JP2006333690A

JP2006333690A - Current resonance-type power supply device

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Publication number: JP2006333690A
Application number: JP2005157942A
Authority: JP
Inventors: Yuji Sekikawa; 裕治関川
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2005-05-30
Filing date: 2005-05-30
Publication date: 2006-12-07

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To extend a control range where output DC voltage of a current resonance-type power supply device can be made constant. <P>SOLUTION: In the current resonance-type power supply device, a high side switching element 2 and a low side switching element 3 are alternately turned on and a switching frequency is controlled in accordance with output DC voltage so as to make it constant voltage as shown in a figure 4. When the switching frequency is within a prescribed range, a duty ratio of ON of the high side switching element 2 and the low side switching element 3 is set to 50%. When the switching frequency becomes out of the prescribed range, the duty ratio of ON of the high side switching element 2 and the low side switching element 3 is changed. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、種々の電子機器の電源装置として適用して好適な電流共振型電源装置に関する。 The present invention relates to a current resonance type power supply device suitable for application as a power supply device for various electronic devices.

従来、スイッチング電源装置として、種々のものが提案されており、この中で、高い変換効率と低ノイズとが実現され実用化されている電流共振型電源装置がある。 Conventionally, various types of switching power supply devices have been proposed, and among them, there is a current resonance type power supply device that has been realized by realizing high conversion efficiency and low noise.

従来の電流共振型電源装置の例として、図４に示す如きものが提案されている。この図４例につき説明するに、図４において、１は直流電源を示し、この直流電源１の正極をハイサイド側スイッチング素子を構成するｎ型のＭＯＳＦＥＴ２のドレインに接続し、このＭＯＳＦＥＴ２のソースをローサイド側スイッチング素子を構成するｎ型のＭＯＳＦＥＴ３のドレインに接続し、このＭＯＳＦＥＴ３のソースを直流電源１の負極に接続する。 As an example of a conventional current resonance type power supply device, one as shown in FIG. 4 has been proposed. 4, in FIG. 4, reference numeral 1 denotes a DC power supply, the positive electrode of the DC power supply 1 is connected to the drain of an n-type MOSFET 2 constituting the high-side switching element, and the source of the MOSFET 2 is connected The n-type MOSFET 3 constituting the low-side switching element is connected to the drain, and the source of the MOSFET 3 is connected to the negative electrode of the DC power source 1.

このＭＯＳＦＥＴ２及び３を後述する駆動回路４よりの駆動信号によりオンのデューティを５０％で交互にオンする如くする。このＭＯＳＦＥＴ２及び３の接続点をコンバータトランス５の１次側巻線５ａ及び共振用コンデンサ６の直列回路を介してＭＯＳＦＥＴ３のソースに接続する。このコンバータトランス５の１次側巻線５ａと共振用コンデンサ６とで所定の共振回路を構成する。 The MOSFETs 2 and 3 are alternately turned on with a duty of 50% by a drive signal from a drive circuit 4 described later. The connection point of the MOSFETs 2 and 3 is connected to the source of the MOSFET 3 through a series circuit of the primary winding 5 a of the converter transformer 5 and the resonance capacitor 6. The primary winding 5a of the converter transformer 5 and the resonance capacitor 6 constitute a predetermined resonance circuit.

また、コンバータトランス５の２次側巻線５ｂの一端を整流用のダイオード７及び平滑用のチョークコイル８の直列回路を介して一方の直流出力端子９ａに接続すると共にこの２次側巻線５ｂの他端を整流用のダイオード１０を介して、ダイオード７及びチョークコイル８の接続中点に接続し、この２次側巻線５ｂの中間点を他方の直流出力端子９ｂに接続し、この一方及び他方の直流出力端子９ａ及び９ｂ間に平滑用のコンデンサ１１を接続する。 One end of the secondary winding 5b of the converter transformer 5 is connected to one DC output terminal 9a through a series circuit of a rectifying diode 7 and a smoothing choke coil 8, and the secondary winding 5b. Is connected to the midpoint of connection between the diode 7 and the choke coil 8 via the rectifying diode 10, and the intermediate point of the secondary winding 5b is connected to the other DC output terminal 9b. And a smoothing capacitor 11 is connected between the other DC output terminals 9a and 9b.

また、一方の直流出力端子９ａに得られる出力直流電圧を誤差電圧形成回路１２を介して駆動回路４に供給する。この従来の電流共振型電源装置の駆動回路４として、図５に示す如きものが使用されていた。 Further, the output DC voltage obtained at one DC output terminal 9 a is supplied to the drive circuit 4 via the error voltage forming circuit 12. As the drive circuit 4 of this conventional current resonance type power supply device, the one shown in FIG. 5 has been used.

この図５につき説明するに、２０は三角波発振回路を示し、この三角波発振回路２０は、端子２０ａと接地との間に接続された外部コンデンサ２１を、この端子２０ａからの電流で充放電して得られる図６Ａに示す如き三角波信号を発振する如くする。 Referring to FIG. 5, reference numeral 20 denotes a triangular wave oscillation circuit. The triangular wave oscillation circuit 20 charges and discharges an external capacitor 21 connected between the terminal 20a and the ground with a current from the terminal 20a. A triangular wave signal as shown in FIG. 6A is oscillated.

この外部コンデンサ２１を充電する電流は、この三角波発振回路２０の端子２０ｂから吐き出す電流に等しい(又は比例した)ものとする。即ちこの端子２０ｂを抵抗器２２を介して接地すると共にこの端子２０ｂを抵抗器２３を介して電流制御用のｎｐｎ型トランジスタ２４のコレクタに接続し、このトランジスタ２４のソースを接地し、誤差電圧形成回路１２よりの出力直流電圧に応じた制御信号をこのトランジスタ２４のベースに供給するようにする。 The current for charging the external capacitor 21 is assumed to be equal (or proportional) to the current discharged from the terminal 20b of the triangular wave oscillation circuit 20. That is, the terminal 20b is grounded via the resistor 22, and the terminal 20b is connected to the collector of the npn transistor 24 for current control via the resistor 23. The source of the transistor 24 is grounded to form an error voltage. A control signal corresponding to the output DC voltage from the circuit 12 is supplied to the base of the transistor 24.

この場合、この端子２０ｂの電圧を一定の定電圧とする如くし、この端子２０ｂに接続されたトランジスタ２４に流れる電流を制御することにより、この端子２０ｂより吐き出す電流、即ち外部コンデンサ２１の充電電流を制御する。 In this case, the voltage at the terminal 20b is set to a constant constant voltage, and the current flowing through the transistor 20 connected to the terminal 20b is controlled to thereby discharge the current from the terminal 20b, that is, the charging current of the external capacitor 21. To control.

この外部コンデンサ２１の放電電流は三角波発振回路２０の内部で固定としており、この放電電流は充電電流の数倍から数十倍の電流とする。この三角波信号の放電期間はハイサイド側スイッチング素子２及びローサイド側スイッチング素子３を駆動しない期間（デッドタイム）とする。また、この三角波信号の充電期間は、ハイサイド側スイッチング素子２もしくはローサイド側スイッチング素子３のオン期間とする。 The discharge current of the external capacitor 21 is fixed inside the triangular wave oscillation circuit 20, and this discharge current is several times to several tens of times the charge current. The discharge period of the triangular wave signal is a period during which the high-side switching element 2 and the low-side switching element 3 are not driven (dead time). The charging period of the triangular wave signal is an on period of the high-side switching element 2 or the low-side switching element 3.

この三角波発振回路２０では、図６Ａに示す如き、三角波信号より、図６Ｂに示す如き、充電期間をハイレベル“１”とし、放電期間を“０”とする矩形波信号を得、この図６Ｂに示す如き矩形波信号をドライブ出力分配回路２５に供給し、このドライブ出力分配回路２５でハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２をオンする図６Ｃに示す如き一方の駆動信号を形成すると共にローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３をオンする図６Ｄに示す如き他方の駆動信号を形成する。 In this triangular wave oscillation circuit 20, as shown in FIG. 6A, from the triangular wave signal, as shown in FIG. 6B, a rectangular wave signal having a charging period of high level “1” and a discharging period of “0” is obtained. Is supplied to the drive output distribution circuit 25, and the drive output distribution circuit 25 turns on the MOSFET 2 of the high-side switching element to form one drive signal as shown in FIG. 6C and the low-side switching element. The other driving signal as shown in FIG. 6D for turning on the MOSFET 3 is formed.

このドライブ出力分配回路２５の出力側に得られる図６Ｃ及びＤに示す如き一方及び他方の駆動信号を夫々増幅回路２６ａ及び２６ｂを介してハイサイド側スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴ２のゲート及びローサイド側スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴ３のゲートに供給し、ＭＯＳＦＥＴ２及び３を交互に５０％デューティでオンする如くする。 6C and D obtained on the output side of the drive output distribution circuit 25, the gate of the MOSFET 2 constituting the high-side switching element and the low-side switching via the amplifier circuits 26a and 26b, respectively, as shown in FIGS. The power is supplied to the gate of the MOSFET 3 constituting the element, and the MOSFETs 2 and 3 are alternately turned on with a 50% duty.

この三角波発振回路２０はトランジスタ２４に流れる電流ＩＣを制御することにより三角波信号の発振周波数を制御する。即ち、外部コンデンサ２１の充電電流Ｉ１は、端子２０ｂを流れる電流に等しく、抵抗器２２に流れる電流をＩ０としたとき、
Ｉ１＝Ｉ０＋ＩＣ
である。 The triangular wave oscillation circuit 20 controls the oscillation frequency of the triangular wave signal by controlling the current IC flowing through the transistor 24. That is, the charging current I1 of the external capacitor 21 is equal to the current flowing through the terminal 20b, and when the current flowing through the resistor 22 is I0,
I1 = I0 + IC
It is.

この三角波発振回路２０の最も発振周波数が低い状態は、この外部コンデンサ２１の充電電流が最も小さい即ち、端子２０ｂの吐き出す電流が最も小さい状態であり、トランジスタ２４を流れる電流ＩＣが０即ちトランジスタ２４が完全にオフした状態で、外部コンデンサ２１の充電電流は抵抗器２２の抵抗値ＲＬで決るＩＯのみである。 The state where the oscillation frequency of the triangular wave oscillation circuit 20 is the lowest is a state where the charging current of the external capacitor 21 is the smallest, that is, the current discharged from the terminal 20b is the smallest, and the current IC flowing through the transistor 24 is 0, that is, the transistor 24 is In the fully off state, the charging current of the external capacitor 21 is only IO determined by the resistance value RL of the resistor 22.

この三角波発振回路２０の最も発振周波数が高い状態は、この外部コンデンサ２１の充電電流が最も大きい即ち、端子２０ｂの吐き出す電流が最も大きい状態であり、トランジスタ２４を流れる電流ＩＣが最大ＩＣＭのトランジスタ２４が完全にオンした状態で抵抗器２３の抵抗値ＲＨで決り、Ｉ０＋ＩＣＭである。 The state where the oscillation frequency of the triangular wave oscillation circuit 20 is highest is the state where the charging current of the external capacitor 21 is the largest, that is, the state where the current discharged from the terminal 20b is the largest, and the current IC flowing through the transistor 24 is the transistor 24 having the maximum ICM. Is determined by the resistance value RH of the resistor 23 in a state where is completely turned on, and is I0 + ICM.

斯かる、図４に示す如き、電流共振型電源装置は、従来は、図５に示す如き駆動回路４により駆動され出力直流電圧に応じて三角波信号の発振周波数を制御し、出力直流電圧を一定の電圧にするようにしている。即ち、出力負荷が大きい場合には三角波信号の発振周波数を下げ、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２及び３のスイッチング周波数を下げ、また、出力負荷が小さい場合には、三角波信号の発振周波数を上げ出力直流電圧を安定化するようにしている。 Such a current resonance type power supply device as shown in FIG. 4 is conventionally driven by a drive circuit 4 as shown in FIG. 5 and controls the oscillation frequency of the triangular wave signal in accordance with the output DC voltage to keep the output DC voltage constant. I am trying to make the voltage. That is, when the output load is large, the oscillation frequency of the triangular wave signal is lowered, the switching frequency of the MOSFETs 2 and 3 of the high-side and low-side switching elements is lowered, and when the output load is small, the oscillation frequency of the triangular wave signal To stabilize the output DC voltage.

また、特許文献１にスイッチングロスやスイッチングノイズの発生を防止できる直列共振コンバータの特徴を生かしながら、周波数制御領域とＰＷＭ制御領域との併用により、全負荷から無負荷までの全領域において、可聴周波数領域で発生する騒音を防止でき、又安定動作を行いうる直列共振コンバータにおいて、容量アップを計るようにしたものが提案されている。
特開平７−１０７７４２号公報 In addition, while making use of the characteristics of the series resonant converter that can prevent the occurrence of switching loss and switching noise in Patent Document 1, by using the frequency control region and the PWM control region in combination, the audible frequency in the entire region from full load to no load. A series resonance converter capable of preventing noise generated in a region and performing stable operation has been proposed in which the capacity is increased.
JP-A-7-107742

然しながら、従来の電流共振型電源装置においては、出力直流電圧の制御範囲は図７に示す如くコンバータトランス５の１次側巻線５ａ及び共振用コンデンサ６で決る一定の周波数範囲Ｗであり、この一定の周波数範囲外では良好に制御することができない不都合があった。 However, in the conventional current resonance type power supply device, the control range of the output DC voltage is a fixed frequency range W determined by the primary winding 5a of the converter transformer 5 and the resonance capacitor 6 as shown in FIG. There is a disadvantage that good control cannot be performed outside a certain frequency range.

この為、従来の電流共振型電源装置においては、出力負荷が軽くなるに従って三角波発振回路２０の発振周波数を上げていきますが、制御可能な周波数範囲を超える前に一定の周波数ｆＬ以上に上がらないように制御するようにしており、制御範囲が比較的狭い不都合があった。 For this reason, in the conventional current resonance type power supply device, the oscillation frequency of the triangular wave oscillation circuit 20 is increased as the output load becomes lighter. However, the frequency does not rise above a certain frequency fL before exceeding the controllable frequency range. Thus, the control range is relatively narrow.

本発明は、斯かる点に鑑み、この電流共振型電源装置の出力直流電圧を一定にすることができる制御範囲を拡大するようにすることを目的とする。 In view of this point, the present invention has an object to expand a control range in which the output DC voltage of the current resonance type power supply device can be made constant.

本発明電流共振型電源装置は、ハイサイド側スイッチング素子とローサイド側スイッチング素子とを交互にオンすると共にスイッチング周波数を出力直流電圧に応じて制御して定電圧にするようにした電流共振型電源装置において、このスイッチング周波数が所定範囲内では、このハイサイド側スイッチング素子及びこのローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を５０％とすると共にこのスイッチング周波数が所定範囲外となったときに、このハイサイド側スイッチング素子及びローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を変えるようにしたものである。 The current resonance type power supply device according to the present invention is a current resonance type power supply device in which the high side switching element and the low side switching element are alternately turned on and the switching frequency is controlled according to the output DC voltage to be a constant voltage. When the switching frequency is within a predetermined range, the on-side duty ratio of the high-side switching element and the low-side switching element is set to 50% and the high-side switching element is out of the predetermined range. The duty ratio of ON of the side switching element and the low side switching element is changed.

本発明によれば、スイッチング周波数が所定範囲外となったときにハイサイド側スイッチング素子及びローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を変え例えばローサイド側スイッチング素子のオン時間を所定周波数範囲を超える前の周波数ｆＬに対応する一定時間とし、ハイサイド側スイッチング素子のオン時間を出力直流電圧に応じて小さくしてスイッチング周波数を増すようにして、スイッチング周波数が所定範囲外でも出力直流電圧を制御でき制御範囲を拡大できる。 According to the present invention, when the switching frequency is out of the predetermined range, the on-duty ratio of the high-side switching element and the low-side switching element is changed, for example, the on-time of the low-side switching element before the predetermined frequency range is exceeded. The output DC voltage can be controlled even when the switching frequency is outside the predetermined range by setting the constant time corresponding to the frequency fL and decreasing the ON time of the high-side switching element according to the output DC voltage to increase the switching frequency. Can be expanded.

以下、図１〜図４を参照して、本発明電流共振型電源装置を実施するための最良の形態の例につき説明する。図１において図５に対応する部分には同一符号を付して示す。 Hereinafter, an example of the best mode for carrying out the current resonance type power supply device of the present invention will be described with reference to FIGS. In FIG. 1, parts corresponding to those in FIG.

本例の電流共振型電源装置も図４に示す如く構成する。本例においては、図４に示す如く直流電源１の正極をハイサイド側スイッチング素子を構成するｎ型のＭＯＳＦＥＴ２のドレインに接続し、このＭＯＳＦＥＴ２のソースをローサイド側スイッチング素子を構成するｎ型のＭＯＳＦＥＴ３のドレインに接続し、このＭＯＳＦＥＴ３のソースを直流電源１の負極に接続する。 The current resonance type power supply device of this example is also configured as shown in FIG. In this example, as shown in FIG. 4, the positive electrode of the DC power source 1 is connected to the drain of the n-type MOSFET 2 constituting the high-side switching element, and the source of the MOSFET 2 is the n-type MOSFET 3 constituting the low-side switching element. The source of this MOSFET 3 is connected to the negative electrode of the DC power source 1.

また、一方の直流出力端子９ａに得られる出力直流電圧を誤差電圧形成回路１２を介して駆動回路４に供給する。この本例の電流共振型電源装置の駆動回路４として、図１に示す如きものが使用する。 Further, the output DC voltage obtained at one DC output terminal 9 a is supplied to the drive circuit 4 via the error voltage forming circuit 12. As the drive circuit 4 of the current resonance type power supply device of this example, the drive circuit 4 shown in FIG. 1 is used.

この、図１につき説明するに、２０は三角波発振回路を示し、この三角波発振回路２０は、端子２０ａと接地との間に接続された外部コンデンサ２１を、この端子２０ａからの電流で充放電して得られる図２Ａに示す如き三角波信号を発振する如くする。 As shown in FIG. 1, reference numeral 20 denotes a triangular wave oscillation circuit. The triangular wave oscillation circuit 20 charges and discharges an external capacitor 21 connected between the terminal 20a and the ground with a current from the terminal 20a. A triangular wave signal as shown in FIG. 2A is oscillated.

この三角波発振回路２０では、図２Ａに示す如き、三角波信号より、図２Ｂに示す如き、充電期間をハイレベル“１”とし、放電期間を“０”とする矩形波信号を得、この図２Ｂに示す如き矩形波信号をドライブ出力分配回路２５に供給し、このドライブ出力分配回路２５でハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２をオンする図２Ｃに示す如き一方の駆動信号を形成すると共にローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３をオンする図２Ｄに示す如き他方の駆動信号を形成する。 In this triangular wave oscillation circuit 20, as shown in FIG. 2A, a rectangular wave signal having a charging period of “1” and a discharging period of “0” is obtained from the triangular wave signal as shown in FIG. 2B. Is supplied to the drive output distribution circuit 25, and the drive output distribution circuit 25 turns on the MOSFET 2 of the high-side switching element to form one drive signal as shown in FIG. 2C and the low-side switching element. The other drive signal as shown in FIG. 2D for turning on the MOSFET 3 is formed.

このドライブ出力分配回路２５の出力側に得られる図２Ｃ及びＤに示す如き一方及び他方の駆動信号を夫々増幅回路２６ａ及び２６ｂを介してハイサイド側スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴ２のゲート及びローサイド側スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴ３のゲートに供給し、ＭＯＳＦＥＴ２及び３を交互に５０％デューティでオンする如くする。 2C and D obtained on the output side of the drive output distribution circuit 25, the gate of the MOSFET 2 constituting the high-side switching element and the low-side switching via the amplifier circuits 26a and 26b, respectively, as shown in FIGS. The power is supplied to the gate of the MOSFET 3 constituting the element, and the MOSFETs 2 and 3 are alternately turned on with a 50% duty.

本例においては、三角波発振回路２０に端子３０を設け、この端子３０に端子２０ｂと同様に一定の定電圧が供給されるようにすると共にこの端子３０を抵抗器３１を介して接地する。 In this example, the triangular wave oscillation circuit 20 is provided with a terminal 30 so that a constant constant voltage is supplied to the terminal 30 similarly to the terminal 20 b and the terminal 30 is grounded via a resistor 31.

本例においては、この抵抗器３１に流れる電流即ち、この端子３０より吐き出す電流を図７に示す如き出力負荷が軽くなるに従って三角波発振回路２０のハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子２及び３をデューティ５０％でオンする発振周波数を上げていき、制御可能なスイッチング周波数の所定範囲を超える直前の所定周波数ｆＬとなる電流ＩＬを流すようにする。 In this example, the current flowing through the resistor 31, that is, the current discharged from the terminal 30, causes the high-side and low-side switching elements 2 and 3 of the triangular wave oscillation circuit 20 to become duty cycle as the output load as shown in FIG. The oscillation frequency which is turned on at 50% is increased, and a current IL having a predetermined frequency fL immediately before exceeding a predetermined range of controllable switching frequency is supplied.

本例においては、スイッチング周波数が図７、図３の所定範囲Ｗを超えたときのローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３をオンするときの外部コンデンサ２１の充電電流をこの端子３０の電流とし、ハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２をオンするときの外部コンデンサ２１の充電電流を端子２０ｂの電流とする。 In this example, the charging current of the external capacitor 21 when turning on the MOSFET 3 of the low-side switching element when the switching frequency exceeds the predetermined range W of FIGS. The charging current of the external capacitor 21 when turning on the MOSFET 2 of the switching element is defined as the current of the terminal 20b.

本例においては、このローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３をオンするのかハイサイド側スイッチング素子２をオンするのかの情報は、この三角波発振回路２０は、ドライブ出力分配回路２５より得る如くしている。 In this example, the triangular wave oscillation circuit 20 obtains information from the drive output distribution circuit 25 about whether to turn on the MOSFET 3 of the low side switching element or to turn on the high side switching element 2.

また、本例においては、抵抗器２２を流れる電流Ｉ０と抵抗器３１を流れる電流ＩＬとトランジスタ２４に流れる最大電流（トランジスタ２４が完全にオンの時）ＩＣＭとの関係を、
Ｉ０＜ＩＬ＜Ｉ０＋ＩＣＭ
となる如くする。 In this example, the relationship between the current I0 flowing through the resistor 22, the current IL flowing through the resistor 31, and the maximum current flowing through the transistor 24 (when the transistor 24 is completely on) ICM is expressed as follows:
I0 <IL <I0 + ICM
Make sure that

本例においては、図２、図３に示す如くスイッチング周波数が所定範囲Ｗの外部コンデンサ２１の充電電流が、
Ｉ０＋ＩＣ＜ＩＬ
の範囲では、従来と同様に動作し、図１に示す如き駆動回路４により、ハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２及びローサイド側スイッチング素子３は出力直流電圧に応じたスイッチング周波数で５０％デューティで交互にオンし、出力直流電圧を一定の定電圧にするようにする。 In this example, as shown in FIGS. 2 and 3, the charging current of the external capacitor 21 whose switching frequency is within a predetermined range W is
I0 + IC <IL
1, the driving circuit 4 as shown in FIG. 1 causes the high-side switching element MOSFET 2 and the low-side switching element 3 to alternately alternate at a switching frequency corresponding to the output DC voltage with a 50% duty. Turn on to make the output DC voltage constant.

即ち、出力負荷が大きい場合には三角波信号の発振周波数を下げ、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２及び３のスイッチング周波数を下げ、また出力負荷が小さい場合には、三角波信号の発振周波数を上げ、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２及び３のスイッチング周波数を上げ出力直流電圧を安定化するようにしている。 That is, when the output load is large, the oscillation frequency of the triangular wave signal is decreased, the switching frequency of the MOSFETs 2 and 3 of the high-side and low-side switching elements is decreased, and when the output load is small, the oscillation frequency of the triangular wave signal is decreased. The switching frequency of the MOSFETs 2 and 3 of the high-side and low-side switching elements is increased to stabilize the output DC voltage.

また、本例においては、図２、図３に示す如く、スイッチング周波数が所定範囲外ＷＯの外部コンデンサ２１の充電電流が、
Ｉ０＋ＩＣ＞ＩＬ
の範囲では、ローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３のオンデューティ(時間)を所定範囲Ｗを超える前の周波数ｆＬの外部コンデンサ２１の充電電流ＩＬで決る一定時間ｔ０とし、ハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２のオンデューティ(時間)を出力直流電圧に応じて小さくして、スイッチング周波数を増すようにしており、図３に示す如く、スイッチング周波数が所定範囲外ＷＯでも出力直流電圧を制御でき、制御範囲を拡大することができる。 In this example, as shown in FIGS. 2 and 3, the charging current of the external capacitor 21 whose switching frequency is outside the predetermined range WO is
I0 + IC> IL
In this range, the on-duty (time) of the MOSFET 3 of the low-side switching element is set to a fixed time t0 determined by the charging current IL of the external capacitor 21 having a frequency fL before exceeding the predetermined range W, and the MOSFET 2 of the high-side switching element is turned The duty (time) is reduced in accordance with the output DC voltage to increase the switching frequency. As shown in FIG. 3, the output DC voltage can be controlled even when the switching frequency is outside the predetermined range, and the control range is expanded. be able to.

この場合、外部コンデンサ２１の充電電流が、Ｉ０＋ＩＣ＞ＩＬであるので、ハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２のオンデューティがローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３のオンデューティより狭くなる。 In this case, since the charging current of the external capacitor 21 is I0 + IC> IL, the on-duty of the MOSFET 2 of the high-side switching element is narrower than the on-duty of the MOSFET 3 of the low-side switching element.

尚、本発明は上述例に限ることなく、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。 Of course, the present invention is not limited to the above-described example, and various other configurations can be adopted without departing from the gist of the present invention.

本発明電流共振型電源装置を実施するための最良の形態の例の要部の構成図である。It is a block diagram of the principal part of the example of the best form for implementing this invention current resonance type | mold power supply device. 本発明の説明に供する線図である。It is a diagram with which it uses for description of this invention. 本発明の説明に供する線図である。It is a diagram with which it uses for description of this invention. 電流共振型電源装置の例を示す構成図である。It is a block diagram which shows the example of a current resonance type power supply device. 従来の駆動回路の例を示す構成図である。It is a block diagram showing an example of a conventional drive circuit. 従来例の説明に供する線図である。It is a diagram with which it uses for description of a prior art example. 従来例の説明に供する線図である。It is a diagram with which it uses for description of a prior art example.

符号の説明Explanation of symbols

１…直流電源、２，３…ＭＯＳＦＥＴ、４…駆動回路、５…コンバータトランス、５ａ…１次側巻線、６…共振用コンデンサ、１２…誤差電圧形成回路、２０…三角波発振回路、２０ａ，２０ｂ，３０…端子、２１…外部コンデンサ、２２，２３，３１…抵抗器、２４…トランジスタ、２５…ドライブ出力分配回路
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power supply, 2, 3 ... MOSFET, 4 ... Drive circuit, 5 ... Converter transformer, 5a ... Primary side winding, 6 ... Resonance capacitor, 12 ... Error voltage formation circuit, 20 ... Triangular wave oscillation circuit, 20a, 20b, 30 ... terminal, 21 ... external capacitor, 22, 23, 31 ... resistor, 24 ... transistor, 25 ... drive output distribution circuit

Claims

ハイサイド側スイッチング素子とローサイド側スイッチング素子とを交互にオンすると共にスイッチング周波数を出力直流電圧に応じて制御して定電圧にするようにした電流共振型電源装置において、
前記スイッチング周波数が所定範囲内では、前記ハイサイド側スイッチング素子及び前記ローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を５０％とすると共に前記スイッチング周波数が所定範囲外となったときに、前記ハイサイド側スイッチング素子及びローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を変えるようにしたことを特徴とする電流共振型電源装置。 In the current resonance type power supply device in which the high-side switching element and the low-side switching element are alternately turned on and the switching frequency is controlled according to the output DC voltage to be a constant voltage.
When the switching frequency is within a predetermined range, an ON duty ratio of the high-side switching element and the low-side switching element is set to 50%, and the high-side switching is performed when the switching frequency is out of the predetermined range. A current resonance type power supply device characterized in that the on-duty ratio of the element and the low-side switching element is changed.

請求項１記載の電流共振型電源装置において、
前記スイッチング周波数が所定範囲外となったときに、前記ハイサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比率を前記ローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比率に対し小さくするようにしたことを特徴とする電流共振型電源装置。 The current resonance type power supply device according to claim 1,
A current resonance type wherein the ON duty ratio of the high-side switching element is made smaller than the ON duty ratio of the low-side switching element when the switching frequency is out of a predetermined range. Power supply.

請求項１記載の電流共振型電源装置において、
前記スイッチング周波数が所定範囲外となったときに、前記ローサイド側スイッチング素子のオン期間を一定とし、前記ハイサイド側スイッチング素子のオン期間を制御するようにしたことを特徴とする電流共振型電源装置。
The current resonance type power supply device according to claim 1,
When the switching frequency is out of a predetermined range, the on-period of the low-side switching element is made constant and the on-period of the high-side switching element is controlled. .