JP2006254624A

JP2006254624A - 交流交流変換器の制御装置

Info

Publication number: JP2006254624A
Application number: JP2005069153A
Authority: JP
Inventors: Ikuya Sato; 以久也佐藤; Hideki Oguchi; 英樹大口
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2005-03-11
Filing date: 2005-03-11
Publication date: 2006-09-21

Abstract

【課題】通常動作時の制御性能を悪化させずに、瞬時停電復帰時の突入電流を低減させるようにした交流交流変換器の制御装置を提供する。
【解決手段】複数の半導体スイッチにより交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に変換して負荷に供給する交流交流変換器において、マトリクスコンバータ２００の入力電圧を検出する検出手段６０４，６０５と、入力電圧の大きさを運転可能レベルと比較して運転を監視する手段であって、入力電圧の大きさが運転可能レベルより低下して運転を停止した後、入力電圧が復帰してコンバータ２００が運転を再開した時に電圧復帰信号を出力する運転監視手段６０６と、電圧復帰信号により、所定の時定数で変化する出力電圧指令を演算するｑ軸電圧指令演算手段６０８と、出力電圧指令に基づいてコンバータ２００をスイッチングするための各手段６１１，６０２，６０３等を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に変換する交流交流変換器の制御装置に関し、特に、瞬時停電等により交流交流変換器の運転を一旦停止した後に運転を再開する際の突入電流を低減させる技術に関するものである。

交流交流変換器の一例として、マトリクスコンバータが知られている。
このマトリクスコンバータは、交流電源電圧から大形のエネルギーバッファを介さずに、任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧を直接得ることができる電力変換器であり、長寿命、省スペース、入力電流が制御できるため電力回生可能であり、電源高調波を抑制できる等の特徴がある。

一方、マトリクスコンバータは、エネルギーバッファが存在しないため、入力電圧の大きさに応じた電圧までしか出力することができない。このため、停電等により入力電圧が低下すると、出力可能な電圧も低下するため運転継続が困難となる。
そこで従来では、マトリクスコンバータの入力電圧を監視し、入力電圧が運転可能レベルより低下した場合はコンバータ内の半導体スイッチを全てオフし（以後、全ゲート遮断という）、入力電圧が運転可能レベル以上に復帰すると半導体スイッチを再びスイッチングして運転を再開する運転方法が採られている。

ここで、特許文献１には、ＰＷＭサイクロコンバータにおける停電発生から復電後の運転操作が記載されている。
図７は、この特許文献１における制御ブロック図を示している。まず、主回路において、１００は三相交流電源、２００はマトリクスコンバータ（サイクロコンバータ）、３００は電動機、４００は負荷である。

図7における制御装置の構成及び動作は、以下の通りである。
電圧位相検出手段５０１及び瞬時電圧位相検出手段５０２により、電源電圧の位相角θ_１，θ_２をそれぞれ求める。位相角選択手段５０３は、異常検出手段５０４及びタイマ５０５の出力情報から、前記位相角θ_１，θ_２のうち何れを使用するかを選択する。
マトリクスコンバータ制御手段５０６は、選択された電源電圧の位相角θ_１またはθ_２に応じてマトリクスコンバータ２００を制御するために、出力電圧指令を演算する。ＰＷＭ発生手段５０７は、出力電圧指令に基づいてＰＷＭパルスパターンを演算し、マトリクスコンバータ２００を構成する半導体スイッチをスイッチングする。これにより、マトリクスコンバータ２００は、出力電圧指令に応じた電圧を電動機３００に供給することになる。

図８は、図７の構成において電源異常が発生した場合のタイムチャートを示している。まず、時刻ｔ１において停電などの電源異常が発生すると、異常検出手段５０４は運転停止信号を出力し、ＰＷＭ発生手段５０７を介し全ゲート遮断を行って運転を停止する。その際、位相角を正常時の位相角θ_１から、瞬時電圧位相検出手段５０２による瞬時位相角θ_２に切り替える。
その後、時刻ｔ２において電源異常から復帰すると、時刻ｔ２から時間Ｔ１を経過した後にゲート遮断を解除すると共に、この間は電源電圧の不安定に伴う異常動作を防止するために引き続き瞬時位相角θ_２を用いて運転を再開し、その後、時刻ｔ２から時間Ｔ２を経過した時点で、電圧位相検出手段５０１により検出される通常の位相角θ_１に切り替えている。

特開２００３−３０９９７４号公報（［０００５］〜［０００８］、図１，図６〜図９等）

電動機をマトリクスコンバータ等の電力変換器により運転する場合、瞬時停電などによる運転停止から復帰すると、電力変換器や電動機に突入電流が流れる。これは、停電中でも慣性によって電動機は回転を続けており、回転速度に応じた速度起電力が発生し、この速度起電力が電力変換器にステップ状に加わることによって過渡状態となり、過渡電流が発生するためである。また、電動機を低速で駆動して速度起電力が小さい状態でも、トルクを高速に応答させるために電力変換器がステップ的な電圧を印加すると、過渡状態となって電力変換器から電動機へ突入電流が流れる恐れもある。

特許文献１に記載された従来技術では、電源電圧の位相を位相角θ_１にて確立させた後に運転を再開しても、突入電流が流れる恐れがある。
また、突入電流を防止するために、マトリクスコンバータ２００の出力側にフィルタを設けて電動機３００への供給電圧の変化を遅らせる方法もあるが、この方法によると、瞬時停電復帰後の突入電流は防止できるものの、通常動作時の制御性能の悪化を招く。
そこで、本発明の解決課題は、通常動作時の制御性能を悪化させずに、瞬時停電復帰時の突入電流を低減させた制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、複数の半導体スイッチにより交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に変換して負荷に供給する交流交流変換器において、
前記変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記入力電圧の大きさを運転可能レベルと比較して前記変換器の運転を監視する手段であって、前記入力電圧の大きさが前記運転可能レベルより低下して運転を停止した後、前記入力電圧が復帰して前記変換器が運転を再開した時に電圧復帰信号を出力する運転監視手段と、
前記電圧復帰信号により、所定の時定数で変化する出力電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、
前記出力電圧指令に基づいて前記半導体スイッチをスイッチングする駆動パルスを生成する手段と、を備えたものである。

請求項２記載の発明は、複数の半導体スイッチにより交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に変換して負荷に供給する交流交流変換器において、
前記変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記入力電圧の大きさを運転可能レベルと比較して前記変換器の運転を監視する手段であって、前記入力電圧の大きさが前記運転可能レベルより低下して運転を停止した後、前記入力電圧が復帰して前記変換器が運転を再開した時に電圧復帰信号を出力する運転監視手段と、
前記電圧復帰信号により、所定の時定数で変化する出力電流指令を演算する電流指令演算手段と、
前記出力電流指令から前記変換器の出力電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、
前記出力電圧指令に基づいて前記半導体スイッチをスイッチングする駆動パルスを生成する手段と、を備えたものである。

請求項３記載の発明は、請求項１または２において、
前記負荷としての電動機の速度起電力を演算する演算手段と、
前記速度起電力を前記出力電圧指令に加算して最終的な出力電圧指令を生成する手段と、を備えたものである。

請求項１，３に記載した発明によれば、停電等による運転停止の後で電源電圧が復帰し、運転を再開する場合に、電圧復帰信号を利用して出力電圧指令を滑らかに変化させると共に、負荷の速度に応じた速度起電力を加算することにより得た出力電圧指令を用いることで、変換器や負荷に流れる突入電流を抑制することができる。
また、請求項２に記載した発明によれば、ベクトル制御を行う際に、トルク電流指令やトルク指令を求める際の時定数を調節し、これらの電流指令に基づいて出力電圧指令を生成することにより、請求項１の発明と同様に突入電流を抑制することができる。
このように本発明では、変換器の出力側にフィルタ等を設ける方法によらずに突入電流を抑制できるため、通常運転時の制御性能を損なうこともない。更に本発明は、電圧復帰信号に基づいて時定数を切り替えるためのスイッチ手段や簡単な演算のみによって構成可能であり、電源復帰後の円滑な再始動を低コストにて実現することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す構成図である。図１において、主回路の構成は図７と同様であり、同一の符号を付して説明を省略する。
なお、マトリクスコンバータ２００の三相入力側の各相をＲ，Ｓ，Ｔとし、三相出力側の各相をＵ，Ｖ，Ｗとする。また、マトリクスコンバータ２００は、特許文献１に記載されたＰＷＭサイクロコンバータと同様に、三相入力側のＲ，Ｓ，Ｔ相と三相出力側のＵ，Ｖ，Ｗ相との間に接続された各相３個ずつ合計９個の双方向性半導体スイッチにより構成されており、１個の半導体スイッチは、例えば逆並列接続された２個のＩＧＢＴ等からなるものである。

本実施形態では、マトリクスコンバータ２００の制御の一例として仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式を用いるものとして説明する。
上記仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式を略述すると、この方式は、マトリクスコンバータ内に整流器とインバータとを仮想してこれらをそれぞれ独立して制御するものであり、図１に示すように、仮想整流器ＰＷＭ生成手段６０１及び仮想インバータＰＷＭ生成手段６０２によりそれぞれ求めたＰＷＭパルスを最終的にＰＷＭパルス合成手段６０３により合成し、マトリクスコンバータ２００のスイッチングパターンを得る方式である。なお、ＰＷＭパルス合成手段６０３は、後述する運転停止信号によって全ゲート遮断が可能となっている。

上述した仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式による本実施形態の制御装置において、電圧検出手段６０４は、マトリクスコンバータ２００の入力電圧ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔを検出する。入力電圧の大きさ演算手段６０５は、上記検出値ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔから入力電圧ベクトルｖ_ｉの大きさを演算する。
図２は上記演算手段６０５の機能ブロック図であり、下記の数式１により検出値ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔを三相／二相変換して交流２軸成分ｖ_α，ｖ_βを求め、次いで数式２の演算によって電圧ベクトルｖ_ｉの大きさを求めている。

入力電圧の大きさ演算手段６０５は、上記演算以外に、三相入力電圧を全波整流し、その平均値を求めることにより実現しても良い。また、電圧検出手段６０４は、三相全ての電圧を検出しなくても、二相の電圧（ｖ_ｒ，ｖ_ｔ）を検出して数式３に基づき残りの一相の電圧ｖ_ｓを演算してもよく、その後に各相の電圧を数式１に代入することもできる。
［数３］
ｖ_ｒ＋ｖ_ｓ＋ｖ_ｔ＝０より
ｖ_ｓ＝ｖ_ｒ−ｖ_ｔ

数式２により求めた入力電圧ベクトルの大きさは、運転監視手段６０６に入力される。
図３は運転監視手段６０６の動作を示すフローチャートである。入力電圧ベクトルの大きさがマトリクスコンバータ２００の運転可能レベルより低下したか否かを判断し（ステップＳ１）、その結果、電圧低下と判断される場合には低下フラグをセットする（Ｓ１ＹＥＳ，Ｓ２）。そして運転停止信号を出力し（Ｓ３）、ＰＷＭパルス合成手段603を介して全ゲート遮断を行う。

また、入力電圧の低下が検出されず（Ｓ１ＮＯ）、上記運転停止信号がない場合には（Ｓ４ＹＥＳ）、低下フラグがセット中であるか否かを判断する（Ｓ５）。ここで、低下フラグがセット中であれば（Ｓ５ＹＥＳ）、以前に一旦、入力電圧が低下したがその後に運転停止信号がなくなったことにより入力電圧が復帰して運転可能レベルを超えたと判断できるため、電圧復帰信号を出力し（Ｓ６）、更に低下フラグをリセットして（Ｓ７）運転を再開する。
その後、ステップＳ５において、低下フラグがリセット状態であることが検出されると（Ｓ５ＮＯ）、通常運転に移行すると共に、電圧復帰信号をクリアする（Ｓ８）。
なお、入力電圧の低下がないにも関わらず運転停止信号がある場合には（Ｓ４ＮＯ）、他の異常原因があると判断して非常停止信号を出力し（Ｓ９）、全ゲート遮断や警報発生等を行う。

再び図１において、運転監視手段６０６から出力される電圧復帰信号は、ｑ軸電圧指令演算手段６０８に入力されている。
ここで、図４は、ｑ軸電圧指令演算手段６０８とその前段の運転パターン作成手段６０７の構成を示すブロック図である。

運転パターン作成手段６０７は、Ｖ／ｆ制御に代表されるように、図４の周波数電圧変換手段６２１及びローパスフィルタ６２２により、速度指令ω^＊に比例した直交二軸の回転座標上の電圧指令ｖ_ｑ ^＊を演算する。また、ｑ軸電圧指令演算手段６０８は、運転監視手段６０６から出力される電圧復帰信号がオンのときは、図４のスイッチ６２３を介してローパスフィルタ６２２の時定数τを電動機３００の電気時定数τ^＊に設定し、電圧復帰信号がオフのときは、ローパスフィルタ６２２の時定数τを短くして基準値に設定することにより通常運転を行う。

なお、運転パターン作成手段６０７により演算されたｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊をそのまま復帰後の電圧指令とすると、電動機３００が慣性で回転している場合には電動機３００の速度起電力が発生しているので負荷４００からマトリクスコンバータ２００側へ突入電流が流れる。そこで、図４の乗算手段６２４により速度指令ω^＊と磁束指令φ^＊とを乗算して速度起電力ｅ_ｑ ^＊を演算し、これを加算手段６２５により元のｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊に加算して最終的なｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊＊を求める。
ローパスフィルタ６２２に設定される時定数は電動機３００の電気時定数以外でもよく、復帰時の突入電流を防止できるものであればよい。また、この実施形態では、速度起電力ｅ_ｑ ^＊を簡易的に速度指令ω^＊と磁束指令φ^＊とを乗算して（定格値を用いて）求めているが、実速度の検出値や推定値等を用いて演算しても良い。

図１に示すごとく、上記ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊＊はｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊（通常、ｖ_ｄ ^＊＝０に設定される）と共に仮想インバータ指令演算手段６１１に入力され、更に、積分手段６０９からの位相角θに基づいて仮想インバータの出力電圧指令が生成される。仮想インバータＰＷＭ生成手段６０２は、この出力電圧指令に応じた電圧を出力させるためのＰＷＭパルスを生成し、仮想インバータに対するＰＷＭパルスとして出力する。
一方、仮想整流器指令演算手段６１０は、電圧検出値ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔに基づいて仮想整流器の電流指令を演算し、仮想整流器ＰＷＭ生成手段６０１は、この電流指令に応じた入力電流を流すためのＰＷＭパルスを生成して仮想整流器に対するＰＷＭパルスとして出力する。
ＰＷＭパルス合成手段６０３は、各生成手段６０１，６０２の出力パルス（すなわち、仮想整流器及び仮想インバータに対する各スイッチング関数）を合成することにより、マトリクスコンバータ２００の１８個の半導体スイッチに対する駆動パルスを生成して出力する。

次に、図５は、本実施形態の運転タイムチャートを示している。
時刻ｔ１１において、入力電圧ベクトルの大きさ｜ｖ_ｉ｜が運転可能レベルより低下すると、前述した図３のステップＳ１〜Ｓ３により運転停止信号がセットされ、速度指令ω^＊がゼロになって全ゲートが遮断されると共にｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊ひいては出力電圧がゼロとなる。次に、時刻ｔ１２において、入力電圧ベクトルの大きさ｜ｖ_ｉ｜が運転可能レベル以上に復帰すると、図３のステップＳ４〜Ｓ６により電圧復帰信号がセットされる。

これにより、運転パターン作成手段６０７を構成する図４のローパスフィルタ６２２の時定数は電動機３００の時定数τ^＊に設定され、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊は滑らかに増加していく。そして、このｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊とそのときの回転速度（速度指令ω^＊）に応じた速度起電力ｅ_ｑ ^＊とを加算することにより、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊＊が求められ、仮想インバータ指令演算手段６１１によりマトリクスコンバータ２００の出力電圧指令が求められる。
以上の動作により、停電後に電動機３００が慣性で回転している状態で電源が復帰した場合でも、電動機３００に必要なトルクに応じた滑らかな電圧をマトリクスコンバータ２００から出力させることができ、運転復帰時の突入電流を抑制することが可能になる。

次いで、図６は本発明の第２実施形態を示す構成図である。図１と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略し、以下では図１と異なる部分を中心に説明する。

この実施形態では、仮想インバータの制御にベクトル制御を用いている。
すなわち、速度検出器６３２からの速度情報と速度指令ω^＊とが加算手段６３３に入力されて速度偏差が求められ、速度調節手段６３１は、上記偏差をゼロにするようにトルク指令Ｔ^＊を演算する。ｑ軸電流指令演算手段６３４は、トルク指令Ｔ^＊に比例したｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を演算する。
このｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊から、第１実施形態と同様に電圧復帰信号に応じてローパスフィルタ６３５の時定数を調節し、最終的なｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊＊を求める。

上記ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊＊と、電流検出手段６３８、位相検出器６３９及び座標変換手段６４０により求めたｑ軸電流検出値ｉ_ｑとの偏差が、加算手段６３６により算出され、この偏差をゼロにするように、ｑ軸電流制御手段６３７がｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を演算する。また、ｑ軸電流制御手段６３７では、前記同様に速度指令ω^＊と磁束指令との積から求めた速度起電力ｅ_ｑ ^＊をｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊に加算することにより、最終的なｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊＊を求める。
一方、ｄ軸電流制御手段６４２は、加算手段６４１により求めたｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流検出値ｉ_ｄとの偏差をゼロにするように、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊を演算する。そして、座標変換手段６４３が、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊＊及び位相角θを用いて二相/三相変換を行い、仮想インバータの出力電圧指令を生成する。
以後の動作は、第１実施形態と同様である。

なお、上記構成において、ローパスフィルタ６３５によってｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊＊を求める代わりに、ローパスフィルタ６３５の位置を速度調節手段６３１の出力側に変更して速度調節手段６３１から出力されるトルク指令Ｔ^＊を調節しても良い。
また、ｑ軸電流制御系及びｄ軸電流制御系はフィードバック制御系により構成されているが、各軸の電流指令からフィードフォワード的に電圧指令を演算するようにしても良い。
加えて、電流検出手段６３８は三相分を検出する必要はなく、二相分を検出し、第１実施形態における数式３を電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗに置き換えて残りの一相分を演算することもできる。

本発明の第１実施形態を示す構成図である。図１における入力電圧の大きさ演算手段の機能ブロック図である。図１における運転監視手段の動作を示すフローチャートである。図１における運転パターン作成手段及びｑ軸電圧指令演算手段の構成を示すブロック図である。本実施形態の運転タイムチャートである。本発明の第２実施形態を示す構成図である。特許文献１における制御ブロック図である。図７の構成において電源異常が発生した場合のタイムチャートである。

符号の説明

１００：三相交流電源
２００：マトリクスコンバータ
３００：電動機
４００：負荷
６０１：仮想整流器ＰＷＭ制御手段
６０２：仮想インバータＰＷＭ制御手段
６０３：ＰＷＭパルス合成手段
６０４：電圧検出手段
６０５：入力電圧の大きさ演算手段
６０６：運転監視手段
６０７：運転パターン作成手段
６０８：ｑ軸電圧指令演算手段
６０９：積分手段
６１０：仮想整流器指令演算手段
６１１：仮想インバータ指令演算手段
６２１：周波数電圧変換手段
６２２：ローパスフィルタ
６２３：スイッチ
６２４：乗算手段
６２５：加算手段
６３１：速度調節手段
６３２：速度検出器
６３３：加算手段
６３４：ｑ軸電流指令演算手段
６３５：ローパスフィルタ
６３６：加算手段
６３７：ｑ軸電流制御手段
６３８：電流検出手段
６３９：位相検出器
６４０：座標変換手段
６４１：加算手段
６４２：ｄ軸電流制御手段
６４３：座標変換手段

Claims

複数の半導体スイッチにより交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に変換して負荷に供給する交流交流変換器において、
前記変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記入力電圧の大きさを運転可能レベルと比較して前記変換器の運転を監視する手段であって、前記入力電圧の大きさが前記運転可能レベルより低下して運転を停止した後、前記入力電圧が復帰して前記変換器が運転を再開した時に電圧復帰信号を出力する運転監視手段と、
前記電圧復帰信号により、所定の時定数で変化する出力電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、
前記出力電圧指令に基づいて前記半導体スイッチをスイッチングする駆動パルスを生成する手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流変換器の制御装置。
複数の半導体スイッチにより交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に変換して負荷に供給する交流交流変換器において、
前記変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記入力電圧の大きさを運転可能レベルと比較して前記変換器の運転を監視する手段であって、前記入力電圧の大きさが前記運転可能レベルより低下して運転を停止した後、前記入力電圧が復帰して前記変換器が運転を再開した時に電圧復帰信号を出力する運転監視手段と、
前記電圧復帰信号により、所定の時定数で変化する出力電流指令を演算する電流指令演算手段と、
前記出力電流指令から前記変換器の出力電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、
前記出力電圧指令に基づいて前記半導体スイッチをスイッチングする駆動パルスを生成する手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流変換器の制御装置。
請求項１または２に記載された制御装置において、
前記負荷としての電動機の速度起電力を演算する演算手段と、
前記速度起電力を前記出力電圧指令に加算して最終的な出力電圧指令を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流変換器の制御装置。