JP2006271181A - 充電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】太陽電池によって電気二重層キャパシタ(以下、「キャパシタ」という)を充電する充電装置において、太陽電池によるキャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池からキャパシタへの電気エネルギーの流れを制御する。
【解決手段】充電装置10を、(a)少なくともスイッチ40を有し、そのスイッチの可変のデューティ比に応じて、太陽電池12からキャパシタ14に供給される電力を変換するDC−DCコンバータ32と、(b)キャパシタの充電電流を検出する検出回路50と、(c)その検出回路によって検出された充電電流Icは参照するが、キャパシタの充電電圧Vcは参照することなく、そのキャパシタの充電電流が実質的に極大化するようにデューティ比を決定し、その決定されたデューティ比が実現されるようにスイッチを制御するコントローラ60とを含むものとする。
【選択図】図1
【解決手段】充電装置10を、(a)少なくともスイッチ40を有し、そのスイッチの可変のデューティ比に応じて、太陽電池12からキャパシタ14に供給される電力を変換するDC−DCコンバータ32と、(b)キャパシタの充電電流を検出する検出回路50と、(c)その検出回路によって検出された充電電流Icは参照するが、キャパシタの充電電圧Vcは参照することなく、そのキャパシタの充電電流が実質的に極大化するようにデューティ比を決定し、その決定されたデューティ比が実現されるようにスイッチを制御するコントローラ60とを含むものとする。
【選択図】図1
Description
本発明は、太陽電池によって電気二重層キャパシタを充電する技術に関し、特に、太陽電池による電気二重層キャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池から電気二重層キャパシタへの電気エネルギーの流れを制御する技術に関する。
自然エネルギーを利用して電気エネルギーを発生させる発電素子の一例として太陽電池が存在する。また、そのような発電素子によって発生させられた電気エネルギーを蓄積する蓄電素子の一例として電気二重層キャパシタ(以下、単に「キャパシタ」という。)も存在する。
太陽電池によってキャパシタを充電するために、それら太陽電池とキャパシタとに充電装置が接続されて使用される。この充電装置の一例においては、太陽電池によるキャパシタの充電効率を増加させるために、太陽電池によって発電された直流電圧を変換してキャパシタに供給するコンバータが使用される。このコンバータの一例は、スイッチング型コンバータである。
一般に、太陽電池には、発電電力が発電電圧および発電電流に関して極大点を有するという特性がある。そのため、太陽電池を使用する場合には、太陽電池の発電電圧または発電電流が変化すると、それに伴って発電電力すなわち太陽電池の出力エネルギーが変化する。
一方、キャパシタには、それの充電状態すなわちキャパシタに蓄積されている電荷の量に応じて電圧が大きく変化するという特徴がある。この特徴は、キャパシタに固有のものであり、他の種類の蓄電素子には存在しない。
以上説明した特性や特徴を有する太陽電池とキャパシタとに接続されて使用される充電装置の一従来例が存在する(例えば、特許文献1参照。)。この従来例は、スイッチ、コイルおよびダイオードを有するスイッチング型コンバータと、太陽電池の発電電流を検出する電流検出回路と、太陽電池の発電電圧を検出する電圧検出回路と、それらスイッチング型コンバータと電流検出回路と電圧検出回路とに接続されたコントローラとを含むように構成されている。
この従来例においては、そのコントローラが、電流検出回路によって検出された発電電流と、電圧検出回路によって検出された発電電圧とに基づき、太陽電池の発電電力が極大化するようにスイッチのデューティ比の最適値を決定する。このコントローラは、その決定されたデューティ比の最適値が実現されるように、スイッチのオンオフ状態を制御する。
特開2002−199614号公報
この従来例においては、太陽電池の発電電力を極大化するために、その太陽電池につき、電圧と電流という2種類の物理量を検出しなければならない。そのため、それら2種類の物理量を検出するためのハードウエア構成が、1つの物理量を検出すれば足りる場合より複雑化し易い。
さらに、この従来例においては、太陽電池の発電電力が極大化するようにスイッチのデューティ比を決定するために、(a)発電電力の極大化を実現する発電電圧と発電電流との関係を予め記憶しておき、その関係に従ってスイッチのデューティ比の最適値を決定する手法や、(b)発電電圧の検出値と発電電流の検出値との積として発電電力を計算し、その発電電力が極大化するようにスイッチのデューティ比の最適値を探索的に決定する手法を採用することが可能である。
しかしながら、この従来例においては、それら2種類の手法のいずれを採用するにしても、太陽電池につき、電圧、電流および電力という3つの物理量をいずれも可変値として取り扱わなければならない。そのため、スイッチのデューティ比の最適値を決定するための論理構成(電子回路の構成やソフトウエア構成)が、それより少ない数の物理量を可変値として取り扱えば足りる場合より複雑化し易い。
以上説明した事情を背景として、本発明は、太陽電池によって電気二重層キャパシタを充電する技術において、太陽電池による電気二重層キャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池から電気二重層キャパシタへの電気エネルギーの流れを制御するスイッチのデューティ比をより正確に決定することを課題としてなされたものである。
本発明によって下記の各態様が得られる。各態様は、項に区分し、各項には番号を付し、必要に応じて他の項の番号を引用する形式で記載する。これは、本発明が採用し得る技術的特徴の一部およびそれの組合せの理解を容易にするためであり、本発明が採用し得る技術的特徴およびそれの組合せが以下の態様に限定されると解釈すべきではない。すなわち、下記の態様には記載されていないが本明細書には記載されている技術的特徴を本発明の技術的特徴として適宜抽出して採用することは妨げられないと解釈すべきなのである。
さらに、各項を他の項の番号を引用する形式で記載することが必ずしも、各項に記載の技術的特徴を他の項に記載の技術的特徴から分離させて独立させることを妨げることを意味するわけではなく、各項に記載の技術的特徴をその性質に応じて適宜独立させることが可能であると解釈すべきである。
(1) 発電電力が発電電圧および発電電流に関して極大点を有する太陽電池によって電気二重層キャパシタを充電するために、それら太陽電池と電気二重層キャパシタとに接続されて使用される充電装置であって、
少なくともスイッチを有し、そのスイッチの可変のデューティ比に応じて、前記太陽電池から前記電気二重層キャパシタに供給される電力を変換するDC−DCコンバータと、
前記電気二重層キャパシタの充電電流を検出する検出回路と、
その検出回路によって検出された充電電流は参照するが、前記電気二重層キャパシタの充電電圧は参照することなく、その電気二重層キャパシタの充電電流が実質的に極大化するように前記デューティ比を決定し、その決定されたデューティ比が実現されるように前記スイッチを制御するコントローラと
を含む充電装置。
少なくともスイッチを有し、そのスイッチの可変のデューティ比に応じて、前記太陽電池から前記電気二重層キャパシタに供給される電力を変換するDC−DCコンバータと、
前記電気二重層キャパシタの充電電流を検出する検出回路と、
その検出回路によって検出された充電電流は参照するが、前記電気二重層キャパシタの充電電圧は参照することなく、その電気二重層キャパシタの充電電流が実質的に極大化するように前記デューティ比を決定し、その決定されたデューティ比が実現されるように前記スイッチを制御するコントローラと
を含む充電装置。
後に詳述するように、太陽電池からスイッチを経て電気二重層キャパシタ(以下、単に「キャパシタ」という。)に流れ込む電気エネルギーの瞬間値は、充電電圧と充電電流との積で表される。また、短い時間的範囲内で観察すれば、キャパシタの充電電圧はほぼ一定である。したがって、キャパシタに流れ込む電気エネルギーの量は、そのキャパシタに流れ込む電流すなわち充電電流に比例する。
よって、短い時間的範囲内においては、キャパシタの充電電流さえ考慮すれば、それの充電電圧は考慮しなくても、キャパシタに流れ込む電気エネルギーが多いか少ないかという判定を十分に正確に行い得る。
以上説明した知見に基づき、本項に係る充電装置においては、検出回路によって検出されたキャパシタの充電電流は参照するが、そのキャパシタの充電電圧は参照することなく、スイッチのデューティ比が決定される。
したがって、この充電装置によれば、キャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池またはキャパシタにつき、電圧および電流という2種類の物理量を検出しなければならない場合より、必要な物理量を検出するためのハードウエア構成(例えば、検出回路)を単純化することが容易である。
さらに、この充電装置によれば、キャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池またはキャパシタにつき、電圧、電流および電力という3つの物理量をいずれも可変値として取り扱うことが不要となり、その結果、スイッチのデューティ比の最適値を決定するための論理構成(電子回路の構成やソフトウエア構成)を単純化することも容易である。
ところで、この種の充電装置においては、太陽電池からキャパシタに取り込まれる電力が極大化すること、すなわち、キャパシタの充電電力が極大化することが究極的な目的である。これに対し、前述の従来例においては、太陽電池からキャパシタへの電気エネルギーの流れを制御するスイッチを太陽電池の発電電力が極大化するように制御すれば、キャパシタの充電電力も極大化するという線形的依存関係を前提とし、その前提のもと、太陽電池の発電電力が極大化するようにスイッチが制御される。
しかしながら、その依存関係がすべての充電装置において成立するとは限らない。例えば、充電装置のうち、太陽電池からキャパシタに電気エネルギーを供給する電気回路が線形回路として構成される環境においては、その線形的依存関係が成立する。これに対し、その電気回路が非線形素子(例えば、ダイオードを始めとする多くの半導体素子)を含む環境においては、その線形的依存関係が成立しない。そのため、前述の従来例を実施すると、太陽電池の発電電力は極大化するが、キャパシタの充電電力は極大化しないという事態が発生してしまう。
これに対し、本項に係る充電装置においては、キャパシタの充電電流が実質的に極大化するようにスイッチのデューティ比が決定される。したがって、この充電装置によれば、太陽電池とキャパシタとの間の電気回路の特性にかかわらず、太陽電池からキャパシタに取り込まれる電力が極大化するという究極的な目的を確実に達成することが容易となる。
本項における「DC−DCコンバータ」の一例は、スイッチと、コイルと、ダイオードとを含むように構成され、また、別の例は、スイッチと、コイルと、転流回路のトランジスタまたはFETとを含む同期整流方式として構成される。
(2) さらに、前記太陽電池の発電電圧を安定化させるためにその太陽電池に並列に接続されるコンデンサを含み、そのコンデンサの静電容量が前記電気二重層キャパシタの静電容量より小さい(1)項に記載の充電装置。
この充電装置においては、スイッチのオフ状態においては、太陽電池からコンデンサへの電気エネルギーの放出が許可される。したがって、この充電装置によれば、スイッチのオンオフ動作にもかかわらず、太陽電池から電気エネルギーの放出が許可される結果、太陽電池の発電電圧すなわちコンデンサの端子電圧が安定化する。
したがって、この充電装置によれば、スイッチのオンオフ動作にもかかわらず、太陽電池の発電電圧が安定化し、ひいては、キャパシタの充電電圧も安定化し、このことは、キャパシタの充電電圧を検出することなくそのキャパシタの充電電力の極大化を精度よく行うために有効に寄与する。
(3) 前記コントローラは、
前記充電電流を記憶する記憶部と、
前記充電電流に基づいて前記デューティ比を決定する決定部と
を含む(1)または(2)項に記載の充電装置。
前記充電電流を記憶する記憶部と、
前記充電電流に基づいて前記デューティ比を決定する決定部と
を含む(1)または(2)項に記載の充電装置。
(4) 前記記憶部は、前記検出回路による充電電流の検出値をデジタルデータとして記憶するデジタルメモリを含む(3)項に記載の充電装置。
(5) 前記記憶部は、前記検出回路による充電電流の検出値をアナログ信号として記憶するアナログメモリを含む(3)項に記載の充電装置。
(6) 前記アナログメモリは、指令されたサンプリングタイミングで、前記検出回路による充電電流の検出値をサンプリングして保持するサンプルホールド回路を含む(5)項に記載の充電装置。
(7) 前記アナログメモリは、前記検出回路による充電電流の検出値を互いに異なるサンプリングタイミングでそれぞれサンプリングして保持する少なくとも2個のサンプルホールド回路を含み、
前記決定部は、それら少なくとも2個のサンプルホールド回路によってそれぞれ保持された少なくとも2個の検出値のうちの現在検出値を表すアナログ電圧信号と、少なくとも1個の過去検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する(6)項に記載の充電装置。
前記決定部は、それら少なくとも2個のサンプルホールド回路によってそれぞれ保持された少なくとも2個の検出値のうちの現在検出値を表すアナログ電圧信号と、少なくとも1個の過去検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する(6)項に記載の充電装置。
(8) 前記アナログメモリは、前記検出回路による充電電流の検出値をサンプリングタイミングでサンプリングして、過去検出値として保持するサンプルホールド回路を含み、
前記決定部は、そのサンプルホールド回路によって保持された過去検出値を表すアナログ電圧信号と、前記検出回路による充電電流の現在検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する(6)項に記載の充電装置。
前記決定部は、そのサンプルホールド回路によって保持された過去検出値を表すアナログ電圧信号と、前記検出回路による充電電流の現在検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する(6)項に記載の充電装置。
(9) 前記決定部は、前記デューティ比の最適値を探索的に決定するために、前記デューティ比を離散的に強制的に変更する強制的変更サイクルを反復し、各回の強制的変更サイクルにおいては、前記デューティ比の強制的変更に対する前記充電電流の応答に応じ、前記充電電流が実質的に極大化するように前記デューティ比を決定する(3)ないし(8)項のいずれかに記載の充電装置。
本項に係る充電装置の一具体例においては、スイッチのデューティ比の強制的変更(増加または減少)に対するキャパシタの充電電流の応答(増加または減少)の勾配が、その充電電流がそれの極大値に近づくにつれて減少するという事実に着目し、デューティ比の最適値が探索的に決定される。
具体的には、例えば、前記決定部が、今回の強制的変更の向きと同じ向きを有する場合には、次回の強制的変更を今回前記決定部が、各回の強制的変更サイクルにおいて、スイッチのデューティ比の強制的変更(増加または減少)に対するキャパシタの充電電流の応答(増加または減少)が、今回の強制的変更の向きと同じ向きを有する場合には、次回の強制的変更を今回の強制的変更と同じ向きで行い、また、充電電流の応答が実質的に0である場合には、充電電流の今回値が実質的に極大値であるとして、次回の強制的変更を省略し、また、充電電流の応答が、今回の強制的変更の向きとは逆向きを有する場合には、次回の強制的変更を今回の強制的変更とは逆向きで行う。
(10) 前記決定部は、前記各回の強制的変更サイクルにおいて、今回の強制的変更が行われる前に前記検出回路によって検出された充電電流である前回検出値と、今回の強制的変更が行われた後に前記検出回路によって検出された充電電流である今回検出値とを互いに比較し、その比較結果を用いて前記充電電流の応答を監視する(9)項に記載の充電装置。
本項に係る充電装置の一具体例においては、前記決定部が、各回の強制的変更サイクルにおいて、キャパシタの充電電流に関する前回検出値と今回検出値との大小関係を判定し、両者が互いに一致しない場合には、今回検出値の前回検出値からの変化状態(変化方向と変化量とのうち少なくとも変化量を含む。)を、今回の強制的変更に対する充電電流の応答として監視し、次回の強制的変更サイクルにおいて、その監視された変化状態に基づき、デューティ比の今回の強制的変更の内容を決定する。
(11) 前記記憶部は、
前記検出回路による充電電流の検出値を互いに異なるサンプリングタイミングでサンプリングして保持する第1および第2のサンプルホールド回路と、
それら第1および第2のサンプルホールド回路による検出値のサンプリングが交互に行われるように、各サンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングをそれぞれ決定するタイミング回路と
を含み、
前記決定部は、
前記第1および第2のサンプルホールド回路にそれぞれ保持された2個の検出値を互いに比較する比較回路と、
前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
を含む(3)ないし(10)項のいずれかに記載の充電装置。
前記検出回路による充電電流の検出値を互いに異なるサンプリングタイミングでサンプリングして保持する第1および第2のサンプルホールド回路と、
それら第1および第2のサンプルホールド回路による検出値のサンプリングが交互に行われるように、各サンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングをそれぞれ決定するタイミング回路と
を含み、
前記決定部は、
前記第1および第2のサンプルホールド回路にそれぞれ保持された2個の検出値を互いに比較する比較回路と、
前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
を含む(3)ないし(10)項のいずれかに記載の充電装置。
(12) 前記記憶部は、
前記検出回路による充電電流の検出値を保持するサンプルホールド回路と、
そのサンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングを決定するタイミング回路と
を含み、
前記決定部は、
前記サンプルホールド回路によって保持された検出値と、前記検出回路による充電電流の検出値の最新値とを互いに比較する比較回路と、
前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
を含む(3)ないし(10)項のいずれかに記載の充電装置。
前記検出回路による充電電流の検出値を保持するサンプルホールド回路と、
そのサンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングを決定するタイミング回路と
を含み、
前記決定部は、
前記サンプルホールド回路によって保持された検出値と、前記検出回路による充電電流の検出値の最新値とを互いに比較する比較回路と、
前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
を含む(3)ないし(10)項のいずれかに記載の充電装置。
(13) 前記コントローラは、さらに、前記決定されたデューティ比が実現されるように前記スイッチを制御するスイッチ制御回路を含む(1)ないし(12)項のいずれかに記載の充電装置。
(14) 前記スイッチ制御回路は、前記コントローラのコンピュータからの信号に基づき、前記スイッチをオン状態とオフ状態とに切り替える(13)項に記載の充電装置。
(15) 前記スイッチ制御回路は、
前記スイッチに電気的に接続され、そのスイッチをオン状態とオフ状態とに切り替える切替回路と、
その切替回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じてカウンタ値が設定され、その設定されたカウンタ値に応じて、前記切替回路が前記スイッチをオン状態に維持する時間の長さを変化させるカウンタ回路と
を含む(13)項に記載の充電装置。
前記スイッチに電気的に接続され、そのスイッチをオン状態とオフ状態とに切り替える切替回路と、
その切替回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じてカウンタ値が設定され、その設定されたカウンタ値に応じて、前記切替回路が前記スイッチをオン状態に維持する時間の長さを変化させるカウンタ回路と
を含む(13)項に記載の充電装置。
(16) 前記スイッチ制御回路は、
三角波信号を生成する発振回路と、
その発振回路と前記スイッチとに電気的に接続され、前記発振回路によって生成された三角波信号をしきいレベルで2値化することにより、オン信号とオフ信号とを選択的に生成して前記スイッチに出力する2値化回路と、
その2値化回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じて、前記しきいレベルを表す信号を生成して前記2値化回路に出力するしきいレベル信号生成回路と
を含む(13)項に記載の充電装置。
三角波信号を生成する発振回路と、
その発振回路と前記スイッチとに電気的に接続され、前記発振回路によって生成された三角波信号をしきいレベルで2値化することにより、オン信号とオフ信号とを選択的に生成して前記スイッチに出力する2値化回路と、
その2値化回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じて、前記しきいレベルを表す信号を生成して前記2値化回路に出力するしきいレベル信号生成回路と
を含む(13)項に記載の充電装置。
(17) 前記コントローラは、前記デューティ比の最新値を決定した後、予め定められた条件が成立するまで、前記デューティ比を保持する保持部を含む(1)ないし(16)項のいずれかに記載の充電装置。
スイッチのデューティ比の最新値が決定されてそれが実現されると、充電装置の動作状態が過渡状態に移行する。その過渡状態が整定するまでに時間がかかり、その整定前にキャパシタの充電電流を検出してその検出値を用いて新たなデューティ比を決定すると、その決定精度が低下してしまう可能性がある。
これに対し、本項に係る充電装置においては、デューティ比の最新値が決定された後、予め定められた条件が成立するまで、デューティ比が保持される。したがって、この充電装置によれば、スイッチのオンオフ動作に起因して当該充電装置が一時的に過渡状態に移行するにもかかわらず、その過渡状態に起因した次回のデューティ比の決定精度の低下を抑制することが可能となる。
(18) 前記コントローラは、前記検出回路によって検出される充電電流が上限値を超えないように前記デューティ比を決定する電流制限部を含む(1)ないし(17)項のいずれかに記載の充電装置。
(19) 前記DC−DCコンバータは、降圧型である(1)ないし(18)項のいずれかに記載の充電装置。
この充電装置によれば、太陽電池の発電電圧を降圧されてキャパシタに印加することにより、太陽電池の発電電流を増加させてキャパシタに供給することが可能となる。その結果、キャパシタの充電効率を向上させることが可能となる。
以下、本発明のさらに具体的な実施の形態のいくつかを図面に基づいて詳細に説明する。
図1には、本発明の第1実施形態に従う充電装置10が太陽電池12および電気二重層キャパシタ(以下、単に「キャパシタ」という。)14と共に電気回路図で示されている。図1には、さらに、太陽電池12によって生成された電気エネルギーを消費する負荷16も示されている。
図1に示すように、充電装置10は、正極ライン20と負極ライン22とを有している。正極ライン20は、両端にそれぞれ外部端子24,26,28,30を有している。充電装置10は、正極ライン20の外部端子24と負極ライン22の外部端子28とにおいてそれぞれ、太陽電池12の正極端子と負極端子とに電気的に接続されている。さらに、この充電装置10は、正極ライン20の外部端子26と負極ライン22の外部端子30とにおいてそれぞれ、キャパシタ14の正極端子と負極端子とに電気的に接続されている。
図1においては、太陽電池12の発電電圧は「Vs」、発電電流は「Is」でそれぞれ表記される一方、キャパシタ14の充電電圧は「Vc」、充電電流は「Ic」でそれぞれ表記されている。
太陽電池12は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換する。この太陽電池12には、太陽光の照度に応じて発電電力が変化するという特性がある。この太陽電池12には、さらに、図2にグラフで表すように、発電電力が発電電圧Vsおよび発電電流Isに関して極大点を有するという特性もある。そのため、この太陽電池12を使用する場合には、太陽電池12の発電電圧Vsまたは発電電流Isが変化すると、それに伴って発電電力すなわち太陽電池の出力エネルギーが変化する。
図2には、太陽光の照度が一定である条件で、発電電圧Vsおよび発電電流Isが変化する特性がグラフで表されている。図2においてグラフと直線Aとの交点は、負荷16の抵抗が最適であるために、発電電流Isと発電電圧Vsとの積すなわち発電電力が極大値であることを示している。また、図2においてグラフと直線Bとの交点は、負荷16の抵抗が大き過ぎるために、発電電力が極大値ではないことを示している。また、図2においてグラフと直線Cとの交点は、負荷16の抵抗が小さ過ぎるために、発電電力が極大値ではないことを示している。
キャパシタ14は、太陽電池12によって生成された電気エネルギーを蓄積する。このキャパシタ14には、それの充電状態すなわちキャパシタ14に蓄積されている電荷の量に応じて電圧が大きく変化するという特徴がある。この特徴は、キャパシタ14に固有のものであり、他の種類の蓄電素子には存在しない。
このキャパシタ14は、蓄積可能なエネルギーを増加させるため、図1に示すように、複数個の個別キャパシタの直列接続によって構成されている。蓄積可能なエネルギーをさらに増加させることが必要である場合には、このキャパシタ14は、複数個の個別キャパシタの並列回路が複数個、互いに直列に接続されることによって構成することが可能である。
図1に示すように、充電装置10は、降圧型のDC−DCコンバータ(以下、単に「コンバータ」という。)32を備えている。
コンバータ32は、チョッパ式のスイッチ(例えば、半導体スイッチ)40と、コイル(インダクタ)42と、ダイオード(フライホール・ダイオード)44とを含んでいる。スイッチ40とコイル42とは、それらの順に正極ライン20において互いに直列に接続されている。ダイオード44は、正極ライン20のうちスイッチ40とコイル42との間の部分から延びて負極ライン22に至る中間ライン46の途中に接続されている。
このコンバータ32は、太陽電池12の発電電圧Vsより低い電圧がキャパシタ14に印加される一方、太陽電池12の発電電流Isより大きい電流がキャパシタ14に供給されるように、太陽電池12からキャパシタ14に供給される電力を変換する機能を有する。
このコンバータ32は、よく知られているように、スイッチ40のオンオフによって発生した方形波(断続波形)を平滑化する方式である。この方式は、入力電圧、すなわち、太陽電池12の発電電圧Vsより出力電圧、すなわち、キャパシタ14の充電電圧Vcが低い場合に採用される。
このコンバータ32においては、スイッチ40がオン(導通)状態にある期間に、太陽電池12の電気エネルギーがスイッチ40を経てコイル42に磁気エネルギーとして蓄積される。その後、スイッチ40がオフ(遮断)状態に切り換えられると、コイル42、キャパシタ14およびダイオード44から成る閉回路により、コイル42に蓄積された磁気エネルギーが電気エネルギーに変換されてキャパシタ14に供給される。スイッチ40のオンオフを繰り返すことにより、太陽電池12の電気エネルギーがキャパシタ14に供給され、それにより、太陽電池12によってキャパシタ14が充電される。
この際、キャパシタ14の充電電圧Vcは、スイッチ40のデューティ比、すなわち、スイッチ40がオンしている導通時間TONを、その導通時間TONと非導通時間TOFFとの和で割り算した値に基づいて太陽電池12の発電電圧Vsが降圧された高さを有する。発電電圧Vsが降圧された電圧が充電電圧Vcとなれば、それと引き換えに、太陽電池12の発電電流Isが増加させられた電流がキャパシタ14の充電電流Icとなる。
すなわち、コンバータ32は、太陽電池12とキャパシタ14との間において、電圧/電流の変換(電力変換)を行い、具体的には、太陽電池12とキャパシタ14との間において電力が保存されるという条件のもと、太陽電池12における高電圧かつ小電流の電気を、キャパシタ14における低電圧かつ大電流の電気に変換する。それにより、太陽電池12によるキャパシタ14の充電効率が向上する。
図1に示すように、充電装置10は、さらに、コンバータ32より上流側においてコンデンサ48を備えている。このコンデンサ48は、正極ライン20と負極ライン22とにそれぞれ接続される状態で、太陽電池12に並列に接続されている。このコンデンサ48は、スイッチ40のオフ状態において、太陽電池12からの電気エネルギーの放出を許可するとともに、その放出された電気エネルギーを一時的に蓄積する。これに対し、このコンデンサ48は、スイッチ40のオン状態においては、このコンデンサ48に蓄積された電気エネルギーを、太陽電池12によって生成された電気エネルギーと共に、スイッチ40を経由してキャパシタ14に送り出す。
仮に充電装置10がコンデンサ48を備えていないとすると、スイッチ40のオフ状態においては、太陽電池12から電気エネルギーの放出が阻止される。そのため、太陽電池12の発電電圧Vsは、スイッチ40のオフ状態においては、図2に示す太陽電池12の特性曲線のうち無負荷状態に対応する部分によって表される電圧となり、一方、スイッチ40のオン状態においては、太陽電池12の特性曲線のうちスイッチ40に流れる電流の量に対応する部分によって表される電圧となる。そのため、スイッチ40のオフ状態においてもオン状態においても、太陽電池12は、その太陽電池12から取り出される電気エネルギーが極大化する最適負荷状態にならない。
これに対し、本実施形態においては、図1に示すように、充電装置10がコンデンサ48を備えているため、スイッチ40のオフ状態においては、太陽電池12からコンデンサ48への電気エネルギーの放出が許可される。したがって、本実施形態によれば、スイッチ40のオンオフ制御にもかかわらず、太陽電池12から電気エネルギーの放出が許可される結果、太陽電池12の発電電圧Vsすなわちコンデンサ48の端子電圧が安定化する。よって、太陽電池12を、その太陽電池12から取り出される電気エネルギーが極大化する最適負荷状態に維持することが可能となる。
以上要するに、このコンデンサ48は、スイッチ40のオンオフ動作にもかかわらず、太陽電池12の発電電圧Vsを安定化させる機能を有するのである。この機能を果たすためには、スイッチ40のデューティ比制御の1サイクルの間にコンデンサ48の電圧が敏感に変化することが必要であるため、このコンデンサ48は、キャパシタ14より小さい静電容量を有している。このコンデンサ48の静電容量は、スイッチ40のスイッチング周期T(例えば、10μs)の長さ、スイッチ40のオン状態において太陽電池12からスイッチ40を経て流出する電流の量等に応じて設定される。
図1に示すように、充電装置10は、さらに、キャパシタ14の充電電流Icを検出する検出回路50を備えている。
検出回路50は、キャパシタ14を流れる電流すなわち充電電流Icの量を検出するために、負極ライン22のうちキャパシタ14の負極端子との接続点と接地点との間の部分に接続された電流検出抵抗52を備えている。その電流検出抵抗52は、キャパシタ14を流れる電流を電圧に変換する機能を有する。
検出回路50は、さらに、その電流検出抵抗52の電圧を一定倍率で増幅するアンプ(直流増幅器)54を備えている。そのアンプ54は、キャパシタ14の充電電流Icを表すアナログ信号を出力する。そのアンプ54から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するために、充電装置10は、A−Dコンバータ56を備えている。
図1に示すように、充電装置10は、さらに、コントローラ60を備えている。このコントローラ60は、図3にブロック図で概念的に表すように、コンピュータ70を主体として構成されている。そのコンピュータ70は、CPU72とROM74とRAM76とがバス78によって互いに接続されて構成されている。コントローラ60は、さらに、I/Oインタフェース80を備えており、そのI/Oインタフェース80を介してコンピュータ70はスイッチ40とA−Dコンバータ56とに電気的に接続されている。
図3に示すように、ROM74には、スイッチング制御プログラムおよびデューティ比決定プログラムを始めとする各種プログラムが予め記憶されている。デューティ比決定プログラムは、検出回路50を介してキャパシタ14の充電電流Icを時間離散的に検出するとともに、その検出値に基づいてスイッチ40のデューティ比τを決定するためにCPU72によって実行される。スイッチング制御プログラムは、その決定されたデューティ比τでスイッチ40を制御するためにCPU72によって実行される。
それらスイッチング制御プログラムおよびデューティ比決定プログラムは、CPU72によって交互にかつ、充電装置10の作動応答時間に比して極めて短い周期で反復的に実行される。したがって、デューティ比決定プログラムの実行によるデューティ比決定処理と、スイッチング制御プログラムの実行によるスイッチング制御とが、みかけ上、互いに並行的に実行される。また、スイッチング制御プログラムは、スイッチ40のスイッチング周期Tと同じ周期で反復的に実行される。
一方、RAM76は、各種デジタルデータを記憶するために割り当てられた複数のメモリを備えている。それらメモリは、(a)上記決定されたデューティ比τを一時的に記憶するデューティ比メモリ90と、(b)検出回路50による充電電流Icの今回検出値を一時的に記憶する今回電流メモリ92と、(c)検出回路50による充電電流Icの前回検出値を一時的に記憶する今回電流メモリ94とを含んでいる。
図4には、スイッチング制御プログラムが概念的にフローチャートで表されている。このスイッチング制御プログラムは、CPU72によって繰り返し実行される。各回の実行時には、まず、ステップS10(以下、単に「S10」で表す。他のステップについても同じとする。)において、デューティ比τがデューティ比メモリ90から読み出される。次に、S11において、電流iが今回電流メモリ92から読み出される。
続いて、S12において、その読み出された電流iが最大値iMAX以上であるか否かが判定される。今回は、電流iが最大値iMAX以上ではないと仮定すれば、その判定がNOとなり、S13において、その読み出されたデューティ比τをスイッチ40において実現するのに適当なスイッチング制御信号がそのスイッチ40に対して出力される。以上で、このスイッチング制御プログラムの一回の実行が終了する。
これに対し、今回は、S11において読み出された電流iが最大値iMAX以上であると仮定すると、S12の判定がYESとなり、S14に移行する。このS14においては、S10において読み出されたデューティ比τが規制値τ0以上であるか否かが判定される。今回は、デューティ比τが規制値τ0以上ではないと仮定すれば、その判定がNOとなり、直ちにS13に移行する。
また、S10において読み出されたデューティ比τが規制値τ0以上であると仮定すれば、S14の判定がYESとなり、S15において、そのデューティ比τが規制値τ0に減少させられた後、S13に移行する。
したがって、本実施形態においては、キャパシタ14の充電電流Icが過大でもないし過大になる可能性もない場合には、後に詳述するデューティ比決定プログラムの実行によって決定されたデューティ比τがそのまま実現されるようにスイッチ40がオンオフ制御される。これに対し、キャパシタ14の充電電流Icが過大であるかまたは過大になる可能性がある場合には、上記決定されたデューティ比τが減少させられ、その結果、それより小さいデューティ比τが実現されるようにスイッチ40がオンオフ制御される。それにより、過電流による破損からスイッチ40、ダイオード44、キャパシタ14等が保護される。
本実施形態においては、スイッチ40のオン時間Tonとオフ時間Toffとが、コントローラ60によって直接制御される。ただし、コントローラ60がスイッチ40を制御する方式として、後に別の実施形態において説明するように、他の方式を採用することが可能である。
図5には、前述のデューティ比決定プログラムが概念的にフローチャートで表されている。以下、図5を参照することにより、コントローラ60におけるデューティ比τの決定処理を説明するが、それに先立ち、その基本原理を説明する。
充電装置10、太陽電池12およびキャパシタ14を含む系全体が作動的に定常状態にある場合には、太陽電池12とキャパシタ14との間に、次式(1)で表される関係が成立する。
Vs×Is=Vc×Ic
太陽電池12においては、コンデンサ48が存在するおかげで、スイッチ40のデューティ比制御周期と同程度の時間的範囲内で観察すれば、発電電圧Vsの時間的変動は少ない。発電電圧Vsの時間的変動が少ないため、太陽電池12の発電電力の時間的変動も少なく、その結果、太陽電池12の発電電流Isの時間的変動も少ない。
一方、キャパシタ14においては、通常、コイル42の電流変化分より直流分が大きくなる程度に大きな値にコイル42のインダクタンスが設計される。もっとも、コイル42において多少の電流変動があるため、コイル42を流れる電流はリップル電流となる。一方、キャパシタ14の容量は、キャパシタ14の充電電圧Vcが短時間には変化しない程度に大きい値を有する。
キャパシタ14に流れ込む電気エネルギーの瞬間値は、充電電圧Vcと充電電流Icとの積で表される。上述のように、短い時間的範囲内で観察すれば、キャパシタ14の充電電圧Vcはほぼ一定である。したがって、キャパシタ14に流れ込む電気エネルギーの量は、そのキャパシタ14に流れ込む電流すなわち充電電流Icに比例する。
よって、短い時間的範囲内においては、キャパシタ14に流れ込む電気エネルギーが多いか少ないかという判定は、キャパシタ14の充電電圧Vcを考慮することなく、充電電流Icが多いか少ないかという判定により、十分に正確に行い得る。
ところで、スイッチ40のスイッチング周期をT、オン時間をTon、オフ時間をToffでそれぞれ表記すれば、それら3者間に次式(2)で表される関係が成立する。
T=Ton+Toff
また、デューティ比τは、次式(3)で表される。
τ=Ton/T
スイッチ40のデューティ比τが決まると、太陽電池12の発電電圧Vsとキャパシタ14の充電電圧Vcとの間に次式(4)で表される関係が近似的に成立する。
(Vs−Vc)÷L×Ton≒Vc÷L×Toff=Vc÷L×(T−Ton)
この式において「L」は、コイル42のインダクタンス値を表す。この式において、左辺は、スイッチ40のオン状態におけるコイル42の電流増加分を意味し、一方、右辺は、スイッチ40のオフ状態におけるコイル42の電流減少分を意味する。この式から、次式(5)ないし(7)が誘導される。
Vs×Ton=Vc×T
Ton/T=Vc/Vs
Ton/T=Is/Ic
前述のキャパシタ14の特性のため、キャパシタ14の充電電圧Vcは敏感に変化しない。一方、太陽電池12の発電電圧Vsは、図2に示す特性曲線により表される電圧の範囲内においては、変化し得る。このように、キャパシタ14の充電電圧Vcは、短い時間的範囲内においては変化しないため、スイッチ40のデューティ比τを変化させると、太陽電池12の発電電圧Vsが変化する。デューティ比τの変化直後においては、充電装置10も太陽電池12もキャパシタ14も過渡状態にあるが、やがて、太陽電池12の発電電圧Vsは、次式(8)で表される値に収束する。
Vs=Vc×T÷Ton
このようにして太陽電池12の発電電圧Vsが変化すれば、太陽電池12の発電電流Isも変化する。変化後の発電電流Isは、太陽電池12の特性曲線と、そのときにおける太陽光の照度とに応じて決まる。このようにして太陽電池12の発電電圧Vsと発電電流Isとが変化すれば、太陽電池12の発電電力も変化する。太陽電池12の発電電力が変化すれば、キャパシタ14の充電電力も変化し、その変化は、キャパシタ14の充電電圧Vcにではなく、充電電流Icのみに反映される。
図6には、太陽光の照度が一定である条件で、スイッチ40のデューティ比τを変化させた場合に、キャパシタ14の充電電流Icが示す変化の一例がグラフで表されている。前述のように、太陽電池12の発電電力が発電電圧Vsおよび発電電流Isに関して極大値を有する関係上、キャパシタ14の充電電力も極大値を有する。一方、キャパシタ14においては、前述のように、短い時間的範囲内においては、充電電圧Vcは時間的に不変であるのに対し、充電電流Icは可変である。よって、太陽電池12の発電電力が極大値を有するという現象は、キャパシタ14の充電電流Icが極大値を有する現象として発現されることになる。
したがって、デューティ比τを、図6においてA点に対応する値から増加させ続けると、充電電流Icが減少し続けるのに対し、A点に対応する値から減少させ続けると、充電電流Icが増加して極大値に到達した後に減少に転ずる。一方、デューティ比τを、図6においてB点に対応する値から減少させ続けると、充電電流Icが減少し続けるのに対し、増加させ続けると、充電電流Icが増加して極大値に到達した後に減少に転ずる。よって、デューティ比τの最適値、すなわち、充電電流Icの極大値に対応する値は、デューティ比τを強制的に変更することにより、探索的に決定することが可能である。
以上説明した知見に基づき、図5に示すデューティ比決定プログラムにおいては、概略的には、デューティ比τの最適値を探索的に決定するために、デューティ比τを予め定められた条件で離散的に強制的に変更する強制的変更サイクルが時間離散的に反復される。各回の強制的変更サイクルにおいては、デューティ比τの強制的変更に対するキャパシタ14の充電電流Icの応答に応じ、次回の強制的変更サイクルにおけるデューティ比τの強制的変更条件(増加させるのか減少させるのか)が決定される。それら複数回の強制的変更サイクルは、キャパシタ14の充電電流Icが実質的に極大化するまで反復される。
さらに、各回の強制的変更サイクルにおいて、今回の強制的変更が行われる前に検出回路50によって検出された充電電流Icである前回検出値と、今回の強制的変更が行われた後に検出回路50によって検出された充電電流Icである今回検出値とが互いに比較される。その比較結果を用いて、キャパシタ14の充電電流Icの、デューティ比τの今回の強制的変更に対する応答が監視される。後述のように、1回の強制的変更サイクルは、充電電流Icの計測、デューティ比τの決定、スイッチ40の一連のデューティ制御(後述の待ち時間WTと等しい時間継続される。)を含むように構成される。
ここで、このデューティ比決定プログラムを図5を参照して具体的に説明するに、このデューティ比決定プログラムがCPU72によって実行されると、まず、S100において、デューティ比τの今回値に初期値τ0が設定され、それがデューティ比メモリ90に格納される。スイッチング制御プログラムは、そのデューティ比メモリ90を媒介にして、デューティ比決定プログラムの実行によって決定されたデューティ比τの最新値を取り込む。初期値τ0は、スイッチ40において現実に実現されるオン時間の最小値(例えば、スイッチ40をオン状態に切り替えるためにスイッチ40に出力されるパルスの最小長さ)に対応するデューティ比τに設定することが、キャパシタ14の過電流を回避するために望ましい。
次に、S110において、一定の待ち時間WTが経過するのが待たれる。その待ち時間WTの長さ(例えば、10ms)は、スイッチ40のデューティ比τが変化させられた結果、充電装置10、太陽電池12およびキャパシタ14の作動状態が過渡状態に移行した後に整定するまでに必要な時間より短くならないように設定される。この待ち時間WTの長さは、キャパシタ14とコイル42の時定数(例えば、前述のLCフィルタの時定数)を考慮して設定される。
この待ち時間WTを10msに設定し、かつ、スイッチ40のスイッチング周期Tを10μsecに設定すれば、デューティ比τの1回の強制的変更サイクルの周期はほぼ10msとなり、その間、スイッチ40のスイッチング動作(オンオフ制御の最小単位)が1,000回行われることになる。この程度の長さのスイッチング動作が行われれば、デューティ比τの変更に伴う回路全体の過渡現象は良好に収束すると予想される。
続いて、S120において、検出回路50を介して、キャパシタ14の充電電流Icの現在値が電流iとして計測される。その計測された電流iは、前回電流メモリ94に格納される。
その後、S200ないしS270において、デューティ比τを一定のステップ幅Δτだけ、強制的に増加させてキャパシタ14の充電電流Icに現れる応答を監視することにより、充電電流Icの極大値が探索される。
具体的には、S200において、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ増加するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ90に格納される。その後、S210において、前記待ち時間WTが経過するのが待たれる。続いて、S220において、検出回路50を介して、キャパシタ14の充電電流Icの現在値が電流i1として計測される。その計測された電流i1は、今回電流メモリ92に格納される。
続いて、S230において、電流i1(今回検出値)の電流i(前回検出値)からの変化量(以下、単に「電流変化量Δi」という。)が基準変化量Δi0より大きいか否かが判定される。すなわち、デューティ比τの強制的増加に対して充電電流Icが上昇したか否かが判定されるのである。今回は、電流変化量Δiが基準変化量Δi0より大きいと仮定すれば、その判定がYESとなり、S240において、S200ないしS250の次回の実行に備えて、前回電流メモリ94の内容が電流iから電流i1に更新される。その後、S200に戻る。
これに対し、今回は、電流変化量Δiが基準変化量Δi0以下であると仮定すれば、S230の判定がNOとなり、S250に移行する。このS250においては、電流変化量Δiの絶対値が前記基準変化量Δi0以下であるか否かが判定される。このS250においては、先行するS230の存在と相俟って、充電電流Icが実質的に極大化しているか、下降しているかが判定される。
今回は、充電電流Icが実質的に極大化しているために、電流変化量Δiの絶対値が基準変化量Δi0以下であると仮定すれば、S250の判定がYESとなり、S260において、S240と同様にして、S200ないしS250の次回の実行に備えて、前回電流メモリ94の内容が電流iから電流i1に更新される。その後、S270において、S200の前回の実行がデューティ比τの現在値に与えた影響をキャンセルするために、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ減少するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ90に格納される。その後、S200に戻る。
今回は、充電電流Icが下降中にあるために、電流変化量Δiの絶対値が基準変化量Δi0より大きいと仮定すれば、S250の判定がNOとなり、S280において、S240と同様にして、S300ないしS350の次回の実行に備えて、前回電流メモリ94の内容が電流iから電流i1に更新される。
S300ないしS370においては、デューティ比τをステップ幅Δτだけ、強制的に減少させてキャパシタ14の充電電流Ic現れる応答を監視することにより、充電電流Icの極大値が探索される。
具体的には、S300において、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ減少するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ90に格納される。その後、S310において、前記待ち時間WTが経過するのが待たれる。続いて、S320において、検出回路50を介して、キャパシタ14の充電電流Icの現在値が電流i1として計測される。その計測された電流i1は、今回電流メモリ92に格納される。
続いて、S330において、電流変化量Δiが基準変化量Δi0より大きいか否かが判定される。すなわち、デューティ比τの強制的減少に対して充電電流Icが上昇したか否かが判定されるのである。今回は、電流変化量Δiが基準変化量Δi0より大きいと仮定すれば、その判定がYESとなり、S340において、S300ないしS350の次回の実行に備えて、前回電流メモリ94の内容が電流iから電流i1に更新される。その後、S300に戻る。
これに対し、今回は、電流変化量Δiが基準変化量Δi0以下であると仮定すれば、S330の判定がNOとなり、S350に移行する。このS350においては、電流変化量Δiの絶対値が前記基準変化量Δi0以下であるか否かが判定される。このS350においては、先行するS330の存在と相俟って、充電電流Icが実質的に極大化しているか、下降しているかが判定される。
今回は、充電電流Icが実質的に極大化しているために、電流変化量Δiの絶対値が基準変化量Δi0以下であると仮定すれば、S350の判定がYESとなり、S360において、S340と同様にして、S300ないしS350の次回の実行に備えて、前回電流メモリ94の内容が電流iから電流i1に更新される。その後、S370において、S300の前回の実行がデューティ比τの現在値に与えた影響をキャンセルするために、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ増加するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ90に格納される。その後、S300に戻る。
今回は、充電電流Icが下降中にあるために、電流変化量Δiの絶対値が基準変化量Δi0より大きいと仮定すれば、S350の判定がNOとなり、S380において、S280と同様にして、S200ないしS250の次回の実行に備えて、前回電流メモリ94の内容が電流iから電流i1に更新される。
なお付言するに、スイッチ40が順方向のみならず逆方向へも電流が流れることを許容するスイッチ素子として構成される場合には、キャパシタ14から太陽電池12に電流が流れてキャパシタ14が放電してしまうことを防止するために、後の実施形態において説明するように、逆流防止素子(例えば、ダイオード)を付加することが望ましい。
以上の説明から明らかなように、本実施形態においては、コントローラ60が前記(1)項における「コントローラ」の一例を構成し、コンデンサ48が前記(2)項における「コンデンサ」の一例を構成しているのである。さらに、図3における今回電流メモリ92および前回電流メモリ94がそれぞれ、前記(3)項における「記憶部」の一例を構成するとともに、前記(4)項における「デジタルメモリ」の一例を構成し、コンピュータ70のうち図5のデューティ比決定プログラムを実行するための部分が前記(3)項における「決定部」の一例を構成しているのである。
さらに、本実施形態においては、コンピュータ70のうち図5のデューティ比決定プログラムを実行するための部分が前記(9)および(10)項のそれぞれにおける「決定部」の一例を構成し、図5におけるS200ないしS280と、S300ないしS380とがそれぞれ、前記(9)項における「各回の強制的変更サイクル」の一例を構成しているのである。
さらに、本実施形態においては、コンピュータ70のうち図4のスイッチング制御プログラムを実行するための部分が前記(18)項における「電流制限部」の一例を構成しているのである
次に、本発明の第2実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第1実施形態に対し、デューティ比決定に関するソフトウエア構成が異なるのみで、他のソフトウエア構成およびハードウエア構成は共通するため、異なる部分のみを詳細に説明し、共通する部分は同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。
本実施形態においては、第1実施形態と同様にして、スイッチ40のデューティ比τを予め定められた条件で離散的に強制的に変更する強制的変更サイクルが時間離散的に反復され、それにより、デューティ比τの最適値すなわちキャパシタ14の充電電流Icひいては充電電力が極大化するときの値が探索的に決定される。
本実施形態においては、1回の強制的変更サイクルが、第1実施形態と同様に、充電電流Icの計測、デューティ比τの決定およびスイッチ40の一連のデューティ制御(後述の待ち時間WTと等しい時間継続される。)を含むように構成される。さらに、デューティ比τの最適値を決定するために、複数回の強制的変更サイクルが反復され、それら複数回の強制的変更サイクルによって1回のデューティ比決定処理が終了する。
本実施形態においては、デューティ比τの最適値の最新値が決定されると、1回の強制的変更サイクルの周期より長い時間、デューティ比τの決定も更新も中止される。すなわち、今回のデューティ比決定処理の終了時期と、次回のデューティ比決定処理の開始時期との間に、デューティ比τがホールドされるホールド期間HP(例えば、1min)が設定されているのである。
図7には、本実施形態におけるデューティ比決定プログラムが概念的にフローチャートで表されている。以下、このデューティ比決定プログラムを図7を参照して説明するが、図5に示すデューティ比決定プログラムと共通するステップについては、共通するステップを参照して引用することにより、重複した説明を省略する。
図7に示すデューティ比決定プログラムがCPU72によって実行されると、まず、S1100において、S100と同様にして、デューティ比τの今回値に初期値τ0が設定され、それがデューティ比メモリ90に格納される。次に、S1110において、S110と同様にして、前記待ち時間WTが経過するのが待たれる。続いて、S1120において、S120と同様にして、検出回路50を介して、キャパシタ14の充電電流Icの現在値が電流iとして計測される。その計測された電流iは、前回電流メモリ94に格納される。
その後、S1200ないしS1250が、S200ないしS270と同様にして、デューティ比τを前記ステップ幅Δτだけ、強制的に増加させてキャパシタ14の充電電流Icに現れる応答を監視することにより、充電電流Icの極大値が探索される。
具体的には、S1200において、S200と同様にして、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ増加するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ90に格納される。その後、S1210において、S210と同様にして、前記待ち時間WTが経過するのが待たれる。続いて、S1220において、S220と同様にして、検出回路50を介して、キャパシタ14の充電電流Icの現在値が電流i1として計測される。その計測された電流i1は、今回電流メモリ92に格納される。
続いて、S1230において、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)と実質的に等しいか否かが判定される。今回は、充電電流Icが極大値であるために、デューティ比τの強制的増加にもかかわらず、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)と実質的に等しいと仮定すれば、その判定がYESとなり、S1300に移行する。
このS1300においては、S1210、S1220またはS1230の実行終了時期から前述のホールド期間HPが経過するのが待たれる。ホールド期間HPが経過したなら、S1300の判定がYESとなる。その後、S1120に戻り、電流iが計測されて前回電流メモリ94に格納される。続いて、S1200に移行する。
これに対し、今回は、充電電流Icが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)から変化したと仮定すれば、S1230の判定がNOとなり、その後、S1240に移行する。このS1240においては、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)より大きいか否かが判定される。
今回は、充電電流Icが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)より増加したと仮定すれば、S1240の判定がYESとなり、S1250において、S1200ないしS1240の次回の実行に備えて、前回電流メモリ94の内容が電流iから電流i1に更新される。その後、S1200に戻る。
また、今回は、充電電流Icが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)より減少したと仮定すれば、S1240の判定がNOとなる。
その後、S1400ないしS1450において、デューティ比τをステップ幅Δτだけ、強制的に減少させてキャパシタ14の充電電流Ic現れる応答を監視することにより、充電電流Icの極大値が探索される。
具体的には、S1400において、前回電流メモリ94の内容が電流iから電流i1に更新される。続いて、S1410において、S300と同様にして、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ減少するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ90に格納される。その後、S1420において、S310と同様にして、前記待ち時間WTが経過するのが待たれる。続いて、S1430において、S320と同様にして、検出回路50を介して、キャパシタ14の充電電流Icの現在値が電流i1として計測される。その計測された電流i1は、今回電流メモリ92に格納される。
続いて、S1440において、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)と実質的に等しいか否かが判定される。今回は、充電電流Icが極大値であるために、デューティ比τの強制的減少にもかかわらず、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)と実質的に等しいと仮定すれば、その判定がYESとなり、S1300に移行する。
これに対し、今回は、充電電流Icが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)から変化したと仮定すれば、S1440の判定がNOとなり、その後、S1450に移行する。このS1450においては、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)より大きいか否かが判定される。
今回は、充電電流Icが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)より増加したと仮定すれば、S1450の判定がYESとなり、その後、S1400に戻る。また、今回は、充電電流Icが極大値ではないために、デューティ比τの強制的減少に起因して、電流i1(今回検出値)が電流i(前回検出値)より減少したと仮定すれば、S1450の判定がNOとなり、その後、S1250を経て、S1200に戻る。
次に、本発明の第3実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第1実施形態に対し、コントローラ60がスイッチ40を制御するハードウエア構成が異なるのみで、他のハードウエア構成およびソフトウエア構成は共通するため、異なる部分のみを詳細に説明し、共通する部分は同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。
図8に示すように、本実施形態に従う充電装置120は、コントローラ60によるスイッチ40の制御を可能にするために、スイッチ制御回路122を備えている。そのスイッチ制御回路122は、三角波信号を生成する発振回路としての三角波源124と、コントローラ60から出力されるデジタル信号であってスイッチ40の目標デューティ比を表すものをアナログ信号に変換するD−Aコンバータ126とを備えている。そのD−Aコンバータ126は、コントローラ60から出力されるデジタル信号を、しきいレベルを表すアナログ信号に変換する。
スイッチ制御回路122は、さらに、スイッチ40と三角波源124とD−Aコンバータ126とに接続されたコンパレータ128を備えている。そのコンパレータ128は、2値化回路の一例として機能し、具体的には、三角波源124によって生成された三角波信号を、D−Aコンバータ126から出力されるアナログ信号によって表されるしきいレベルで2値化することにより、スイッチ40をオンするためにオン信号とオフするためのオフ信号とを選択的に生成し、それをスイッチ40に供給する。
このスイッチ制御回路122においては、コンパレータ128により、周波数が一定である三角波信号が、パルス幅がしきいレベルに比例して増加するようにPMW化された矩形波信号に変換される。したがって、このスイッチ制御回路122においては、D−Aコンバータ126の出力アナログ信号を変えることにより、スイッチ40のデューティ比を変えることができる。
本実施形態によれば、コントローラ60によってスイッチ40を制御するために、コントローラ60の外部に、クロック発振器と、そのクロック発振器から出力されるクロックパルス信号の数をカウントする、ワイヤードロジック回路のカウンタと、そのカウンタのタイムアップの有無に応じてスイッチ40のオンオフ状態を制御するフリップフロップとを設けずに済む。
図8に示すように、本実施形態においては、第1実施形態に対し、アンプ54の入力側と電流検出抵抗52との間にフィルタ130が接続されている。このフィルタ130は、スイッチ40のオンオフ動作に起因してキャパシタ14の充電電流に発生するリップル成分を除去するために設けられる。本実施形態においては、さらに、正極ライン20のうち、コンデンサ48の正極端子との接続点と、外部端子24との間の部分に、逆流防止用のダイオード132が接続されている。
次に、本発明の第4実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第1実施形態に対し、コントローラ60のコンピュータ70によって実現される動作と基本的に同じ動作をワイヤードロジック回路によって実現する点のみにおいて異なり、他の点においては共通する。そのため、本実施形態については、第1実施形態と異なる要素のみを詳細に説明し、共通する要素については、同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。
図9に示すように、本実施形態に従う充電装置150は、第1実施形態に従う充電装置10と同様に、太陽電池12とキャパシタ14とに接続されて使用される。この充電装置150は、充電装置10と同様に、スイッチ40とコイル42とダイオード44とを有するコンバータ32と、コンデンサ48と、電流検出抵抗52とアンプ54とを有する検出回路50とを含むように構成されている。
図9に示すように、充電装置150は、検出回路50に接続された記憶部160と、その記憶部160に接続された決定部162と、その決定部162とスイッチ40とに接続されたスイッチ制御回路164とを備えている。この充電装置150は、さらに、それら記憶部160と決定部162とスイッチ制御回路164とに接続されたタイミング部166を備えている。本実施形態においては、それら記憶部160、決定部162、スイッチ制御回路164およびタイミング部166によってコントローラ168が構成されている。
記憶部160は、検出回路50によって検出されたキャパシタ14の充電電流をアナログ信号(充電電流の値が電流検出抵抗52とアンプ54とによって電圧に変換された信号)として記憶するために、検出回路50に共通に接続された2個のサンプルホールド回路170,172と、それらサンプルホールド回路170,172を選択的に有効にする選択回路としてのフリップフロップ174とを備えている。そのフリップフロップ174は、サンプリングタイミングT1が到来するごとに、2個のサンプルホールド回路170,172に交互にイネーブル信号を出力するように動作する。その結果、それら2個のサンプルホールド回路170,172は、充電電流の今回検出値と前回検出値とをそれぞれ、交互に検出回路50からサンプリングして一時的に記憶するように動作する。
具体的には、まず、一方のサンプルホールド回路を有効とし、その有効とされたサンプルホールド回路に、充電電流の検出値を検出回路50からサンプリングするサンプリング動作を行わせて、その検出値を一時的に記憶させる。その後、サンプリングタイミングT1が到来すると、今度は、他方のサンプルホールド回路を有効とし、その有効とされたサンプルホールド回路にサンプリング動作を行わせて充電電流の検出値を一時的に記憶させる。今回のサンプリング動作が終了すると、一方のサンプルホールド回路は、充電電流の前回検出値を記憶していることになる一方、他方のサンプルホールド回路は、充電電流の今回検出値を記憶していることになる。
そして、次のサンプリングタイミングT1が到来すると、今回は、前回のサンプリングタイミングT1において有効にされたサンプルホールド回路とは別のサンプルホールド回路を有効とし、その有効とされたサンプルホールド回路に充電電流の検出値のサンプリングおよび記憶を行わせる。今回のサンプリングタイミングT1においては、前回のサンプリングタイミングT1において有効とされたサンプルホールド回路に記憶されている充電電流が、充電電流の前回検出値を意味する。
以上の説明から明らかなように、サンプリングタイミングT1が到来するごとに、それら2個のサンプルホールド回路170,172を選択的に有効とするためにフリップフロップ174が設けられている。
図9に示すように、スイッチ制御回路164は、R−Sフリップフロップとして構成されたフリップフロップ180を備えている。このフリップフロップ180は、セット状態においてスイッチ40をオンにする一方、リセット状態においてスイッチ40をオフにするように動作する。
スイッチ制御回路164は、さらに、コントローラ168の動作全体を制御する基本クロックのクロックパルス(例えば、25MHz,0.04μs)を出力するクロック発振器182と、そのクロック発振器182から出力されたクロックパルスの数をカウントするカウンタ184とを備えている。そのカウンタ184は、タイムアップする(それのカウント値が最大値に達する)ごとに、フリップフロップ180をリセット状態からセット状態に切り替えるためのセット信号Sをフリップフロップ180に供給する。
具体的な仕様セッティングの一例においては、スイッチ40のスイッチング周波数を100kHzに設定するために、カウンタ184のカウント値を2進8ビットで構成して、そのカウンタ184からの出力パルス信号(タイムアップを表す信号)の出力周波数を100kHz、出力インターバル(サイクルタイム)を10μsにすることが考えられる。
図9に示すように、決定部162は、スイッチ40の目標デューティ比すなわちオン時間の長さを決定するための論理演算を行う判定論理回路190と、その判定論理回路190によって決定された前回判定結果を記憶する前回判定メモリ192とを備えている。それら判定論理回路190および前回判定メモリ192の機能および動作については、後に詳述するが、判定論理回路190は、判定論理タイミングT2が到来するごとに所定の論理演算を行うように設計されている。
図9に示すように、スイッチ制御回路164は、さらに、リバーシブル式のカウンタ200と、そのカウンタ200と前述のカウンタ184との間に設けられた一致検出論理回路202とを備えている。
カウンタ200は、決定部162によって決定された目標デューティ比に対応する目標カウント値を記憶するために設けられている。このカウンタ200は、デューティ比変更タイミングT3が到来するごとに、カウントアップ動作とカウントダウン動作とのうち指定されたものを行う。これに対し、一致検出論理回路202は、カウンタ200に記憶されている目標カウント値と、前述のカウンタ184のカウント値とが互いに一致することを検出するために設けられている。
カウンタ200のカウント値がカウンタ184の目標カウント値と一致すると、一致検出論理回路202は、フリップフロップ180をセット状態からリセット状態に切り替えるためのリセット信号Rをフリップフロップ180に供給する。その結果、スイッチ40がオン状態からオフ状態に切り替わり、それにより、スイッチ40の実際のオン時間が、目標デューティ比を実現するように制御される。
図9に示すように、タイミング部166は、カウンタ184からの出力パルス信号(タイムアップを表す信号)に応答して1ずつカウントアップするカウンタ210を備えている。そのカウンタ210は、タイムアップすると、前述のサンプリングタイミングT1が到来したことを表す出力パルス信号を前述のフリップフロップ174に出力する。
具体的な仕様セッティングの一例において、前述のサンプリングタイミングT1の周期を10msに設定するためには、カウンタ210のカウント値を2進10ビットで構成して、出力パルス信号の出力インターバルを10msにすることが考えられる。
図9に示すように、タイミング部166は、さらに、タイミング発生器212を備えている。このタイミング発生器212は、カウンタ210から出力される出力パルス信号の数をカウントすることにより、前述の判定論理タイミングT2とデューティ比変更タイミングT3とをそれぞれ計測する。
本実施形態においては、サンプリングタイミングT1の周期の長さが、スイッチ40のデューティ比変更に伴う充電装置150の過渡現象が収束するのに必要な時間を考慮して設定される。また、判定論理タイミングT2の周期の長さが、サンプルホールド回路170,172の一回の動作完了に必要な時間を考慮して設定される。また、デューティ比変更タイミングT3が、判定論理回路190の一回の論理判定完了に必要な時間を考慮して設定される。図10には、それら3つのタイミングT1,T2およびT3が成立するシーケンスがタイミングチャートで表されている。
図9に示すように、決定部162は、さらに、2個のサンプルホールド回路170,172の出力端子にそれぞれ接続された2個の電圧設定回路220,222と、それら2個の電圧設定回路220,222にそれぞれ接続された2個の比較器230,232とを備えている。
各電圧設定回路220,222は、2個の分圧抵抗R11,R12,R21,R22の直列回路として構成されており、2個のサンプルホールド回路170,172のうち対応するものに記憶されている充電電流を表す信号の電圧を所定の比率で分圧して、2個の比較器230,232のうち対応するものに出力する。
具体的には、2個のサンプルホールド回路170,172の出力電圧をそれぞれVh1,Vh2で表せば、比較器230は、Vh1とVh2×R22/(R21+R22)とを互いに比較し、一方、比較器232は、Vh2とVh1×R12/(R11+R12)とを互いに比較する。比較器230は、Vh2がVh1より、一定電圧以上高いことを検出するために使用され、一方、比較器232は、Vh1がVh2より、一定電圧以上高いことを検出するために使用される。
ここで、判定論理回路190の論理演算を説明する。
判定論理回路190の入力信号には、フリップフロップ174の出力信号と、2個の比較器230,232からの出力信号と、前回判定メモリ192からの出力信号とがある。フリップフロップ174の出力信号は、2個のサンプルホールド回路170,172のうちのいずれが今回有効とされたものであるかを特定するために使用される。2個の比較器230,232からの出力信号は、2個のサンプルホールド回路170,172のうち今回有効とされたものに対応する比較器からの出力信号のみが使用される。前回判定メモリ192からの出力信号は、カウンタ200のカウント方向がカウントアップであったかカウントダウンであったかを特定するために使用される。
一方、判定論理回路190の出力信号には、(a)スイッチ40のオン時間が第1変化量だけ増加するようにカウンタ200のカウント値(スイッチ40の目標オン時間に相当する。)を1だけカウントアップするための小カウントアップ信号と、(b)スイッチ40のオン時間が第1変化量より多い第2変化量だけ増加するようにカウンタ200のカウント値を2だけカウントアップするための大カウントアップ信号と、(c)スイッチ40のオン時間が第1変化量だけ減少するようにカウンタ200のカウント値を1だけカウントダウンするための小カウントダウン信号と、(d)スイッチ40のオン時間が第2変化量だけ減少するようにカウンタ200のカウント値を2だけカウントダウンするための大カウントダウン信号と、(e)カウンタ200のカウント値に変化を加えないための0信号とがある。
図11には、判定論理回路190の動作が場合分けされて表で表されている。この表によれば、例えば、前回判定が、カウンタ200のカウントアップ(カウント値の前回増加量が1であったか2であったかを問わない。)であり、かつ、2個のサンプルホールド回路170,172のうち170が今回有効とされている場合には、比較器230においてVh2(前回検出値)がVh1(今回検出値)より大きいと判定されることを条件に、カウンタ200に大カウントダウン信号D2が出力される一方、比較器232においてVh1(今回検出値)がVh2(前回検出値)より大きいと判定されることを条件に、カウンタ200に小カウントアップ信号U1が出力される。
また、前回判定が、カウンタ200のカウントダウン(カウント値の前回減少量が1であったか2であったかを問わない。)であり、かつ、2個のサンプルホールド回路170,172のうち172が今回有効とされている場合には、比較器230においてVh2(今回検出値)がVh1(前回検出値)より大きいと判定されることを条件に、カウンタ200に小カウントダウン信号D1が出力される一方、比較器232においてVh1(前回検出値)がVh2(今回検出値)より大きいと判定されることを条件に、カウンタ200に大カウントアップ信号U2が出力される。
以上、2つの場合を例にとり、判定論理回路190の動作を説明したが、残りの場合については、図11の表を引用することにより、文章による説明を省略する。
なお付言するに、本実施形態においては、判定論理回路190により決定された目標デューティ比が一定時間(例えば、10秒)変化しない場合に目標デューティ比を強制的に一定方向に一定量だけ変更する論理回路を追加すれば、キャパシタ14の充電電流の実際値をそれの極大値により確実に追従させることが容易となる。
次に、本発明の第5実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第1実施形態に対し、コンピュータ70によって実現される動作と基本的に同じ動作をワイヤードロジック回路とコンピュータとを組み合わせたハイブリッド方式で実現する点のみにおいて異なり、他の点においては共通する。そのため、本実施形態については、第1実施形態と異なる要素のみを詳細に説明し、共通する要素については、同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。
図12に示すように、本実施形態に従う充電装置250は、第1実施形態に従う充電装置10と同様に、太陽電池12とキャパシタ14とに接続されて使用される。この充電装置150は、充電装置10と同様に、スイッチ(半導体スイッチ)40とコイル42とダイオード44とを有するコンバータ(降圧型のスイッチングレギュレータ)32と、コンデンサ48と、電流検出抵抗52とアンプ54とを有する検出回路50とを含むように構成されている。
その検出回路50は、スイッチ40のオンオフ動作に起因してキャパシタ14の充電電流に発生するリップル成分を除去し、それにより、充電電流の検出値を用いた後段の処理を確実化するため、リップル対策回路252を備えている。そのリップル対策回路252は、例えば、平均電流による方式(ローパスフィルタ、積分回路等)としたり、ピーク電流による方式(ダイオードを用いた整流回路等)としたり、特定位相の電流による方式(スイッチ40がオフするタイミングにおけるサンプリングホールドないしは同期検波等)とすることが可能である。
図12に示すように、充電装置250は、検出回路50に接続されたサンプルホールド回路254と、そのサンプルホールド回路254に接続された決定部256とを備えている。その決定部256は、2つの入力端子においてサンプルホールド回路254と検出回路50とにそれぞれ接続された比較器258と、その比較器258の出力端子と、サンプルホールド回路254の制御端子とに接続されたコントローラ260とを備えている。
比較器258には、検出回路50による充電電流の今回検出値を表す電圧信号と、充電電流の前回検出値を表す電圧信号であってサンプルホールド回路254に記憶されているものとが入力される。この比較器258は、それら電圧信号の大小を比較するために設けられている。
図13に示すように、コントローラ260は、コンピュータ262を主体として構成されており、そのコンピュータ262は、図3に示す第1実施形態と同様に、CPU72と、ROM74と、RAM76と、バス78とを含むように構成されている。コントローラ260は、さらに、図3に示す第1実施形態と同様に、I/Oインタフェース80を備えており、そのI/Oインタフェース80を介してサンプルホールド回路254と比較器258とに接続されている。
ROM74には、図14にフローチャートで概念的に表されているデューティ比制御プログラムが記憶されている。また、図13に示すように、RAM76には、判定結果メモリ270と比較結果メモリ272とが設けられている。
図12に示すように、充電装置250は、決定部256とスイッチ40とに接続されたスイッチ制御回路280とを備えている。そのスイッチ制御回路280は、発振回路としての三角波源282と、その三角波源282によって発生させられた三角波信号をしきいレベルによって2値化する2値化回路としてのコンパレータ284とを備えている。その2値化処理により、コンパレータ284からスイッチ40に、ハイレベルとローレベルとを有する矩形波が出力され、その矩形波のデューティ比は、コンパレータ284のしきいレベルに応じて変化する。
図12に示すように、そのスイッチ制御回路280は、コンパレータ284にしきいレベル信号を出力するしきいレベル信号生成回路290を備えている。そのしきいレベル信号生成回路290は、そのしきいレベル信号を生成するために、可変の電圧を所定時間保持する素子としてのコンデンサ292と、そのコンデンサ292に蓄積される電圧を昇圧するためにオンにされる昇圧スイッチ(例えば、半導体スイッチ)294および降圧するためにオンにされる降圧スイッチ(例えば、半導体スイッチ)296とを備えている。コンデンサ292の電圧を表す信号がしきいレベル信号としてコンパレータ284に供給される。
スイッチ制御回路280は、さらに、それら昇圧スイッチ294および降圧スイッチ296にそれぞれ接続された2個のタイミング回路298,300を備えている。それら2個のタイミング回路298,300は、図13に示すように、I/Oインタフェース80を介してコンピュータ262に接続されている。
このしきいレベル信号生成回路290においては、昇圧スイッチ294のオンによってコンデンサ292が抵抗R1を経て正極電源端子に導通されると、その昇圧スイッチ294のオン時間の長さに応じてコンデンサ292の電圧が上昇させられる。一方、降圧スイッチ296のオンによってコンデンサ292が抵抗R2を経て負極電源端子に導通されると、その降圧スイッチ296のオン時間の長さに応じてコンデンサ292の電圧が降圧させられる。
それら昇圧スイッチ294および降圧スイッチ296はそれぞれ、2個のタイミング回路298,300を介してコントローラ260に接続されている。各タイミング回路298,300は、例えば、単安定バイブレータとして構成され、コントローラ260からトリガ信号が入力されると、所定時間、昇圧スイッチ294と降圧スイッチ296とのうち対応するものをオンにする信号を出力し続ける。
図12に示すように、スイッチ制御回路280は、さらに、コンデンサ292とコンパレータ284の入力端子とに接続されたバッファアンプ302を備えている。そのバッファアンプ302は、入力のインピーダンスが高く、かつ、入力のリーク電流が少ないアンプとして構成されている。このバッファアンプ302は、リーク電流により、コンデンサ292に電圧ドリフトが発生することを防止するために設けられている。
この充電装置250の初期状態(電源投入直後)においては、コンピュータ262の起動前に、スイッチ40がオフであり、かつ、コンデンサ292の電圧が0である回路初期状態が実現される。
やがてコンピュータ262が起動して図14に示すデューティ比制御プログラムが実行されると、まず、S2000において、所定時間が経過するのが待たれる。次に、S2010において、充電装置250が回路リセット状態から解除される。続いて、S2020において、サンプルホールド回路254の制御端子にサンプリング指令が送出される。その後、S2030において、そのサンプルホール回路254のアクイジション・タイム以上の所定時間が経過するのが待たれる。
続いて、S2040において、スイッチ40のデューティ比を、現在値から所定量、所定方向(例えば、増加方向)に強制的に変更するための信号が、2個のタイミング回路298.300のうち該当するものに送出される。その結果、昇圧スイッチ294と降圧スイッチ296とのうち該当するものが所定時間オンにされ、それに応じて、コンデンサ292の電圧すなわちコンパレータ284のしきい電圧、ひいてはスイッチ40のデュテーィ比が、現在値から所定量、所定方向(例えば、増加方向)に強制的に変更される。その後、S2050において、充電装置250の作動状態が整定するのが待たれる。
その後、S2060において、比較器258の比較結果が入力され、続いて、S2070において、その入力された比較結果が比較結果メモリ272に記憶される。その後、S2080において、判定結果メモリ270から前回判定結果が読み込まれる。前回判定結果は、前回、昇圧スイッチ294がオンにされたか、降圧スイッチ296がオンにされたかを表している。
続いて、S2090において、それら比較結果と前回判定結果とに基づき、今回、昇圧スイッチ294と降圧スイッチ296とのうちいずれをオンにすべきであるか否かが判定される。
具体的には、コンピュータ262による論理判定が図15に場合分けされて表で表されているように、例えば、前回判定結果が、昇圧スイッチ294をオンにすることであり、かつ、今回の比較結果が、充電電流の検出値の今回値が前回値より大きい場合には、今回も、昇圧スイッチ294をオンにすべきであると判定される。これに対し、前回判定結果が、昇圧スイッチ294をオンにすることであり、かつ、今回の比較結果が、充電電流の検出値の今回値が前回値より小さい場合には、今回は、降圧スイッチ296をオフにすべきであると判定される。他の場合についての論理判定については、図15の表を引用することにより、文章による説明を省略する。
その後、図14におけるS2100において、判定結果メモリ270の内容が前回判定結果から今回判定結果に更新される。続いて、S2110において、サンプルホールド回路254の制御端子にサンプリング指令が送出される。その後、S2120において、そのサンプルホール回路254のアクイジション・タイム以上の長さを有する所定時間が経過するのが待たれる。
続いて、S2130において、今回判定結果に従い、スイッチ40のデューティ比を、現在値から所定量、所定方向(例えば、増加方向)に変更するための信号が、2個のタイミング回路298,300のうち該当するものに送出される。その結果、スイッチ40のデュテーィ比が、極大値に接近するように変更される。その後、S2140において、充電装置250の動作が整定するのが待たれる。続いて、S2060に戻り、S2060ないしS2140の実行が周期的に反復される。
具体的な仕様セッティングの一例においては、その実行周期が10msのオーダであり、S2030およびS2120におけるそれぞれの待ち時間は100μsであり、S2050およびS2140におけるそれぞれの待ち時間は10msである。
次に、本発明の第6実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第5実施形態に対し、コンピュータ262によって実現される動作と基本的に同じ動作をワイヤードロジック回路によって実現する点のみにおいて異なり、他の点においては共通する。そのため、本実施形態については、第1実施形態と異なる要素のみを詳細に説明し、共通する要素については、同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。
図16に示すように、本実施形態に従う充電装置330は、第5実施形態におけるコントローラ260に代えて論理回路332を備えている。その論理回路332は、クロックパルスを発生させるクロック発振器(例えば、発振周期:10μs)334と、そのクロック発振器334から出力されたクロックパルスの数をカウントするカウンタ336とを備えている。このカウンタ336は、所定のビット数を有するフリップフロップとして構成される。
論理回路332は、さらに、カウンタ336の出力をアンド論理素子によってデコードし、それぞれ周期的な3つのタイミングパルスt0、t1、t2を生成するタイミング回路338を備えている。論理回路332は、さらに、2個のフリップフロップ340,342と、XOR論理素子350と、2個のAND論理素子360,362とを備えている。
フリップフロップ340は、シフト型で、タイミングパルスt0に応答し、XOR論理素子の演算結果、すなわち、次回は昇圧スイッチ294と降圧スイッチ296とのうちいずれがオンにされるかを表す情報を記憶する。このフリップフロップ340は、次のタイミングパルスt0が到来するまで、記憶内容を保持する。
フリップフロップ342も、シフト型で、タイミングパルスt1に応答し、フリップフロップ340の記憶内容を記憶する。このフリップフロップ342も、次のタイミングパルスt1が到来するまで、記憶内容を保持する。
XOR論理素子350は、比較器250の出力とフリップフロップ342の出力とがそれぞれ入力され、それら2入力が同じ論理値であれば、論理値「0」を出力する一方、互いに異なる論理値であれば、論理値「1」を出力するように動作する。フリップフロップ342の出力は、図15における前回判定結果を表し、これに対し、比較器250の出力は、図15における今回比較結果を表している。したがって、このXOR論理素子350は、図15に表で表す論理演算と同じ論理演算を行う。
2個のAND論理素子360,362はいずれも、2つの入力がいずれも論理値「1」である場合に、論理値「1」を出力するように動作する。AND論理素子360は、フィリップフロップ342の出力を入力するため、このフリップフロップ342の出力の論理値が「1」である場合に、タイミングパルスt2の到来時に、タイミング回路298に出力パルスを出力する。これに対し、AND論理素子362は、フリップフロップ342の出力のNOTを入力するため、このフリップフロップ342の出力の論理値が「0」である場合に、タイミングパルスt2の到来時に、タイミング回路300に出力パルスを出力する。
図17には、3つのタイミングパルスt0、t1、t2の発生タイミングがタイミングチャートで表されている。タイミングパルスt0の周期Dは、例えば、10msであり、また、タイミングパルスt0とt1との時間間隔d1は、例えば、10μsであり、また、タイミングパルスt1とt2との時間間隔d2は、例えば、100μsである。
論理回路332の動作を説明するに、スイッチ40のオンオフ動作に起因した充電装置330の過渡現象が収束したころ、タイミングパルスt0が立ち上がり、それに応答して、XOR論理素子350の論理演算結果がフリップフロップ340に記憶される。次に、タイミングパルスt1が立ち上がると、サンプリング指令がサンプルホールド回路254に送出されると同時に、フリップフロップ340の記憶内容がフリップフロップ342に記憶される。
その後、タイミングパルスt2が立ち上がると、フリップフロップ342の記憶内容に応じ、2個のタイミング回路298,300のうちのいずれかに、対応するAND論理素子360,362から出力パルスが出力される。その結果、図12に示すコンデンサ292の電圧が昇圧または降圧し、それに応じてスイッチ40のデュティ比が変更される。この変更に起因する充電装置330の過渡現象が収束するころに、次のタイミングパルスt0が立ち上がり、上述の動作が反復される。
以上、本発明の実施の形態のいくつかを図面に基づいて詳細に説明したが、これらは例示であり、前記[発明の開示]の欄に記載の態様を始めとして、当業者の知識に基づいて種々の変形、改良を施した他の形態で本発明を実施することが可能である。
Claims (19)
- 発電電力が発電電圧および発電電流に関して極大点を有する太陽電池によって電気二重層キャパシタを充電するために、それら太陽電池と電気二重層キャパシタとに接続されて使用される充電装置であって、
少なくともスイッチを有し、そのスイッチの可変のデューティ比に応じて、前記太陽電池から前記電気二重層キャパシタに供給される電力を変換するDC−DCコンバータと、
前記電気二重層キャパシタの充電電流を検出する検出回路と、
その検出回路によって検出された充電電流は参照するが、前記電気二重層キャパシタの充電電圧は参照することなく、その電気二重層キャパシタの充電電流が実質的に極大化するように前記デューティ比を決定し、その決定されたデューティ比が実現されるように前記スイッチを制御するコントローラと
を含む充電装置。 - さらに、前記太陽電池の発電電圧を安定化させるためにその太陽電池に並列に接続されるコンデンサを含み、そのコンデンサの静電容量が前記電気二重層キャパシタの静電容量より小さい請求項1に記載の充電装置。
- 前記コントローラは、
前記充電電流を記憶する記憶部と、
前記充電電流に基づいて前記デューティ比を決定する決定部と
を含む請求項1または2に記載の充電装置。 - 前記記憶部は、前記検出回路による充電電流の検出値をデジタルデータとして記憶するデジタルメモリを含む請求項3に記載の充電装置。
- 前記記憶部は、前記検出回路による充電電流の検出値をアナログ信号として記憶するアナログメモリを含む請求項3に記載の充電装置。
- 前記アナログメモリは、指令されたサンプリングタイミングで、前記検出回路による充電電流の検出値をサンプリングして保持するサンプルホールド回路を含む請求項5に記載の充電装置。
- 前記アナログメモリは、前記検出回路による充電電流の検出値を互いに異なるサンプリングタイミングでそれぞれサンプリングして保持する少なくとも2個のサンプルホールド回路を含み、
前記決定部は、それら少なくとも2個のサンプルホールド回路によってそれぞれ保持された少なくとも2個の検出値のうちの現在検出値を表すアナログ電圧信号と、少なくとも1個の過去検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する請求項6に記載の充電装置。 - 前記アナログメモリは、前記検出回路による充電電流の検出値をサンプリングタイミングでサンプリングして、過去検出値として保持するサンプルホールド回路を含み、
前記決定部は、そのサンプルホールド回路によって保持された過去検出値を表すアナログ電圧信号と、前記検出回路による充電電流の現在検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する請求項6に記載の充電装置。 - 前記決定部は、前記デューティ比の最適値を探索的に決定するために、前記デューティ比を離散的に強制的に変更する強制的変更サイクルを反復し、各回の強制的変更サイクルにおいては、前記デューティ比の強制的変更に対する前記充電電流の応答に応じ、前記充電電流が実質的に極大化するように前記デューティ比を決定する請求項3ないし8のいずれかに記載の充電装置。
- 前記決定部は、前記各回の強制的変更サイクルにおいて、今回の強制的変更が行われる前に前記検出回路によって検出された充電電流である前回検出値と、今回の強制的変更が行われた後に前記検出回路によって検出された充電電流である今回検出値とを互いに比較し、その比較結果を用いて前記充電電流の応答を監視する請求項9に記載の充電装置。
- 前記記憶部は、
前記検出回路による充電電流の検出値を互いに異なるサンプリングタイミングでサンプリングして保持する第1および第2のサンプルホールド回路と、
それら第1および第2のサンプルホールド回路による検出値のサンプリングが交互に行われるように、各サンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングをそれぞれ決定するタイミング回路と
を含み、
前記決定部は、
前記第1および第2のサンプルホールド回路にそれぞれ保持された2個の検出値を互いに比較する比較回路と、
前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
を含む請求項3ないし10のいずれかに記載の充電装置。 - 前記記憶部は、
前記検出回路による充電電流の検出値を保持するサンプルホールド回路と、
そのサンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングを決定するタイミング回路と
を含み、
前記決定部は、
前記サンプルホールド回路によって保持された検出値と、前記検出回路による充電電流の検出値の最新値とを互いに比較する比較回路と、
前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
を含む請求項3ないし10のいずれかに記載の充電装置。 - 前記コントローラは、さらに、前記決定されたデューティ比が実現されるように前記スイッチを制御するスイッチ制御回路を含む請求項1ないし12のいずれかに記載の充電装置。
- 前記スイッチ制御回路は、前記コントローラのコンピュータからの信号に基づき、前記スイッチをオン状態とオフ状態とに切り替える請求項13に記載の充電装置。
- 前記スイッチ制御回路は、
前記スイッチに電気的に接続され、そのスイッチをオン状態とオフ状態とに切り替える切替回路と、
その切替回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じてカウンタ値が設定され、その設定されたカウンタ値に応じて、前記切替回路が前記スイッチをオン状態に維持する時間の長さを変化させるカウンタ回路と
を含む請求項13に記載の充電装置。 - 前記スイッチ制御回路は、
三角波信号を生成する発振回路と、
その発振回路と前記スイッチとに電気的に接続され、前記発振回路によって生成された三角波信号をしきいレベルで2値化することにより、オン信号とオフ信号とを選択的に生成して前記スイッチに出力する2値化回路と、
その2値化回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じて、前記しきいレベルを表す信号を生成して前記2値化回路に出力するしきいレベル信号生成回路と
を含む請求項13に記載の充電装置。 - 前記コントローラは、前記デューティ比の最新値を決定した後、予め定められた条件が成立するまで、前記デューティ比を保持する保持部を含む請求項1ないし16のいずれかに記載の充電装置。
- 前記コントローラは、前記検出回路によって検出される充電電流が上限値を超えないように前記デューティ比を決定する電流制限部を含む請求項1ないし17のいずれかに記載の充電装置。
- 前記DC−DCコンバータは、降圧型である請求項1ないし18のいずれかに記載の充電装置。
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