JP2007043339A - 水晶発振器 - Google Patents
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Abstract
【課題】 用途に応じて出力波形を変更することができる水晶発振器を提供する。
【解決手段】 水晶振動子2と発振回路とを備えた水晶発振器8において、複数の異なる波形を出力する複数の波形出力回路10〜12と、発振回路8の出力回路として、複数の波形出力回路10〜12からの何れか一つを選択するスイッチSW1a、SW1a〜SW3a、SW3bと、スイッチSW1a、SW1a〜SW3a、SW3bを選択するためのデータを記憶する内部メモリ回路6とを備えるようにした。
【選択図】 図1
【解決手段】 水晶振動子2と発振回路とを備えた水晶発振器8において、複数の異なる波形を出力する複数の波形出力回路10〜12と、発振回路8の出力回路として、複数の波形出力回路10〜12からの何れか一つを選択するスイッチSW1a、SW1a〜SW3a、SW3bと、スイッチSW1a、SW1a〜SW3a、SW3bを選択するためのデータを記憶する内部メモリ回路6とを備えるようにした。
【選択図】 図1
Description
本発明は、水晶発振器に関わり、特に水晶振動子以外の回路を1チップ化した水晶発振器に好適なものである。
従来、携帯電話等の移動体通信機器においては温度補償水晶発振器(TCXO:Temperature Compensated Crystal Oscillator)が広く用いられている。
図10は従来の温度補償水晶発振器の概略構成を示した図である。
この図10に示すTCXO100は、水晶振動子101と、1チップIC102により構成される。1チップIC102には水晶振動子101を除くTCXO回路部103、及び内部メモリ回路104が集積化されている。TCXO回路部103は温度補償電圧発生回路105と、電圧制御発振回路106とから構成されている。温度補償電圧発生回路105は、内部メモリ回路104からのデータに基づいて温度補償電圧を生成して電圧制御発振回路106に出力する。
電圧制御発振回路106は、電圧可変容量素子107を備えた電圧制御型の発振回路であり、前記温度補償電圧発生回路105からの温度補償電圧により発振周波数の可変制御が可能とされる。
内部メモリ回路104には、例えば3次曲線により表される水晶振動子101の周波数温度特性を補償するために、温度補償電圧発生回路105において生成する電圧の温度に対する3次係数や1次係数のパラメータを個々に調整する為のデータが保存されている。
なお、上記したようなTCXOの先行文献としては特許文献1などがある。
特開2004−356872公報
図10は従来の温度補償水晶発振器の概略構成を示した図である。
この図10に示すTCXO100は、水晶振動子101と、1チップIC102により構成される。1チップIC102には水晶振動子101を除くTCXO回路部103、及び内部メモリ回路104が集積化されている。TCXO回路部103は温度補償電圧発生回路105と、電圧制御発振回路106とから構成されている。温度補償電圧発生回路105は、内部メモリ回路104からのデータに基づいて温度補償電圧を生成して電圧制御発振回路106に出力する。
電圧制御発振回路106は、電圧可変容量素子107を備えた電圧制御型の発振回路であり、前記温度補償電圧発生回路105からの温度補償電圧により発振周波数の可変制御が可能とされる。
内部メモリ回路104には、例えば3次曲線により表される水晶振動子101の周波数温度特性を補償するために、温度補償電圧発生回路105において生成する電圧の温度に対する3次係数や1次係数のパラメータを個々に調整する為のデータが保存されている。
なお、上記したようなTCXOの先行文献としては特許文献1などがある。
近年、携帯電話用のTCXO等においても、高機能化の要求が高まり、低位相雑音特性や高調波スペクトルノイズ除去といった性能要求も一部で厳しくなってきている。例えば、位相雑音はオフセット周波数1kHzにおいて−135dBc以下、高調波については−15dBc以下といった要求がある。
上記低位相雑音特性の向上と高調波スペクトルノイズの除去とを両立させるには、水晶発振器100の出力波形をサイン波出力に調整すれば可能であるが、その場合、水晶発振器100はサイン波出力を必要とする用途に対して専用機種となるので、水晶発振器として使用できる範囲が非常に限定されてしまうという不具合があった。
即ち、従来の水晶発振器は、用途によって要求される性能が異なる場合、夫々の要求を満足する波形出力回路を備えた水晶発振器を作製する必要があり、故に水晶発振器の低価格化が十分に達成されず、汎用的でなかった。
そこで、本発明は、上記したような実情を鑑みてなされたものであり、使用用途に応じて発振信号の波形出力を変更することができる水晶発振器を提供することを目的とする。
上記低位相雑音特性の向上と高調波スペクトルノイズの除去とを両立させるには、水晶発振器100の出力波形をサイン波出力に調整すれば可能であるが、その場合、水晶発振器100はサイン波出力を必要とする用途に対して専用機種となるので、水晶発振器として使用できる範囲が非常に限定されてしまうという不具合があった。
即ち、従来の水晶発振器は、用途によって要求される性能が異なる場合、夫々の要求を満足する波形出力回路を備えた水晶発振器を作製する必要があり、故に水晶発振器の低価格化が十分に達成されず、汎用的でなかった。
そこで、本発明は、上記したような実情を鑑みてなされたものであり、使用用途に応じて発振信号の波形出力を変更することができる水晶発振器を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、請求項1に記載の発明は、水晶振動子を振動源として発振する発振回路の発振出力信号を、バッファ回路を介して出力する水晶発振器において、前記バッファ回路に設けられ、前記発振出力信号を入力したときに、それぞれ異なる波形に変換して出力する複数の波形出力回路と、前記複数の波形出力回路のうち、何れか一つを前記バッファ回路の波形出力回路として選択する回路選択手段と、前記回路選択手段が前記波形出力回路の何れか一つを選択するためのデータを記憶するメモリ回路と、を備えていることを特徴とする。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の水晶発振器において、前記発振回路は、電圧可変容量素子を備えた電圧制御発振回路と、前記電圧可変容量素子を利用して温度補償を行うための温度補償電圧発生回路と、を備え、前記メモリ回路には、前記水晶振動子の温度特性を補償するための温度補償データが記憶されていることを特徴とする。
請求項3に記載の発明は、請求項1に記載の水晶発振器において、少なくとも前記発振回路、前記バッファ回路、前記回路選択手段、及び前記メモリ回路が1チップにより構成されていることを特徴とする。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の水晶発振器において、前記発振回路は、電圧可変容量素子を備えた電圧制御発振回路と、前記電圧可変容量素子を利用して温度補償を行うための温度補償電圧発生回路と、を備え、前記メモリ回路には、前記水晶振動子の温度特性を補償するための温度補償データが記憶されていることを特徴とする。
請求項3に記載の発明は、請求項1に記載の水晶発振器において、少なくとも前記発振回路、前記バッファ回路、前記回路選択手段、及び前記メモリ回路が1チップにより構成されていることを特徴とする。
本発明によれば、バッファ回路に、発振回路の発振出力信号を入力したときに、それぞれ異なる波形に変換して出力する複数の波形出力回路と、これら複数の波形出力回路のうち、何れか一つをバッファ回路の波形出力回路として選択する回路選択手段と、この回路選択手段が波形出力回路の何れか一つを選択するためのデータを記憶するメモリ回路を設けたことにより、使用用途に応じて波形出力回路から出力される発振信号の波形出力を変更することが可能になる。
これにより、1つの水晶発振器により複数の用途に対応した水晶発振器を実現することができ、水晶発振器の付加価値を高めることができるようになる。
特に、本発明によれば、小型化を図るために水晶振動子以外の回路素子全てを1チップIC内に集積化した水晶発振器においても、発振信号の出力波形を用途に応じて変更できるという利点がある。
これにより、1つの水晶発振器により複数の用途に対応した水晶発振器を実現することができ、水晶発振器の付加価値を高めることができるようになる。
特に、本発明によれば、小型化を図るために水晶振動子以外の回路素子全てを1チップIC内に集積化した水晶発振器においても、発振信号の出力波形を用途に応じて変更できるという利点がある。
以下、本発明の実施形態について説明する。なお、本実施の形態では本発明の水晶発振器の一例として温度補償水晶発振器(TCXO)を例に挙げて説明する。
図1は本発明の実施形態としてのTCXOの概略構成を示した図である。
この図1に示すTCXO1は、水晶振動子2と1チップIC3により構成される。1チップIC3には、水晶振動子2を除くTCXO回路部4、バッファ回路部5、及び内部メモリ回路6が集積化されている。TCXO回路部4は、温度補償電圧発生回路7と、電圧可変容量素子9を備え、電圧により発振周波数の制御が可能な電圧制御発振回路8とにより構成される。
内部メモリ回路6には、水晶振動子2の周波数温度特性を補償するための温度補償電圧を出力する温度補償電圧発生回路7の設定パラメータが保存されている。
バッファ回路部5は、TCXO回路部4からの発振出力信号を、インピーダンス変換等して発振信号として出力する。このバッファ回路部5とTCXO回路部4との間には、TCXO回路部4の電圧制御発振回路8の出力とバッファ回路部5の入力とを結合するための結合コンデンサCbが設けられている。
バッファ回路部5には、TCXO回路部4からの発振出力信号をインピーダンス変換して外部に出力するための波形出力回路として、サイン波出力回路10、クリップド・サイン波出力回路11、及びCMOSレベル出力回路12が設けられている。
サイン波出力回路10の入出力ラインには、回路選択手段として、それぞれスイッチSW1a、SW1bが挿入されている。同様にクリップド・サイン波出力回路11の入出力ラインには、回路選択手段としてスイッチSW2a、SW2bが、CMOSレベル出力回路12の入出力ラインには回路選択手段としてスイッチSW3a、SW3bが挿入されている。
図1は本発明の実施形態としてのTCXOの概略構成を示した図である。
この図1に示すTCXO1は、水晶振動子2と1チップIC3により構成される。1チップIC3には、水晶振動子2を除くTCXO回路部4、バッファ回路部5、及び内部メモリ回路6が集積化されている。TCXO回路部4は、温度補償電圧発生回路7と、電圧可変容量素子9を備え、電圧により発振周波数の制御が可能な電圧制御発振回路8とにより構成される。
内部メモリ回路6には、水晶振動子2の周波数温度特性を補償するための温度補償電圧を出力する温度補償電圧発生回路7の設定パラメータが保存されている。
バッファ回路部5は、TCXO回路部4からの発振出力信号を、インピーダンス変換等して発振信号として出力する。このバッファ回路部5とTCXO回路部4との間には、TCXO回路部4の電圧制御発振回路8の出力とバッファ回路部5の入力とを結合するための結合コンデンサCbが設けられている。
バッファ回路部5には、TCXO回路部4からの発振出力信号をインピーダンス変換して外部に出力するための波形出力回路として、サイン波出力回路10、クリップド・サイン波出力回路11、及びCMOSレベル出力回路12が設けられている。
サイン波出力回路10の入出力ラインには、回路選択手段として、それぞれスイッチSW1a、SW1bが挿入されている。同様にクリップド・サイン波出力回路11の入出力ラインには、回路選択手段としてスイッチSW2a、SW2bが、CMOSレベル出力回路12の入出力ラインには回路選択手段としてスイッチSW3a、SW3bが挿入されている。
これらのスイッチSW1a、SW1b〜SW3a、SW3bの何れかをスイッチをオンにすることにより、いずれか1つの波形出力回路を選択する。
例えば、図2に示すようなサイン波信号を出力したい場合は、一対のスイッチSW1a、SW1bのみをオンにして、他のスイッチSW2a、SW2b、スイッチSW3a、SW3bを全てオフにすることで、バッファ回路としてサイン波出力回路10を選択する。
尚、各波形出力回路の機能を選択するのみであれば、本来、波形出力回路の入力側スイッチSW1a、SW2a、SW3aのみで足りるが、スイッチSW1b、SW2b、SW3bを加えたことによりTCXO1の出力端OUTに不要な負荷が発生することを防ぐことができるのでTCXO1の出力信号レベルの安定度を向上させることができる。
即ち、サイン波出力を必要とする場合は、スイッチSW1aとSW1b以外のスイッチをオフすることにより、TCXO1の出力端OUTにはサイン波出力回路10のみが接続した構造となるため、例えば環境温度の変化に伴う出力波形回路11、12による規制容量が変動した場合であってこれらがTCXO1の発振機能へ影響を与えることが無い。
また、各出力波形回路の電源とTCXO1の電源端子との間にそれぞれスイッチを設けた構成を加えてもよく、この場合、例えば、サイン波出力を必要とする場合は、スイッチSW1aとSW1bおよびサイン波出力回路10の電源とTCXO1の電源端子間に設けたスイッチとをオンすると共に、スイッチSW2aとSW2bとSW3a及びSW3bと更に、波形出力回路11の出力とTCXO1の電源端子との間のスイッチと波形出力回路12の出力とTCXO1の電源端子との間のスイッチとをオフすることにより不要な電力を消費することが無いのでTCXOの低消費電力化を維持することができる。
例えば、図2に示すようなサイン波信号を出力したい場合は、一対のスイッチSW1a、SW1bのみをオンにして、他のスイッチSW2a、SW2b、スイッチSW3a、SW3bを全てオフにすることで、バッファ回路としてサイン波出力回路10を選択する。
尚、各波形出力回路の機能を選択するのみであれば、本来、波形出力回路の入力側スイッチSW1a、SW2a、SW3aのみで足りるが、スイッチSW1b、SW2b、SW3bを加えたことによりTCXO1の出力端OUTに不要な負荷が発生することを防ぐことができるのでTCXO1の出力信号レベルの安定度を向上させることができる。
即ち、サイン波出力を必要とする場合は、スイッチSW1aとSW1b以外のスイッチをオフすることにより、TCXO1の出力端OUTにはサイン波出力回路10のみが接続した構造となるため、例えば環境温度の変化に伴う出力波形回路11、12による規制容量が変動した場合であってこれらがTCXO1の発振機能へ影響を与えることが無い。
また、各出力波形回路の電源とTCXO1の電源端子との間にそれぞれスイッチを設けた構成を加えてもよく、この場合、例えば、サイン波出力を必要とする場合は、スイッチSW1aとSW1bおよびサイン波出力回路10の電源とTCXO1の電源端子間に設けたスイッチとをオンすると共に、スイッチSW2aとSW2bとSW3a及びSW3bと更に、波形出力回路11の出力とTCXO1の電源端子との間のスイッチと波形出力回路12の出力とTCXO1の電源端子との間のスイッチとをオフすることにより不要な電力を消費することが無いのでTCXOの低消費電力化を維持することができる。
また、図3に示すような振幅を制限した振幅制限信号(クリップド・サイン波)を出力したい場合は、一対のスイッチSW2a、SW2bのみをオンにして、他のスイッチSW1a、SW1b、スイッチSW3a、SW3bを全てオフにすることで、バッファ回路としてクリップド・サイン波出力回路11を選択する。
また、図示は省略するがCMOSレベル信号を出力したい場合は、一対のスイッチSW3a、SW3bのみをオンにして、他のスイッチSW1a、SW1b、スイッチSW2a、SW2bを全てオフにすることで、バッファ回路としてCMOSレベル出力回路12を選択する。
本実施形態のTCXO1においては、これらの波形出力回路10〜12のうち、どの波形出力回路を選択するかの情報は、内部メモリ回路6内に保存出来るようになっており、保存したメモリ情報に基づいて、スイッチSW1a、SW1b、スイッチSW2a、SW2b、スイッチSW3a、SW3のうち、何れかの組のスイッチだけをオンすることができる。
なお、実際にはTCXO1が出荷される時点では、内部メモリ回路6内の波形出力回路を選択するためのメモリ情報は既に決定された状態であり、出荷後に波形出力回路を任意に選択することはできないようになっている。
また、図示は省略するがCMOSレベル信号を出力したい場合は、一対のスイッチSW3a、SW3bのみをオンにして、他のスイッチSW1a、SW1b、スイッチSW2a、SW2bを全てオフにすることで、バッファ回路としてCMOSレベル出力回路12を選択する。
本実施形態のTCXO1においては、これらの波形出力回路10〜12のうち、どの波形出力回路を選択するかの情報は、内部メモリ回路6内に保存出来るようになっており、保存したメモリ情報に基づいて、スイッチSW1a、SW1b、スイッチSW2a、SW2b、スイッチSW3a、SW3のうち、何れかの組のスイッチだけをオンすることができる。
なお、実際にはTCXO1が出荷される時点では、内部メモリ回路6内の波形出力回路を選択するためのメモリ情報は既に決定された状態であり、出荷後に波形出力回路を任意に選択することはできないようになっている。
以下、本実施形態のTCXO1の出力波形をバッファ回路部の波形出力回路ごとに説明する。
まず、バッファ回路としてサイン波出力回路が選択された時の出力波形について説明する。なお、この場合は内部メモリ回路6にスイッチSW1a、SW1bのみをオンするためのデータが書き込まれることになる。
図4はサイン波出力回路の回路構成を示した図である。
この図4に示すサイン波出力回路10は、PchトランジスタM1とNchトランジスタM2とからなるインバータ増幅回路の入出力間に帰還抵抗Rfを接続したアナログ増幅器により構成され、この場合は、入力される発振信号に対してリニアな出力特性を示すことになる。
図5は、サイン波出力回路が選択されている時の高調波スペクトルを示した図であり、この図5に示すように、高調波スペクトルは基本波に対する2次の高調波成分でみて−22dBc以下、3次高調波レベルでは−34dBc以下を実現していることが見てとれる。さらに図6に示す位相雑音特性では、−150dBc/Hz以下のノイズフロア、オフセット周波数1kHzにおいては−138dBc/Hzを実現していることが見てとれる。従って、バッファ回路としてサイン波出力回路10を選択したときは低C/Nでかつ高調波ノイズ除去比が良好であることが分かる。
まず、バッファ回路としてサイン波出力回路が選択された時の出力波形について説明する。なお、この場合は内部メモリ回路6にスイッチSW1a、SW1bのみをオンするためのデータが書き込まれることになる。
図4はサイン波出力回路の回路構成を示した図である。
この図4に示すサイン波出力回路10は、PchトランジスタM1とNchトランジスタM2とからなるインバータ増幅回路の入出力間に帰還抵抗Rfを接続したアナログ増幅器により構成され、この場合は、入力される発振信号に対してリニアな出力特性を示すことになる。
図5は、サイン波出力回路が選択されている時の高調波スペクトルを示した図であり、この図5に示すように、高調波スペクトルは基本波に対する2次の高調波成分でみて−22dBc以下、3次高調波レベルでは−34dBc以下を実現していることが見てとれる。さらに図6に示す位相雑音特性では、−150dBc/Hz以下のノイズフロア、オフセット周波数1kHzにおいては−138dBc/Hzを実現していることが見てとれる。従って、バッファ回路としてサイン波出力回路10を選択したときは低C/Nでかつ高調波ノイズ除去比が良好であることが分かる。
次に、バッファ回路としてクリップド・サイン波出力回路を選択した時の出力波形について説明する。なお、この場合は内部メモリ回路6にスイッチSW2a、SW2bのみをオンするためのデータが書き込まれることになる。
図7は、クリップド・サイン波出力回路の回路構成を示した図である。
この図7に示すようにクリップド・サイン波出力回路11は、前段にPchトランジスタM1とNchトランジスタM2からなるインバータ増幅器21、及びPchトランジスタM3とNchトランジスタM4からなるインバータ増幅器22を有し、最終段には低インピーダンスで出力するためにNchトランジスタM8とPchトランジスタM9からなるCMOSプッシュプル増幅器24を備える。M5はデプレッション型のMOSトランジスタであり、これによりPchトランジスタM6とNchトランジスタM7からなる3段目のインバータ増幅器23の出力振幅は(VREG−VGSM5)となるが、基準定電圧VREG=2.1Vとすれば、M5はデプレッション型のMOSトランジスタなので振幅が1.9Vp−p程度になる。
3段目のインバータ増幅器23の出力信号はコンデンサCB1及びコンデンサCB2によりDCカットされ、NchトランジスタM8のゲート及びPchトランジスタM9ゲートへそれぞれ入力されるが、抵抗R1、R2の分圧によってNchトランジスタM8のゲート電圧はVGM8になっているので、NchトランジスタM8がONするときPchトランジスタM9はVGSがほぼなくなるので遮断状態になる。したがって、最終の出力電圧振幅は電源電圧に依存することなくほほ(VGM8−VGSM8)の関係でほぼ一定に保たれる。
例えば、VREG=2.1V、VGM8=1.8V程度とすれば、最終出力信号としてはNchトランジスタM8の駆動能力にもよるがおよそ1.0Vp−p程度の一定振幅が得られる。
ただし、電源電圧VDDが低くなってくると、基準定電圧を生成する電源回路のトランジスタが飽和領域に入ってきてしまうが、(VDD−VREG≧0.2V)であれば、特に問題はなく、広い電源電圧範囲で安定した出力信号を得ることができる。一般的に、(VDD−VREG≧0.2V)であれば特に問題はなく、VREG=2.1Vとすれば、VDD=2.3Vまでは安定して動作する。
図7は、クリップド・サイン波出力回路の回路構成を示した図である。
この図7に示すようにクリップド・サイン波出力回路11は、前段にPchトランジスタM1とNchトランジスタM2からなるインバータ増幅器21、及びPchトランジスタM3とNchトランジスタM4からなるインバータ増幅器22を有し、最終段には低インピーダンスで出力するためにNchトランジスタM8とPchトランジスタM9からなるCMOSプッシュプル増幅器24を備える。M5はデプレッション型のMOSトランジスタであり、これによりPchトランジスタM6とNchトランジスタM7からなる3段目のインバータ増幅器23の出力振幅は(VREG−VGSM5)となるが、基準定電圧VREG=2.1Vとすれば、M5はデプレッション型のMOSトランジスタなので振幅が1.9Vp−p程度になる。
3段目のインバータ増幅器23の出力信号はコンデンサCB1及びコンデンサCB2によりDCカットされ、NchトランジスタM8のゲート及びPchトランジスタM9ゲートへそれぞれ入力されるが、抵抗R1、R2の分圧によってNchトランジスタM8のゲート電圧はVGM8になっているので、NchトランジスタM8がONするときPchトランジスタM9はVGSがほぼなくなるので遮断状態になる。したがって、最終の出力電圧振幅は電源電圧に依存することなくほほ(VGM8−VGSM8)の関係でほぼ一定に保たれる。
例えば、VREG=2.1V、VGM8=1.8V程度とすれば、最終出力信号としてはNchトランジスタM8の駆動能力にもよるがおよそ1.0Vp−p程度の一定振幅が得られる。
ただし、電源電圧VDDが低くなってくると、基準定電圧を生成する電源回路のトランジスタが飽和領域に入ってきてしまうが、(VDD−VREG≧0.2V)であれば、特に問題はなく、広い電源電圧範囲で安定した出力信号を得ることができる。一般的に、(VDD−VREG≧0.2V)であれば特に問題はなく、VREG=2.1Vとすれば、VDD=2.3Vまでは安定して動作する。
このような構成にしたのは、CMOSプッシュプル増幅器24が出力負荷へ流す電流や、3段目のインバータ増幅器23がコンデンサCB1、CB2へ電荷をチャージするための電流を直流電源側(VDD)から供給できるようにするためであり、例えば、基準の定電圧VREGを3段目のインバータ増幅器の電源とした場合と比較して基準の定電圧を生成する電源回路の負荷が軽減して高周波動作に対して基準電圧VREGが安定になる。こうすることで、基準の定電圧VREG発生用の増幅器の駆動能力を低く抑えることができるので、低ノイズ特性である基準の定電圧VREGを得ることができ、出力信号からは不要なスペクトル成分を除去できるほか、VREGに含まれるノイズによる位相変調の感度を抑えられるので、位相ノイズフロア改善に効果がある。
即ち、基準の定電圧VREGを発生する電源回路の負荷が軽くなると基準の定電圧VREG発生用の増幅器の駆動能力を低く抑えることができるので、低ノイズ特性である基準の定電圧VREGを得ることができ、このような低ノイズ特性を有する定電圧VREGを電源として第1、第2段目のインバータ増幅器を駆動し、更に、第3段目のインバータ増幅器が定電圧VREGに基づくゲート・ソース間電位にて駆動制御されるものであるから水晶発振器の出力側の出力端OUTからはC/N特性に優れ、出力信号の振幅レベル変動特性が安定した信号を得ることができる。
即ち、基準の定電圧VREGを発生する電源回路の負荷が軽くなると基準の定電圧VREG発生用の増幅器の駆動能力を低く抑えることができるので、低ノイズ特性である基準の定電圧VREGを得ることができ、このような低ノイズ特性を有する定電圧VREGを電源として第1、第2段目のインバータ増幅器を駆動し、更に、第3段目のインバータ増幅器が定電圧VREGに基づくゲート・ソース間電位にて駆動制御されるものであるから水晶発振器の出力側の出力端OUTからはC/N特性に優れ、出力信号の振幅レベル変動特性が安定した信号を得ることができる。
図8は、クリップド・サイン波出力回路が選択されている時の高調波スペクトルを示した図であり、この図8に示すクリップド・サイン波出力回路選択時の高調波スペクトルは、上記図5に示したサイン波出力回路選択時ほど良好でなく、基本波に対して2次の高調波成分では−26dBc以下であるものの、3次高調波レベルが−15dBc以下を満足できない。基本的に奇数次の高調波のノイズ成分を抑えるのが難しいことが見てとれる。
また図6に示した位相雑音特性についても、サイン波出力回路選択時に比べると、ノイズフロアでおよそ−148dBc/Hz程度、オフセット周波数1kHzにおいては−134dBc/Hz程度である。
従って、バッファ回路としてクリップド・サイン波出力回路11を選択したときは、低C/Nでかつ高調波ノイズ除去比が良好とは言えないが、出力回路の最終段は低インピーダンス出力であるので、出力負荷の変動に対しては強いというメリットがある。
また図6に示した位相雑音特性についても、サイン波出力回路選択時に比べると、ノイズフロアでおよそ−148dBc/Hz程度、オフセット周波数1kHzにおいては−134dBc/Hz程度である。
従って、バッファ回路としてクリップド・サイン波出力回路11を選択したときは、低C/Nでかつ高調波ノイズ除去比が良好とは言えないが、出力回路の最終段は低インピーダンス出力であるので、出力負荷の変動に対しては強いというメリットがある。
次に、バッファ回路としてCMOSレベル出力回路を選択した時の出力波形について説明する。なお、この場合は内部メモリ回路6にスイッチSW3a、SW3bのみをオンするためのデータが書き込まれることになる。
図9はCMOSレベル出力回路の回路構成を示した図である。
この図9に示すようにCMOSレベル出力回路12は、PchトランジスタM1とNchトランジスタM2とからなるインバータ増幅回路の入出力間に帰還抵抗Rfを接続したアナログ増幅器31、PchトランジスタM3とNchトランジスタM4からなるインバータ増幅器32、PchトランジスタM5とNchトランジスタM6からなるインバータ増幅器33、及びPchトランジスタM7とNchトランジスタM8からなるインバータ増幅器34により構成され、インバータ増幅器33とインバータ増幅器34が並列に接続されている。
このように構成されるCMOSレベル出力回路12をバッファ回路として選択したときは、伝送用途向けに適したTCXOを実現することができる。
このように本実施形態のTCXOは、バッファ回路部5に波形出力回路としてサイン波出力回路10、クリップド・サイン波出力回路11、及びCMOSレベル出力回路12を設け、出荷時において、何れかの波形出力回路を選択できるようにしている。従って、このように構成すれば1つのTCXOによって複数用途に対応した水晶発振器を実現することができ、それだけTCXOの付加価値を高めることが出来る。
例えば、波形出力回路としてサイン波出力回路10を選択すれば、低C/Nかつ高調波ノイズ除去比が良好なTCXOを構成することができる。また波形出力回路としてクリップド・サイン波出力回路11を選択すれば、C/Nや高調波ノイズをそれほど悪化させることなく、出力負荷の変動に強いTCXOを構成することができる。また波形出力回路としてCMOSレベル出力回路12を選択すれば、伝送用途向けのTCXOを構成することができるようになる。
図9はCMOSレベル出力回路の回路構成を示した図である。
この図9に示すようにCMOSレベル出力回路12は、PchトランジスタM1とNchトランジスタM2とからなるインバータ増幅回路の入出力間に帰還抵抗Rfを接続したアナログ増幅器31、PchトランジスタM3とNchトランジスタM4からなるインバータ増幅器32、PchトランジスタM5とNchトランジスタM6からなるインバータ増幅器33、及びPchトランジスタM7とNchトランジスタM8からなるインバータ増幅器34により構成され、インバータ増幅器33とインバータ増幅器34が並列に接続されている。
このように構成されるCMOSレベル出力回路12をバッファ回路として選択したときは、伝送用途向けに適したTCXOを実現することができる。
このように本実施形態のTCXOは、バッファ回路部5に波形出力回路としてサイン波出力回路10、クリップド・サイン波出力回路11、及びCMOSレベル出力回路12を設け、出荷時において、何れかの波形出力回路を選択できるようにしている。従って、このように構成すれば1つのTCXOによって複数用途に対応した水晶発振器を実現することができ、それだけTCXOの付加価値を高めることが出来る。
例えば、波形出力回路としてサイン波出力回路10を選択すれば、低C/Nかつ高調波ノイズ除去比が良好なTCXOを構成することができる。また波形出力回路としてクリップド・サイン波出力回路11を選択すれば、C/Nや高調波ノイズをそれほど悪化させることなく、出力負荷の変動に強いTCXOを構成することができる。また波形出力回路としてCMOSレベル出力回路12を選択すれば、伝送用途向けのTCXOを構成することができるようになる。
特に、本実施形態のTCXOによれば、従来、出力波形の変更が困難であった、水晶振動子2以外の回路素子全てが1チップIC3内に集積化されているTCXOにおいても発振回路の発振信号の出力波形を変更することができるようになる。
なお、本実施の形態では、波形出力回路として、サイン波出力回路10、クリップド・サイン波出力回路11、及びCMOSレベル出力回路12を設ける場合を例に挙げたが、これはあくまでも一例であり、水晶発振器の用途に応じた波形出力が得られる波形出力回路であれば何れの回路を設けるようにしても良い。
また本実施の形態では、バッファ回路5に3つの波形出力回路を備えている場合を例に挙げたが、バッファ回路5に設ける波形出力回路の数は任意である。
また、本実施の形態では本発明の水晶発振器の一例として温度補償水晶発振器(TCXO)を例に挙げたが、本発明はTCXO以外の水晶発振器にも適用可能であることはいうまでもない。
なお、本実施の形態では、波形出力回路として、サイン波出力回路10、クリップド・サイン波出力回路11、及びCMOSレベル出力回路12を設ける場合を例に挙げたが、これはあくまでも一例であり、水晶発振器の用途に応じた波形出力が得られる波形出力回路であれば何れの回路を設けるようにしても良い。
また本実施の形態では、バッファ回路5に3つの波形出力回路を備えている場合を例に挙げたが、バッファ回路5に設ける波形出力回路の数は任意である。
また、本実施の形態では本発明の水晶発振器の一例として温度補償水晶発振器(TCXO)を例に挙げたが、本発明はTCXO以外の水晶発振器にも適用可能であることはいうまでもない。
1…TCXO、2…水晶振動子、3…1チップIC、4…TCXO回路部、5…バッファ回路部、6…内部メモリ回路、7…温度補償電圧発生回路、8…電圧制御発振回路、9…電圧可変容量素子、10…サイン波出力回路、11…クリップド・サイン波出力回路、12…CMOSレベル出力回路
Claims (3)
- 水晶振動子を振動源として発振する発振回路の発振出力信号を、バッファ回路を介して出力する水晶発振器において、
前記バッファ回路に設けられ、前記発振出力信号を入力したときに、それぞれ異なる波形に変換して出力する複数の波形出力回路と、
前記複数の波形出力回路のうち、何れか一つを前記バッファ回路の波形出力回路として選択する回路選択手段と、
前記回路選択手段が前記波形出力回路の何れか一つを選択するためのデータを記憶するメモリ回路と、
を備えていることを特徴とする水晶発振器。 - 請求項1に記載の水晶発振器において、
前記発振回路は、電圧可変容量素子を備えた電圧制御発振回路と、前記電圧可変容量素子を利用して温度補償を行うための温度補償電圧発生回路と、を備え、
前記メモリ回路には前記水晶振動子の温度特性を補償するための温度補償データが記憶されていることを特徴とする水晶発振器。 - 請求項1に記載の水晶発振器において、少なくとも前記発振回路、前記バッファ回路、前記回路選択手段、及び前記メモリ回路が1チップにより構成されていることを特徴とする水晶発振器。
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