JP2006202043A - 定電流回路、それを用いた電源装置および発光装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 電流出力端子102に接続される回路に定電流Icを供給する定電流回路100において、第1トランジスタM1は、定電流Icの電流経路上に設けられる。第2トランジスタM2は、第1トランジスタM1と制御端子であるゲート端子が共通に接続される。第1電流電圧変換部14は、第2トランジスタM2に流れる電流Im2を電圧に変換する。定電流源10は、基準電流Irefを生成する。第2電流電圧変換部16は、基準電流を電圧に変換する。第1誤差増幅器12には、電圧Vx1、Vx2が入力され、第1、第2トランジスタM1、M2のゲート電圧を調節する。電圧調節部20は、第2トランジスタM2の一端の電圧が所定の基準電圧に近づくように第3トランジスタのゲート端子の電圧を調節する。
【選択図】 図2
Description
この態様によれば、第1、第2トランジスタの制御端子の電圧は、第1誤差増幅器によって、第1、第2電流電圧変換部からそれぞれ出力される電圧が近づくように帰還制御される。その結果、基準電流に比例した定電流が第1トランジスタに流れ、電流入力端子に接続される回路に基準電流に比例した定電流を流すことができる。
第2トランジスタの一端の電圧を基準電圧に固定することによって、安定した定電流を生成することができる。
第3トランジスタおよび第2誤差増幅器により3端子レギュレータを構成することによって、第2トランジスタの一端の電圧を基準電圧に固定することができる。
このとき、電流出力端子の電圧と所定の基準電圧が等しくなるため、第1、第2トランジスタは3端子とも同電位となり、精度よく定電流を生成することができる。
本明細書において、非定電流領域とは、トランジスタの両端の電圧を変化させたときに、流れる電流が変化する領域をいい、FETにおいては非飽和領域をいい、バイポーラトランジスタにおいては飽和領域をいう。
第1、第2トランジスタが3端子とも同電位であれば、第1、第2トランジスタは、いずれも非定電流領域で動作することになるため、第1トランジスタは、第2トランジスタに流れる電流に比例した電流を精度良く生成することができる。このように第1、第2トランジスタを非定電流領域、すなわち第1、第2トランジスタの両端の電圧が低い状態で動作させることによって、消費電力を低減することができる。
発光素子とは、LED、有機EL(ElectroLuminescence)などをいう。
この態様によれば、基準電流によって発光素子の輝度を調節するとともに、発光素子の駆動電圧を高効率に生成することができる。
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る定電流回路100の構成を示す回路図である。
この定電流回路100は、定電流Icを生成し、電流出力端子102に接続される回路にその定電流Icを流す。
定電流回路100は、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2、定電流源10、第1誤差増幅器12、第1電流電圧変換部14、第2電流電圧変換部16を備える。
第2トランジスタM2は、第1トランジスタM1と同様にN型のMOSFETであって、第1トランジスタM1とゲート端子およびソース端子が共通に接続されており、各トランジスタの面積比に応じた電流が流れるように構成されている。以下、このような構成されたトランジスタ対をカレントミラーと称す。第2トランジスタM2に流れる電流をIm2とし、第1トランジスタM1および第2トランジスタM2のトランジスタのサイズ比をS1:S2とする。
第2電流電圧変換部16は、第1抵抗R1を含む。第1抵抗R1は、一端が定電流源10に接続され、他端に固定電圧Vddが印加されている。第1抵抗R1には、定電流源10により生成される基準電流Irefが流れ、R1×Irefの電圧降下が発生する。第2電流電圧変換部16の出力電圧Vx2は、Vx2=Vdd−R1×Irefとなる。
こうして第2電流電圧変換部16は基準電流Irefを電圧Vx2に変換する。
第1誤差増幅器12、第2トランジスタM2、第1電流電圧変換部14は帰還ループを形成しており、電圧Vx1は第1誤差増幅器12の出力電圧、すなわち第2トランジスタM2のゲート電圧Vgに応じて変化する。
一般にN型MOSFETに流れる電流は、ゲート電圧Vgを高く設定するほど増加する。しかしながら、入力側のトランジスタのゲート端子がドレイン端子と接続される通常のカレントミラー回路においては、ゲート端子の電圧はそれほど高くならないため、出力側のトランジスタの能力をフルに発揮させることができない。
本実施の形態に係る定電流回路100では、第2抵抗R2の抵抗値を低く設定することによって、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のゲート電圧Vgを高く設定することができるため、トランジスタの能力を完全に引き出すことができる。これは、トランジスタサイズが小さくても、より多くの電流を流すことができることを意味し、定電流回路100のサイズを小さくすることができる。
第2の実施の形態に係る定電流回路200は、第1の実施の形態に係る定電流回路100に加えて、第2トランジスタM2のドレイン端子の電圧を固定する電圧調節部20をさらに備える。
図2は、第2の実施の形態に係る定電流回路200の構成を示す回路図である。以降の図において、図1と同一もしくは同等の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
電圧調節部20は、第3トランジスタM3、第2誤差増幅器22、基準電圧源24を含み、レギュレータ回路を構成する。
基準電圧源24は、バンドギャップリファレンス回路などであって、所定の基準電圧Vrefを生成する。
図3は、MOSFETの電流電圧特性を示す。横軸はドレインソース間電圧、縦軸はドレインソース電流を表し、異なるゲートソース間電圧Vgs1、Vgs2に対する電流電圧特性が示されている。同図において、電圧Vth1、Vth2は、ゲートソース間電圧Vgs1、Vgs2それぞれにおける定電流領域と非定電流領域のしきい値電圧を表す。同図に示すように、ドレインソース間電圧がしきい値電圧Vthより低い非定電流領域(非飽和領域)においては、ドレインソース間電圧が変化するとドレインソース電流が大幅に変化してしまう。
したがって、従来のカレントミラー回路においては、2つのトランジスタがいずれも定電流領域で動作する場合には、トランジスタのサイズに比に応じた電流が各トランジスタに流れることになるが、2つのトランジスタのいずれかまたは両方が非定電流領域で動作すると、トランジスタのペア性が損なわれ、サイズ比に応じた電流が生成されなくなる。
上述のように、電圧調節部20において、第2誤差増幅器22は、非反転入力端子と反転入力端子に印加される電圧が等しくなるようにその出力である第3トランジスタM3のゲート電圧を調節する。その結果、第3トランジスタM3のオン抵抗が調節され、基準電圧Vrefと第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2が等しくなるように帰還がかかる。
これに対して、本実施の形態に係る定電流回路200においては、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2の能力をフルに引き出すために、ゲートソース間電圧を大きく設定した場合においても、2つのトランジスタのペア性が保たれるため、各トランジスタのドレインソース間電圧、すなわち基準電圧Vrefおよび電流出力端子102に現れる電圧Vd2を低く設定することができる。
本発明の第3の実施の形態は、発光素子であるLEDを含む発光装置である。
図4は、第3の実施の形態に係る発光装置1000の構成を示す回路図である。発光装置1000は、LED300、電圧生成部40、定電流回路200を含む。
定電流回路200の電流出力端子102にはLED300のカソード端子が接続されている。LED300は、定電流回路200により生成される定電流Icによってその発光輝度が制御される。LED300のアノード端子には、電圧生成部40の出力端子50が接続され、電圧生成部40の出力電圧Voutが印加される。
電圧比較器46は、誤差電圧Verrと周期電圧Voscを比較し、その大小関係に応じてハイレベル、ローレベルが変化するスイッチング信号Vswを生成する。こうして生成されるスイッチング信号Vswは、ハイレベルとローレベルの期間の比、すなわちデューティ比が変化するパルス幅変調された信号となる。
スイッチング素子SW1がオンオフすることにより、インダクタL1および出力コンデンサC1によってエネルギ変換が行われ、入力端子48に印加された入力電圧が昇圧される。昇圧された電圧は、出力コンデンサC1によって平滑化され、直流の出力電圧Voutとして出力される。こうして電圧生成部40により生成された出力信号Voutは、駆動電圧としてLED300に供給される。
定電流回路200の電流出力端子102には、負荷回路であるLED300を駆動した結果、Vd1=Vout−Vfという電圧が現れる。ここで、VfはLED300の順方向電圧である。
電圧生成部40におけるスイッチング信号Vswは、第3誤差増幅器42に入力される2つの電圧VrefとVd1が等しくなるように生成される。その結果、電圧生成部40の出力電圧Voutは、Vout=Vd1+Vf=Vref+Vfが成り立つように安定化される。
その結果、電流出力端子102の電圧Vd1と、第2トランジスタM2のドレイン端子の電圧Vd2は等しくなるように制御されることになる。
一方、本実施の形態に係る定電流回路200においては、第2の実施の形態で説明したように、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2は、非飽和領域においても、2つのトランジスタのペア性が保たれる。その結果、本実施の形態に係る定電流回路200では、第1トランジスタM1を非飽和領域で動作させることができるため、たとえば、基準電圧Vrefを0.1Vに設定することができる。その結果、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2での電力消費を減少させることができ、発光装置1000の効率を改善することができる。
Claims (7)
- 電流出力端子に接続される回路に定電流を供給する定電流回路であって、
前記定電流の電流経路上に設けられた第1トランジスタと、
前記第1トランジスタと制御端子が共通に接続された第2トランジスタと、
前記第2トランジスタに流れる電流を電圧に変換する第1電流電圧変換部と、
基準電流を生成する定電流源と、
前記基準電流を電圧に変換する第2電流電圧変換部と、
前記第1、第2電流電圧変換部それぞれの出力電圧が入力され、前記第1、第2トランジスタの制御端子の電圧を調節する第1誤差増幅器と、
を備えることを特徴とする定電流回路。 - 前記第2トランジスタの一端に接続され、該第2トランジスタの一端の電圧が所定の基準電圧に近づくように調節する電圧調節部をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載の定電流回路。
- 前記電圧調整部は、
前記第2トランジスタと直列に接続される第3トランジスタと、
前記第2、第3トランジスタの接続点の電圧と前記所定の基準電圧が入力され、前記第3トランジスタの制御端子の電圧を調節する第2誤差増幅器と、
を含むことを特徴とする請求項2に記載の定電流回路。 - 前記所定の基準電圧は、前記電流出力端子の電圧と同一に設定されることを特徴とする請求項2または3に記載の定電流回路。
- 前記所定の基準電圧は、前記第2トランジスタが非定電流領域で動作するように設定されることを特徴とする請求項4に記載の定電流回路。
- 請求項1から3のいずれかに記載の定電流回路と、
前記定電流回路の電流出力端子に接続される負荷回路に駆動電圧を供給する電圧生成部と、
を備え、前記電圧生成部は、
前記負荷回路を駆動した結果、前記定電流回路の電流出力端子に現れる電圧が前記第2トランジスタの一端の電圧に近づくように前記駆動電圧を生成することを特徴とする電源装置。 - 発光素子と、
前記発光素子を駆動する請求項6に記載の電源装置と、を備え、
前記定電流回路の定電流源により生成される前記基準電流によって前記発光素子の発光輝度を制御することを特徴とする発光装置。
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