JP2006271017A - 充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】太陽電池によって電気二重層キャパシタ（以下、「キャパシタ」という）を充電する充電装置において、太陽電池によるキャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池からキャパシタへの電気エネルギーの流れを制御する。
【解決手段】充電装置１０を、（ａ）少なくともスイッチ４０を有し、そのスイッチの可変のデューティ比に応じて、太陽電池１２からキャパシタ１４に供給される電力を変換するＤＣ−ＤＣコンバータ３２と、（ｂ）キャパシタの充電電流を検出する検出回路５０と、（ｃ）その検出回路によって検出された充電電流Ｉｃは参照するが、キャパシタの充電電圧Ｖｃは参照することなく、そのキャパシタの充電電流が実質的に極大化するようにデューティ比を決定し、その決定されたデューティ比が実現されるようにスイッチを制御するコントローラ６０とを含むものとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、太陽電池によって電気二重層キャパシタを充電する技術に関し、特に、太陽電池による電気二重層キャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池から電気二重層キャパシタへの電気エネルギーの流れを制御する技術に関する。

自然エネルギーを利用して電気エネルギーを発生させる発電素子の一例として太陽電池が存在する。また、そのような発電素子によって発生させられた電気エネルギーを蓄積する蓄電素子の一例として電気二重層キャパシタ（以下、単に「キャパシタ」という。）も存在する。

太陽電池によってキャパシタを充電するために、それら太陽電池とキャパシタとに充電装置が接続されて使用される。この充電装置の一例においては、太陽電池によるキャパシタの充電効率を増加させるために、太陽電池によって発電された直流電圧を変換してキャパシタに供給するコンバータが使用される。このコンバータの一例は、スイッチング型コンバータである。

一般に、太陽電池には、発電電力が発電電圧および発電電流に関して極大点を有するという特性がある。そのため、太陽電池を使用する場合には、太陽電池の発電電圧または発電電流が変化すると、それに伴って発電電力すなわち太陽電池の出力エネルギーが変化する。

一方、キャパシタには、それの充電状態すなわちキャパシタに蓄積されている電荷の量に応じて電圧が大きく変化するという特徴がある。この特徴は、キャパシタに固有のものであり、他の種類の蓄電素子には存在しない。

以上説明した特性や特徴を有する太陽電池とキャパシタとに接続されて使用される充電装置の一従来例が存在する（例えば、特許文献１参照。）。この従来例は、スイッチ、コイルおよびダイオードを有するスイッチング型コンバータと、太陽電池の発電電流を検出する電流検出回路と、太陽電池の発電電圧を検出する電圧検出回路と、それらスイッチング型コンバータと電流検出回路と電圧検出回路とに接続されたコントローラとを含むように構成されている。

この従来例においては、そのコントローラが、電流検出回路によって検出された発電電流と、電圧検出回路によって検出された発電電圧とに基づき、太陽電池の発電電力が極大化するようにスイッチのデューティ比の最適値を決定する。このコントローラは、その決定されたデューティ比の最適値が実現されるように、スイッチのオンオフ状態を制御する。
特開２００２−１９９６１４号公報

この従来例においては、太陽電池の発電電力を極大化するために、その太陽電池につき、電圧と電流という２種類の物理量を検出しなければならない。そのため、それら２種類の物理量を検出するためのハードウエア構成が、１つの物理量を検出すれば足りる場合より複雑化し易い。

さらに、この従来例においては、太陽電池の発電電力が極大化するようにスイッチのデューティ比を決定するために、（ａ）発電電力の極大化を実現する発電電圧と発電電流との関係を予め記憶しておき、その関係に従ってスイッチのデューティ比の最適値を決定する手法や、（ｂ）発電電圧の検出値と発電電流の検出値との積として発電電力を計算し、その発電電力が極大化するようにスイッチのデューティ比の最適値を探索的に決定する手法を採用することが可能である。

しかしながら、この従来例においては、それら２種類の手法のいずれを採用するにしても、太陽電池につき、電圧、電流および電力という３つの物理量をいずれも可変値として取り扱わなければならない。そのため、スイッチのデューティ比の最適値を決定するための論理構成（電子回路の構成やソフトウエア構成）が、それより少ない数の物理量を可変値として取り扱えば足りる場合より複雑化し易い。

以上説明した事情を背景として、本発明は、太陽電池によって電気二重層キャパシタを充電する技術において、太陽電池による電気二重層キャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池から電気二重層キャパシタへの電気エネルギーの流れを制御するスイッチのデューティ比をより正確に決定することを課題としてなされたものである。

本発明によって下記の各態様が得られる。各態様は、項に区分し、各項には番号を付し、必要に応じて他の項の番号を引用する形式で記載する。これは、本発明が採用し得る技術的特徴の一部およびそれの組合せの理解を容易にするためであり、本発明が採用し得る技術的特徴およびそれの組合せが以下の態様に限定されると解釈すべきではない。すなわち、下記の態様には記載されていないが本明細書には記載されている技術的特徴を本発明の技術的特徴として適宜抽出して採用することは妨げられないと解釈すべきなのである。

さらに、各項を他の項の番号を引用する形式で記載することが必ずしも、各項に記載の技術的特徴を他の項に記載の技術的特徴から分離させて独立させることを妨げることを意味するわけではなく、各項に記載の技術的特徴をその性質に応じて適宜独立させることが可能であると解釈すべきである。

（１） 発電電力が発電電圧および発電電流に関して極大点を有する太陽電池によって電気二重層キャパシタを充電するために、それら太陽電池と電気二重層キャパシタとに接続されて使用される充電装置であって、
少なくともスイッチを有し、そのスイッチの可変のデューティ比に応じて、前記太陽電池から前記電気二重層キャパシタに供給される電力を変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記電気二重層キャパシタの充電電流を検出する検出回路と、
その検出回路によって検出された充電電流は参照するが、前記電気二重層キャパシタの充電電圧は参照することなく、その電気二重層キャパシタの充電電流が実質的に極大化するように前記デューティ比を決定し、その決定されたデューティ比が実現されるように前記スイッチを制御するコントローラと
を含む充電装置。

後に詳述するように、太陽電池からスイッチを経て電気二重層キャパシタ（以下、単に「キャパシタ」という。）に流れ込む電気エネルギーの瞬間値は、充電電圧と充電電流との積で表される。また、短い時間的範囲内で観察すれば、キャパシタの充電電圧はほぼ一定である。したがって、キャパシタに流れ込む電気エネルギーの量は、そのキャパシタに流れ込む電流すなわち充電電流に比例する。

よって、短い時間的範囲内においては、キャパシタの充電電流さえ考慮すれば、それの充電電圧は考慮しなくても、キャパシタに流れ込む電気エネルギーが多いか少ないかという判定を十分に正確に行い得る。

以上説明した知見に基づき、本項に係る充電装置においては、検出回路によって検出されたキャパシタの充電電流は参照するが、そのキャパシタの充電電圧は参照することなく、スイッチのデューティ比が決定される。

したがって、この充電装置によれば、キャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池またはキャパシタにつき、電圧および電流という２種類の物理量を検出しなければならない場合より、必要な物理量を検出するためのハードウエア構成（例えば、検出回路）を単純化することが容易である。

さらに、この充電装置によれば、キャパシタの充電効率を向上させるために、太陽電池またはキャパシタにつき、電圧、電流および電力という３つの物理量をいずれも可変値として取り扱うことが不要となり、その結果、スイッチのデューティ比の最適値を決定するための論理構成（電子回路の構成やソフトウエア構成）を単純化することも容易である。

ところで、この種の充電装置においては、太陽電池からキャパシタに取り込まれる電力が極大化すること、すなわち、キャパシタの充電電力が極大化することが究極的な目的である。これに対し、前述の従来例においては、太陽電池からキャパシタへの電気エネルギーの流れを制御するスイッチを太陽電池の発電電力が極大化するように制御すれば、キャパシタの充電電力も極大化するという線形的依存関係を前提とし、その前提のもと、太陽電池の発電電力が極大化するようにスイッチが制御される。

しかしながら、その依存関係がすべての充電装置において成立するとは限らない。例えば、充電装置のうち、太陽電池からキャパシタに電気エネルギーを供給する電気回路が線形回路として構成される環境においては、その線形的依存関係が成立する。これに対し、その電気回路が非線形素子（例えば、ダイオードを始めとする多くの半導体素子）を含む環境においては、その線形的依存関係が成立しない。そのため、前述の従来例を実施すると、太陽電池の発電電力は極大化するが、キャパシタの充電電力は極大化しないという事態が発生してしまう。

これに対し、本項に係る充電装置においては、キャパシタの充電電流が実質的に極大化するようにスイッチのデューティ比が決定される。したがって、この充電装置によれば、太陽電池とキャパシタとの間の電気回路の特性にかかわらず、太陽電池からキャパシタに取り込まれる電力が極大化するという究極的な目的を確実に達成することが容易となる。

本項における「ＤＣ−ＤＣコンバータ」の一例は、スイッチと、コイルと、ダイオードとを含むように構成され、また、別の例は、スイッチと、コイルと、転流回路のトランジスタまたはＦＥＴとを含む同期整流方式として構成される。

（２） さらに、前記太陽電池の発電電圧を安定化させるためにその太陽電池に並列に接続されるコンデンサを含み、そのコンデンサの静電容量が前記電気二重層キャパシタの静電容量より小さい（１）項に記載の充電装置。

この充電装置においては、スイッチのオフ状態においては、太陽電池からコンデンサへの電気エネルギーの放出が許可される。したがって、この充電装置によれば、スイッチのオンオフ動作にもかかわらず、太陽電池から電気エネルギーの放出が許可される結果、太陽電池の発電電圧すなわちコンデンサの端子電圧が安定化する。

したがって、この充電装置によれば、スイッチのオンオフ動作にもかかわらず、太陽電池の発電電圧が安定化し、ひいては、キャパシタの充電電圧も安定化し、このことは、キャパシタの充電電圧を検出することなくそのキャパシタの充電電力の極大化を精度よく行うために有効に寄与する。

（３） 前記コントローラは、
前記充電電流を記憶する記憶部と、
前記充電電流に基づいて前記デューティ比を決定する決定部と
を含む（１）または（２）項に記載の充電装置。

（４） 前記記憶部は、前記検出回路による充電電流の検出値をデジタルデータとして記憶するデジタルメモリを含む（３）項に記載の充電装置。

（５） 前記記憶部は、前記検出回路による充電電流の検出値をアナログ信号として記憶するアナログメモリを含む（３）項に記載の充電装置。

（６） 前記アナログメモリは、指令されたサンプリングタイミングで、前記検出回路による充電電流の検出値をサンプリングして保持するサンプルホールド回路を含む（５）項に記載の充電装置。

（７） 前記アナログメモリは、前記検出回路による充電電流の検出値を互いに異なるサンプリングタイミングでそれぞれサンプリングして保持する少なくとも２個のサンプルホールド回路を含み、
前記決定部は、それら少なくとも２個のサンプルホールド回路によってそれぞれ保持された少なくとも２個の検出値のうちの現在検出値を表すアナログ電圧信号と、少なくとも１個の過去検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する（６）項に記載の充電装置。

（８） 前記アナログメモリは、前記検出回路による充電電流の検出値をサンプリングタイミングでサンプリングして、過去検出値として保持するサンプルホールド回路を含み、
前記決定部は、そのサンプルホールド回路によって保持された過去検出値を表すアナログ電圧信号と、前記検出回路による充電電流の現在検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する（６）項に記載の充電装置。

（９） 前記決定部は、前記デューティ比の最適値を探索的に決定するために、前記デューティ比を離散的に強制的に変更する強制的変更サイクルを反復し、各回の強制的変更サイクルにおいては、前記デューティ比の強制的変更に対する前記充電電流の応答に応じ、前記充電電流が実質的に極大化するように前記デューティ比を決定する（３）ないし（８）項のいずれかに記載の充電装置。

本項に係る充電装置の一具体例においては、スイッチのデューティ比の強制的変更（増加または減少）に対するキャパシタの充電電流の応答（増加または減少）の勾配が、その充電電流がそれの極大値に近づくにつれて減少するという事実に着目し、デューティ比の最適値が探索的に決定される。

具体的には、例えば、前記決定部が、今回の強制的変更の向きと同じ向きを有する場合には、次回の強制的変更を今回前記決定部が、各回の強制的変更サイクルにおいて、スイッチのデューティ比の強制的変更（増加または減少）に対するキャパシタの充電電流の応答（増加または減少）が、今回の強制的変更の向きと同じ向きを有する場合には、次回の強制的変更を今回の強制的変更と同じ向きで行い、また、充電電流の応答が実質的に０である場合には、充電電流の今回値が実質的に極大値であるとして、次回の強制的変更を省略し、また、充電電流の応答が、今回の強制的変更の向きとは逆向きを有する場合には、次回の強制的変更を今回の強制的変更とは逆向きで行う。

（１０） 前記決定部は、前記各回の強制的変更サイクルにおいて、今回の強制的変更が行われる前に前記検出回路によって検出された充電電流である前回検出値と、今回の強制的変更が行われた後に前記検出回路によって検出された充電電流である今回検出値とを互いに比較し、その比較結果を用いて前記充電電流の応答を監視する（９）項に記載の充電装置。

本項に係る充電装置の一具体例においては、前記決定部が、各回の強制的変更サイクルにおいて、キャパシタの充電電流に関する前回検出値と今回検出値との大小関係を判定し、両者が互いに一致しない場合には、今回検出値の前回検出値からの変化状態（変化方向と変化量とのうち少なくとも変化量を含む。）を、今回の強制的変更に対する充電電流の応答として監視し、次回の強制的変更サイクルにおいて、その監視された変化状態に基づき、デューティ比の今回の強制的変更の内容を決定する。

（１１） 前記記憶部は、
前記検出回路による充電電流の検出値を互いに異なるサンプリングタイミングでサンプリングして保持する第１および第２のサンプルホールド回路と、
それら第１および第２のサンプルホールド回路による検出値のサンプリングが交互に行われるように、各サンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングをそれぞれ決定するタイミング回路と
を含み、
前記決定部は、
前記第１および第２のサンプルホールド回路にそれぞれ保持された２個の検出値を互いに比較する比較回路と、
前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
を含む（３）ないし（１０）項のいずれかに記載の充電装置。

（１２） 前記記憶部は、
前記検出回路による充電電流の検出値を保持するサンプルホールド回路と、
そのサンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングを決定するタイミング回路と
を含み、
前記決定部は、
前記サンプルホールド回路によって保持された検出値と、前記検出回路による充電電流の検出値の最新値とを互いに比較する比較回路と、
前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
を含む（３）ないし（１０）項のいずれかに記載の充電装置。

（１３） 前記コントローラは、さらに、前記決定されたデューティ比が実現されるように前記スイッチを制御するスイッチ制御回路を含む（１）ないし（１２）項のいずれかに記載の充電装置。

（１４） 前記スイッチ制御回路は、前記コントローラのコンピュータからの信号に基づき、前記スイッチをオン状態とオフ状態とに切り替える（１３）項に記載の充電装置。

（１５） 前記スイッチ制御回路は、
前記スイッチに電気的に接続され、そのスイッチをオン状態とオフ状態とに切り替える切替回路と、
その切替回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じてカウンタ値が設定され、その設定されたカウンタ値に応じて、前記切替回路が前記スイッチをオン状態に維持する時間の長さを変化させるカウンタ回路と
を含む（１３）項に記載の充電装置。

（１６） 前記スイッチ制御回路は、
三角波信号を生成する発振回路と、
その発振回路と前記スイッチとに電気的に接続され、前記発振回路によって生成された三角波信号をしきいレベルで２値化することにより、オン信号とオフ信号とを選択的に生成して前記スイッチに出力する２値化回路と、
その２値化回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じて、前記しきいレベルを表す信号を生成して前記２値化回路に出力するしきいレベル信号生成回路と
を含む（１３）項に記載の充電装置。

（１７） 前記コントローラは、前記デューティ比の最新値を決定した後、予め定められた条件が成立するまで、前記デューティ比を保持する保持部を含む（１）ないし（１６）項のいずれかに記載の充電装置。

スイッチのデューティ比の最新値が決定されてそれが実現されると、充電装置の動作状態が過渡状態に移行する。その過渡状態が整定するまでに時間がかかり、その整定前にキャパシタの充電電流を検出してその検出値を用いて新たなデューティ比を決定すると、その決定精度が低下してしまう可能性がある。

これに対し、本項に係る充電装置においては、デューティ比の最新値が決定された後、予め定められた条件が成立するまで、デューティ比が保持される。したがって、この充電装置によれば、スイッチのオンオフ動作に起因して当該充電装置が一時的に過渡状態に移行するにもかかわらず、その過渡状態に起因した次回のデューティ比の決定精度の低下を抑制することが可能となる。

（１８） 前記コントローラは、前記検出回路によって検出される充電電流が上限値を超えないように前記デューティ比を決定する電流制限部を含む（１）ないし（１７）項のいずれかに記載の充電装置。

（１９） 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧型である（１）ないし（１８）項のいずれかに記載の充電装置。

この充電装置によれば、太陽電池の発電電圧を降圧されてキャパシタに印加することにより、太陽電池の発電電流を増加させてキャパシタに供給することが可能となる。その結果、キャパシタの充電効率を向上させることが可能となる。

以下、本発明のさらに具体的な実施の形態のいくつかを図面に基づいて詳細に説明する。

図１には、本発明の第１実施形態に従う充電装置１０が太陽電池１２および電気二重層キャパシタ（以下、単に「キャパシタ」という。）１４と共に電気回路図で示されている。図１には、さらに、太陽電池１２によって生成された電気エネルギーを消費する負荷１６も示されている。

図１に示すように、充電装置１０は、正極ライン２０と負極ライン２２とを有している。正極ライン２０は、両端にそれぞれ外部端子２４，２６，２８，３０を有している。充電装置１０は、正極ライン２０の外部端子２４と負極ライン２２の外部端子２８とにおいてそれぞれ、太陽電池１２の正極端子と負極端子とに電気的に接続されている。さらに、この充電装置１０は、正極ライン２０の外部端子２６と負極ライン２２の外部端子３０とにおいてそれぞれ、キャパシタ１４の正極端子と負極端子とに電気的に接続されている。

図１においては、太陽電池１２の発電電圧は「Ｖｓ」、発電電流は「Ｉｓ」でそれぞれ表記される一方、キャパシタ１４の充電電圧は「Ｖｃ」、充電電流は「Ｉｃ」でそれぞれ表記されている。

太陽電池１２は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換する。この太陽電池１２には、太陽光の照度に応じて発電電力が変化するという特性がある。この太陽電池１２には、さらに、図２にグラフで表すように、発電電力が発電電圧Ｖｓおよび発電電流Ｉｓに関して極大点を有するという特性もある。そのため、この太陽電池１２を使用する場合には、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓまたは発電電流Ｉｓが変化すると、それに伴って発電電力すなわち太陽電池の出力エネルギーが変化する。

図２には、太陽光の照度が一定である条件で、発電電圧Ｖｓおよび発電電流Ｉｓが変化する特性がグラフで表されている。図２においてグラフと直線Ａとの交点は、負荷１６の抵抗が最適であるために、発電電流Ｉｓと発電電圧Ｖｓとの積すなわち発電電力が極大値であることを示している。また、図２においてグラフと直線Ｂとの交点は、負荷１６の抵抗が大き過ぎるために、発電電力が極大値ではないことを示している。また、図２においてグラフと直線Ｃとの交点は、負荷１６の抵抗が小さ過ぎるために、発電電力が極大値ではないことを示している。

キャパシタ１４は、太陽電池１２によって生成された電気エネルギーを蓄積する。このキャパシタ１４には、それの充電状態すなわちキャパシタ１４に蓄積されている電荷の量に応じて電圧が大きく変化するという特徴がある。この特徴は、キャパシタ１４に固有のものであり、他の種類の蓄電素子には存在しない。

このキャパシタ１４は、蓄積可能なエネルギーを増加させるため、図１に示すように、複数個の個別キャパシタの直列接続によって構成されている。蓄積可能なエネルギーをさらに増加させることが必要である場合には、このキャパシタ１４は、複数個の個別キャパシタの並列回路が複数個、互いに直列に接続されることによって構成することが可能である。

図１に示すように、充電装置１０は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、単に「コンバータ」という。）３２を備えている。

コンバータ３２は、チョッパ式のスイッチ（例えば、半導体スイッチ）４０と、コイル（インダクタ）４２と、ダイオード（フライホール・ダイオード）４４とを含んでいる。スイッチ４０とコイル４２とは、それらの順に正極ライン２０において互いに直列に接続されている。ダイオード４４は、正極ライン２０のうちスイッチ４０とコイル４２との間の部分から延びて負極ライン２２に至る中間ライン４６の途中に接続されている。

このコンバータ３２は、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓより低い電圧がキャパシタ１４に印加される一方、太陽電池１２の発電電流Ｉｓより大きい電流がキャパシタ１４に供給されるように、太陽電池１２からキャパシタ１４に供給される電力を変換する機能を有する。

このコンバータ３２は、よく知られているように、スイッチ４０のオンオフによって発生した方形波（断続波形）を平滑化する方式である。この方式は、入力電圧、すなわち、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓより出力電圧、すなわち、キャパシタ１４の充電電圧Ｖｃが低い場合に採用される。

このコンバータ３２においては、スイッチ４０がオン（導通）状態にある期間に、太陽電池１２の電気エネルギーがスイッチ４０を経てコイル４２に磁気エネルギーとして蓄積される。その後、スイッチ４０がオフ（遮断）状態に切り換えられると、コイル４２、キャパシタ１４およびダイオード４４から成る閉回路により、コイル４２に蓄積された磁気エネルギーが電気エネルギーに変換されてキャパシタ１４に供給される。スイッチ４０のオンオフを繰り返すことにより、太陽電池１２の電気エネルギーがキャパシタ１４に供給され、それにより、太陽電池１２によってキャパシタ１４が充電される。

この際、キャパシタ１４の充電電圧Ｖｃは、スイッチ４０のデューティ比、すなわち、スイッチ４０がオンしている導通時間Ｔ_ＯＮを、その導通時間Ｔ_ＯＮと非導通時間Ｔ_ＯＦＦとの和で割り算した値に基づいて太陽電池１２の発電電圧Ｖｓが降圧された高さを有する。発電電圧Ｖｓが降圧された電圧が充電電圧Ｖｃとなれば、それと引き換えに、太陽電池１２の発電電流Ｉｓが増加させられた電流がキャパシタ１４の充電電流Ｉｃとなる。

すなわち、コンバータ３２は、太陽電池１２とキャパシタ１４との間において、電圧／電流の変換（電力変換）を行い、具体的には、太陽電池１２とキャパシタ１４との間において電力が保存されるという条件のもと、太陽電池１２における高電圧かつ小電流の電気を、キャパシタ１４における低電圧かつ大電流の電気に変換する。それにより、太陽電池１２によるキャパシタ１４の充電効率が向上する。

図１に示すように、充電装置１０は、さらに、コンバータ３２より上流側においてコンデンサ４８を備えている。このコンデンサ４８は、正極ライン２０と負極ライン２２とにそれぞれ接続される状態で、太陽電池１２に並列に接続されている。このコンデンサ４８は、スイッチ４０のオフ状態において、太陽電池１２からの電気エネルギーの放出を許可するとともに、その放出された電気エネルギーを一時的に蓄積する。これに対し、このコンデンサ４８は、スイッチ４０のオン状態においては、このコンデンサ４８に蓄積された電気エネルギーを、太陽電池１２によって生成された電気エネルギーと共に、スイッチ４０を経由してキャパシタ１４に送り出す。

仮に充電装置１０がコンデンサ４８を備えていないとすると、スイッチ４０のオフ状態においては、太陽電池１２から電気エネルギーの放出が阻止される。そのため、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓは、スイッチ４０のオフ状態においては、図２に示す太陽電池１２の特性曲線のうち無負荷状態に対応する部分によって表される電圧となり、一方、スイッチ４０のオン状態においては、太陽電池１２の特性曲線のうちスイッチ４０に流れる電流の量に対応する部分によって表される電圧となる。そのため、スイッチ４０のオフ状態においてもオン状態においても、太陽電池１２は、その太陽電池１２から取り出される電気エネルギーが極大化する最適負荷状態にならない。

これに対し、本実施形態においては、図１に示すように、充電装置１０がコンデンサ４８を備えているため、スイッチ４０のオフ状態においては、太陽電池１２からコンデンサ４８への電気エネルギーの放出が許可される。したがって、本実施形態によれば、スイッチ４０のオンオフ制御にもかかわらず、太陽電池１２から電気エネルギーの放出が許可される結果、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓすなわちコンデンサ４８の端子電圧が安定化する。よって、太陽電池１２を、その太陽電池１２から取り出される電気エネルギーが極大化する最適負荷状態に維持することが可能となる。

以上要するに、このコンデンサ４８は、スイッチ４０のオンオフ動作にもかかわらず、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓを安定化させる機能を有するのである。この機能を果たすためには、スイッチ４０のデューティ比制御の１サイクルの間にコンデンサ４８の電圧が敏感に変化することが必要であるため、このコンデンサ４８は、キャパシタ１４より小さい静電容量を有している。このコンデンサ４８の静電容量は、スイッチ４０のデューティ比制御周期（スイッチング周期Ｔ（例えば、１０μｓ））の長さ、スイッチ４０のオン状態において太陽電池１２からスイッチ４０を経て流出する電流の量等に応じて設定される。

図１に示すように、充電装置１０は、さらに、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃを検出する検出回路５０を備えている。

検出回路５０は、キャパシタ１４を流れる電流すなわち充電電流Ｉｃの量を検出するために、負極ライン２２のうちキャパシタ１４の負極端子との接続点と接地点との間の部分に接続された電流検出抵抗５２を備えている。その電流検出抵抗５２は、キャパシタ１４を流れる電流を電圧に変換する機能を有する。

検出回路５０は、さらに、その電流検出抵抗５２の電圧を一定倍率で増幅するアンプ（直流増幅器）５４を備えている。そのアンプ５４は、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃを表すアナログ信号を出力する。そのアンプ５４から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するために、充電装置１０は、Ａ−Ｄコンバータ５６を備えている。

図１に示すように、充電装置１０は、さらに、コントローラ６０を備えている。このコントローラ６０は、図３にブロック図で概念的に表すように、コンピュータ７０を主体として構成されている。そのコンピュータ７０は、ＣＰＵ７２とＲＯＭ７４とＲＡＭ７６とがバス７８によって互いに接続されて構成されている。コントローラ６０は、さらに、Ｉ／Ｏインタフェース８０を備えており、そのＩ／Ｏインタフェース８０を介してコンピュータ７０はスイッチ４０とＡ−Ｄコンバータ５６とに電気的に接続されている。

図３に示すように、ＲＯＭ７４には、スイッチング制御プログラムおよびデューティ比決定プログラムを始めとする各種プログラムが予め記憶されている。デューティ比決定プログラムは、検出回路５０を介してキャパシタ１４の充電電流Ｉｃを時間離散的に検出するとともに、その検出値に基づいてスイッチ４０のデューティ比τを決定するためにＣＰＵ７２によって実行される。スイッチング制御プログラムは、その決定されたデューティ比τでスイッチ４０を制御するためにＣＰＵ７２によって実行される。

それらスイッチング制御プログラムおよびデューティ比決定プログラムは、ＣＰＵ７２によって交互にかつ、充電装置１０の作動応答時間に比して極めて短い周期で反復的に実行される。したがって、デューティ比決定プログラムの実行によるデューティ比決定処理と、スイッチング制御プログラムの実行によるスイッチング制御とが、みかけ上、互いに並行的に実行される。また、スイッチング制御プログラムは、スイッチ４０のスイッチング周期Ｔと同じ周期で反復的に実行される。

一方、ＲＡＭ７６は、各種デジタルデータを記憶するために割り当てられた複数のメモリを備えている。それらメモリは、（ａ）上記決定されたデューティ比τを一時的に記憶するデューティ比メモリ９０と、（ｂ）検出回路５０による充電電流Ｉｃの今回検出値を一時的に記憶する今回電流メモリ９２と、（ｃ）検出回路５０による充電電流Ｉｃの前回検出値を一時的に記憶する今回電流メモリ９４とを含んでいる。

図４には、スイッチング制御プログラムが概念的にフローチャートで表されている。このスイッチング制御プログラムは、ＣＰＵ７２によって繰り返し実行される。各回の実行時には、まず、ステップＳ１０（以下、単に「Ｓ１０」で表す。他のステップについても同じとする。）において、デューティ比τがデューティ比メモリ９０から読み出される。次に、Ｓ１１において、電流ｉが今回電流メモリ９２から読み出される。

続いて、Ｓ１２において、その読み出された電流ｉが最大値ｉＭＡＸ以上であるか否かが判定される。今回は、電流ｉが最大値ｉＭＡＸ以上ではないと仮定すれば、その判定がＮＯとなり、Ｓ１３において、その読み出されたデューティ比τをスイッチ４０において実現するのに適当なスイッチング制御信号がそのスイッチ４０に対して出力される。以上で、このスイッチング制御プログラムの一回の実行が終了する。

これに対し、今回は、Ｓ１１において読み出された電流ｉが最大値ｉＭＡＸ以上であると仮定すると、Ｓ１２の判定がＹＥＳとなり、Ｓ１４に移行する。このＳ１４においては、Ｓ１０において読み出されたデューティ比τが規制値τ０以上であるか否かが判定される。今回は、デューティ比τが規制値τ０以上ではないと仮定すれば、その判定がＮＯとなり、直ちにＳ１３に移行する。

また、Ｓ１０において読み出されたデューティ比τが規制値τ０以上であると仮定すれば、Ｓ１４の判定がＹＥＳとなり、Ｓ１５において、そのデューティ比τが規制値τ０に減少させられた後、Ｓ１３に移行する。

したがって、本実施形態においては、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃが過大でもないし過大になる可能性もない場合には、後に詳述するデューティ比決定プログラムの実行によって決定されたデューティ比τがそのまま実現されるようにスイッチ４０がオンオフ制御される。これに対し、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃが過大であるかまたは過大になる可能性がある場合には、上記決定されたデューティ比τが減少させられ、その結果、それより小さいデューティ比τが実現されるようにスイッチ４０がオンオフ制御される。それにより、過電流による破損からスイッチ４０、ダイオード４４、キャパシタ１４等が保護される。

本実施形態においては、スイッチ４０のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆとが、コントローラ６０によって直接制御される。ただし、コントローラ６０がスイッチ４０を制御する方式として、後に別の実施形態において説明するように、他の方式を採用することが可能である。

図５には、前述のデューティ比決定プログラムが概念的にフローチャートで表されている。以下、図５を参照することにより、コントローラ６０におけるデューティ比τの決定処理を説明するが、それに先立ち、その基本原理を説明する。

充電装置１０、太陽電池１２およびキャパシタ１４を含む系全体が作動的に定常状態にある場合には、太陽電池１２とキャパシタ１４との間に、次式（１）で表される関係が成立する。

Ｖｓ×Ｉｃ＝Ｖｃ×Ｉｃ

太陽電池１２においては、コンデンサ４８が存在するおかげで、スイッチ４０のデューティ比制御周期と同程度の時間的範囲内で観察すれば、発電電圧Ｖｓの時間的変動は少ない。発電電圧Ｖｓの時間的変動が少ないため、太陽電池１２の発電電力の時間的変動も少なく、その結果、太陽電池１２の発電電流Ｉｓの時間的変動も少ない。

一方、キャパシタ１４においては、通常、コイル４２の電流変化分より直流分が大きくなる程度に大きな値にコイル４２のインダクタンスが設計される。もっとも、コイル４２において多少の電流変動があるため、コイル４２を流れる電流はリップル電流となる。一方、キャパシタ１４の容量は、キャパシタ１４の充電電圧Ｖｃが短時間には変化しない程度に大きい値を有する。

キャパシタ１４に流れ込む電気エネルギーの瞬間値は、充電電圧Ｖｃと充電電流Ｉｃとの積で表される。上述のように、短い時間的範囲内で観察すれば、キャパシタ１４の充電電圧Ｖｃはほぼ一定である。したがって、キャパシタ１４に流れ込む電気エネルギーの量は、そのキャパシタ１４に流れ込む電流すなわち充電電流Ｉｃに比例する。

よって、短い時間的範囲内においては、キャパシタ１４に流れ込む電気エネルギーが多いか少ないかという判定は、キャパシタ１４の充電電圧Ｖｃを考慮することなく、充電電流Ｉｃが多いか少ないかという判定により、十分に正確に行い得る。

ところで、スイッチ４０のデューティ比制御周期をＴ，オン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆでそれぞれ表記すれば、それら３者間に次式（２）で表される関係が成立する。

Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ

また、デューティ比τは、次式（３）で表される。

τ＝Ｔｏｎ／Ｔ

スイッチ４０のデューティ比τが決まると、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓとキャパシタ１４の充電電圧Ｖｃとの間に次式（４）で表される関係が近似的に成立する。

（Ｖｓ−Ｖｃ）÷Ｌ×Ｔｏｎ≒Ｖｃ÷Ｌ×Ｔｏｆｆ＝Ｖｃ÷Ｌ×（Ｔ−Ｔｏｎ）

この式において「Ｌ」は、コイル４２のインダクタンス値を表す。この式において、左辺は、スイッチ４０のオン状態におけるコイル４２の電流増加分を意味し、一方、右辺は、スイッチ４０のオフ状態におけるコイル４２の電流減少分を意味する。この式から、次式（５）ないし（７）が誘導される。

Ｖｓ×Ｔｏｎ＝Ｖｃ×Ｔ

Ｔｏｎ／Ｔ＝Ｖｃ／Ｖｓ

Ｔｏｎ／Ｔ＝Ｉｓ／Ｉｃ

前述のキャパシタ１４の特性のため、キャパシタ１４の充電電圧Ｖｃは敏感に変化しない。一方、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓは、図２に示す特性曲線により表される電圧の範囲内においては、変化し得る。このように、キャパシタ１４の充電電圧Ｖｃは、短い時間的範囲内においては変化しないため、スイッチ４０のデューティ比τを変化させると、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓが変化する。デューティ比τの変化直後においては、充電装置１０も太陽電池１２もキャパシタ１４も過渡状態にあるが、やがて、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓは、次式（８）で表される値に収束する。

Ｖｓ＝Ｖｃ×Ｔ÷Ｔｏｎ

このようにして太陽電池１２の発電電圧Ｖｓが変化すれば、太陽電池１２の発電電流Ｉｓも変化する。変化後の発電電流Ｉｓは、太陽電池１２の特性曲線と、そのときにおける太陽光の照度とに応じて決まる。このようにして太陽電池１２の発電電圧Ｖｓと発電電流Ｉｓとが変化すれば、太陽電池１２の発電電力も変化する。太陽電池１２の発電電力が変化すれば、キャパシタ１４の充電電力も変化し、その変化は、キャパシタ１４の充電電圧Ｖｃにではなく、充電電流Ｉｃのみに反映される。

図６には、太陽光の照度が一定である条件で、スイッチ４０のデューティ比τを変化させた場合に、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃが示す変化の一例がグラフで表されている。前述のように、太陽電池１２の発電電力が発電電圧Ｖｓおよび発電電流Ｉｓに関して極大値を有する関係上、キャパシタ１４の充電電力も極大値を有する。一方、キャパシタ１４においては、前述のように、短い時間的範囲内においては、充電電圧Ｖｃは時間的に不変であるのに対し、充電電流Ｉｃは可変である。よって、太陽電池１２の発電電力が極大値を有するという現象は、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃが極大値を有する現象として発現されることになる。

したがって、デューティ比τを、図６においてＡ点に対応する値から増加させ続けると、充電電流Ｉｃが減少し続けるのに対し、Ａ点に対応する値から減少させ続けると、充電電流Ｉｃが増加して極大値に到達した後に減少に転ずる。一方、デューティ比τを、図６においてＢ点に対応する値から減少させ続けると、充電電流Ｉｃが減少し続けるのに対し、増加させ続けると、充電電流Ｉｃが増加して極大値に到達した後に減少に転ずる。よって、デューティ比τの最適値、すなわち、充電電流Ｉｃの極大値に対応する値は、デューティ比τを強制的に変更することにより、探索的に決定することが可能である。

以上説明した知見に基づき、図５に示すデューティ比決定プログラムにおいては、概略的には、デューティ比τの最適値を探索的に決定するために、デューティ比τを予め定められた条件で離散的に強制的に変更する強制的変更サイクルが時間離散的に反復される。各回の強制的変更サイクルにおいては、デューティ比τの強制的変更に対するキャパシタ１４の充電電流Ｉｃの応答に応じ、次回の強制的変更サイクルにおけるデューティ比τの強制的変更条件（増加させるのか減少させるのか）が決定される。それら複数回の強制的変更サイクルは、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃが実質的に極大化するまで反復される。

さらに、各回の強制的変更サイクルにおいて、今回の強制的変更が行われる前に検出回路５０によって検出された充電電流Ｉｃである前回検出値と、今回の強制的変更が行われた後に検出回路５０によって検出された充電電流Ｉｃである今回検出値とが互いに比較される。その比較結果を用いて、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃの、デューティ比τの今回の強制的変更に対する応答が監視される。後述のように、１回の強制的変更サイクルは、充電電流Ｉｃの計測、デューティ比τの決定、スイッチ４０の一連のデューティ制御（後述の待ち時間ＷＴと等しい時間継続される。）を含むように構成される。

ここで、このデューティ比決定プログラムを図５を参照して具体的に説明するに、このデューティ比決定プログラムがＣＰＵ７２によって実行されると、まず、Ｓ１００において、デューティ比τの今回値に初期値τ０が設定され、それがデューティ比メモリ９０に格納される。スイッチング制御プログラムは、そのデューティ比メモリ９０を媒介にして、デューティ比決定プログラムの実行によって決定されたデューティ比τの最新値を取り込む。初期値τ０は、スイッチ４０において現実に実現されるオン時間の最小値（例えば、スイッチ４０をオン状態に切り替えるためにスイッチ４０に出力されるパルスの最小長さ）に対応するデューティ比τに設定することが、キャパシタ１４の過電流を回避するために望ましい。

次に、Ｓ１１０において、一定の待ち時間ＷＴが経過するのが待たれる。その待ち時間ＷＴの長さ（例えば、１０ｍｓ）は、スイッチ４０のデューティ比τが変化させられた結果、充電装置１０、太陽電池１２およびキャパシタ１４の作動状態が過渡状態に移行した後に整定するまでに必要な時間より短くならないように設定される。この待ち時間ＷＴの長さは、キャパシタ１４とコイル４２の時定数（例えば、前述のＬＣフィルタの時定数）を考慮して設定される。

この待ち時間ＷＴを１０ｍｓに設定し、かつ、スイッチ４０のスイッチング周期Ｔを１０μｓｅｃに設定すれば、デューティ比τの１回の強制的変更サイクルの周期はほぼ１０ｍｓとなり、その間、スイッチ４０のスイッチング動作（オンオフ制御の最小単位）が１，０００回行われることになる。この程度の長さのスイッチング動作が行われれば、デューティ比τの変更に伴う回路全体の過渡現象は良好に収束すると予想される。

続いて、Ｓ１２０において、検出回路５０を介して、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃの現在値が電流ｉとして計測される。その計測された電流ｉは、前回電流メモリ９４に格納される。

その後、Ｓ２００ないしＳ２７０において、デューティ比τを一定のステップ幅Δτだけ、強制的に増加させてキャパシタ１４の充電電流Ｉｃに現れる応答を監視することにより、充電電流Ｉｃの極大値が探索される。

具体的には、Ｓ２００において、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ増加するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ９０に格納される。その後、Ｓ２１０において、前記待ち時間ＷＴが経過するのが待たれる。続いて、Ｓ２２０において、検出回路５０を介して、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃの現在値が電流ｉ１として計測される。その計測された電流ｉ１は、今回電流メモリ９２に格納される。

続いて、Ｓ２３０において、電流ｉ１（今回検出値）の電流ｉ（前回検出値）からの変化量（以下、単に「電流変化量Δｉ」という。）が基準変化量Δｉ０より大きいか否かが判定される。すなわち、デューティ比τの強制的増加に対して充電電流Ｉｃが上昇したか否かが判定されるのである。今回は、電流変化量Δｉが基準変化量Δｉ０より大きいと仮定すれば、その判定がＹＥＳとなり、Ｓ２４０において、Ｓ２００ないしＳ２５０の次回の実行に備えて、前回電流メモリ９４の内容が電流ｉから電流ｉ１に更新される。その後、Ｓ２００に戻る。

これに対し、今回は、電流変化量Δｉが基準変化量Δｉ０以下であると仮定すれば、Ｓ２３０の判定がＮＯとなり、Ｓ２５０に移行する。このＳ２５０においては、電流変化量Δｉの絶対値が前記基準変化量Δｉ０以下であるか否かが判定される。このＳ２５０においては、先行するＳ２３０の存在と相俟って、充電電流Ｉｃが実質的に極大化しているか、下降しているかが判定される。

今回は、充電電流Ｉｃが実質的に極大化しているために、電流変化量Δｉの絶対値が基準変化量Δｉ０以下であると仮定すれば、Ｓ２５０の判定がＹＥＳとなり、Ｓ２６０において、Ｓ２４０と同様にして、Ｓ２００ないしＳ２５０の次回の実行に備えて、前回電流メモリ９４の内容が電流ｉから電流ｉ１に更新される。その後、Ｓ２７０において、Ｓ２００の前回の実行がデューティ比τの現在値に与えた影響をキャンセルするために、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ減少するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ９０に格納される。その後、Ｓ２００に戻る。

今回は、充電電流Ｉｃが下降中にあるために、電流変化量Δｉの絶対値が基準変化量Δｉ０より大きいと仮定すれば、Ｓ２５０の判定がＮＯとなり、Ｓ２８０において、Ｓ２４０と同様にして、Ｓ３００ないしＳ３５０の次回の実行に備えて、前回電流メモリ９４の内容が電流ｉから電流ｉ１に更新される。

Ｓ３００ないしＳ３７０においては、デューティ比τをステップ幅Δτだけ、強制的に減少させてキャパシタ１４の充電電流Ｉｃ現れる応答を監視することにより、充電電流Ｉｃの極大値が探索される。

具体的には、Ｓ３００において、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ減少するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ９０に格納される。その後、Ｓ３１０において、前記待ち時間ＷＴが経過するのが待たれる。続いて、Ｓ３２０において、検出回路５０を介して、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃの現在値が電流ｉ１として計測される。その計測された電流ｉ１は、今回電流メモリ９２に格納される。

続いて、Ｓ３３０において、電流変化量Δｉが基準変化量Δｉ０より大きいか否かが判定される。すなわち、デューティ比τの強制的減少に対して充電電流Ｉｃが上昇したか否かが判定されるのである。今回は、電流変化量Δｉが基準変化量Δｉ０より大きいと仮定すれば、その判定がＹＥＳとなり、Ｓ３４０において、Ｓ３００ないしＳ３５０の次回の実行に備えて、前回電流メモリ９４の内容が電流ｉから電流ｉ１に更新される。その後、Ｓ３００に戻る。

これに対し、今回は、電流変化量Δｉが基準変化量Δｉ０以下であると仮定すれば、Ｓ３３０の判定がＮＯとなり、Ｓ３５０に移行する。このＳ３５０においては、電流変化量Δｉの絶対値が前記基準変化量Δｉ０以下であるか否かが判定される。このＳ３５０においては、先行するＳ３３０の存在と相俟って、充電電流Ｉｃが実質的に極大化しているか、下降しているかが判定される。

今回は、充電電流Ｉｃが実質的に極大化しているために、電流変化量Δｉの絶対値が基準変化量Δｉ０以下であると仮定すれば、Ｓ３５０の判定がＹＥＳとなり、Ｓ３６０において、Ｓ３４０と同様にして、Ｓ３００ないしＳ３５０の次回の実行に備えて、前回電流メモリ９４の内容が電流ｉから電流ｉ１に更新される。その後、Ｓ３７０において、Ｓ３００の前回の実行がデューティ比τの現在値に与えた影響をキャンセルするために、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ増加するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ９０に格納される。その後、Ｓ３００に戻る。

今回は、充電電流Ｉｃが下降中にあるために、電流変化量Δｉの絶対値が基準変化量Δｉ０より大きいと仮定すれば、Ｓ３５０の判定がＮＯとなり、Ｓ３８０において、Ｓ２８０と同様にして、Ｓ２００ないしＳ２５０の次回の実行に備えて、前回電流メモリ９４の内容が電流ｉから電流ｉ１に更新される。

なお付言するに、スイッチ４０が順方向のみならず逆方向へも電流が流れることを許容するスイッチ素子として構成される場合には、キャパシタ１４から太陽電池１２に電流が流れてキャパシタ１４が放電してしまうことを防止するために、後の実施形態において説明するように、逆流防止素子（例えば、ダイオード）を付加することが望ましい。

以上の説明から明らかなように、本実施形態においては、コントローラ６０が前記（１）項における「コントローラ」の一例を構成し、コンデンサ４８が前記（２）項における「コンデンサ」の一例を構成しているのである。さらに、図３における今回電流メモリ９２および前回電流メモリ９４がそれぞれ、前記（３）項における「記憶部」の一例を構成するとともに、前記（４）項における「デジタルメモリ」の一例を構成し、コンピュータ７０のうち図５のデューティ比決定プログラムを実行するための部分が前記（３）項における「決定部」の一例を構成しているのである。

さらに、本実施形態においては、コンピュータ７０のうち図５のデューティ比決定プログラムを実行するための部分が前記（９）および（１０）項のそれぞれにおける「決定部」の一例を構成し、図５におけるＳ２００ないしＳ２８０と、Ｓ３００ないしＳ３８０とがそれぞれ、前記（９）項における「各回の強制的変更サイクル」の一例を構成しているのである。

さらに、本実施形態においては、コンピュータ７０のうち図４のスイッチング制御プログラムを実行するための部分が前記（１８）項における「電流制限部」の一例を構成しているのである

次に、本発明の第２実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第１実施形態に対し、デューティ比決定に関するソフトウエア構成が異なるのみで、他のソフトウエア構成およびハードウエア構成は共通するため、異なる部分のみを詳細に説明し、共通する部分は同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。

本実施形態においては、第１実施形態と同様にして、スイッチ４０のデューティ比τを予め定められた条件で離散的に強制的に変更する強制的変更サイクルが時間離散的に反復され、それにより、デューティ比τの最適値すなわちキャパシタ１４の充電電流Ｉｃひいては充電電力が極大化するときの値が探索的に決定される。

本実施形態においては、１回の強制的変更サイクルが、第１実施形態と同様に、充電電流Ｉｃの計測、デューティ比τの決定およびスイッチ４０の一連のデューティ制御（後述の待ち時間ＷＴと等しい時間継続される。）を含むように構成される。さらに、デューティ比τの最適値を決定するために、複数回の強制的変更サイクルが反復され、それら複数回の強制的変更サイクルによって１回のデューティ比決定処理が終了する。

本実施形態においては、デューティ比τの最適値の最新値が決定されると、１回の強制的変更サイクルの周期より長い時間、デューティ比τの決定も更新も中止される。すなわち、今回のデューティ比決定処理の終了時期と、次回のデューティ比決定処理の開始時期との間に、デューティ比τがホールドされるホールド期間ＨＰ（例えば、１ｍｉｎ）が設定されているのである。

図７には、本実施形態におけるデューティ比決定プログラムが概念的にフローチャートで表されている。以下、このデューティ比決定プログラムを図７を参照して説明するが、図５に示すデューティ比決定プログラムと共通するステップについては、共通するステップを参照して引用することにより、重複した説明を省略する。

図７に示すデューティ比決定プログラムがＣＰＵ７２によって実行されると、まず、Ｓ１１００において、Ｓ１００と同様にして、デューティ比τの今回値に初期値τ０が設定され、それがデューティ比メモリ９０に格納される。次に、Ｓ１１１０において、Ｓ１１０と同様にして、前記待ち時間ＷＴが経過するのが待たれる。続いて、Ｓ１１２０において、Ｓ１２０と同様にして、検出回路５０を介して、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃの現在値が電流ｉとして計測される。その計測された電流ｉは、前回電流メモリ９４に格納される。

その後、Ｓ１２００ないしＳ１２５０が、Ｓ２００ないしＳ２７０と同様にして、デューティ比τを前記ステップ幅Δτだけ、強制的に増加させてキャパシタ１４の充電電流Ｉｃに現れる応答を監視することにより、充電電流Ｉｃの極大値が探索される。

具体的には、Ｓ１２００において、Ｓ２００と同様にして、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ増加するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ９０に格納される。その後、Ｓ１２１０において、Ｓ２１０と同様にして、前記待ち時間ＷＴが経過するのが待たれる。続いて、Ｓ１２２０において、Ｓ２２０と同様にして、検出回路５０を介して、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃの現在値が電流ｉ１として計測される。その計測された電流ｉ１は、今回電流メモリ９２に格納される。

続いて、Ｓ１２３０において、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）と実質的に等しいか否かが判定される。今回は、充電電流Ｉｃが極大値であるために、デューティ比τの強制的増加にもかかわらず、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）と実質的に等しいと仮定すれば、その判定がＹＥＳとなり、Ｓ１３００に移行する。

このＳ１３００においては、Ｓ１２１０、Ｓ１２２０またはＳ１２３０の実行終了時期から前述のホールド期間ＨＰが経過するのが待たれる。ホールド期間ＨＰが経過したなら、Ｓ１３００の判定がＹＥＳとなる。その後、Ｓ１１２０に戻り、電流ｉが計測されて前回電流メモリ９４に格納される。続いて、Ｓ１２００に移行する。

これに対し、今回は、充電電流Ｉｃが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）から変化したと仮定すれば、Ｓ１２３０の判定がＮＯとなり、その後、Ｓ１２４０に移行する。このＳ１２４０においては、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）より大きいか否かが判定される。

今回は、充電電流Ｉｃが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）より増加したと仮定すれば、Ｓ１２４０の判定がＹＥＳとなり、Ｓ１２５０において、Ｓ１２００ないしＳ１２４０の次回の実行に備えて、前回電流メモリ９４の内容が電流ｉから電流ｉ１に更新される。その後、Ｓ１２００に戻る。

また、今回は、充電電流Ｉｃが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）より減少したと仮定すれば、Ｓ１２４０の判定がＮＯとなる。

その後、Ｓ１４００ないしＳ１４５０において、デューティ比τをステップ幅Δτだけ、強制的に減少させてキャパシタ１４の充電電流Ｉｃ現れる応答を監視することにより、充電電流Ｉｃの極大値が探索される。

具体的には、Ｓ１４００において、前回電流メモリ９４の内容が電流ｉから電流ｉ１に更新される。続いて、Ｓ１４１０において、Ｓ３００と同様にして、デューティ比τの現在値が、ステップ幅Δτだけ減少するように更新され、その内容が、デューティ比メモリ９０に格納される。その後、Ｓ１４２０において、Ｓ３１０と同様にして、前記待ち時間ＷＴが経過するのが待たれる。続いて、Ｓ１４３０において、Ｓ３２０と同様にして、検出回路５０を介して、キャパシタ１４の充電電流Ｉｃの現在値が電流ｉ１として計測される。その計測された電流ｉ１は、今回電流メモリ９２に格納される。

続いて、Ｓ１４４０において、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）と実質的に等しいか否かが判定される。今回は、充電電流Ｉｃが極大値であるために、デューティ比τの強制的減少にもかかわらず、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）と実質的に等しいと仮定すれば、その判定がＹＥＳとなり、Ｓ１３００に移行する。

これに対し、今回は、充電電流Ｉｃが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）から変化したと仮定すれば、Ｓ１４４０の判定がＮＯとなり、その後、Ｓ１４５０に移行する。このＳ１４５０においては、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）より大きいか否かが判定される。

今回は、充電電流Ｉｃが極大値ではないために、デューティ比τの強制的増加に起因して、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）より増加したと仮定すれば、Ｓ１４５０の判定がＹＥＳとなり、その後、Ｓ１４００に戻る。また、今回は、充電電流Ｉｃが極大値ではないために、デューティ比τの強制的減少に起因して、電流ｉ１（今回検出値）が電流ｉ（前回検出値）より減少したと仮定すれば、Ｓ１４５０の判定がＮＯとなり、その後、Ｓ１２５０を経て、Ｓ１２００に戻る。

次に、本発明の第３実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第１実施形態に対し、コントローラ６０がスイッチ４０を制御するハードウエア構成が異なるのみで、他のハードウエア構成およびソフトウエア構成は共通するため、異なる部分のみを詳細に説明し、共通する部分は同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。

図８に示すように、本実施形態に従う充電装置１２０は、コントローラ６０によるスイッチ４０の制御を可能にするために、スイッチ制御回路１２２を備えている。そのスイッチ制御回路１２２は、三角波信号を生成する発振回路としての三角波源１２４と、コントローラ６０から出力されるデジタル信号であってスイッチ４０の目標デューティ比を表すものをアナログ信号に変換するＤ−Ａコンバータ１２６とを備えている。そのＤ−Ａコンバータ１２６は、コントローラ６０から出力されるデジタル信号を、しきいレベルを表すアナログ信号に変換する。

スイッチ制御回路１２２は、さらに、スイッチ４０と三角波源１２４とＤ−Ａコンバータ１２６とに接続されたコンパレータ１２８を備えている。そのコンパレータ１２８は、２値化回路の一例として機能し、具体的には、三角波源１２４によって生成された三角波信号を、Ｄ−Ａコンバータ１２６から出力されるアナログ信号によって表されるしきいレベルで２値化することにより、スイッチ４０をオンするためにオン信号とオフするためのオフ信号とを選択的に生成し、それをスイッチ４０に供給する。

このスイッチ制御回路１２２においては、コンパレータ１２８により、周波数が一定である三角波信号が、パルス幅がしきいレベルに比例して増加するようにＰＭＷ化された矩形波信号に変換される。したがって、このスイッチ制御回路１２２においては、Ｄ−Ａコンバータ１２６の出力アナログ信号を変えることにより、スイッチ４０のデューティ比を変えることができる。A

本実施形態によれば、コントローラ６０によってスイッチ４０を制御するために、コントローラ６０の外部に、クロック発振器と、そのクロック発振器から出力されるクロックパルス信号の数をカウントする、ワイヤードロジック回路のカウンタと、そのカウンタのタイムアップの有無に応じてスイッチ４０のオンオフ状態を制御するフリップフロップとを設けずに済む。

図８に示すように、本実施形態においては、第１実施形態に対し、アンプ５４の入力側と電流検出抵抗５２との間にフィルタ１３０が接続されている。このフィルタ１３０は、スイッチ４０のオンオフ動作に起因してキャパシタ１４の充電電流に発生するリップル成分を除去するために設けられる。本実施形態においては、さらに、正極ライン２０のうち、コンデンサ４８の正極端子との接続点と、外部端子２４との間の部分に、逆流防止用のダイオード１３２が接続されている。

次に、本発明の第４実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第１実施形態に対し、コントローラ６０のコンピュータ７０によって実現される動作と基本的に同じ動作をワイヤードロジック回路によって実現する点のみにおいて異なり、他の点においては共通する。そのため、本実施形態については、第１実施形態と異なる要素のみを詳細に説明し、共通する要素については、同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。

図９に示すように、本実施形態に従う充電装置１５０は、第１実施形態に従う充電装置１０と同様に、太陽電池１２とキャパシタ１４とに接続されて使用される。この充電装置１５０は、充電装置１０と同様に、スイッチ４０とコイル４２とダイオード４４とを有するコンバータ３２と、コンデンサ４８と、電流検出抵抗５２とアンプ５４とを有する検出回路５０とを含むように構成されている。

図９に示すように、充電装置１５０は、検出回路５０に接続された記憶部１６０と、その記憶部１６０に接続された決定部１６２と、その決定部１６２とスイッチ４０とに接続されたスイッチ制御回路１６４とを備えている。この充電装置１５０は、さらに、それら記憶部１６０と決定部１６２とスイッチ制御回路１６４とに接続されたタイミング部１６６を備えている。本実施形態においては、それら記憶部１６０、決定部１６２、スイッチ制御回路１６４およびタイミング部１６６によってコントローラ１６８が構成されている。

記憶部１６０は、検出回路５０によって検出されたキャパシタ１４の充電電流をアナログ信号（充電電流の値が電流検出抵抗５２とアンプ５４とによって電圧に変換された信号）として記憶するために、検出回路５０に共通に接続された２個のサンプルホールド回路１７０，１７２と、それらサンプルホールド回路１７０，１７２を選択的に有効にする選択回路としてのフリップフロップ１７４とを備えている。そのフリップフロップ１７４は、サンプリングタイミングＴ１が到来するごとに、２個のサンプルホールド回路１７０，１７２に交互にイネーブル信号を出力するように動作する。その結果、それら２個のサンプルホールド回路１７０，１７２は、充電電流の今回検出値と前回検出値とをそれぞれ、交互に検出回路５０からサンプリングして一時的に記憶するように動作する。

具体的には、まず、一方のサンプルホールド回路を有効とし、その有効とされたサンプルホールド回路に、充電電流の検出値を検出回路５０からサンプリングするサンプリング動作を行わせて、その検出値を一時的に記憶させる。その後、サンプリングタイミングＴ１が到来すると、今度は、他方のサンプルホールド回路を有効とし、その有効とされたサンプルホールド回路にサンプリング動作を行わせて充電電流の検出値を一時的に記憶させる。今回のサンプリング動作が終了すると、一方のサンプルホールド回路は、充電電流の前回検出値を記憶していることになる一方、他方のサンプルホールド回路は、充電電流の今回検出値を記憶していることになる。

そして、次のサンプリングタイミングＴ１が到来すると、今回は、前回のサンプリングタイミングＴ１において有効にされたサンプルホールド回路とは別のサンプルホールド回路を有効とし、その有効とされたサンプルホールド回路に充電電流の検出値のサンプリングおよび記憶を行わせる。今回のサンプリングタイミングＴ１においては、前回のサンプリングタイミングＴ１において有効とされたサンプルホールド回路に記憶されている充電電流が、充電電流の前回検出値を意味する。

以上の説明から明らかなように、サンプリングタイミングＴ１が到来するごとに、それら２個のサンプルホールド回路１７０，１７２を選択的に有効とするためにフリップフロップ１７４が設けられている。

図９に示すように、スイッチ制御回路１６４は、Ｒ−Ｓフリップフロップとして構成されたフリップフロップ１８０を備えている。このフリップフロップ１８０は、セット状態においてスイッチ４０をオンにする一方、リセット状態においてスイッチ４０をオフにするように動作する。

スイッチ制御回路１６４は、さらに、コントローラ１６８の動作全体を制御する基本クロックのクロックパルス（例えば、２５ＭＨｚ，０．０４μｓ）を出力するクロック発振器１８２と、そのクロック発振器１８２から出力されたクロックパルスの数をカウントするカウンタ１８４とを備えている。そのカウンタ１８４は、タイムアップする（それのカウント値が最大値に達する）ごとに、フリップフロップ１８０をリセット状態からセット状態に切り替えるためのセット信号Ｓをフリップフロップ１８０に供給する。

具体的な仕様セッティングの一例においては、スイッチ４０のスイッチング周波数を１００ｋＨｚに設定するために、カウンタ１８４のカウント値を２進８ビットで構成して、そのカウンタ１８４からの出力パルス信号（タイムアップを表す信号）の出力周波数を１００ｋＨｚ、出力インターバル（サイクルタイム）を１０μｓにすることが考えられる。

図９に示すように、決定部１６２は、スイッチ４０の目標デューティ比すなわちオン時間の長さを決定するための論理演算を行う判定論理回路１９０と、その判定論理回路１９０によって決定された前回判定結果を記憶する前回判定メモリ１９２とを備えている。それら判定論理回路１９０および前回判定メモリ１９２の機能および動作については、後に詳述するが、判定論理回路１９０は、判定論理タイミングＴ２が到来するごとに所定の論理演算を行うように設計されている。

図９に示すように、スイッチ制御回路１６４は、さらに、リバーシブル式のカウンタ２００と、そのカウンタ２００と前述のカウンタ１８４との間に設けられた一致検出論理回路２０２とを備えている。

カウンタ２００は、決定部１６２によって決定された目標デューティ比に対応する目標カウント値を記憶するために設けられている。このカウンタ２００は、デューティ比変更タイミングＴ３が到来するごとに、カウントアップ動作とカウントダウン動作とのうち指定されたものを行う。これに対し、一致検出論理回路２０２は、カウンタ２００に記憶されている目標カウント値と、前述のカウンタ１８４のカウント値とが互いに一致することを検出するために設けられている。

カウンタ２００のカウント値がカウンタ１８４の目標カウント値と一致すると、一致検出論理回路２０２は、フリップフロップ１８０をセット状態からリセット状態に切り替えるためのリセット信号Ｒをフリップフロップ１８０に供給する。その結果、スイッチ４０がオン状態からオフ状態に切り替わり、それにより、スイッチ４０の実際のオン時間が、目標デューティ比を実現するように制御される。

図９に示すように、タイミング部１６６は、カウンタ１８４からの出力パルス信号（タイムアップを表す信号）に応答して１ずつカウントアップするカウンタ２１０を備えている。そのカウンタ２１０は、タイムアップすると、前述のサンプリングタイミングＴ１が到来したことを表す出力パルス信号を前述のフリップフロップ１７４に出力する。

具体的な仕様セッティングの一例において、前述のサンプリングタイミングＴ１の周期を１０ｍｓに設定するためには、カウンタ２１０のカウント値を２進１０ビットで構成して、出力パルス信号の出力インターバルを１０ｍｓにすることが考えられる。

図９に示すように、タイミング部１６６は、さらに、タイミング発生器２１２を備えている。このタイミング発生器２１２は、カウンタ２１０から出力される出力パルス信号の数をカウントすることにより、前述の判定論理タイミングＴ２とデューティ比変更タイミングＴ３とをそれぞれ計測する。

本実施形態においては、サンプリングタイミングＴ１の周期の長さが、スイッチ４０のデューティ比変更に伴う充電装置１５０の過渡現象が収束するのに必要な時間を考慮して設定される。また、判定論理タイミングＴ２の周期の長さが、サンプルホールド回路１７０，１７２の一回の動作完了に必要な時間を考慮して設定される。また、デューティ比変更タイミングＴ３が、判定論理回路１９０の一回の論理判定完了に必要な時間を考慮して設定される。図１０には、それら３つのタイミングＴ１，Ｔ２およびＴ３が成立するシーケンスがタイミングチャートで表されている。

図９に示すように、決定部１６２は、さらに、２個のサンプルホールド回路１７０，１７２の出力端子にそれぞれ接続された２個の電圧設定回路２２０，２２２と、それら２個の電圧設定回路２２０，２２２にそれぞれ接続された２個の比較器２３０，２３２とを備えている。

各電圧設定回路２２０，２２２は、２個の分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２の直列回路として構成されており、２個のサンプルホールド回路１７０，１７２のうち対応するものに記憶されている充電電流を表す信号の電圧を所定の比率で分圧して、２個の比較器２３０，２３２のうち対応するものに出力する。

具体的には、２個のサンプルホールド回路１７０，１７２の出力電圧をそれぞれＶｈ１，Ｖｈ２で表せば、比較器２３０は、Ｖｈ１とＶｈ２×Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）とを互いに比較し、一方、比較器２３２は、Ｖｈ２とＶｈ１×Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）とを互いに比較する。比較器２３０は、Ｖｈ２がＶｈ１より、一定電圧以上高いことを検出するために使用され、一方、比較器２３２は、Ｖｈ１がＶｈ２より、一定電圧以上高いことを検出するために使用される。

ここで、判定論理回路１９０の論理演算を説明する。

判定論理回路１９０の入力信号には、フリップフロップ１７４の出力信号と、２個の比較器２３０，２３２からの出力信号と、前回判定メモリ１９２からの出力信号とがある。フリップフロップ１７４の出力信号は、２個のサンプルホールド回路１７０，１７２のうちのいずれが今回有効とされたものであるかを特定するために使用される。２個の比較器２３０，２３２からの出力信号は、２個のサンプルホールド回路１７０，１７２のうち今回有効とされたものに対応する比較器からの出力信号のみが使用される。前回判定メモリ１９２からの出力信号は、カウンタ２００のカウント方向がカウントアップであったかカウントダウンであったかを特定するために使用される。

一方、判定論理回路１９０の出力信号には、（ａ）スイッチ４０のオン時間が第１変化量だけ増加するようにカウンタ２００のカウント値（スイッチ４０の目標オン時間に相当する。）を１だけカウントアップするための小カウントアップ信号と、（ｂ）スイッチ４０のオン時間が第１変化量より多い第２変化量だけ増加するようにカウンタ２００のカウント値を２だけカウントアップするための大カウントアップ信号と、（ｃ）スイッチ４０のオン時間が第１変化量だけ減少するようにカウンタ２００のカウント値を１だけカウントダウンするための小カウントダウン信号と、（ｄ）スイッチ４０のオン時間が第２変化量だけ減少するようにカウンタ２００のカウント値を２だけカウントダウンするための大カウントダウン信号と、（ｅ）カウンタ２００のカウント値に変化を加えないための０信号とがある。

図１１には、判定論理回路１９０の動作が場合分けされて表で表されている。この表によれば、例えば、前回判定が、カウンタ２００のカウントアップ（カウント値の前回増加量が１であったか２であったかを問わない。）であり、かつ、２個のサンプルホールド回路１７０，１７２のうち１７０が今回有効とされている場合には、比較器２３０においてＶｈ２（前回検出値）がＶｈ１（今回検出値）より大きいと判定されることを条件に、カウンタ２００に大カウントダウン信号Ｄ２が出力される一方、比較器２３２においてＶｈ１（今回検出値）がＶｈ２（前回検出値）より大きいと判定されることを条件に、カウンタ２００に小カウントアップ信号Ｕ１が出力される。

また、前回判定が、カウンタ２００のカウントダウン（カウント値の前回減少量が１であったか２であったかを問わない。）であり、かつ、２個のサンプルホールド回路１７０，１７２のうち１７２が今回有効とされている場合には、比較器２３０においてＶｈ２（今回検出値）がＶｈ１（前回検出値）より大きいと判定されることを条件に、カウンタ２００に小カウントダウン信号Ｄ１が出力される一方、比較器２３２においてＶｈ１（前回検出値）がＶｈ２（今回検出値）より大きいと判定されることを条件に、カウンタ２００に大カウントアップ信号Ｕ２が出力される。

以上、２つの場合を例にとり、判定論理回路１９０の動作を説明したが、残りの場合については、図１１の表を引用することにより、文章による説明を省略する。

なお付言するに、本実施形態においては、判定論理回路１９０により決定された目標デューティ比が一定時間（例えば、１０秒）変化しない場合に目標デューティ比を強制的に一定方向に一定量だけ変更する論理回路を追加すれば、キャパシタ１４の充電電流の実際値をそれの極大値により確実に追従させることが容易となる。

次に、本発明の第５実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第１実施形態に対し、コンピュータ７０によって実現される動作と基本的に同じ動作をワイヤードロジック回路とコンピュータとを組み合わせたハイブリッド方式で実現する点のみにおいて異なり、他の点においては共通する。そのため、本実施形態については、第１実施形態と異なる要素のみを詳細に説明し、共通する要素については、同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。

図１２に示すように、本実施形態に従う充電装置２５０は、第１実施形態に従う充電装置１０と同様に、太陽電池１２とキャパシタ１４とに接続されて使用される。この充電装置１５０は、充電装置１０と同様に、スイッチ（半導体スイッチ）４０とコイル４２とダイオード４４とを有するコンバータ（降圧型のスイッチングレギュレータ）３２と、コンデンサ４８と、電流検出抵抗５２とアンプ５４とを有する検出回路５０とを含むように構成されている。

その検出回路５０は、スイッチ４０のオンオフ動作に起因してキャパシタ１４の充電電流に発生するリップル成分を除去し、それにより、充電電流の検出値を用いた後段の処理を確実化するため、リップル対策回路２５２を備えている。そのリップル対策回路２５２は、例えば、平均電流による方式（ローパスフィルタ、積分回路等）としたり、ピーク電流による方式（ダイオードを用いた整流回路等）としたり、特定位相の電流による方式（スイッチ４０がオフするタイミングにおけるサンプリングホールドないしは同期検波等）とすることが可能である。

図１２に示すように、充電装置２５０は、検出回路５０に接続されたサンプルホールド回路２５４と、そのサンプルホールド回路２５４に接続された決定部２５６とを備えている。その決定部２５６は、２つの入力端子においてサンプルホールド回路２５４と検出回路５０とにそれぞれ接続された比較器２５８と、その比較器２５８の出力端子と、サンプルホールド回路２５４の制御端子とに接続されたコントローラ２６０とを備えている。

比較器２５８には、検出回路５０による充電電流の今回検出値を表す電圧信号と、充電電流の前回検出値を表す電圧信号であってサンプルホールド回路２５４に記憶されているものとが入力される。この比較器２５８は、それら電圧信号の大小を比較するために設けられている。

図１３に示すように、コントローラ２６０は、コンピュータ２６２を主体として構成されており、そのコンピュータ２６２は、図３に示す第１実施形態と同様に、ＣＰＵ７２と、ＲＯＭ７４と、ＲＡＭ７６と、バス７８とを含むように構成されている。コントローラ２６０は、さらに、図３に示す第１実施形態と同様に、Ｉ／Ｏインタフェース８０を備えており、そのＩ／Ｏインタフェース８０を介してサンプルホールド回路２５４と比較器２５８とに接続されている。

ＲＯＭ７４には、図１４にフローチャートで概念的に表されているデューティ比制御プログラムが記憶されている。また、図１３に示すように、ＲＡＭ７６には、判定結果メモリ２７０と比較結果メモリ２７２とが設けられている。

図１２に示すように、充電装置２５０は、決定部２５６とスイッチ４０とに接続されたスイッチ制御回路２８０とを備えている。そのスイッチ制御回路２８０は、発振回路としての三角波源２８２と、その三角波源２８２によって発生させられた三角波信号をしきいレベルによって２値化する２値化回路としてのコンパレータ２８４とを備えている。その２値化処理により、コンパレータ２８４からスイッチ４０に、ハイレベルとローレベルとを有する矩形波が出力され、その矩形波のデューティ比は、コンパレータ２８４のしきいレベルに応じて変化する。

図１２に示すように、そのスイッチ制御回路２８０は、コンパレータ２８４にしきいレベル信号を出力するしきいレベル信号生成回路２９０を備えている。そのしきいレベル信号生成回路２９０は、そのしきいレベル信号を生成するために、可変の電圧を所定時間保持する素子としてのコンデンサ２９２と、そのコンデンサ２９２に蓄積される電圧を昇圧するためにオンにされる昇圧スイッチ（例えば、半導体スイッチ）２９４および降圧するためにオンにされる降圧スイッチ（例えば、半導体スイッチ）２９６とを備えている。コンデンサ２９２の電圧を表す信号がしきいレベル信号としてコンパレータ２８４に供給される。

スイッチ制御回路２８０は、さらに、それら昇圧スイッチ２９４および降圧スイッチ２９６にそれぞれ接続された２個のタイミング回路２９８，３００を備えている。それら２個のタイミング回路２９８，３００は、図１３に示すように、Ｉ／Ｏインタフェース８０を介してコンピュータ２６２に接続されている。

このしきいレベル信号生成回路２９０においては、昇圧スイッチ２９４のオンによってコンデンサ２９２が抵抗Ｒ１を経て正極電源端子に導通されると、その昇圧スイッチ２９４のオン時間の長さに応じてコンデンサ２９２の電圧が上昇させられる。一方、降圧スイッチ２９６のオンによってコンデンサ２９２が抵抗Ｒ２を経て負極電源端子に導通されると、その降圧スイッチ２９６のオン時間の長さに応じてコンデンサ２９２の電圧が降圧させられる。

それら昇圧スイッチ２９４および降圧スイッチ２９６はそれぞれ、２個のタイミング回路２９８，３００を介してコントローラ２６０に接続されている。各タイミング回路２９８，３００は、例えば、単安定バイブレータとして構成され、コントローラ２６０からトリガ信号が入力されると、所定時間、昇圧スイッチ２９４と降圧スイッチ２９６とのうち対応するものをオンにする信号を出力し続ける。

図１２に示すように、スイッチ制御回路２８０は、さらに、コンデンサ２９２とコンパレータ２８４の入力端子とに接続されたバッファアンプ３０２を備えている。そのバッファアンプ３０２は、入力のインピーダンスが高く、かつ、入力のリーク電流が少ないアンプとして構成されている。このバッファアンプ３０２は、リーク電流により、コンデンサ２９２に電圧ドリフトが発生することを防止するために設けられている。

この充電装置２５０の初期状態（電源投入直後）においては、コンピュータ２６２の起動前に、スイッチ４０がオフであり、かつ、コンデンサ２９２の電圧が０である回路初期状態が実現される。

やがてコンピュータ２６２が起動して図１４に示すデューティ比制御プログラムが実行されると、まず、Ｓ２０００において、所定時間が経過するのが待たれる。次に、Ｓ２０１０において、充電装置２５０が回路リセット状態から解除される。続いて、Ｓ２０２０において、サンプルホールド回路２５４の制御端子にサンプリング指令が送出される。その後、Ｓ２０３０において、そのサンプルホール回路２５４のアクイジション・タイム以上の所定時間が経過するのが待たれる。

続いて、Ｓ２０４０において、スイッチ４０のデューティ比を、現在値から所定量、所定方向（例えば、増加方向）に強制的に変更するための信号が、２個のタイミング回路２９８．３００のうち該当するものに送出される。その結果、昇圧スイッチ２９４と降圧スイッチ２９６とのうち該当するものが所定時間オンにされ、それに応じて、コンデンサ２９２の電圧すなわちコンパレータ２８４のしきい電圧、ひいてはスイッチ４０のデュテーィ比が、現在値から所定量、所定方向（例えば、増加方向）に強制的に変更される。その後、Ｓ２０５０において、充電装置２５０の作動状態が整定するのが待たれる。

その後、Ｓ２０６０において、比較器２５８の比較結果が入力され、続いて、Ｓ２０７０において、その入力された比較結果が比較結果メモリ２７２に記憶される。その後、Ｓ２０８０において、判定結果メモリ２７０から前回判定結果が読み込まれる。前回判定結果は、前回、昇圧スイッチ２９４がオンにされたか、降圧スイッチ２９６がオンにされたかを表している。

続いて、Ｓ２０９０において、それら比較結果と前回判定結果とに基づき、今回、昇圧スイッチ２９４と降圧スイッチ２９６とのうちいずれをオンにすべきであるか否かが判定される。

具体的には、コンピュータ２６２による論理判定が図１５に場合分けされて表で表されているように、例えば、前回判定結果が、昇圧スイッチ２９４をオンにすることであり、かつ、今回の比較結果が、充電電流の検出値の今回値が前回値より大きい場合には、今回も、昇圧スイッチ２９４をオンにすべきであると判定される。これに対し、前回判定結果が、昇圧スイッチ２９４をオンにすることであり、かつ、今回の比較結果が、充電電流の検出値の今回値が前回値より小さい場合には、今回は、降圧スイッチ２９６をオフにすべきであると判定される。他の場合についての論理判定については、図１５の表を引用することにより、文章による説明を省略する。

その後、図１４におけるＳ２１００において、判定結果メモリ２７０の内容が前回判定結果から今回判定結果に更新される。続いて、Ｓ２１１０において、サンプルホールド回路２５４の制御端子にサンプリング指令が送出される。その後、Ｓ２１２０において、そのサンプルホール回路２５４のアクイジション・タイム以上の長さを有する所定時間が経過するのが待たれる。

続いて、Ｓ２１３０において、今回判定結果に従い、スイッチ４０のデューティ比を、現在値から所定量、所定方向（例えば、増加方向）に変更するための信号が、２個のタイミング回路２９８，３００のうち該当するものに送出される。その結果、スイッチ４０のデュテーィ比が、極大値に接近するように変更される。その後、Ｓ２１４０において、充電装置２５０の動作が整定するのが待たれる。続いて、Ｓ２０６０に戻り、Ｓ２０６０ないしＳ２１４０の実行が周期的に反復される。

具体的な仕様セッティングの一例においては、その実行周期が１０ｍｓのオーダであり、Ｓ２０３０およびＳ２１２０におけるそれぞれの待ち時間は１００μｓであり、Ｓ２０５０およびＳ２１４０におけるそれぞれの待ち時間は１０ｍｓである。

次に、本発明の第６実施形態を説明する。ただし、本実施形態は、第５実施形態に対し、コンピュータ２６２によって実現される動作と基本的に同じ動作をワイヤードロジック回路によって実現する点のみにおいて異なり、他の点においては共通する。そのため、本実施形態については、第１実施形態と異なる要素のみを詳細に説明し、共通する要素については、同一の符号または名称を使用して引用することにより、重複した説明を省略する。

図１６に示すように、本実施形態に従う充電装置３３０は、第５実施形態におけるコントローラ２６０に代えて論理回路３３２を備えている。その論理回路３３２は、クロックパルスを発生させるクロック発振器（例えば、発振周期：１０μｓ）３３４と、そのクロック発振器３３４から出力されたクロックパルスの数をカウントするカウンタ３３６とを備えている。このカウンタ３３６は、所定のビット数を有するフリップフロップとして構成される。

論理回路３３２は、さらに、カウンタ３３６の出力をアンド論理素子によってデコードし、それぞれ周期的な３つのタイミングパルスｔ０、ｔ１、ｔ２を生成するタイミング回路３３８を備えている。論理回路３３２は、さらに、２個のフリップフロップ３４０，３４２と、ＸＯＲ論理素子３５０と、２個のＡＮＤ論理素子３６０，３６２とを備えている。

フリップフロップ３４０は、シフト型で、タイミングパルスｔ０に応答し、ＸＯＲ論理素子の演算結果、すなわち、次回は昇圧スイッチ２９４と降圧スイッチ２９６とのうちいずれがオンにされるかを表す情報を記憶する。このフリップフロップ３４０は、次のタイミングパルスｔ０が到来するまで、記憶内容を保持する。

フリップフロップ３４２も、シフト型で、タイミングパルスｔ１に応答し、フリップフロップ３４０の記憶内容を記憶する。このフリップフロップ３４２も、次のタイミングパルスｔ１が到来するまで、記憶内容を保持する。

ＸＯＲ論理素子３５０は、比較器２５０の出力とフリップフロップ３４２の出力とがそれぞれ入力され、それら２入力が同じ論理値であれば、論理値「０」を出力する一方、互いに異なる論理値であれば、論理値「１」を出力するように動作する。フリップフロップ３４２の出力は、図１５における前回判定結果を表し、これに対し、比較器２５０の出力は、図１５における今回比較結果を表している。したがって、このＸＯＲ論理素子３５０は、図１５に表で表す論理演算と同じ論理演算を行う。

２個のＡＮＤ論理素子３６０，３６２はいずれも、２つの入力がいずれも論理値「１」である場合に、論理値「１」を出力するように動作する。ＡＮＤ論理素子３６０は、フィリップフロップ３４２の出力を入力するため、このフリップフロップ３４２の出力の論理値が「１」である場合に、タイミングパルスｔ２の到来時に、タイミング回路２９８に出力パルスを出力する。これに対し、ＡＮＤ論理素子３６２は、フリップフロップ３４２の出力のＮＯＴを入力するため、このフリップフロップ３４２の出力の論理値が「０」である場合に、タイミングパルスｔ２の到来時に、タイミング回路３００に出力パルスを出力する。

図１７には、３つのタイミングパルスｔ０、ｔ１、ｔ２の発生タイミングがタイミングチャートで表されている。タイミングパルスｔ０の周期Ｄは、例えば、１０ｍｓであり、また、タイミングパルスｔ０とｔ１との時間間隔ｄ１は、例えば、１０μｓであり、また、タイミングパルスｔ１とｔ２との時間間隔ｄ２は、例えば、１００μｓである。

論理回路３３２の動作を説明するに、スイッチ４０のオンオフ動作に起因した充電装置３３０の過渡現象が収束したころ、タイミングパルスｔ０が立ち上がり、それに応答して、ＸＯＲ論理素子３５０の論理演算結果がフリップフロップ３４０に記憶される。次に、タイミングパルスｔ１が立ち上がると、サンプリング指令がサンプルホールド回路２５４に送出されると同時に、フリップフロップ３４０の記憶内容がフリップフロップ３４２に記憶される。

その後、タイミングパルスｔ２が立ち上がると、フリップフロップ３４２の記憶内容に応じ、２個のタイミング回路２９８，３００のうちのいずれかに、対応するＡＮＤ論理素子３６０，３６２から出力パルスが出力される。その結果、図１２に示すコンデンサ２９２の電圧が昇圧または降圧し、それに応じてスイッチ４０のデュティ比が変更される。この変更に起因する充電装置３３０の過渡現象が収束するころに、次のタイミングパルスｔ０が立ち上がり、上述の動作が反復される。

以上、本発明の実施の形態のいくつかを図面に基づいて詳細に説明したが、これらは例示であり、前記［発明の開示］の欄に記載の態様を始めとして、当業者の知識に基づいて種々の変形、改良を施した他の形態で本発明を実施することが可能である。

本発明の第１実施形態に従う充電装置を示す電気回路図である。 図１における太陽電池の特性を表すグラフである。 図１におけるコントローラを概念的に表すブロック図である。 図３におけるスイッチング制御プログラムを概念的に表すフローチャートである。 図３におけるデューティ比制御プログラムを概念的に表すフローチャートである。 図５に示すデューティ比制御プログラムの特徴を説明するためのグラフである。 本発明の第２実施形態に従う充電装置のコンピュータによって実行されるデューティ比制御プログラムを概念的に表すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に従う充電装置を示す電気回路図である。 本発明の第４実施形態に従う充電装置を示す電気回路図である。 図９におけるタイミング部の動作を説明するためのタイミングチャートである。 図９における判定論理回路の論理演算を説明するための表である。 本発明の第５実施形態に従う充電装置を示す電気回路図である。 図１２におけるコントローラを概念的に表すブロック図である。 図１３におけるデューティ比制御プログラムを概念的に表すフローチャートである。 図１４におけるＳ２０９０の論理判定を説明するための表である。 本発明の第６実施形態に従う充電装置におけるコントローラを周辺部品と共に示す電気回路図である。 図１６におけるタイミング回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。

以上要するに、このコンデンサ４８は、スイッチ４０のオンオフ動作にもかかわらず、太陽電池１２の発電電圧Ｖｓを安定化させる機能を有するのである。この機能を果たすためには、スイッチ４０のデューティ比制御の１サイクルの間にコンデンサ４８の電圧が敏感に変化することが必要であるため、このコンデンサ４８は、キャパシタ１４より小さい静電容量を有している。このコンデンサ４８の静電容量は、スイッチ４０のスイッチング周期Ｔ（例えば、１０μｓ）の長さ、スイッチ４０のオン状態において太陽電池１２からスイッチ４０を経て流出する電流の量等に応じて設定される。

Ｖｓ×Ｉｓ＝Ｖｃ×Ｉｃ

ところで、スイッチ４０のスイッチング周期をＴ、オン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆでそれぞれ表記すれば、それら３者間に次式（２）で表される関係が成立する。

このスイッチ制御回路１２２においては、コンパレータ１２８により、周波数が一定である三角波信号が、パルス幅がしきいレベルに比例して増加するようにＰＭＷ化された矩形波信号に変換される。したがって、このスイッチ制御回路１２２においては、Ｄ−Ａコンバータ１２６の出力アナログ信号を変えることにより、スイッチ４０のデューティ比を変えることができる。

具体的には、例えば、前記決定部が、各回の強制的変更サイクルにおいて、スイッチのデューティ比の強制的変更（増加または減少）に対するキャパシタの充電電流の応答（増加または減少）が、今回の強制的変更の向きと同じ向きを有する場合には、次回の強制的変更を今回の強制的変更と同じ向きで行い、また、充電電流の応答が実質的に０である場合には、充電電流の今回値が実質的に極大値であるとして、次回の強制的変更を省略し、また、充電電流の応答が、今回の強制的変更の向きとは逆向きを有する場合には、次回の強制的変更を今回の強制的変更とは逆向きで行う。

Ｓ３００ないしＳ３７０においては、デューティ比τをステップ幅Δτだけ、強制的に減少させてキャパシタ１４の充電電流Ｉｃに現れる応答を監視することにより、充電電流Ｉｃの極大値が探索される。

その後、タイミングパルスｔ２が立ち上がると、フリップフロップ３４２の記憶内容に応じ、２個のタイミング回路２９８，３００のうちのいずれかに、対応するＡＮＤ論理素子３６０，３６２から出力パルスが出力される。その結果、図１２に示すコンデンサ２９２の電圧が昇圧または降圧し、それに応じてスイッチ４０のデューティ比が変更される。この変更に起因する充電装置３３０の過渡現象が収束するころに、次のタイミングパルスｔ０が立ち上がり、上述の動作が反復される。

Claims (19)

1. 発電電力が発電電圧および発電電流に関して極大点を有する太陽電池によって電気二重層キャパシタを充電するために、それら太陽電池と電気二重層キャパシタとに接続されて使用される充電装置であって、
   少なくともスイッチを有し、そのスイッチの可変のデューティ比に応じて、前記太陽電池から前記電気二重層キャパシタに供給される電力を変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記電気二重層キャパシタの充電電流を検出する検出回路と、
   その検出回路によって検出された充電電流は参照するが、前記電気二重層キャパシタの充電電圧は参照することなく、その電気二重層キャパシタの充電電流が実質的に極大化するように前記デューティ比を決定し、その決定されたデューティ比が実現されるように前記スイッチを制御するコントローラと
   を含む充電装置。
2. さらに、前記太陽電池の発電電圧を安定化させるためにその太陽電池に並列に接続されるコンデンサを含み、そのコンデンサの静電容量が前記電気二重層キャパシタの静電容量より小さい請求項１に記載の充電装置。
3. 前記コントローラは、
   前記充電電流を記憶する記憶部と、
   前記充電電流に基づいて前記デューティ比を決定する決定部と
   を含む請求項１または２に記載の充電装置。
4. 前記記憶部は、前記検出回路による充電電流の検出値をデジタルデータとして記憶するデジタルメモリを含む請求項３に記載の充電装置。
5. 前記記憶部は、前記検出回路による充電電流の検出値をアナログ信号として記憶するアナログメモリを含む請求項３に記載の充電装置。
6. 前記アナログメモリは、指令されたサンプリングタイミングで、前記検出回路による充電電流の検出値をサンプリングして保持するサンプルホールド回路を含む請求項５に記載の充電装置。
7. 前記アナログメモリは、前記検出回路による充電電流の検出値を互いに異なるサンプリングタイミングでそれぞれサンプリングして保持する少なくとも２個のサンプルホールド回路を含み、
   前記決定部は、それら少なくとも２個のサンプルホールド回路によってそれぞれ保持された少なくとも２個の検出値のうちの現在検出値を表すアナログ電圧信号と、少なくとも１個の過去検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する請求項６に記載の充電装置。
8. 前記アナログメモリは、前記検出回路による充電電流の検出値をサンプリングタイミングでサンプリングして、過去検出値として保持するサンプルホールド回路を含み、
   前記決定部は、そのサンプルホールド回路によって保持された過去検出値を表すアナログ電圧信号と、前記検出回路による充電電流の現在検出値を表すアナログ電圧信号とを互いに比較する電圧比較回路を含み、その比較結果に基づいて前記デューティ比を決定する請求項６に記載の充電装置。
9. 前記決定部は、前記デューティ比の最適値を探索的に決定するために、前記デューティ比を離散的に強制的に変更する強制的変更サイクルを反復し、各回の強制的変更サイクルにおいては、前記デューティ比の強制的変更に対する前記充電電流の応答に応じ、前記充電電流が実質的に極大化するように前記デューティ比を決定する請求項３ないし８のいずれかに記載の充電装置。
10. 前記決定部は、前記各回の強制的変更サイクルにおいて、今回の強制的変更が行われる前に前記検出回路によって検出された充電電流である前回検出値と、今回の強制的変更が行われた後に前記検出回路によって検出された充電電流である今回検出値とを互いに比較し、その比較結果を用いて前記充電電流の応答を監視する請求項９に記載の充電装置。
11. 前記記憶部は、
    前記検出回路による充電電流の検出値を互いに異なるサンプリングタイミングでサンプリングして保持する第１および第２のサンプルホールド回路と、
    それら第１および第２のサンプルホールド回路による検出値のサンプリングが交互に行われるように、各サンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングをそれぞれ決定するタイミング回路と
    を含み、
    前記決定部は、
    前記第１および第２のサンプルホールド回路にそれぞれ保持された２個の検出値を互いに比較する比較回路と、
    前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
    その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
    を含む請求項３ないし１０のいずれかに記載の充電装置。
12. 前記記憶部は、
    前記検出回路による充電電流の検出値を保持するサンプルホールド回路と、
    そのサンプルホールド回路による検出値のサンプリングタイミングを決定するタイミング回路と
    を含み、
    前記決定部は、
    前記サンプルホールド回路によって保持された検出値と、前記検出回路による充電電流の検出値の最新値とを互いに比較する比較回路と、
    前記デューティ比の変更履歴を記憶する記憶回路と、
    その記憶回路に記憶された変更履歴と、前記比較回路による比較結果とに基づき、予め定められた規則に従い、前記デューティ比の今回値を決定する論理回路と
    を含む請求項３ないし１０のいずれかに記載の充電装置。
13. 前記コントローラは、さらに、前記決定されたデューティ比が実現されるように前記スイッチを制御するスイッチ制御回路を含む請求項１ないし１２のいずれかに記載の充電装置。
14. 前記スイッチ制御回路は、前記コントローラのコンピュータからの信号に基づき、前記スイッチをオン状態とオフ状態とに切り替える請求項１３に記載の充電装置。
15. 前記スイッチ制御回路は、
    前記スイッチに電気的に接続され、そのスイッチをオン状態とオフ状態とに切り替える切替回路と、
    その切替回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じてカウンタ値が設定され、その設定されたカウンタ値に応じて、前記切替回路が前記スイッチをオン状態に維持する時間の長さを変化させるカウンタ回路と
    を含む請求項１３に記載の充電装置。
16. 前記スイッチ制御回路は、
    三角波信号を生成する発振回路と、
    その発振回路と前記スイッチとに電気的に接続され、前記発振回路によって生成された三角波信号をしきいレベルで２値化することにより、オン信号とオフ信号とを選択的に生成して前記スイッチに出力する２値化回路と、
    その２値化回路に電気的に接続され、前記コントローラによって決定されたデューティ比に応じて、前記しきいレベルを表す信号を生成して前記２値化回路に出力するしきいレベル信号生成回路と
    を含む請求項１３に記載の充電装置。
17. 前記コントローラは、前記デューティ比の最新値を決定した後、予め定められた条件が成立するまで、前記デューティ比を保持する保持部を含む請求項１ないし１６のいずれかに記載の充電装置。
18. 前記コントローラは、前記検出回路によって検出される充電電流が上限値を超えないように前記デューティ比を決定する電流制限部を含む請求項１ないし１７のいずれかに記載の充電装置。
19. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧型である請求項１ないし１８のいずれかに記載の充電装置。

Images