CN111953209B - 开关型变换器及其控制电路和控制方法 - Google Patents
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Abstract
公开了一种开关型变换器及其控制电路和控制方法，根据开关型变换器的输入电压的大小来控制该开关型变换器在轻载下的工作模式，使其在强制连续导通模式和断续导通模式之间切换，从而避免长时间工作在强制连续导通模式下由于输出电容上的能量倒灌入输入电压而导致输入电压升高，损坏器件。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体地，涉及一种开关型变换器及其控制电路和控制方法。
背景技术
在DC/DC开关型变换器中，当输出负载为轻载甚至是空载的情况下，常控制变换器工作于强制连续导通模式(FCCM)以减小输出电压纹波，但在FCCM模式下，输出电容上的能量会倒灌到输入端，导致输入电压升高，使器件损坏。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种开关型变换器及其控制电路和控制方法，根据开关型变换器的输入电压的大小来控制该开关型变换器在轻载下的工作模式，使其在强制连续导通模式和断续导通模式之间切换，从而避免长时间工作在强制连续导通模式下由于输出电容上的能量倒灌入输入电压而导致输入电压升高，损坏器件。
根据本发明的第一方面，提供了一种开关型变换器的控制电路，其中所述开关型变换器包括主功率管和同步功率管，所述控制电路被配置为根据输入电压的变化切换所述开关型变换器的工作模式，以控制电感电流的状态，从而避免所述输入电压过高。
优选地，所述控制电路被配置为控制所述开关型变换器在强制连续导通模式和断续导通模式之间切换。
优选地，所述控制电路包括：
指示信号产生电路，被配置为产生表征所述输入电压的变化的指示信号以控制所述开关型变换器切换工作模式；以及
驱动控制电路，被配置为根据所述指示信号控制所述开关型变换器切换工作模式，并产生相应的驱动信号以控制所述开关型变换器中功率管的开关状态。
优选地，当所述输入电压大于第一阈值后，根据所述指示信号控制所述同步功率管在所述电感电流过零时关断，从而使得所述开关型变换器进入断续导通模式。
优选地，当所述输入电压小于第二阈值后，根据所述指示信号控制所述同步功率管以使得所述电感电流连续，从而使得所述开关型变换器进入强制连续导通模式，其中所述第一阈值大于所述第二阈值。
优选地，所述驱动控制电路包括：
过零控制电路，被配置为根据所述指示信号产生过零关断信号，以决定是否在电感电流过零时关断所述同步功率管；以及
驱动产生电路，被配置为接收所述过零关断信号，并产生所述主功率管和所述同步功率管的驱动信号。
优选地，过零控制电路包括：
阈值产生电路，被配置为受所述指示信号控制以产生不同的过零比较阈值；
过零比较电路，被配置为比较所述同步功率管两端的电压和所述过零比较阈值以产生所述过零关断信号。
优选地，所述阈值产生电路被配置为当所述输入电压大于第一阈值后，控制所述过零比较阈值等于零；当所述输入电压小于第二阈值后，控制所述过零比较阈值大于当所述电感电流小于零时所述同步功率管的最大导通压降。
优选地，所述驱动产生电路包括：
第一驱动产生电路，被配置为根据所述开关型变换器的输出信号和额定参考值产生所述主功率管的驱动信号；以及
第二驱动产生电路，被配置为根据所述过零关断信号和所述主功率管的驱动信号产生所述同步功率管的驱动信号。
优选地，所述第二驱动产生电路被配置为在所述主功率管的驱动信号无效时控制所述同步功率管的驱动信号有效，并且当所述过零关断信号有效时，所述第二驱动产生电路在所述电感电流过零时控制所述同步功率管关断；当所述过零关断信号无效时，所述第二驱动产生电路控制所述同步功率管与所述主功率管互补导通。
优选地，所述第二驱动产生电路还被配置为根据时钟信号和所述过零关断信号两者中优先有效的信号控制所述同步功率管的关断，其中所述时钟信号无效的时刻对应所述主功率管的开通时刻。
优选地，所述阈值产生电路包括：
第一RS触发器，被配置为在所述输入电压大于第一阈值后输出有效的过压控制信号，在所述输入电压小于第二阈值后输出无效的过压控制信号；以及
充电电路，包括一电容，被配置为在所述过压控制信号有效时，控制所述电容释放能量，以使得所述电容上的电压为零以作为所述过零比较阈值；在所述过压控制信号无效时，控制所述电容充电，以使得所述电容上的电压上升至第三阈值以作为所述过零比较阈值，其中所述第三阈值大于所述电感电流小于零时所述同步功率管的最大导通压降。
优选地，所述第二驱动产生电路包括：
第二RS触发器，被配置为输出所述同步功率管的驱动信号；
第一逻辑电路，被配置为在主功率管的驱动信号无效时产生置位信号至所述第二RS触发器；以及
第二逻辑电路，包括或门，所述或门接收所述时钟信号和所述过零关断信号，并输出复位信号至所述第二RS触发器。
根据本发明的第二方面，提出了一种开关型变换器，包括：
主功率电路，包括：主功率管、同步功率管以及电感；以及
如上所述的控制电路。
根据本发明的第三方面，提出了一种用于开关型变换器的控制方法，包括：
检测所述开关型变换器的输入电压；以及
根据所述输入电压的变化控制所述开关型变换器在强制连续导通模式和断续导通模式之间切换，以控制电感电流的状态，从而避免所述输入电压过压。
优选地，控制方法还包括：
分别将所述开关型变换器的输入电压与第一阈值和第二阈值比较；
当所述输入电压大于所述第一阈值时，控制所述开关型变换器中同步功率管在所述电感电流过零时关断，以使得所述开关型变换器进入所述断续导通模式；以及
当所述输入电压小于所述第二阈值时，控制所述同步功率管使得所述电感电流连续，以使得所述开关型变换器进入所述强制连续导通模式。
优选地，控制方法还包括：
根据所述输入电压的变化产生不同的过零比较阈值；
在所述同步管导通期间检测所述同步管两端的电压；以及
将所述同步功率管两端的电压与所述过零比较阈值比较，以产生过零关断信号。
优选地，根据所述输入电压的变化产生不同的过零比较阈值包括：
当所述输入电压大于所述第一阈值时，控制所述过零比较阈值等于零；当所述输入电压小于所述第二阈值时，控制所述过零比较阈值上升至第三阈值，其中所述第三阈值大于电感电流小于零时所述同步功率管的最大导通压降。
优选地，控制方法还包括：
根据所述过零关断信号和时钟信号两者中优先有效的信号控制所述同步功率管关断，其中所述时钟信号无效的时刻对应所述主功率管的开通时刻。
优选地，控制方法还包括：
当所述过零比较阈值等于零时，所述过零关断信号在所述电感电流过零时有效，以控制所述同步功率管关断；以及
当所述过零比较阈值等于所述第三阈值时，所述过零关断信号无效，所述同步功率管受所述时钟信号控制而关断。
综上所述，在本发明实施例中，控制电路根据开关型变换器的输入电压的大小来控制该开关型变换器在轻载下的工作模式，使其在强制连续导通模式和断续导通模式之间切换，从而避免长时间工作在强制连续导通模式下由于输出电容上的能量倒灌入输入电压而导致输入电压升高，损坏器件。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为本发明实施例的开关型变换器的电路图；
图2为本发明实施例的开关型变换器的控制电路的框图；
图3为本发明实施例的开关型变换器的控制电路中过零控制电路的具体电路图；
图4为本发明实施例的开关型变换器的控制电路中驱动产生电路的具体电路图；
图5为本发明实施例的开关型变换器的工作波形图；以及
图6为本发明实施例的开关型变换器的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1为本发明实施例的开关型变换器的电路图。如图1所示，以buck变换器为例进行说明。应理解，其他拓扑例如boost或者buck-boost均可适用在本发明中。buck变换器包括主功率管Q1、同步功率管Q2以及电感L，其中主功率管Q1和同步功率管Q2均采用MOSFET，分别具有寄生的体二极管D1和D2。在轻载下，buck变换器有两种工作模式：强制连续导通模式(FCCM)以及断续导通模式(DCM)。在DCM模式下，同步功率管Q2在电感电流iL经体二极管D2续流减小至零时关断。在FCCM模式下，当电感电流iL续流至零后，同步功率管Q2并不会受控关断，而是与主功率管Q1互补导通，从而使得电感电流连续。当然，主功率管Q1和同步功率管Q2的驱动信号之间需要设置死区时间，以防止直通。因此，电感电流iL减小至零后，会反向流过同步功率管Q2，此时输出电容Co释放能量。当同步功率管Q2关断后，电感电流iL会流经主功率管Q1，从而使得输出电容Co的能量倒灌至输入端，导致输入电压Vin增大。因此，控制电路根据输入电压Vin的变化来控制buck变换器的工作模式，从而使得buck变换器在FCCM和DCM模式之间切换，从而在不需要关机重启的情况下，解决了输入电压过压的问题。
具体地，控制电路包括指示信号产生电路1和驱动控制电路2。指示信号产生电路1用于产生表征输入电压Vin的变化的指示信号m1和m2，从而控制开关型变换器切换工作模式。驱动控制电路2被配置为根据指示信号m1和m2切换开关型变换器的工作模式，并产生相应的驱动信号Vgs1和Vgs2以控制开关型变换器中功率管的开关状态。
具体地，驱动控制电路2包括过零控制电路21和驱动产生电路22。其中，过零控制电路21用于根据指示信号m1和m2的状态产生过零关断信号Vz，以决定同步功率管Q2是否在电感电流iL过零时关断。其中，当指示信号m1有效时，过零控制电路21输出的过零关断信号Vz用于控制同步功率管Q2在电感电流过零时关断，使得变换器切换至DCM模式工作；当指示信号m2有效时，过零控制电路2输出的过零关断信号Vz无效，以控制同步功率管Q2与主功率管Q1互补导通，也即同步功率管Q2保持导通状态直至主功率管Q1再次导通前关断，使得电感电流连续，从而变换器切换至FCCM模式工作。在本实施例中，过零控制电路21通过在同步功率管Q2导通期间检测同步功率管Q2两端的电压Vlx(也即为中点LX处的电压)，判断出电感电流iL的过零时刻，从而实现过零关断的控制。应理解，过零控制电路也可以采用其他方式实现电感电流过零时关断同步功率管的控制。
此外，驱动产生电路22被配置为产生控制主功率管Q1的驱动信号Vgs1，并根据过零关断信号Vz产生控制同步功率管Q2的驱动信号Vgs2。
图2给出了本发明实施例的控制电路的电路图。如图所示，指示信号产生电路1包括比较器COM1和COM2，其中比较器COM1用于比较输入电压Vin和第一阈值Vref1，当输入电压Vin超过第一阈值Vref1时，表示此时buck变换器的输入电压过压，因此输出的指示信号m1有效，以控制buck变换器切换至DCM模式。比较器COM2用于比较输入电压Vin和第二阈值Vref2，由于在DCM模式下，能量无法倒灌，输入电压Vin会逐渐下降，当其下降至小于第二阈值Vref2后，比较器COM2输出的指示信号m2有效，从而控制buck变换器切换回FCCM模式。
过零控制电路21包括阈值产生电路211和过零比较电路212。具体地，阈值产生电路211被配置为接收指示信号m1和指示信号m2，以根据输入电压Vin的变化产生不同的过零比较阈值Vth至过零比较电路22，从而切换变换器的工作模式。在本实施例中，当输入电压Vin大于第一阈值Vref1之后，为了使得变换器工作在DCM模式，过零比较阈值Vth受控等于零；而当输入电压Vin小于第二阈值Vref2后，为了使变换器进入FCCM模式，过零比较阈值Vth受控为第三阈值，其中第三阈值大于电感电流小于零时同步功率管Q2的最大导通压降，也即电感电流iL过零反向时，其绝对值的最大值iLmax与同步功率管Q2的通态电阻Rds_on的乘积(|iLmax|*Rds_on)。同时，过零比较电路212通过比较同步功率管Q2两端的电压Vlx与过零比较阈值Vth而产生过零关断信号Vz。
驱动产生电路22包括第一驱动产生电路221以产生主功率管Q1的驱动信号Vgs1，和第二驱动产生电路222以产生同步功率管Q2的驱动信号Vgs2。应理解，主功率管Q1的驱动信号Vgs1可以采用任何一种已知的控制方法产生，在此不作详细阐述。第二驱动产生电路222被配置为根据过零关断信号Vz和主功率管Q1的驱动信号Vgs1产生同步功率管Q2的驱动信号Vgs2。具体地，第二驱动产生电路222在驱动信号Vgs1无效时控制驱动信号Vgs2有效，以开通同步功率管Q2；同时，根据过零控制信号Vz控制同步功率管Q2的关断时刻。当过零关断信号Vz有效时，第二驱动产生电路222在电感电流过零时控制同步功率管Q2关断；当过零关断信号Vz无效时，第二驱动产生电路32控制同步功率管Q2与主功率管Q1互补导通，从而使得电感电流连续。
图3为本发明实施例的控制电路中过零控制电路的具体电路图。如图所示，过零控制电路中的阈值产生电路31包括第一RS触发器U1以及一充电电路。在本实施例中，第一RS触发器U1的置位端S接收指示信号m1，复位端R接收指示信号m2，输出端Q输出过压控制信号VIN_OVP。在本实施例中，当输入电压Vin超过第一阈值Vref1后，过压控制信号VIN_OVP有效；当输入电压Vin小于第二阈值Vref2后，过压控制信号VIN_OVP无效。
充电电路包括电容Cz，以使得在过压控制信号VIN_OVP有效时，电容Cz放电以使得电容Cz上的电压为零；在过压控制信号VIN_OVP无效时，使得电容Cz上的电压上升至第三阈值，从而确保电压Vlx小于第三阈值。应理解，电容Cz上的电压即为过零比较阈值Vth。在本实施例中，充电电路还包括电流源Iz和开关管S。电容Cz与开关管S并联连接，开关管S的开关状态受过压控制信号VIN_OVP控制。进一步地，过零控制电路3中的过零比较电路32包括比较器COM3，其第一输入端(i.e.，同相输入端)接收电压Vlx，第二输入端(i.e.,反相输入端)接收过零比较阈值Vth，输出端输出过零控制信号Vz。
在变换器工作在FCCM模式期间，当输入电压Vin大于第一阈值Vref1后，指示信号m1有效，即RS触发器的置位端有效，因此过压控制信号VIN_OVP有效。此后开关管S受控导通，电容Cz经开关管S放电至零，使得过零比较阈值Vth为零。此后，当电感电流iL一旦反向流过同步功率管Q2时，电压Vlx会大于零，从而比较器COM3输出的过零关断信号Vz有效，以关断同步功率管Q2。因此，电路切换到DCM模式工作，同步功率管Q2在电感电流iL过零时受控关断。
当输入电压Vin下降至小于第二阈值Vref2后，指示信号m2有效，即RS触发器的复位端有效，因此过压控制信号VIN_OVP无效以关断开关管S。此后电流源Iz给电容Cz充电，使得过零比较阈值Vth逐渐增大。当过零比较阈值Vth上升至第三阈值时，在同步功率管Q2导通期间，电压Vlx均小于过零比较阈值Vth，因此过零关断信号Vz始终无效。
应理解，阈值产生电路的电路结构不限于此，任何具有分别在DCM和FCCM模式下产生不同的过零比较阈值的功能的电路均在本发明的保护范围内。
图4为本发明实施例的驱动产生电路的电路图。如上所述，第一驱动产生电路41可以采用任何一种已知的驱动电路产生驱动信号Vgs1。在本实施例中，主功率管Q1的驱动信号Vgs1根据输出电压Vout的反馈信号以及额定参考值的误差，采用PWM控制且以恒定开关频率控制产生。第二驱动产生电路42根据时钟信号CLK、驱动信号Vgs1以及过零关断信号Vz产生驱动信号Vgs2。进一步地，第二驱动产生电路42用以在主功率管Q1的驱动信号Vgs1无效时控制同步功率管Q2导通，并且，根据时钟信号CLK和过零关断信号Vz两者中优先有效的信号控制同步功率管Q2关断。在此，时钟信号CLK的频率与主功率管Q1的开关频率相同，且时钟信号CLK无效的时刻对应主功率管的开通时刻，从而实现同步功率管与主功率管的互补导通。进一步地，主功率管Q1的驱动信号Vgs1在时钟信号CLK的下降沿有效(不考虑死区时间)。
具体地，第二驱动产生电路42包括第一逻辑电路421、第二逻辑电路422以及第二RS触发器U2。第一逻辑电路421被配置为在驱动信号Vgs1无效时产生置位信号set，以控制同步功率管Q2开通。第二逻辑电路322根据时钟信号CLK和过零关断信号Vz两者中优先有效的信号产生复位信号rst，以控制同步功率管Q2关断。具体地，第一逻辑电路321包括反相器和单脉冲触发器Oneshot1，反相器将驱动信号Vgs1反相后输入至单脉冲触发器Oneshot1，从而在驱动信号Vgs1无效时输出有效的置位信号set以触发第二RS触发器U2置位，从而产生的驱动信号Vgs2有效。第二逻辑电路322包括或门和单脉冲触发器Oneshot2，其中或门的输入端接收过零关断信号Vz和时钟信号CLK，在一个开关周期内，若过零关断信号Vz先有效，则经单脉冲触发器Oneshot2后，即产生有效的复位信号rst去触发第二RS触发器U2复位，从而产生的驱动信号Vgs2无效；而后当时钟信号CLK到来时，不会再对同步功率管Q2产生影响。若过零关断信号Vz无效，则第二RS触发器U2在每个时钟信号CLK到来时复位，从而实现同步功率管Q2的关断控制。
应理解，控制同步功率管与主功率管互补导通以进入FCCM模式从而使得电感电流连续的方式不限于此，当主功率管Q1的驱动信号采用其他控制方式时，其控制信号也会相应改变，只要能够实现与本实施例功能相同的驱动产生电路且均在本发明保护范围之内。
图5为本发明实施例的开关型变换器的工作波形图。如图所示，在t0之前，变换器工作于FCCM模式，主功率管Q1的驱动信号Vgs1和同步功率管Q2的驱动信号Vgs2互补导通。输入电压Vin由于输出电容的能量倒灌而逐渐上升，至t0时刻上升至第一阈值Vref1。此后控制电路控制变换器切换至DCM工作模式，同时过零比较阈值Vth受控为零，因此在t1时刻，电感电流iL下降至零时，驱动信号Vgs2无效从而关断同步功率管Q2。此后输入电压Vin逐渐下降，至t2时刻，下降至第二阈值Vref2。此后，过零比较阈值Vth受控开始逐渐上升。应理解，电容充电上升至第三阈值Vref3需要经过一段时间(i.e.,t2-t3)，因此，当上升过程中过零比较阈值Vth较小的时候，电感电流iL反向流过同步功率管Q2时，同步管Q2两端的电压Vlx会大于过零比较阈值Vth，使得过零比较信号Vz比时钟信号CLK先有效，因此在t3时刻驱动信号Vgs2无效以关断同步功率管Q2。当过零比较阈值Vth在t4时刻达到第三阈值Vref3之后，同步功率管Q2两端的电压Vlx始终小于过零比较阈值Vth，从而过零关断信号Vz始终无效，驱动信号Vgs2在时钟信号CLK到来时无效，也即使得同步功率管Q2一直导通，直至主功率管Q1开通为止，从而使得电感电流iL连续，变换器切换至FCCM模式。应理解，若过零比较阈值Vth上升速度很快，如在一个开关周期内即达到第三阈值Vref3，则在上升过程中不会出现电压Vlx会大于过零比较阈值Vth的情况，从而直接进入FCCM模式。
图6为本发明实施例的开关型变换器的控制方法的流程图。该控制方法包括如下步骤：
步骤S1：检测开关型变换器的输入电压；
步骤S2：分别将开关型变换器的输入电压与第一阈值和第二阈值比较。
具体地，当输入电压大于第一阈值后，控制同步功率管在电感电流过零时关断，以使得开关型变换器进入断续导通模式；当输入电压小于第二阈值后，控制同步功率管使得电感电流连续，以使得所述开关型变换器进入所述强制连续导通模式。
步骤S3：根据输入电压的变化产生不同的过零比较阈值。其中，当输入电压大于第一阈值后，控制过零比较阈值等于零；当输入电压小于第二阈值后，控制过零比较阈值上升至第三阈值，其中第三阈值大于电感电流为负时同步功率管的最大导通压降。
步骤S4：在同步功率管导通期间检测同步功率管两端的电压。
步骤S5：将同步功率管两端的电压与过零比较阈值比较，以产生过零关断信号。
步骤S6：根据过零关断信号和时钟信号两者中优先有效的信号控制同步功率管关断。其中时钟信号无效的时刻与主功率管的开通时刻对应。
具体地，当过零比较阈值等于零时，过零关断信号在电感电流过零时有效，以控制同步功率管关断；当过零比较阈值等于第三阈值时，过零关断信号无效，同步功率管受时钟信号控制而关断。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (19)
1.一种开关型变换器的控制电路，其中所述开关型变换器包括主功率管和同步功率管，其特征在于，所述控制电路被配置为根据输入电压的变化切换所述开关型变换器的工作模式，以控制电感电流的状态，从而避免所述输入电压过高，
其中，所述控制电路被配置为控制所述开关型变换器在强制连续导通模式和断续导通模式之间切换。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路包括：
指示信号产生电路，被配置为产生表征所述输入电压的变化的指示信号以控制所述开关型变换器切换工作模式；以及
驱动控制电路，被配置为根据所述指示信号控制所述开关型变换器切换工作模式，并产生相应的驱动信号以控制所述开关型变换器中功率管的开关状态。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，当所述输入电压大于第一阈值后，根据所述指示信号控制所述同步功率管在所述电感电流过零时关断，从而使得所述开关型变换器进入断续导通模式。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，当所述输入电压小于第二阈值后，根据所述指示信号控制所述同步功率管以使得所述电感电流连续，从而使得所述开关型变换器进入强制连续导通模式，其中所述第一阈值大于所述第二阈值。
5.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述驱动控制电路包括：
过零控制电路，被配置为根据所述指示信号产生过零关断信号，以决定是否在电感电流过零时关断所述同步功率管；以及
驱动产生电路，被配置为接收所述过零关断信号，并产生所述主功率管和所述同步功率管的驱动信号。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，过零控制电路包括：
阈值产生电路，被配置为受所述指示信号控制以产生不同的过零比较阈值；
过零比较电路，被配置为比较所述同步功率管两端的电压和所述过零比较阈值以产生所述过零关断信号。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述阈值产生电路被配置为当所述输入电压大于第一阈值后，控制所述过零比较阈值等于零；当所述输入电压小于第二阈值后，控制所述过零比较阈值大于当所述电感电流小于零时所述同步功率管的最大导通压降。
8.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，所述驱动产生电路包括：
第一驱动产生电路，被配置为根据所述开关型变换器的输出信号和额定参考值产生所述主功率管的驱动信号；以及
第二驱动产生电路，被配置为根据所述过零关断信号和所述主功率管的驱动信号产生所述同步功率管的驱动信号。
9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述第二驱动产生电路被配置为在所述主功率管的驱动信号无效时控制所述同步功率管的驱动信号有效，并且当所述过零关断信号有效时，所述第二驱动产生电路在所述电感电流过零时控制所述同步功率管关断；当所述过零关断信号无效时，所述第二驱动产生电路控制所述同步功率管与所述主功率管互补导通。
10.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述第二驱动产生电路还被配置为根据时钟信号和所述过零关断信号两者中优先有效的信号控制所述同步功率管的关断，其中所述时钟信号无效的时刻对应所述主功率管的开通时刻。
11.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述阈值产生电路包括：
第一RS触发器，被配置为在所述输入电压大于第一阈值后输出有效的过压控制信号，在所述输入电压小于第二阈值后输出无效的过压控制信号；以及
充电电路，包括一电容，被配置为在所述过压控制信号有效时，控制所述电容释放能量，以使得所述电容上的电压为零以作为所述过零比较阈值；在所述过压控制信号无效时，控制所述电容充电，以使得所述电容上的电压上升至第三阈值以作为所述过零比较阈值，其中所述第三阈值大于所述电感电流小于零时所述同步功率管的最大导通压降。
12.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述第二驱动产生电路包括：
第二RS触发器，被配置为输出所述同步功率管的驱动信号；
第一逻辑电路，被配置为在主功率管的驱动信号无效时产生置位信号至所述第二RS触发器；以及
第二逻辑电路，包括或门，所述或门接收所述时钟信号和所述过零关断信号，并输出复位信号至所述第二RS触发器。
13.一种开关型变换器，其特征在于，包括：
主功率电路，包括：主功率管、同步功率管以及电感；以及
如权利要求1-12任一项所述的控制电路。
14.一种用于开关型变换器的控制方法，其特征在于，包括：
检测所述开关型变换器的输入电压；以及
根据所述输入电压的变化控制所述开关型变换器在强制连续导通模式和断续导通模式之间切换，以控制电感电流的状态，从而避免所述输入电压过压。
15.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于，还包括：
分别将所述开关型变换器的输入电压与第一阈值和第二阈值比较；
当所述输入电压大于所述第一阈值时，控制所述开关型变换器中同步功率管在所述电感电流过零时关断，以使得所述开关型变换器进入所述断续导通模式；以及
当所述输入电压小于所述第二阈值时，控制所述同步功率管使得所述电感电流连续，以使得所述开关型变换器进入所述强制连续导通模式。
16.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，还包括：
根据所述输入电压的变化产生不同的过零比较阈值；
在所述同步功率管导通期间检测所述同步功率管两端的电压；以及
将所述同步功率管两端的电压与所述过零比较阈值比较，以产生过零关断信号。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，根据所述输入电压的变化产生不同的过零比较阈值包括：
当所述输入电压大于所述第一阈值时，控制所述过零比较阈值等于零；当所述输入电压小于所述第二阈值时，控制所述过零比较阈值上升至第三阈值，其中所述第三阈值大于电感电流小于零时所述同步功率管的最大导通压降。
18.根据权利要求17所述的控制方法，其特征在于，还包括：
根据所述过零关断信号和时钟信号两者中优先有效的信号控制所述同步功率管关断，其中所述时钟信号无效的时刻对应主功率管的开通时刻。
19.根据权利要求18所述的控制方法，其特征在于，还包括：
当所述过零比较阈值等于零时，所述过零关断信号在所述电感电流过零时有效，以控制所述同步功率管关断；以及
当所述过零比较阈值等于所述第三阈值时，所述过零关断信号无效，所述同步功率管受所述时钟信号控制而关断。
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