JP2006333690A - 電流共振型電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 電流共振型電源装置の出力直流電圧を一定にすることができる制御範囲を拡大するようにすることを目的とする。
【解決手段】 ハイサイド側スイッチング素子2とローサイド側スイッチング素子3とを交互にオンすると共にスイッチング周波数を出力直流電圧に応じて制御して定電圧にするようにした電流共振型電源装置において、このスイッチング周波数が所定範囲内では、このハイサイド側スイッチング素子2及びローサイド側スイッチング素子3のオンのデューティ比を50%とすると共にこのスイッチング周波数が所定範囲外となったときにこのハイサイド側スイッチング素子2及びローサイド側スイッチング素子3のオンのデューティ比を変えるようにしたものである。
【選択図】 図1
【解決手段】 ハイサイド側スイッチング素子2とローサイド側スイッチング素子3とを交互にオンすると共にスイッチング周波数を出力直流電圧に応じて制御して定電圧にするようにした電流共振型電源装置において、このスイッチング周波数が所定範囲内では、このハイサイド側スイッチング素子2及びローサイド側スイッチング素子3のオンのデューティ比を50%とすると共にこのスイッチング周波数が所定範囲外となったときにこのハイサイド側スイッチング素子2及びローサイド側スイッチング素子3のオンのデューティ比を変えるようにしたものである。
【選択図】 図1
Description
本発明は、種々の電子機器の電源装置として適用して好適な電流共振型電源装置に関する。
従来、スイッチング電源装置として、種々のものが提案されており、この中で、高い変換効率と低ノイズとが実現され実用化されている電流共振型電源装置がある。
従来の電流共振型電源装置の例として、図4に示す如きものが提案されている。この図4例につき説明するに、図4において、1は直流電源を示し、この直流電源1の正極をハイサイド側スイッチング素子を構成するn型のMOSFET2のドレインに接続し、このMOSFET2のソースをローサイド側スイッチング素子を構成するn型のMOSFET3のドレインに接続し、このMOSFET3のソースを直流電源1の負極に接続する。
このMOSFET2及び3を後述する駆動回路4よりの駆動信号によりオンのデューティを50%で交互にオンする如くする。このMOSFET2及び3の接続点をコンバータトランス5の1次側巻線5a及び共振用コンデンサ6の直列回路を介してMOSFET3のソースに接続する。このコンバータトランス5の1次側巻線5aと共振用コンデンサ6とで所定の共振回路を構成する。
また、コンバータトランス5の2次側巻線5bの一端を整流用のダイオード7及び平滑用のチョークコイル8の直列回路を介して一方の直流出力端子9aに接続すると共にこの2次側巻線5bの他端を整流用のダイオード10を介して、ダイオード7及びチョークコイル8の接続中点に接続し、この2次側巻線5bの中間点を他方の直流出力端子9bに接続し、この一方及び他方の直流出力端子9a及び9b間に平滑用のコンデンサ11を接続する。
また、一方の直流出力端子9aに得られる出力直流電圧を誤差電圧形成回路12を介して駆動回路4に供給する。この従来の電流共振型電源装置の駆動回路4として、図5に示す如きものが使用されていた。
この図5につき説明するに、20は三角波発振回路を示し、この三角波発振回路20は、端子20aと接地との間に接続された外部コンデンサ21を、この端子20aからの電流で充放電して得られる図6Aに示す如き三角波信号を発振する如くする。
この外部コンデンサ21を充電する電流は、この三角波発振回路20の端子20bから吐き出す電流に等しい(又は比例した)ものとする。即ちこの端子20bを抵抗器22を介して接地すると共にこの端子20bを抵抗器23を介して電流制御用のnpn型トランジスタ24のコレクタに接続し、このトランジスタ24のソースを接地し、誤差電圧形成回路12よりの出力直流電圧に応じた制御信号をこのトランジスタ24のベースに供給するようにする。
この場合、この端子20bの電圧を一定の定電圧とする如くし、この端子20bに接続されたトランジスタ24に流れる電流を制御することにより、この端子20bより吐き出す電流、即ち外部コンデンサ21の充電電流を制御する。
この外部コンデンサ21の放電電流は三角波発振回路20の内部で固定としており、この放電電流は充電電流の数倍から数十倍の電流とする。この三角波信号の放電期間はハイサイド側スイッチング素子2及びローサイド側スイッチング素子3を駆動しない期間(デッドタイム)とする。また、この三角波信号の充電期間は、ハイサイド側スイッチング素子2もしくはローサイド側スイッチング素子3のオン期間とする。
この三角波発振回路20では、図6Aに示す如き、三角波信号より、図6Bに示す如き、充電期間をハイレベル“1”とし、放電期間を“0”とする矩形波信号を得、この図6Bに示す如き矩形波信号をドライブ出力分配回路25に供給し、このドライブ出力分配回路25でハイサイド側スイッチング素子のMOSFET2をオンする図6Cに示す如き一方の駆動信号を形成すると共にローサイド側スイッチング素子のMOSFET3をオンする図6Dに示す如き他方の駆動信号を形成する。
このドライブ出力分配回路25の出力側に得られる図6C及びDに示す如き一方及び他方の駆動信号を夫々増幅回路26a及び26bを介してハイサイド側スイッチング素子を構成するMOSFET2のゲート及びローサイド側スイッチング素子を構成するMOSFET3のゲートに供給し、MOSFET2及び3を交互に50%デューティでオンする如くする。
この三角波発振回路20はトランジスタ24に流れる電流ICを制御することにより三角波信号の発振周波数を制御する。即ち、外部コンデンサ21の充電電流I1は、端子20bを流れる電流に等しく、抵抗器22に流れる電流をI0としたとき、
I1=I0+IC
である。
I1=I0+IC
である。
この三角波発振回路20の最も発振周波数が低い状態は、この外部コンデンサ21の充電電流が最も小さい即ち、端子20bの吐き出す電流が最も小さい状態であり、トランジスタ24を流れる電流ICが0即ちトランジスタ24が完全にオフした状態で、外部コンデンサ21の充電電流は抵抗器22の抵抗値RLで決るIOのみである。
この三角波発振回路20の最も発振周波数が高い状態は、この外部コンデンサ21の充電電流が最も大きい即ち、端子20bの吐き出す電流が最も大きい状態であり、トランジスタ24を流れる電流ICが最大ICMのトランジスタ24が完全にオンした状態で抵抗器23の抵抗値RHで決り、I0+ICMである。
斯かる、図4に示す如き、電流共振型電源装置は、従来は、図5に示す如き駆動回路4により駆動され出力直流電圧に応じて三角波信号の発振周波数を制御し、出力直流電圧を一定の電圧にするようにしている。即ち、出力負荷が大きい場合には三角波信号の発振周波数を下げ、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のMOSFET2及び3のスイッチング周波数を下げ、また、出力負荷が小さい場合には、三角波信号の発振周波数を上げ出力直流電圧を安定化するようにしている。
また、特許文献1にスイッチングロスやスイッチングノイズの発生を防止できる直列共振コンバータの特徴を生かしながら、周波数制御領域とPWM制御領域との併用により、全負荷から無負荷までの全領域において、可聴周波数領域で発生する騒音を防止でき、又安定動作を行いうる直列共振コンバータにおいて、容量アップを計るようにしたものが提案されている。
特開平7−107742号公報
然しながら、従来の電流共振型電源装置においては、出力直流電圧の制御範囲は図7に示す如くコンバータトランス5の1次側巻線5a及び共振用コンデンサ6で決る一定の周波数範囲Wであり、この一定の周波数範囲外では良好に制御することができない不都合があった。
この為、従来の電流共振型電源装置においては、出力負荷が軽くなるに従って三角波発振回路20の発振周波数を上げていきますが、制御可能な周波数範囲を超える前に一定の周波数fL以上に上がらないように制御するようにしており、制御範囲が比較的狭い不都合があった。
本発明は、斯かる点に鑑み、この電流共振型電源装置の出力直流電圧を一定にすることができる制御範囲を拡大するようにすることを目的とする。
本発明電流共振型電源装置は、ハイサイド側スイッチング素子とローサイド側スイッチング素子とを交互にオンすると共にスイッチング周波数を出力直流電圧に応じて制御して定電圧にするようにした電流共振型電源装置において、このスイッチング周波数が所定範囲内では、このハイサイド側スイッチング素子及びこのローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を50%とすると共にこのスイッチング周波数が所定範囲外となったときに、このハイサイド側スイッチング素子及びローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を変えるようにしたものである。
本発明によれば、スイッチング周波数が所定範囲外となったときにハイサイド側スイッチング素子及びローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を変え例えばローサイド側スイッチング素子のオン時間を所定周波数範囲を超える前の周波数fLに対応する一定時間とし、ハイサイド側スイッチング素子のオン時間を出力直流電圧に応じて小さくしてスイッチング周波数を増すようにして、スイッチング周波数が所定範囲外でも出力直流電圧を制御でき制御範囲を拡大できる。
以下、図1〜図4を参照して、本発明電流共振型電源装置を実施するための最良の形態の例につき説明する。図1において図5に対応する部分には同一符号を付して示す。
本例の電流共振型電源装置も図4に示す如く構成する。本例においては、図4に示す如く直流電源1の正極をハイサイド側スイッチング素子を構成するn型のMOSFET2のドレインに接続し、このMOSFET2のソースをローサイド側スイッチング素子を構成するn型のMOSFET3のドレインに接続し、このMOSFET3のソースを直流電源1の負極に接続する。
このMOSFET2及び3を後述する駆動回路4よりの駆動信号によりオンのデューティを50%で交互にオンする如くする。このMOSFET2及び3の接続点をコンバータトランス5の1次側巻線5a及び共振用コンデンサ6の直列回路を介してMOSFET3のソースに接続する。このコンバータトランス5の1次側巻線5aと共振用コンデンサ6とで所定の共振回路を構成する。
また、コンバータトランス5の2次側巻線5bの一端を整流用のダイオード7及び平滑用のチョークコイル8の直列回路を介して一方の直流出力端子9aに接続すると共にこの2次側巻線5bの他端を整流用のダイオード10を介して、ダイオード7及びチョークコイル8の接続中点に接続し、この2次側巻線5bの中間点を他方の直流出力端子9bに接続し、この一方及び他方の直流出力端子9a及び9b間に平滑用のコンデンサ11を接続する。
また、一方の直流出力端子9aに得られる出力直流電圧を誤差電圧形成回路12を介して駆動回路4に供給する。この本例の電流共振型電源装置の駆動回路4として、図1に示す如きものが使用する。
この、図1につき説明するに、20は三角波発振回路を示し、この三角波発振回路20は、端子20aと接地との間に接続された外部コンデンサ21を、この端子20aからの電流で充放電して得られる図2Aに示す如き三角波信号を発振する如くする。
この外部コンデンサ21を充電する電流は、この三角波発振回路20の端子20bから吐き出す電流に等しい(又は比例した)ものとする。即ちこの端子20bを抵抗器22を介して接地すると共にこの端子20bを抵抗器23を介して電流制御用のnpn型トランジスタ24のコレクタに接続し、このトランジスタ24のソースを接地し、誤差電圧形成回路12よりの出力直流電圧に応じた制御信号をこのトランジスタ24のベースに供給するようにする。
この場合、この端子20bの電圧を一定の定電圧とする如くし、この端子20bに接続されたトランジスタ24に流れる電流を制御することにより、この端子20bより吐き出す電流、即ち外部コンデンサ21の充電電流を制御する。
この外部コンデンサ21の放電電流は三角波発振回路20の内部で固定としており、この放電電流は充電電流の数倍から数十倍の電流とする。この三角波信号の放電期間はハイサイド側スイッチング素子2及びローサイド側スイッチング素子3を駆動しない期間(デッドタイム)とする。また、この三角波信号の充電期間は、ハイサイド側スイッチング素子2もしくはローサイド側スイッチング素子3のオン期間とする。
この三角波発振回路20では、図2Aに示す如き、三角波信号より、図2Bに示す如き、充電期間をハイレベル“1”とし、放電期間を“0”とする矩形波信号を得、この図2Bに示す如き矩形波信号をドライブ出力分配回路25に供給し、このドライブ出力分配回路25でハイサイド側スイッチング素子のMOSFET2をオンする図2Cに示す如き一方の駆動信号を形成すると共にローサイド側スイッチング素子のMOSFET3をオンする図2Dに示す如き他方の駆動信号を形成する。
このドライブ出力分配回路25の出力側に得られる図2C及びDに示す如き一方及び他方の駆動信号を夫々増幅回路26a及び26bを介してハイサイド側スイッチング素子を構成するMOSFET2のゲート及びローサイド側スイッチング素子を構成するMOSFET3のゲートに供給し、MOSFET2及び3を交互に50%デューティでオンする如くする。
この三角波発振回路20はトランジスタ24に流れる電流ICを制御することにより三角波信号の発振周波数を制御する。即ち、外部コンデンサ21の充電電流I1は、端子20bを流れる電流に等しく、抵抗器22に流れる電流をI0としたとき、
I1=I0+IC
である。
I1=I0+IC
である。
この三角波発振回路20の最も発振周波数が低い状態は、この外部コンデンサ21の充電電流が最も小さい即ち、端子20bの吐き出す電流が最も小さい状態であり、トランジスタ24を流れる電流ICが0即ちトランジスタ24が完全にオフした状態で、外部コンデンサ21の充電電流は抵抗器22の抵抗値RLで決るIOのみである。
この三角波発振回路20の最も発振周波数が高い状態は、この外部コンデンサ21の充電電流が最も大きい即ち、端子20bの吐き出す電流が最も大きい状態であり、トランジスタ24を流れる電流ICが最大ICMのトランジスタ24が完全にオンした状態で抵抗器23の抵抗値RHで決り、I0+ICMである。
本例においては、三角波発振回路20に端子30を設け、この端子30に端子20bと同様に一定の定電圧が供給されるようにすると共にこの端子30を抵抗器31を介して接地する。
本例においては、この抵抗器31に流れる電流即ち、この端子30より吐き出す電流を図7に示す如き出力負荷が軽くなるに従って三角波発振回路20のハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子2及び3をデューティ50%でオンする発振周波数を上げていき、制御可能なスイッチング周波数の所定範囲を超える直前の所定周波数fLとなる電流ILを流すようにする。
本例においては、スイッチング周波数が図7、図3の所定範囲Wを超えたときのローサイド側スイッチング素子のMOSFET3をオンするときの外部コンデンサ21の充電電流をこの端子30の電流とし、ハイサイド側スイッチング素子のMOSFET2をオンするときの外部コンデンサ21の充電電流を端子20bの電流とする。
本例においては、このローサイド側スイッチング素子のMOSFET3をオンするのかハイサイド側スイッチング素子2をオンするのかの情報は、この三角波発振回路20は、ドライブ出力分配回路25より得る如くしている。
また、本例においては、抵抗器22を流れる電流I0と抵抗器31を流れる電流ILとトランジスタ24に流れる最大電流(トランジスタ24が完全にオンの時)ICMとの関係を、
I0<IL<I0+ICM
となる如くする。
I0<IL<I0+ICM
となる如くする。
本例においては、図2、図3に示す如くスイッチング周波数が所定範囲Wの外部コンデンサ21の充電電流が、
I0+IC<IL
の範囲では、従来と同様に動作し、図1に示す如き駆動回路4により、ハイサイド側スイッチング素子のMOSFET2及びローサイド側スイッチング素子3は出力直流電圧に応じたスイッチング周波数で50%デューティで交互にオンし、出力直流電圧を一定の定電圧にするようにする。
I0+IC<IL
の範囲では、従来と同様に動作し、図1に示す如き駆動回路4により、ハイサイド側スイッチング素子のMOSFET2及びローサイド側スイッチング素子3は出力直流電圧に応じたスイッチング周波数で50%デューティで交互にオンし、出力直流電圧を一定の定電圧にするようにする。
即ち、出力負荷が大きい場合には三角波信号の発振周波数を下げ、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のMOSFET2及び3のスイッチング周波数を下げ、また出力負荷が小さい場合には、三角波信号の発振周波数を上げ、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のMOSFET2及び3のスイッチング周波数を上げ出力直流電圧を安定化するようにしている。
また、本例においては、図2、図3に示す如く、スイッチング周波数が所定範囲外WOの外部コンデンサ21の充電電流が、
I0+IC>IL
の範囲では、ローサイド側スイッチング素子のMOSFET3のオンデューティ(時間)を所定範囲Wを超える前の周波数fLの外部コンデンサ21の充電電流ILで決る一定時間t0とし、ハイサイド側スイッチング素子のMOSFET2のオンデューティ(時間)を出力直流電圧に応じて小さくして、スイッチング周波数を増すようにしており、図3に示す如く、スイッチング周波数が所定範囲外WOでも出力直流電圧を制御でき、制御範囲を拡大することができる。
I0+IC>IL
の範囲では、ローサイド側スイッチング素子のMOSFET3のオンデューティ(時間)を所定範囲Wを超える前の周波数fLの外部コンデンサ21の充電電流ILで決る一定時間t0とし、ハイサイド側スイッチング素子のMOSFET2のオンデューティ(時間)を出力直流電圧に応じて小さくして、スイッチング周波数を増すようにしており、図3に示す如く、スイッチング周波数が所定範囲外WOでも出力直流電圧を制御でき、制御範囲を拡大することができる。
この場合、外部コンデンサ21の充電電流が、I0+IC>ILであるので、ハイサイド側スイッチング素子のMOSFET2のオンデューティがローサイド側スイッチング素子のMOSFET3のオンデューティより狭くなる。
尚、本発明は上述例に限ることなく、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。
1…直流電源、2,3…MOSFET、4…駆動回路、5…コンバータトランス、5a…1次側巻線、6…共振用コンデンサ、12…誤差電圧形成回路、20…三角波発振回路、20a,20b,30…端子、21…外部コンデンサ、22,23,31…抵抗器、24…トランジスタ、25…ドライブ出力分配回路
Claims (3)
- ハイサイド側スイッチング素子とローサイド側スイッチング素子とを交互にオンすると共にスイッチング周波数を出力直流電圧に応じて制御して定電圧にするようにした電流共振型電源装置において、
前記スイッチング周波数が所定範囲内では、前記ハイサイド側スイッチング素子及び前記ローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を50%とすると共に前記スイッチング周波数が所定範囲外となったときに、前記ハイサイド側スイッチング素子及びローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を変えるようにしたことを特徴とする電流共振型電源装置。 - 請求項1記載の電流共振型電源装置において、
前記スイッチング周波数が所定範囲外となったときに、前記ハイサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比率を前記ローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比率に対し小さくするようにしたことを特徴とする電流共振型電源装置。 - 請求項1記載の電流共振型電源装置において、
前記スイッチング周波数が所定範囲外となったときに、前記ローサイド側スイッチング素子のオン期間を一定とし、前記ハイサイド側スイッチング素子のオン期間を制御するようにしたことを特徴とする電流共振型電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005157942A JP2006333690A (ja) | 2005-05-30 | 2005-05-30 | 電流共振型電源装置 |
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Publications (1)
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Family
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009303474A (ja) * | 2008-05-14 | 2009-12-24 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | スイッチング電源 |
WO2013114758A1 (ja) * | 2012-02-03 | 2013-08-08 | 富士電機株式会社 | 共振形dc-dcコンバータの制御装置 |
-
2005
- 2005-05-30 JP JP2005157942A patent/JP2006333690A/ja active Pending
Cited By (4)
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