JP2007005951A - 伝送回路、アンテナ共用器、高周波スイッチ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】
伝送線路と外部電極への引き出し電極の対向により、伝送線路により誘導される電磁界と引き出し電極により誘導される電磁界の結合による伝送線路の特性の劣化を回避し、小型、高性能な伝送線路を提供する。
【解決手段】
上記目的を達成するため、本発明は、第１の接地電極である第１のシールド層と、第２の接地電極である第２のシールド層と、第１のシールド層及び第２のシールド層と対向し、第１のシールド層及び第２のシールド層の間に配置されたスパイラル状の伝送線路と、を備える。伝送線路のスパイラル部分は、伝送回路の上面又は下面から見た場合に第１のシールド層及び第２のシールド層の内側に配置されている。
【選択図】 図１（ａ）

Description

本発明は、伝送回路、アンテナ共用器、高周波スイッチ回路に関する。

従来、高周波回路に用いる伝送線路の一例として、ミアンダ状の線路とシールド電極とを積層基板内に配置したものが提案されている。

また、スパイラル状コイル導体と、このコイル導体と誘電体セラミックス層を介して対向するように、コイル導体の上下に形成されたシールド電極とを備え、コイル導体とシールド電極との間でストリップライン構造を形成した遅延線が提案されている（例えば、特許文献１）。

特開平５−２９８１９号公報

しかしながら、上記のミアンダ状の線路とシールド電極とを積層基板内に配置した技術では、線路の特性インピーダンスが、ミアンダ状の線路の幅及びミアンダ状の線路とシールド電極との距離で決まる。つまり、図１１に示すように、より高いインピーダンスを得ようとした場合、ミアンダ状の線路18とシールド電極17、19との距離が大きくなるため部品が大型化する。また、位相差がミアンダ状の線路18の長さに依存するため、大きな位相差を得ようとした場合、部品がさらに大型化する。また、ミアンダ状の線路18の幅が細くなるため線路の抵抗が増大し、特性が劣化するおそれがある。さらに、ミアンダ状の線路18は、隣接する導体部分間で電流の流れる方向が逆方向となるため、隣接する導体部分間でインダクタンス分が相殺され、全体としてのインダクタンス分が減少するおそれもある。

また、上記特許文献１記載の遅延線では、スパイラル状のコイル導体と、外部電極への引き出し電極が対向しクロスオーバー部が発生しているか、または、スパイラル状のコイル導体外縁部と、外部電極への引き出し電極の間に形成されるシールド電極の外縁部の投影配置が一致している。また、スパイラル状のコイル導体と、外部電極が対向している。このため、コイル導体により誘導される電磁界と引き出し電極により誘導される電磁界が結合するため伝送線路の特性が劣化するおそれがある。つまり、クロスオーバー部があると伝送線路の入出力間の結合容量と伝送線路のインダクタンスによる共振が発生し、高周波域での動作が困難になるおそれがある。

また、コイル導体を複数層に渡り積層し、更にビアホールにて接続して一層大きな遅延時間を得ているため、積層するコイル導体を流れる電流の方向が上下隣接コイル導体で逆方向となり、各コイル導体のインダクタンス分が相殺され、全体としてのインダクタンス分が減少してしまうおそれがある。このため、実製品、即ち移動通信端末に搭載されたSAWフィルタやFBARフィルタにおいて使用される0.5GHzから1GHzの動作周波数において伝送信号を90度以上の移相することが困難になり、移動通信端末を正確に動作させることが出来なくなる。

さらに、SAWフィルタ、あるいは、FBARフィルタ等を用いたアンテナ共用器を使用する場合、これらのフィルタの端子と遅延線の外部端子とをプリント基板等を介して接続する必要があるためアンテナ共用器デバイスのサイズが増大してしまう。

上記目的を達成するため、本発明は、第１の接地電極である第１のシールド層と、第２の接地電極である第２のシールド層と、第１のシールド層及び第２のシールド層と対向し、第１のシールド層及び第２のシールド層の間に配置されたスパイラル状の伝送線路と、を備える。伝送線路のスパイラル部分は、伝送回路の上面又は下面から見た場合に第１のシールド層及び第２のシールド層の内側に配置されている。

本発明によれば、伝送特性を向上させた伝送線路、アンテナ共用器、高周波スイッチ回路を提供することが可能になる。

本発明の実施の形態においては、高周波回路におけるLTCC（低温焼成多層セラミック）やHTCC（高温焼成多層セラミック）等の誘電体基板を使用した伝送線路を例として説明する。また、この伝送線路は、SAW（Surface Acoustic Wave）フィルタ、あるいは、FBAR（Film Bulk Acoustic Resonator）フィルタ等のフィルタを用いたアンテナ共用器やアンテナスイッチ、フロントエンドモジュール等に用いられる略0.5GHz以上の高周波回路に用いるものとして説明する。以下、本発明の実施の形態を、図を用いて説明する。

図１（ａ）、（ｂ）、及び、（ｃ）はそれぞれ本発明の第１実施例に係る伝送線路の斜視透過図、その側面透過図、及び、その各層の電極パターン図を示す。誘電体多層基板１は、例えばＬＴＣＣやＨＴＣＣなどで構成されている。図１に示すように誘電体多層基板１の内部において、伝送線路２が形成されている。

前記伝送線路２は、円形スパイラル構造の線路を形成している。伝送線路２の上層には接地電極３が、伝送線路２の下層には接地電極４がそれぞれ伝送線路２を覆い配置されている。

誘電体多層基板１の表面に配置されているランド５は、ビアホール１００ａ、１００ｂにより伝送線路２の一端に接続され、伝送線路２の他端は、ビアホール１０１ｂ、１０１ａにより誘電体基板１の表面に配置されているランド６に接続されている。即ち、誘電体多層基板１の上面に配置されている表面のランド５とランド６は、それぞれ第１実施例の伝送線路の入出力端となっている。

図２は、第１実施例に係る伝送線路の各層の電極パターンを上方からみた透過図を示す。図２に示すように、前記伝送線路２は接地電極３と接地電極４により覆われて配置されている。従って、Ａ部とＢ部は接地電極３と接地電極４の内側に位置し、Ｃ部とＡ部、且つＣ部とＢ部のいずれにおいてもクロスオーバーは発生しない。つまり、伝送線路２の出力端であるＣ部から外部と接続する引き出し線を配置した場合においても、引き出し線と伝送線路２（具体的にはＡ部とＢ部）との間に接地電極３が配置されているため電磁界の結合を防ぐことができるようになる。即ち、伝送線路２の出力端は、高周波においても、伝送線路２の入力端から出力端の間のいずれの部分とも電磁界の結合を防ぐことができるため、伝送特性の劣化を防ぎ、良好な伝送特性を得ることができる。

なお、本実施例の構成では、接地電極３、４は、伝送線路２のスパイラル形状部分を十分広く覆うような構成とする。スパイラル形状部分を十分に広く覆わない場合、例えばスパイラル形状部分が接地電極３、４が覆う範囲からはみ出してしまう場合、電界、磁界の悪影響を排除しきれず、伝送特性の劣化を招くおそれがあるからである。また、スパイラル形状部分が接地電極３、４とほぼ同じ大きさの場合には、磁界が回り込んでくるためやはり伝送特性の劣化を招くおそれがある。従って、接地電極３、４は、電界、磁界の影響を十分低減できる程度に、伝送線路２のスパイラル形状部分を広く覆うような構成とすることが必要となる。

また本構成においては、接地電極３、４と伝送線路２間のキャパシタンス成分と、伝送線路２のクロスオーバー部の無い円形スパイラル構造によるインダクタ成分を調整することにより、所望の周波数帯域において所望のインピーダンス特性を得ることができる。

本実施例によれば、伝送線路２および接地電極３、４で構成されるクロスオーバー部の無い円形スパイラル構造によるインダクタンス成分とキャパシタンス成分により、ストリップ線路の長さのみで得られる位相シフト量よりも遙かに大きな位相シフト量が得られるため、非常に小さい構造で伝送線路を構成することができる。また本実施例の伝送線路は、単一層あたりの位相シフト量が大きく、線路を構成する層数を少なくできる。そのため伝送線路のサイズを小型化・薄型化できる。更に線路とビアホールの接続による線路の不連続点を少なくすることで、損失を小さくすることができ、且つ、積層ずれによる特性変動の小さい伝送線路を提供することができる。

図３（ａ）、（ｂ）、及び、（ｃ）は、それぞれ第１実施例に係る伝送線路の入力端ランド５から出力端ランド６までの振幅特性、位相特性、及び、反射特性である。これらの図によれば、本実施例に係る伝送線路は、２ＧＨｚにおいて、通過損失が０．３ｄＢ、位相シフト量が８５度、インピーダンスが５０Ωとなっている。即ちこの伝送線路は、２ＧＨｚ帯近傍において、低損失で且つ優れたλ／４変成器を構成している。

図４は本発明の第２実施例に係る伝送線路の各層の電極パターン図を示す。

本実施例では、誘電体多層基板１の内部において、第１の伝送線路８が形成され、第一の伝送線路８の下層には、第２の伝送線路９が形成されている。前記第１の伝送線路８及び第２の伝送線路９は、それぞれ、円形スパイラル構造を有しており、第１の伝送線路８と第２の伝送線路９との接続は、ビアホール１０２ｂで接続され、複数層にわたって伝送線路を構成している。

第１の伝送線路８の上層には接地電極７が、第２の伝送線路９の下層には接地電極１０が、それぞれ、第１の伝送線路８と第２の伝送線路９を覆って配置されている。
誘電体多層基板１の表面に配置されているランド１１は、ビアホール１０２ａにより第１の伝送線路８の一端に接続され、第１の伝送線路８の他端は、ビアホール１０２ｂにより第２の伝送線路９の一端に接続され、第２の伝送線路９の他端は、ビアホール１０３ｂ、１０３ａにより誘電体基板１の表面に配置されているランド１２に接続されている。即ち、誘電体多層基板１の表面に配置されているランド１１とランド１２は、それぞれ、第２実施例の伝送線路の入出力端となっている。本構成によれば、本実施例の伝送線路を流れる電流は、第１の伝送線路８と第２の伝送線路９でほぼ同一方向（反時計周り方向）となるため、伝送線路８のインダクタンス分と伝送線路９のインダクタンス分が相殺されない。従って、伝送線路全体として大きなインダクタンス分を得られることができる。本伝送線路によれば、部品寸法を増大することなく、大きな位相シフト量が得られるため、伝送線路の動作周波数を低くすることができる。

図５は第２実施例に係る伝送線路の各層の電極パターンを上方からみた透過図である。図５に示すように、前記第１の伝送線路８と第２の伝送線路９は接地電極７と接地電極１０により覆われて配置されている。従って、C部とD部のいずれの部分においても、伝送線路８、及び、伝送線路９は、接地電極７と接地電極１０の内側に位置し、Ｃ、Ｄ部とＡ部、あるいは、Ｃ、Ｄ部とＢ部のいずれにおいてもクロスオーバーは発生しない。即ち、第１の伝送線路８の入力端と第２の伝送線路９の出力端は、高周波においても、第１の伝送線路８と第２の伝送線路９で構成される伝送線路の入力端から出力端の間のいずれの部分とも電磁界の結合を防ぐことができるため、良好な伝送線路の特性を得ることができる。

また本構成においては、接地電極７、１０と第１の伝送線路８と第２の伝送線路９間のキャパシタンス成分と、第１の伝送線路８と第２の伝送線路９のクロスオーバー部の無い円形スパイラル構造によるインダクタ成分を調整することにより、所望の周波数帯域において所望のインピーダンス特性を得ることができる。

本実施例によれば、第１の伝送線路８と第２の伝送線路９および接地電極７、１０で構成されるクロスオーバー部の無い円形スパイラル構造によるインダクタンス成分とキャパシタンス成分により、ストリップ線路のみで得られる位相シフト量よりも遙かに大きな位相シフト量が得られるため、非常に小さい構造でインピーダンス変換器を構成することができる。また本実施例の伝送線路は、単一層あたりの位相シフト量が大きく、線路を構成する層数を少なくできる。そのため伝送線路のサイズを小型化・薄型化できる。

図６（ａ）、（ｂ）、及び、（ｃ）はそれぞれ、第２実施例に係る伝送線路の入力端ランド１１から出力端ランド１２までの振幅特性、位相特性、及び、反射特性である。これらの図によれば、本実施例に係る伝送線路は、８５０ＭＨｚにおいて、通過損失が０．４ｄＢ、位相シフト量が８８度、インピーダンスが５０Ωとなっている。即ちこの伝送線路は、８５０ＭＨｚ帯近傍において、低損失で且つ優れたλ／４変成器を構成している。

前記実施例では誘電体多層基板の内部に、２層にわたってクロスオーバー部の無い円形スパイラル構造の伝送線路８、及び、９を接続したが、本発明はこれに限定されるものではなく、３層以上においても、電流の流れる方向を同一にするように、クロスオーバー部の無い円形スパイラル構造体を接続することも可能である。

図７は、本発明の第３実施形態に係る伝送線路をインピーダンス変換器１４として用いたアンテナ共用器の回路図である。本アンテナ共用器において、Ｐ１はアンテナ端子、Ｐ２は受信端子、Ｐ３は送信端子である。端子Ｐ２は受信用弾性表面波フィルタ１５に、端子Ｐ３は送信用弾性表面波フィルタ１６に接続される。また受信側と送信側は並列接続点２０において並列接続されている。受信側と送信側を並列接続する際、受信側においては、並列接続点２０から見た送信周波数帯域のインピーダンスを高インピーダンスに，また、送信側においては、並列接続点２０から見た受信周波数帯域のインピーダンスを高インピーダンスにすることにより、受信信号と送信信号それぞれの漏れ込みを小さくする必要がある。このようにアンテナ共用器は、単一アンテナを用いて異なる周波数帯域の信号を共用するものであり、通信機器のアンテナに接続される。つまり、このアンテナ共用器は複数周波数の信号の送受信を共用することが可能である。

本実施形態のインピーダンス変換器１４は、並列接続点２０と受信用弾性表面波フィルタ１５の間に接続されている。即ち受信用弾性表面波フィルタ１５の並列接続点２０からみたインピーダンスは、インピーダンス変換器１４により送信帯域において高インピーダンスに変換される。また送信用弾性表面波フィルタ１６の並列接続点２０からみたインピーダンスは、受信帯域において高インピーダンスとなっているため、受信フィルタ１５と送信フィルタ１６は互いの信号の漏れ込みが少なく接続される。またインピーダンス変換器１４のインピーダンスは受信帯域において略５０Ωであるため、受信周波数帯域の高周波信号は、特性劣化が少なく端子Ｐ１から端子Ｐ２へ伝送される。従って、このインピーダンス変換器１４を使用することにより、高性能なアンテナ共用器を提供することができる。

前記実施例で使用した受信フィルタ、及び、送信フィルタは、弾性表面波フィルタに限らず、例えばＦＢＡＲフィルタなど、他の方式によるフィルタにも適用できる。

図８は、インピーダンス変換器を用いた本発明の第４実施例のアンテナ共用器の各層の電極パターン図を示す。図８に示すように誘電体多層基板１の内部において、上記実施例の伝送線路１４を形成している。伝送線路１４の上層には接地電極２４が、伝送線路１４の下層には接地電極２５がそれぞれ伝送線路１４を覆い配置されている。誘電体多層基板１の最下層は、外部出力端子用パッドが設けられ、端子２６はアンテナ端子、端子２７は受信端子、端子２８は送信端子である。誘電体多層基板１の表面に配置されているランド２１は、ビアホール１０４ａ、１０４ｂにより伝送線路１４の一端に接続され、伝送線路１４の他端は、ビアホール１０６ａにより誘電体基板１の上面に配置されている表面のランド２２に接続されている。更に、誘電体多層基板１の上面に配置されている表面のランド２２は、ビアホール１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃによりアンテナ用端子２６へ接続されている。

図９は、インピーダンス変換器を用いた本発明の第４実施例のアンテナ共用器の各層の電極パターンを上方からみた透過図である。図９に示すように、上記実施例の伝送線路１４は接地電極２４と接地電極２５により覆われて配置されている。従って、Ａ部とＢ部においても、伝送線路１４は、接地電極２４と接地電極２５の内側に位置し、Ｃ部とＡ部、及び、Ｃ部とＢ部のいずれにおいてもクロスオーバーは発生しない。即ち伝送線路１４の出力端は高周波においても、伝送線路１４の入力端から出力端の間のいずれの部分とも電磁界の結合を防ぐことができるため、良好な伝送線路の特性を得ることができる。

図１０は、インピーダンス変換器を用いた本発明の第５実施例の高周波スイッチの回路図である。この高周波スイッチ回路は、端子Ｐ４を入力端子として、周波数ｆｓにおいて、端子Ｖ１のバイアス電圧がｏｆｆの際、出力端子として端子Ｐ５を選択し、端子Ｖ１のバイアス電圧がｏｎの際、出力端子として端子Ｐ６を選択する高周波スイッチ回路である。

端子Ｖ１に電圧を印加することで抵抗Ｒ１を介して直流電流が流れ、ダイオードＤ１，Ｄ２がｏｎ状態になり、直流電流はインダクタンスＬ１を通り帰還する。このとき、ダイオードの寄生インダクタンスとキャパシタＣ３で決定される共振周波数を周波数ｆｓ近傍に設定すれば、周波数ｆｓ近傍において、上記実施例の伝送線路２９の出力端（直流遮断キャパシタンスＣ２側）が接地される。このとき伝送線路２９は周波数ｆｓにおいて、位相シフト量は９０度であるため、伝送線路２９の入力端（直流遮断キャパシタンスＣ１側）では、周波数ｆｓにおいて高インピーダンスとなるから、高周波信号は端子４から端子Ｐ６に流れる。また、端子Ｖ１のバイアス電圧がｏｆｆのときは、ダイオードＤ１，Ｄ２がｏｆｆ、且つ伝送線路２９のインピーダンスが略５０Ωであるため、高周波信号は端子Ｐ４から端子Ｐ５に流れる。この伝送線路２９を使用することにより、小型で高性能な高周波スイッチ回路を得ることができる。

前記第５実施例では、特定の周波数のλ／４変成器に関して説明したが、実施例で示した周波数とインピーダンス特性に限らず、他の周波数、インピーダンスにおいて適用可能である。

なお、各実施例で説明した伝送回路、アンテナ共用器、高周波スイッチ回路は携帯電話をはじめとする通信端末において使用されるものである。これらの伝送回路、アンテナ共用器又は高周波スイッチ回路を備えた通信端末においては、受信感度がより高く、安定した通信を実現することが可能になる。

以上に述べた上記の実施例記載の技術によれば、誘電体多層基板内にクロスオーバー部の無い円形スパイラル状の伝送線路を構成することにより、伝送線路の入力端から出力端の間のいずれの部分とも電磁界の結合を防ぐことができるため、良好な伝送線路の特性を得ることができる。

また、伝送線路の形状を円形とすることで、伝送線路に流れる電流の停滞を防ぎ、伝送線路の損失を小さくすることができる。

また、伝送線路を複数層で構成し、全ての層で伝送線路を流れる電流を同一方向とすることにより、伝送線路全体として大きなインダクタンス分を得、部品寸法を増大することなく、大きな位相シフト量が得られるため、伝送線路の動作周波数を低くすることができる。

また、隣接する導体を流れる電流が同一方向となるため、大きなインダクタンス分を得ることができ、部品寸法を増大することなく1GHz以上の高周波域でも安定な特性を得ることができる。

また、単一層あたりの位相シフト量が大きくなるため線路を構成する層数を少なくすることができるため、伝送線路の小型化・薄型化、積層ずれによる特性変動の減少、層間の接続点減少（伝送線路の不連続点減少）による伝送線路の損失の低減を図ることができる。

さらに、伝送線路をインピーダンス変換器に適用して、小型、且つ、高性能なアンテナ共用器や高周波スイッチ回路などの高周波回路装置を提供することができる。

本発明の第１実施例に係る伝送線路の斜視透過図である。 本発明の第１実施例に係る伝送線路の側面透過図である。 本発明の第１実施例に係る伝送線路の各層の電極パターン図である。 本発明の第１実施例に係る伝送線路の各層の電極パターンを上方からみた透過図である。 （a）は本発明の第１実施例に係る伝送線路の入力端から出力端までの振幅特性、（b）はその位相特性、（c）はその反射特性である。 本発明の第２実施例に係る伝送線路の各層の電極パターン図である。 本発明の第２実施例に係る各層の電極パターンを上方からみた透過図である。 （a）は本発明の第２実施例に係る伝送線路の入力端から出力端までの振幅特性、（b）はその位相特性、（c）はその反射特性である。 本発明の第３実施形態に係る伝送線路をインピーダンス変換器１４として用いたアンテナ共用器の回路図である。 本発明のインピーダンス変換器を用いた本発明第４実施例のアンテナ共用器の各層の電極パターン図である。 本発明のインピーダンス変換器を用いた本発明第４実施例のアンテナ共用器の各層の電極パターンを上方からみた透過図である。 本発明のインピーダンス変換器を用いた本発明第５実施例の高周波スイッチの回路図である。 従来のインピーダンス伝送線路の構造を示す図である。

符号の説明

１・・・誘電体多層基板、２、８、９、１４、２９・・・伝送線路、３、４、７、１０、２４、２５・・・接地電極、５、６、１１、１２、２１、２２・・・ランド、１００ａ、１００ｂ、１０１ａ、１０１ｂ、１０２ａ、１０２ｂ、１０３ａ、１０３ｂ、１０４ａ、１０４ｂ、１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ、１０６ａ・・・ビアホール、１５・・・受信用弾性表面波フィルタ、１６・・・送信用弾性表面波フィルタ、２０・・・並列接続点、２６・・・アンテナ用端子、２７・・・受信用端子、２８・・・送信用端子、１７、１９・・・シールド電極、１８・・・ミアンダ状の伝送線路、３０・・・積層基板。

Claims (15)

1. スパイラル状の伝送線路を備えた伝送回路において、
   第１の接地電極である第１のシールド層と、
   第２の接地電極である第２のシールド層と、
   前記第１のシールド層及び前記第２のシールド層と対向し、前記第１のシールド層及び前記第２のシールド層の間に配置されたスパイラル状の伝送線路と、を備え、
   前記伝送線路のスパイラル部分は、前記伝送回路の上面又は下面から見た場合に前記第１のシールド層及び第２のシールド層の内側に配置されていることを特徴とする伝送回路。
2. スパイラル状の伝送線路を備えた伝送回路において、
   第１の接地電極である第１のシールド層と、
   第２の接地電極である第２のシールド層と、
   前記第１のシールド層及び前記第２のシールド層と対向し、前記第１のシールド層及び前記第２のシールド層の間に配置されたスパイラル状の伝送線路と、を備え、
   前記第１のシールド層及び前記第２のシールド層は、前記伝送回路の上面又は下面から見た場合に前記伝送線路のスパイラル部分よりも広い範囲で前記スパイラル部分を覆うことを特徴とする伝送回路。
3. 誘電体基板と、
   前記誘電体基板に配置されたスパイラル状の伝送線路と、
   前記スパイラル状の伝送線路と対向して上面に配置された第１の接地電極である第１のシールド層と、
   前記スパイラル状の伝送線路と対向して下面に配置された第２の接地電極である第２のシールド層と、
   前記スパイラル状の伝送線路の内周端に配置された第１の端子部と、
   前記スパイラル状の伝送線路の外周端に配置された第２の端子部と、
   前記誘電体基板に配置された第３の端子部及び第４の端子部と、を備え、
   前記第１の端子部と前記第３の端子部とが接続され、
   前記第２の端子部と前記第４の端子部とが接続され、
   前記第３の端子部から外部と接続する引き出し線が前記誘電体基板に配置されていることを特徴とする伝送回路。
4. 請求項３記載の伝送回路において、
   前記第４の端子部から外部と接続する引き出し線が前記誘電体基板に配置されていることを特徴とする伝送回路。
5. 請求項３記載の伝送回路において、
   前記伝送線路のスパイラル部分は、前記伝送回路の上面又は下面から見た場合に前記第１のシールド層及び第２のシールド層の内側に配置されていることを特徴とする伝送回路。
6. 請求項３記載の伝送回路において、
   前記第１のシールド層及び前記第２のシールド層は、前記伝送回路の上面又は下面から見た場合に前記伝送線路のスパイラル部分よりも広い範囲で前記スパイラル部分を覆うことを特徴とする伝送回路。
7. 第１のスパイラル状の伝送線路と、
   前記第１のスパイラル状の伝送線路と対向して下面に配置された第２のスパイラル状の伝送線路と、
   前記第１のスパイラル状の伝送線路と対向して上面に配置された第１の接地電極である第１のシールド層と、
   前記第２のスパイラル状の伝送線路と対向して下面に配置された第２の接地電極である第２のシールド層と、を備え、
   前記第１のスパイラル状の伝送線路と第２のスパイラル状の伝送線路とでは、スパイラルの向きが逆向きであることを特徴とする伝送回路。
8. 第１のスパイラル状の伝送線路と、
   前記第１のスパイラル状の伝送線路と対向して下面に配置された第２のスパイラル状の伝送線路と、
   前記第１のスパイラル状の伝送線路と対向して上面に配置された第１の接地電極である第１のシールド層と、
   前記第２のスパイラル状の伝送線路と対向して下面に配置された第２の接地電極である第２のシールド層と、を備え、
   前記第１のスパイラル状の伝送線路に流れる電流の向きと、第２のスパイラル状の伝送線路に流れる電流の向きが略同一方向であることを特徴とする伝送回路。
9. 請求項７又は８記載の伝送回路において、
   前記第１のスパイラル状の伝送線路のスパイラルが外周端から内周端に向かう場合に反時計回りであるときは、前記第２のスパイラル状の伝送線路のスパイラルは外周端から内周端に向かう場合に時計回りであることを特徴とする伝送回路。
10. 請求項７又は８記載の伝送回路において、
    前記第１のスパイラル状の伝送線路と前記第２のスパイラル状の伝送線路は異なる層に配置されており、
    前記第１のスパイラル状の伝送線路の内周端と前記第２のスパイラル状の伝送線路の内周端とが接続されていることを特徴とする伝送回路。
11. 誘電体多層基板、及び、円形スパイラル構造を有する伝送線路により構成し、円形スパイラル構造を有する伝送線路は上記誘電体多層基板内に配置され、上記スパイラル構造を有する伝送線路の上部、あるいは、下部のうち、少なくとも一方をグランドに接地された電極にてシールドされていることを特徴とする伝送回路。
12. 円形スパイラル構造を有する伝送線路を単一層で構成した請求項１１記載の伝送回路。
13. 円形スパイラル構造を有する伝送線路を複数層で構成し、全ての層の円形スパイラル構造を有する伝送線路を流れる電流の方向を同一としたことを特徴とする請求項１１記載の伝送回路。
14. 上記請求項１から１３の何れか記載の伝送回路を備え、複数周波数の信号の送受信を共用可能なアンテナ共用器。
15. 上記請求項１から１３の何れか記載の伝送回路を備えた高周波スイッチ回路。
    

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