤り率（PhyCH BER）として出力する。
フレーム同期判定部１１０は、パイロット誤り率測定部１０９から入力された物理チャネル誤り率を規定値と比較し、規定値より低いときを同期確立、高いときを同期外れの状態と判定し、その結果を出力する。なお、呼設定から初期同期確立までを初期同期待ちとし、初期同期確立以降に電波伝播環境が急激に悪化して同期が外れた場合を同期外れとして区別してもよい。
ＴＦＣＩ復調部１１１は、制御ＣＨ逆拡散部１０１から入力されたＴＦＣＩ部の逆拡散信号を、チャネル推定値算出部１０７から入力されたチャネル推定値で複素共役乗算して位相補償し、Ｑ軸上に帰着させた値をＴＦＣＩ軟判定データとして出力する。
ＴＦＣＩ復号部１１２は、ＴＦＣＩ復調部１１１から入力されたＴＦＣＩ軟判定データを１フレーム分（３０ｂｉｔ）蓄積し、２次Reed-Mullerコードで復号し、フレーム周期で変動するＴＦＣＩ（１０ｂｉｔ）を出力する。
ＴＦＣＩ復号部１１２は、ＴＦＣＩ復調部１１１から入力されたＴＦＣＩ軟判定データを１フレーム分（３０ｂｉｔ）蓄積し、２次Reed-Mullerコードで復号し、フレーム周期で変動するＴＦＣＩ（１０ｂｉｔ）を出力する。
ＦＢＩ復調部１１３は、制御ＣＨ逆拡散部１０１から入力された逆拡散信号のＦＢＩ部分を、チャネル推定値算出部１０７から入力されたチャネル推定値で複素共役乗算して位相補償し、Ｑ軸上に帰着させた値をＦＢＩ軟判定データとして出力する。
ＦＢＩコマンド生成部１１４は、ＦＢＩ復調部１１３から入力されたＦＢＩ軟判定データから、サイト選択ダイバーシチ送信用のＳフィールドと、閉ループ送信ダイバーシチ用のＤフィールドの情報を検出して出力する。
ＦＢＩコマンド生成部１１４は、ＦＢＩ復調部１１３から入力されたＦＢＩ軟判定データから、サイト選択ダイバーシチ送信用のＳフィールドと、閉ループ送信ダイバーシチ用のＤフィールドの情報を検出して出力する。
ＴＰＣ復調部１１５は、制御ＣＨ逆拡散部１０１から入力されたＴＰＣ部分の逆拡散信号のを、チャネル推定値算出部１０７から入力されたチャネル推定値で複素共役乗算して位相補償し、Ｑ軸上に帰着させた値をＴＰＣ軟判定データとして出力する。
ＴＰＣコマンド生成部１１６は、ＴＰＣ復調部１１５から入力されたＴＰＣ軟判定データを１スロット分（２シンボル分）合成し、Ｑ相の値の符号をスロット周期で判定する。符号が正の時、ＴＰＣコマンド＝０、負のときＴＰＣコマンド＝１として出力する。
ＴＰＣコマンド生成部１１６は、ＴＰＣ復調部１１５から入力されたＴＰＣ軟判定データを１スロット分（２シンボル分）合成し、Ｑ相の値の符号をスロット周期で判定する。符号が正の時、ＴＰＣコマンド＝０、負のときＴＰＣコマンド＝１として出力する。
データＣＨ逆拡散部１１７は、ＵＬ−ＤＰＤＣＨを拡散率＝512,256,128,64,32,16,8,4（シンボルレート＝7.5,15,30,60,120,240,480,960ksps）のいずれかで逆拡散し、Ｉ／Ｑ（複素）形式のデータ逆拡散信号を出力する。
遅延器１１８は、後段のＤａｔａ復調部１１９においてデータ逆拡散信号とチャネル推定値との突合せタイミングを一致させるためのバッファであり、制御ＣＨ側のチャネル推定処理に要する遅延に対応する遅延をデータ逆拡散信号に与えて出力する。チップオフセットを考えないとすると、実施例１では内挿補間によりチャネル推定するために、制御ＣＨ側から更に最低１スロット程度の遅延が生じていたが、本例では１スロットではなく１シンボル程度の遅延で済み、バッファ容量が削減できる。
遅延器１１８は、後段のＤａｔａ復調部１１９においてデータ逆拡散信号とチャネル推定値との突合せタイミングを一致させるためのバッファであり、制御ＣＨ側のチャネル推定処理に要する遅延に対応する遅延をデータ逆拡散信号に与えて出力する。チップオフセットを考えないとすると、実施例１では内挿補間によりチャネル推定するために、制御ＣＨ側から更に最低１スロット程度の遅延が生じていたが、本例では１スロットではなく１シンボル程度の遅延で済み、バッファ容量が削減できる。
Ｄａｔａ復調部１１９は、遅延器１１８から入力されたデータ逆拡散信号を、チャネル推定値算出部１０７から入力されたチャネル推定値で複素共役乗算して位相補償し、Ｉ軸上に帰着させた値をデータＣＨ軟判定データとして出力する。複素共役乗算の代わりに複素除算すれば位相のほか振幅変動も補償できる。
データ復号部１２０は、Ｄａｔａ復調部１１９から入力されたデータＣＨ軟判定データをデインターリーブ、レートマッチング、誤り訂正、ＣＲＣ検出といった一連の復号処理を行う。
データ復号部１２０は、Ｄａｔａ復調部１１９から入力されたデータＣＨ軟判定データをデインターリーブ、レートマッチング、誤り訂正、ＣＲＣ検出といった一連の復号処理を行う。
図９は、本例のＬＰＦ制御部１０６及びチャネル推定算出部１０７の構成図である。
ＩＩＲフィルタパラメータ制御部４０１は、ｆD推定部１０５から入力されたｆD推定値に基づいて、例えば歩行時（低速）、一般道路走行時（中速）、高速道路走行時（高速）、新幹線乗車時（超高速）等における移動端末のフェージング速度に適したＩＩＲフィルタのｆCとＱ値を求めて出力する。ｆCとＱ値を以後、ＬＰＦパラメータと呼ぶ。ｆDやｆCは、正負を区別しなければならない場合がある。
ｆD推定値とｆC及びＱ値との対応付けは、例えば、予め受信品質が最良となる関係を実測やシミュレーションなどで取得し、メモリにテーブルとして格納しておき、それを読み出すことで行う。単純に考えると、ｆD推定値と最適ｆCの間には比例関係が推定される。
ＩＩＲフィルタ係数算出部４０２は、ＩＩＲフィルタパラメータ制御部４０１から入力されたｆCとＱ値に基づいて、ＩＩＲフィルタの帰還項成分（４０３〜４０５）を規定する乗算係数ｂ0、ｂ1、…、ｂk-1と、ＩＩＲフィルタの不帰還項成分（４０６〜４０９）を規定する乗算係数ａ0、ａ1、…、ａkを公知の方法で算出する。乗算係数は複素数となりうる。その他のフィルタ特性に関するＬＰＦパラメータの可能性については後述する。
４０３〜４１４は、チャネル推定算出部１０７を構成する各要素であり、４１０〜４１２は、ＩＩＲフィルタの動作単位時間である１シンボル時間の遅延を施す、ラッチなどの遅延器であり、タップとも呼ぶ。以上のような構成のＩＩＲフィルタの伝達関数は以下の式で再帰的に表される。
ただし、ｘ(ｎ)はパイロット同相化部１０２から入力される位相回転量（をあらわす複素信号）、ｙ(ｎ)はチャネル推定算出部１０７の出力となるチャネル推定値、ｗ(ｎ)はＩＩＲフィルタの中間出力、ｎはＵＬ−ＤＰＣＣＨがパイロット区間のときにシンボル毎にカウントされるインデックスである。つまり、本例のＩＩＲフィルタは、ｘ(ｎ)としてパイロットシンボルの位相回転量が入力されたときのみ動作し、それ以外のシンボルの時は停止して、前シンボルの状態を保持する。加算器４１３は、(式７)の加算を行い、加算器４１４は、(式８)の加算を行う。またｎ＝０において、Ｗ(−１)、Ｗ(−２)、…、Ｗ(−ｋ)には、ｘ(ｎ)に適当な定数（例えば１／(１−(ｂ0＋ｂ1＋…＋ｂk-1))）を乗じたものをセットしておく。
ＩＩＲフィルタパラメータ制御部４０１は、ｆD推定部１０５から入力されたｆD推定値に基づいて、例えば歩行時（低速）、一般道路走行時（中速）、高速道路走行時（高速）、新幹線乗車時（超高速）等における移動端末のフェージング速度に適したＩＩＲフィルタのｆCとＱ値を求めて出力する。ｆCとＱ値を以後、ＬＰＦパラメータと呼ぶ。ｆDやｆCは、正負を区別しなければならない場合がある。
ｆD推定値とｆC及びＱ値との対応付けは、例えば、予め受信品質が最良となる関係を実測やシミュレーションなどで取得し、メモリにテーブルとして格納しておき、それを読み出すことで行う。単純に考えると、ｆD推定値と最適ｆCの間には比例関係が推定される。
ＩＩＲフィルタ係数算出部４０２は、ＩＩＲフィルタパラメータ制御部４０１から入力されたｆCとＱ値に基づいて、ＩＩＲフィルタの帰還項成分（４０３〜４０５）を規定する乗算係数ｂ0、ｂ1、…、ｂk-1と、ＩＩＲフィルタの不帰還項成分（４０６〜４０９）を規定する乗算係数ａ0、ａ1、…、ａkを公知の方法で算出する。乗算係数は複素数となりうる。その他のフィルタ特性に関するＬＰＦパラメータの可能性については後述する。
４０３〜４１４は、チャネル推定算出部１０７を構成する各要素であり、４１０〜４１２は、ＩＩＲフィルタの動作単位時間である１シンボル時間の遅延を施す、ラッチなどの遅延器であり、タップとも呼ぶ。以上のような構成のＩＩＲフィルタの伝達関数は以下の式で再帰的に表される。
図１０は、本例のチャネル推定算出部１０７周辺の構成及び動作タイミングを示す模式図である。図中のRef. Pilot Tableは参照パイロットテーブル１を表し、５個の乗算器はパイロット同相化部１０２を表し、IIR Filterはチャネル推定算出部１０７を表し、セレクタ(SEL)後の単体の乗算器はＤａｔａ復調部１１９を表している。
ここで、任意のスロットにおけるｘ番目のシンボル(ただしパイロットシンボルに限る)においてインデックスをｎとすると、そのとき入力された位相回転量ｗ(ｎ)に基づき(式７)及び(式８)によりｙ(ｎ)が出力されると、そのｙ(ｎ)は当該ｘ番目のシンボルのＤＰＤＣＨ位相補償ＩＱ信号（チャネル推定値）となる。つまりｙ(ｎ)は任意に備えられうるセレクタ(SEL)により選択され、当該ｘ番目のシンボルに対応する時刻のＤＰＤＣＨ逆拡散ＩＱ信号に複素乗算され、ＤＰＤＣＨ復調ＩＱ信号となる。なお、ＤＰＤＣＨの１スロットは、2560をＤＰＤＣＨ拡散率(ＳＦ)で除した数だけシンボルを連続的に有しているが、１スロット中に与えられるＤＰＤＣＨ位相補償ＩＱ信号は、ＤＰＣＣＨのパイロットシンボル数（５）しかない。そのためパイロット区間以外のときは、直前のパイロットシンボル(sym#4)におけるＤＰＤＣＨ位相補償ＩＱ信号を使い続ける。このＤＰＤＣＨ位相補償ＩＱ信号は、ＤＰＣＣＨのパイロット以外のフィールド（ＴＦＣＩ等）の復調（硬判定）にも用いられる。
現実のフィルタは因果的であるので、０より大きい遅延（群遅延）を有する。従ってｘ番目のシンボルの位相回転量から当該シンボルのチャネル推定値を得るには、位相遅延を０にしなければならない。限られたタップ数で広い周波数範囲にわたって位相遅延が一定な特性を得るのは困難であるので、位相遅延も含めたＬＰＦパラメータの適応制御が有効となる。補償しようとしているフェージング周波数ｆDがわかっていれば、その特定ｆDの対し位相遅延を一定にするようにフィルタ係数を調整することは容易であり、ｆC及やＱ値とは独立に制御しうるが、ｆC及やＱ値により間接的に制御する態様も考えられる。
位相遅延のキャンセルは、ＩＩＲフィルタの出力ｙ(ｎ)に、ｆDに対応する位相回転を与えれば行うことができる。さらには、実施例１の図２のように時間経過に伴う位相回転を算出する構成を備えて、パイロット区間以外のシンボルにおけるＤＰＤＣＨ位相補償ＩＱ信号を、６〜１０番目の個々のシンボルに対して算出しても良い。
位相遅延のキャンセルは、ＩＩＲフィルタの出力ｙ(ｎ)に、ｆDに対応する位相回転を与えれば行うことができる。さらには、実施例１の図２のように時間経過に伴う位相回転を算出する構成を備えて、パイロット区間以外のシンボルにおけるＤＰＤＣＨ位相補償ＩＱ信号を、６〜１０番目の個々のシンボルに対して算出しても良い。
本例の復調装置は、複数スロットに亘るような長期間の平均を必要としないので、ＤＰＣＨのほかＲＡＣＨにも好適である。ＲＡＣＨはアタッチやデアタッチ時などに受信される、２フレーム以内のバースト信号である。
本例に拠れば、チャネル推定値がスロット毎からシンボル毎に細分化されたことにより、ＤＰＤＣＨの該当復調区間のタイミングにより近い（重心位置の適正な）チャネル推定量を用いて復調することができる。また復調に要する処理遅延を、１スロット（667μｓ）程度から１シンボル（66.7μｓ＠SF256）程度に短縮でき、それに伴いメモリ容量も削減することができる。
本例に拠れば、チャネル推定値がスロット毎からシンボル毎に細分化されたことにより、ＤＰＤＣＨの該当復調区間のタイミングにより近い（重心位置の適正な）チャネル推定量を用いて復調することができる。また復調に要する処理遅延を、１スロット（667μｓ）程度から１シンボル（66.7μｓ＠SF256）程度に短縮でき、それに伴いメモリ容量も削減することができる。
１、５１、５１ａ、５１ｂ・・参照パイロットテーブル、 ２、４、７、８、１１、４８、５２、５２ａ、５２ｂ・・複素乗算部、 ３、１２、１３、２４、２６、５３、５３ａ、５３ｂ、５７、５９・・加算部、 ５、９、４３・・ＲＡＫＥ合成部、 ６・・ＴＦＣＩ硬判定部、 １０・・ＴＰＣ硬判定部、 １４、１４ａ、１４ｂ、２７、５４、５４ａ、５４ｂ、６０・・平均化部、 ２１・・重み付け制御部、 ２２、２２ａ、２２ｂ、５５、５５ａ、５５ｂ・・乗算部、 ２３、２５、５６、５８・・遅延部、 ３１・・周波数ドリフト補償部、 ４１・・周波数ドリフト検出部、 ４２・・フレーム区間平均化部、 ４４・・指数重み付け平均化部、 ４５・・タンジェント演算部、 ４６・・正規化テーブル、 ４７・・テーブル変換部、
１０１・・制御ＣＨ逆拡散部、 １０２・・パイロット同相化部、 １０４・・スロット平均化部、 １０５・・ｆD推定部、 １０６・・ＬＰＦ制御部、 １０７・・チャネル推定値算出部、 １０８・・パイロット復調部、 １０９・・パイロット誤り率測定部、 １１０・・フレーム同期判定部、 １１１・・ＴＦＣＩ復調部、 １１２・・ＴＦＣＩ復号部、 １１３・・ＦＢＩ復調部、 １１４・・ＦＢＩコマンド生成部、 １１５・・ＴＰＣ復調部、 １１６・・ＴＰＣコマンド生成部、 １１７・・データＣＨ逆拡散部、 １１８・・遅延器、 １１９・・Ｄａｔａ復調部、 １２０・・データ復号部、
４０１・・ＩＩＲフィルタパラメータ制御部、 ４０２・・ＩＩＲフィルタ係数算出部、 ４０３〜４０９・・係数乗算器、 ４１０〜４１２・・遅延器、 ４１３、４１４・・加算器。
１０１・・制御ＣＨ逆拡散部、 １０２・・パイロット同相化部、 １０４・・スロット平均化部、 １０５・・ｆD推定部、 １０６・・ＬＰＦ制御部、 １０７・・チャネル推定値算出部、 １０８・・パイロット復調部、 １０９・・パイロット誤り率測定部、 １１０・・フレーム同期判定部、 １１１・・ＴＦＣＩ復調部、 １１２・・ＴＦＣＩ復号部、 １１３・・ＦＢＩ復調部、 １１４・・ＦＢＩコマンド生成部、 １１５・・ＴＰＣ復調部、 １１６・・ＴＰＣコマンド生成部、 １１７・・データＣＨ逆拡散部、 １１８・・遅延器、 １１９・・Ｄａｔａ復調部、 １２０・・データ復号部、
４０１・・ＩＩＲフィルタパラメータ制御部、 ４０２・・ＩＩＲフィルタ係数算出部、 ４０３〜４０９・・係数乗算器、 ４１０〜４１２・・遅延器、 ４１３、４１４・・加算器。
Claims (5)
- チャネル推定用の信号に基づいて補償対象となる信号の補償に用いられるチャネル推定量を取得するチャネル推定装置において、
前記チャネル推定用の信号に基づいてスロット毎のチャネル推定量を取得する第１の取得手段と、
前記チャネル推定用の信号に基づいて前記スロットより細かい分解能で周波数ドリフトの補償量を取得する第２の取得手段と、
前記第１の取得手段により取得されたスロット毎のチャネル推定量と前記第２の取得手段により取得された周波数ドリフトの補償量とを合わせて、これら両方を補償するチャネル推定量を取得する第３の取得手段と、を備え、
前記第３の取得手段により取得されるチャネル推定量が前記補償対象となる信号の補償に用いられる、
ことを特徴とするチャネル推定装置。 - 請求項１に記載のチャネル推定装置において、
ＣＤＭＡ方式により複数の移動局装置との間で無線により通信する基地局装置に設けられ、
前記チャネル推定用の信号は前記移動局装置から前記基地局装置へ無線送信されるＵＬ−ＤＰＣＣＨの信号であり、前記補償対象となる信号は前記移動局装置から前記基地局装置へ無線送信されるＵＬ−ＤＰＤＣＨの信号であり、これらの信号について各移動局装置毎に無線送信のタイミングをずらすチップオフセットが設定され、
前記第１の取得手段は、前記チップオフセットによるタイミングのずれを複数の移動局装置について合わせるように各移動局装置から受信された前記チャネル推定用の信号をそれぞれに対応した時間だけ遅延させて並列処理して各スロット毎の平均位相回転量を取得する第４の取得手段と、各移動局装置毎に設定されたチップオフセットに基づいて決定される各スロット毎の重み付けを前記第４の取得手段により取得された各スロット毎の平均位相回転量に与える重み付け手段と、前記重み付け手段により重み付けが与えられた各スロット毎の平均位相回転量をチャネル推定対象となるスロットを中心として複数のスロットについて平均化する第１の平均化手段と、を有しており、前記第１の平均化手段による平均化結果を前記チャネル推定対象となるスロットのチャネル推定量として取得する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。 - 請求項１又は請求項２に記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル推定用の信号には、パイロットシンボルと、他のシンボルが含まれ、
前記第１の取得手段は、前記チャネル推定用の信号に含まれるパイロットシンボルに基づいて位相回転量を取得する第５の取得手段と、前記チャネル推定用の信号に含まれるパイロットシンボル以外のシンボルに基づいて位相回転量を取得する第６の取得手段と、前記第５の取得手段により取得された位相回転量と前記第６の取得手段により取得された位相回転量を平均化する第２の平均化手段と、を有しており、前記第２の平均化手段による平均化結果をスロット毎の平均位相回転量として取得する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。 - 受信信号に含まれるチャネル推定用信号に基づいて、補償対象となる受信信号の補償に用いるチャネル推定量を算出するチャネル推定装置において、
前記チャネル推定用信号のリファレンスを記憶する参照パイロットテーブルと、
前記チャネル推定用信号のシンボル毎に、前記参照パイロットテーブルをリファレンスとして、受信したチャネル推定用信号の位相回転を示す値を出力するパイロット同相化部と、
前記位相回転を示す値に基づいて、フェージング周波数を推定するｆＤ推定部と、
前記位相回転を示す値に基づいて、前記位相回転を示す値の直前の入力から１シンボル以内の処理遅延時間で、対応するチャネル推定値を出力するＩＩＲ型フィルタと、
推定された前記フェージング周波数に基づいて、前記ＩＩＲ型フィルタのフィルタパラメータを制御するフィルタ制御部と、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。 - 前記フィルタ制御部は、前記推定されたフェージング周波数において前記ＩＩＲ型フィルタの位相遅延が実質的に一定となるようにフィルタパラメータを制御することを特徴とする前記請求項４に記載のチャネル推定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006331634A JP2007189672A (ja) | 2005-12-16 | 2006-12-08 | チャネル推定装置 |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005363581 | 2005-12-16 | ||
| JP2006331634A JP2007189672A (ja) | 2005-12-16 | 2006-12-08 | チャネル推定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2007189672A true JP2007189672A (ja) | 2007-07-26 |
Family
ID=38344503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2006331634A Pending JP2007189672A (ja) | 2005-12-16 | 2006-12-08 | チャネル推定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2007189672A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015119317A (ja) * | 2013-12-18 | 2015-06-25 | 三菱電機株式会社 | 受信装置 |
-
2006
- 2006-12-08 JP JP2006331634A patent/JP2007189672A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015119317A (ja) * | 2013-12-18 | 2015-06-25 | 三菱電機株式会社 | 受信装置 |
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