JP2006202043A - 定電流回路、それを用いた電源装置および発光装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 低電圧で動作可能な定電流回路を提供する。
【解決手段】 電流出力端子１０２に接続される回路に定電流Ｉｃを供給する定電流回路１００において、第１トランジスタＭ１は、定電流Ｉｃの電流経路上に設けられる。第２トランジスタＭ２は、第１トランジスタＭ１と制御端子であるゲート端子が共通に接続される。第１電流電圧変換部１４は、第２トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｍ２を電圧に変換する。定電流源１０は、基準電流Ｉｒｅｆを生成する。第２電流電圧変換部１６は、基準電流を電圧に変換する。第１誤差増幅器１２には、電圧Ｖｘ１、Ｖｘ２が入力され、第１、第２トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧を調節する。電圧調節部２０は、第２トランジスタＭ２の一端の電圧が所定の基準電圧に近づくように第３トランジスタのゲート端子の電圧を調節する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、所定の定電流を生成する定電流回路に関する。

近年の携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ）、等の小型情報端末においては、たとえば液晶のバックライトに用いられる発光ダイオード（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ、以下ＬＥＤという）などのように電池の出力電圧よりも高い電圧を必要とするデバイスが存在する。これらの小型情報端末では、Ｌｉイオン電池が多く用いられ、その出力電圧は通常３．５Ｖ程度であり、満充電時においても４．２Ｖ程度であるが、ＬＥＤはその駆動電圧として電池電圧よりも高い電圧を必要とする。このように、電池電圧よりも高い電圧が必要とされる場合には、スイッチングレギュレータやチャージポンプ回路などを用いた昇圧型の電源装置を用いて電池電圧を昇圧し、ＬＥＤなどの負荷回路を駆動するために必要な電圧を得ている。

このような電源装置により、ＬＥＤを駆動する際には、ＬＥＤの駆動系路上に定電流回路を接続して、ＬＥＤに流れる電流を一定に保つことによってその発光輝度の制御の安定化を図っている。この際、ＬＥＤと定電流回路の接続点の電圧をモニタし、この電圧が一定値となるようにＬＥＤの駆動電圧を生成する方法がとられる場合がある（特許文献１参照）。

特開２００４−２２９２９号公報

ここで、ＬＥＤのカソード端子に接続された定電流回路を安定に動作させるためには、定電流回路を構成するトランジスタが定電流領域で動作する必要がある。ここでトランジスタの定電流領域とは、バイポーラトランジスタでは活性領域を、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）では飽和領域をいう。定電流回路を構成するトランジスタは、ＬＥＤのカソード端子と接地端子間に直列に設けられており、このトランジスタが定電流領域で動作するためには、ＬＥＤのカソード端子が一定電圧以上に保たれている必要がある。

定電流回路を安定に動作させるために必要な電圧をＶｃｓ、ＬＥＤに流す電流をＩｌｅｄとすると、この定電流回路において電力Ｐｃｓ＝Ｖｃｓ×Ｉｌｅｄが消費されることになる。ＬＥＤに流す電流は、ＬＥＤの発光輝度によって決まる値であるため、定電流回路における消費電力を低減するためには、定電流回路を安定に動作させるために必要な電圧Ｖｃｓを下げる必要がある。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、低電圧で動作可能な定電流回路およびそれを用いた電源装置、発光装置の提供にある。

本発明のある態様は定電流回路に関する。この定電流回路は、電流出力端子に接続される回路に定電流を供給する定電流回路であって、定電流の電流経路上に設けられた第１トランジスタと、第１トランジスタと制御端子が共通に接続された第２トランジスタと、第２トランジスタに流れる電流を電圧に変換する第１電流電圧変換部と、基準電流を生成する定電流源と、基準電流を電圧に変換する第２電流電圧変換部と、第１、第２電流電圧変換部それぞれの出力電圧が入力され、第１、第２トランジスタの制御端子の電圧を調節する第１誤差増幅器と、を備える。

トランジスタの制御端子とは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）においてはゲート端子を、バイポーラトランジスタにおいてはベース端子をいう。
この態様によれば、第１、第２トランジスタの制御端子の電圧は、第１誤差増幅器によって、第１、第２電流電圧変換部からそれぞれ出力される電圧が近づくように帰還制御される。その結果、基準電流に比例した定電流が第１トランジスタに流れ、電流入力端子に接続される回路に基準電流に比例した定電流を流すことができる。

定電流回路は、第２トランジスタの一端に接続され、該第２トランジスタの一端の電圧が所定の基準電圧に近づくように調節する電圧調節部をさらに備えてもよい。
第２トランジスタの一端の電圧を基準電圧に固定することによって、安定した定電流を生成することができる。

電圧調整部は、第２トランジスタと直列に接続される第３トランジスタと、第２、第３トランジスタの接続点の電圧と所定の基準電圧が入力され、第３トランジスタの制御端子の電圧を調節する第２誤差増幅器と、を含んでもよい。
第３トランジスタおよび第２誤差増幅器により３端子レギュレータを構成することによって、第２トランジスタの一端の電圧を基準電圧に固定することができる。

所定の基準電圧は、電流出力端子の電圧と同一に設定されてもよい。
このとき、電流出力端子の電圧と所定の基準電圧が等しくなるため、第１、第２トランジスタは３端子とも同電位となり、精度よく定電流を生成することができる。

所定の基準電圧は、第２トランジスタが非定電流領域で動作するように設定されてもよい。
本明細書において、非定電流領域とは、トランジスタの両端の電圧を変化させたときに、流れる電流が変化する領域をいい、ＦＥＴにおいては非飽和領域をいい、バイポーラトランジスタにおいては飽和領域をいう。
第１、第２トランジスタが３端子とも同電位であれば、第１、第２トランジスタは、いずれも非定電流領域で動作することになるため、第１トランジスタは、第２トランジスタに流れる電流に比例した電流を精度良く生成することができる。このように第１、第２トランジスタを非定電流領域、すなわち第１、第２トランジスタの両端の電圧が低い状態で動作させることによって、消費電力を低減することができる。

本発明の別の態様は、電源装置である。この電源装置は、上述の定電流回路と、定電流回路の電流出力端子に接続される負荷回路に駆動電圧を供給する電圧生成部と、を備える。電圧生成部は、負荷回路を駆動した結果、定電流回路の電流出力端子に現れる電圧が第２トランジスタの一端の電圧に近づくように駆動電圧を生成する。

この態様によれば、電圧生成部は、第１、第２トランジスタの３端子の電圧がともに等しくなるように駆動電圧を生成するため、高効率に負荷回路を駆動することができる。

本発明のさらに別の態様は、発光装置である。この発光装置は、発光素子と、発光素子を駆動する上述の電源装置と、を備える。電源装置は、定電流回路の定電流源により生成される基準電流によって発光素子の発光輝度を制御する。
発光素子とは、ＬＥＤ、有機ＥＬ（ＥｌｅｃｔｒｏＬｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）などをいう。
この態様によれば、基準電流によって発光素子の輝度を調節するとともに、発光素子の駆動電圧を高効率に生成することができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係る定電流回路によれば、定電流回路の出力電圧を低下することができる。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る定電流回路１００の構成を示す回路図である。
この定電流回路１００は、定電流Ｉｃを生成し、電流出力端子１０２に接続される回路にその定電流Ｉｃを流す。
定電流回路１００は、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２、定電流源１０、第１誤差増幅器１２、第１電流電圧変換部１４、第２電流電圧変換部１６を備える。

第１トランジスタＭ１は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴであって、定電流Ｉｃの電流経路上に設けられている。第１トランジスタＭ１のソース端子は接地され、ドレイン端子は電流出力端子１０２に接続されている。第１トランジスタＭ１には、本定電流回路１００の出力としての定電流Ｉｃが流れる。
第２トランジスタＭ２は、第１トランジスタＭ１と同様にＮ型のＭＯＳＦＥＴであって、第１トランジスタＭ１とゲート端子およびソース端子が共通に接続されており、各トランジスタの面積比に応じた電流が流れるように構成されている。以下、このような構成されたトランジスタ対をカレントミラーと称す。第２トランジスタＭ２に流れる電流をＩｍ２とし、第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２のトランジスタのサイズ比をＳ１：Ｓ２とする。

第１電流電圧変換部１４は、第２抵抗Ｒ２を含む。第２抵抗Ｒ２は、一端が第２トランジスタＭ２のドレイン端子に接続され他端に固定電圧Ｖｄｄが印加されている。第２抵抗Ｒ２には、第２トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｍ２が流れ、Ｒ２×Ｉｍ２の電圧降下が発生する。第１電流電圧変換部１４の出力電圧Ｖｘ１は、Ｖｘ１＝Ｖｄｄ−Ｒ２×Ｉｍ２となる。こうして第１電流電圧変換部１４は第２トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｍ２を電圧Ｖｘ１に変換する。

定電流源１０は、基準電流Ｉｒｅｆを生成する。
第２電流電圧変換部１６は、第１抵抗Ｒ１を含む。第１抵抗Ｒ１は、一端が定電流源１０に接続され、他端に固定電圧Ｖｄｄが印加されている。第１抵抗Ｒ１には、定電流源１０により生成される基準電流Ｉｒｅｆが流れ、Ｒ１×Ｉｒｅｆの電圧降下が発生する。第２電流電圧変換部１６の出力電圧Ｖｘ２は、Ｖｘ２＝Ｖｄｄ−Ｒ１×Ｉｒｅｆとなる。
こうして第２電流電圧変換部１６は基準電流Ｉｒｅｆを電圧Ｖｘ２に変換する。

第１誤差増幅器１２の非反転入力端子には、第１電流電圧変換部１４の出力電圧Ｖｘが入力され、反転入力端子には、第２電流電圧変換部１６の出力電圧Ｖｘ２が入力される。第１誤差増幅器１２の出力端子は第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２のゲート端子に接続され、電圧Ｖｘ１、Ｖｘ２にもとづいてゲート電圧Ｖｇを調節する。

以上のように構成された定電流回路１００の動作について説明する。
第１誤差増幅器１２、第２トランジスタＭ２、第１電流電圧変換部１４は帰還ループを形成しており、電圧Ｖｘ１は第１誤差増幅器１２の出力電圧、すなわち第２トランジスタＭ２のゲート電圧Ｖｇに応じて変化する。

その結果、第１誤差増幅器１２は、非反転入力端子と反転入力端子に印加される電圧Ｖｘ１、Ｖｘ２が等しくなるように第２トランジスタＭ２のゲート端子Ｖｇを帰還制御する。すなわち、第２トランジスタＭ２のゲート電圧Ｖｇは、Ｖｄｄ−Ｒ１×Ｉｒｅｆ＝Ｖｄｄ−Ｒ２×Ｉｍ２となるように調節される。このとき、第２トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｍ２は、Ｉｍ２＝Ｒ１／Ｒ２×Ｉｒｅｆで与えられる。

第１トランジスタＭ１と第２トランジスタＭ２は、ゲート端子およびソース端子が共通に接続されるカレントミラー回路を構成するため、第１トランジスタＭ１には、第２トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｍ２に比例した電流が流れる。上述のように第１トランジスタＭ１と第２トランジスタＭ２のサイズ比はＳ１：Ｓ２であるから、第１トランジスタＭ１には、Ｉｃ＝Ｉｍ２×Ｓ１／Ｓ２＝Ｒ１／Ｒ２×Ｓ１／Ｓ２×Ｉｒｅｆで与えられる定電流が流れることになる。

本実施の形態に係る定電流回路１００によれば、基準電流Ｉｒｅｆ、抵抗値Ｒ１、Ｒ２、トランジスタのサイズ比Ｓ１、Ｓ２を調節することにより所望の定電流を生成することができ、電流出力端子１０２に接続される回路にその定電流Ｉｃを流すことができる。

さらに、本実施の形態に係る定電流回路１００では、以下の効果を得ることができる。
一般にＮ型ＭＯＳＦＥＴに流れる電流は、ゲート電圧Ｖｇを高く設定するほど増加する。しかしながら、入力側のトランジスタのゲート端子がドレイン端子と接続される通常のカレントミラー回路においては、ゲート端子の電圧はそれほど高くならないため、出力側のトランジスタの能力をフルに発揮させることができない。
本実施の形態に係る定電流回路１００では、第２抵抗Ｒ２の抵抗値を低く設定することによって、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２のゲート電圧Ｖｇを高く設定することができるため、トランジスタの能力を完全に引き出すことができる。これは、トランジスタサイズが小さくても、より多くの電流を流すことができることを意味し、定電流回路１００のサイズを小さくすることができる。

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態に係る定電流回路２００は、第１の実施の形態に係る定電流回路１００に加えて、第２トランジスタＭ２のドレイン端子の電圧を固定する電圧調節部２０をさらに備える。
図２は、第２の実施の形態に係る定電流回路２００の構成を示す回路図である。以降の図において、図１と同一もしくは同等の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

電圧調節部２０は、第２トランジスタＭ２の一端であるドレイン端子と第２抵抗Ｒ２の間に接続され、第２トランジスタＭ２のドレイン電圧Ｖｄ２を所定の基準電圧に近づくように調節する。
電圧調節部２０は、第３トランジスタＭ３、第２誤差増幅器２２、基準電圧源２４を含み、レギュレータ回路を構成する。

第３トランジスタＭ３は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴであって、第２トランジスタＭ２と直列に接続される。すなわち、第３トランジスタＭ３のソース端子は、第２トランジスタＭ２のドレイン端子に接続され、ドレイン端子は第２抵抗Ｒ２に接続される。
基準電圧源２４は、バンドギャップリファレンス回路などであって、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。

第２誤差増幅器２２の非反転入力端子には基準電圧源２４により生成される基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。反転入力端子には、第２トランジスタＭ２と第３トランジスタＭ３の接続点、すなわち第２トランジスタＭ２のドレイン端子の電圧Ｖｄ２が入力される。第２誤差増幅器２２の出力端子は第３トランジスタＭ３のゲート端子に接続される。

以上の構成された定電流回路２００の動作について説明する。本実施の形態に係る定電流回路２００は、第１の実施の形態に係る定電流回路１００と同様に、基準電流Ｉｒｅｆに比例した定電流Ｉｃを生成する。

はじめに、本実施の形態に係る定電流回路２００により得られる効果をより明確とするため、従来のカレントミラー回路の特性について説明する。
図３は、ＭＯＳＦＥＴの電流電圧特性を示す。横軸はドレインソース間電圧、縦軸はドレインソース電流を表し、異なるゲートソース間電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２に対する電流電圧特性が示されている。同図において、電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２それぞれにおける定電流領域と非定電流領域のしきい値電圧を表す。同図に示すように、ドレインソース間電圧がしきい値電圧Ｖｔｈより低い非定電流領域（非飽和領域）においては、ドレインソース間電圧が変化するとドレインソース電流が大幅に変化してしまう。
したがって、従来のカレントミラー回路においては、２つのトランジスタがいずれも定電流領域で動作する場合には、トランジスタのサイズに比に応じた電流が各トランジスタに流れることになるが、２つのトランジスタのいずれかまたは両方が非定電流領域で動作すると、トランジスタのペア性が損なわれ、サイズ比に応じた電流が生成されなくなる。

本実施の形態に係る定電流回路２００の説明に戻る。
上述のように、電圧調節部２０において、第２誤差増幅器２２は、非反転入力端子と反転入力端子に印加される電圧が等しくなるようにその出力である第３トランジスタＭ３のゲート電圧を調節する。その結果、第３トランジスタＭ３のオン抵抗が調節され、基準電圧Ｖｒｅｆと第２トランジスタＭ２のドレイン電圧Ｖｄ２が等しくなるように帰還がかかる。

上述したように、カレントミラー回路を構成する２つのトランジスタのドレインソース間電圧が異なる場合、非定電流領域では、正確なカレントミラー回路として動作しない。しかしながら、本実施の形態に係る第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２の場合には、電圧調節部２０の存在により２つのトランジスタのドレインソース間電圧を等しくできる。そのため、各トランジスタは３端子とも等しい電圧で動作することになり、非定電流領域においても、サイズ比に応じた電流が流せるようになる。

いま、基準電圧Ｖｒｅｆの値を、電流出力端子１０２に現れる電圧Ｖｄ１と同一に設定した場合、第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２は、３端子ともにほぼ同一の電圧が印加されることになる。言い換えれば、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２は、ドレインソース間電圧が低い非飽和領域で動作する場合においても、各トランジスタのサイズに比例した電流を精度よく生成することができる。

定電流回路２００にて消費される電力は、第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２のドレインソース間電圧が低い方が低減される。ここで、上述のように、基準電圧Ｖｒｅｆの値を電流出力端子１０２に現れる電圧Ｖｄ１と同一に設定した場合、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２を非飽和領域で動作させても精度よく定電流を生成できる。したがって、本実施の形態に係る定電流回路２００においては、基準電圧Ｖｒｅｆおよび電流出力端子１０２に現れる電圧Ｖｄ１を、第２トランジスタＭ２、第１トランジスタＭ１が非飽和領域で動作するように設定することにより、定電流回路２００の消費電力を低減することができる。

また、従来のカレントミラー回路においては、トランジスタをフルに駆動するために、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２のゲートソース間電圧を大きくした場合、ドレインソース間電圧を大きくする必要があった。図３に示すように、ゲートソース間電圧を上げると、しきい値電圧Ｖｔｈが高くなるためである。
これに対して、本実施の形態に係る定電流回路２００においては、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２の能力をフルに引き出すために、ゲートソース間電圧を大きく設定した場合においても、２つのトランジスタのペア性が保たれるため、各トランジスタのドレインソース間電圧、すなわち基準電圧Ｖｒｅｆおよび電流出力端子１０２に現れる電圧Ｖｄ２を低く設定することができる。

（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態は、発光素子であるＬＥＤを含む発光装置である。
図４は、第３の実施の形態に係る発光装置１０００の構成を示す回路図である。発光装置１０００は、ＬＥＤ３００、電圧生成部４０、定電流回路２００を含む。
定電流回路２００の電流出力端子１０２にはＬＥＤ３００のカソード端子が接続されている。ＬＥＤ３００は、定電流回路２００により生成される定電流Ｉｃによってその発光輝度が制御される。ＬＥＤ３００のアノード端子には、電圧生成部４０の出力端子５０が接続され、電圧生成部４０の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。

電圧生成部４０は、スイッチングレギュレータであって、入力端子４８に入力される入力電圧Ｖｉｎを昇圧した電圧Ｖｏｕｔを、出力端子５０から出力する。電圧生成部４０は、スイッチング素子ＳＷ１、整流ダイオードＤ１、インダクタＬ１、出力コンデンサＣ１、第３誤差増幅器４２、発振器４４、電圧比較器４６を含む。

第３誤差増幅器４２の非反転入力端子には、電流出力端子１０２の電圧Ｖｄ１が入力されている。また、反転入力端子には、定電流回路２００の基準電圧源２４から出力される基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。第３誤差増幅器４２は電圧Ｖｄ２、Ｖｒｅｆの誤差電圧を増幅して得られる誤差電圧Ｖｅｒｒを出力する。この誤差電圧Ｖｅｒｒは、電圧比較器４６へ入力される。

発振器４４は三角波、もしくはのこぎり波状の周期電圧Ｖｏｓｃを生成し、電圧比較器４６へと出力する。
電圧比較器４６は、誤差電圧Ｖｅｒｒと周期電圧Ｖｏｓｃを比較し、その大小関係に応じてハイレベル、ローレベルが変化するスイッチング信号Ｖｓｗを生成する。こうして生成されるスイッチング信号Ｖｓｗは、ハイレベルとローレベルの期間の比、すなわちデューティ比が変化するパルス幅変調された信号となる。

このスイッチング信号Ｖｓｗは、図示しないドライバ回路を介してスイッチング素子ＳＷ１であるＭＯＳＦＥＴのゲート端子に入力される。スイッチング素子ＳＷ１は、スイッチング信号Ｖｓｗがハイレベルの期間オンし、ローレベルの期間オフする。
スイッチング素子ＳＷ１がオンオフすることにより、インダクタＬ１および出力コンデンサＣ１によってエネルギ変換が行われ、入力端子４８に印加された入力電圧が昇圧される。昇圧された電圧は、出力コンデンサＣ１によって平滑化され、直流の出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。こうして電圧生成部４０により生成された出力信号Ｖｏｕｔは、駆動電圧としてＬＥＤ３００に供給される。

以上のように構成された発光装置１０００の動作について説明する。
定電流回路２００の電流出力端子１０２には、負荷回路であるＬＥＤ３００を駆動した結果、Ｖｄ１＝Ｖｏｕｔ−Ｖｆという電圧が現れる。ここで、ＶｆはＬＥＤ３００の順方向電圧である。
電圧生成部４０におけるスイッチング信号Ｖｓｗは、第３誤差増幅器４２に入力される２つの電圧ＶｒｅｆとＶｄ１が等しくなるように生成される。その結果、電圧生成部４０の出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｖｄ１＋Ｖｆ＝Ｖｒｅｆ＋Ｖｆが成り立つように安定化される。

このとき、定電流回路２００においては、電圧調節部２０によって、第２トランジスタＭ２のドレイン端子の電圧Ｖｄ２が基準電圧Ｖｒｅｆに近づくように調節される。
その結果、電流出力端子１０２の電圧Ｖｄ１と、第２トランジスタＭ２のドレイン端子の電圧Ｖｄ２は等しくなるように制御されることになる。

本実施の形態に係る定電流回路２００においては、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２はカレントミラー回路を構成し、そのゲート端子、ソース端子に加えてドレイン端子の電圧も等しくなるように調節される。したがって、第１トランジスタＭ１は、第２トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｍ２を精度よく増幅し、ＬＥＤ３００に定電流Ｉｃを流すことができる。

従来においては、第１トランジスタＭ１を飽和領域で動作させる必要があったため、電流出力端子１０２に現れる電圧をたとえば０．３Ｖ以上に制御する必要があった。
一方、本実施の形態に係る定電流回路２００においては、第２の実施の形態で説明したように、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２は、非飽和領域においても、２つのトランジスタのペア性が保たれる。その結果、本実施の形態に係る定電流回路２００では、第１トランジスタＭ１を非飽和領域で動作させることができるため、たとえば、基準電圧Ｖｒｅｆを０．１Ｖに設定することができる。その結果、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２での電力消費を減少させることができ、発光装置１０００の効率を改善することができる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

図５は、第２の実施の形態に係る定電流回路の変形例を示す回路図である。本変形例に係る定電流回路６００は、ＭＯＳＦＥＴのＮ型、Ｐ型が置換して構成されている。この定電流回路６００によっても、電流出力端子１０２に接続される回路に定電流Ｉｃを流すことができる。本変形例に係る定電流回路６００は、電流出力端子１０２に接続される回路の電圧降下が小さい場合や、負電源が使用可能な電子機器において好適に用いることができる。

実施の形態においては、各トランジスタはＭＯＳＦＥＴの場合について説明したが、バイポーラトランジスタ等の別のタイプのトランジスタを用いてもよい。これらの選択は、定電流回路に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決めればよい。

実施の形態において、定電流回路、電源装置等を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよく、その一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、使用する半導体製造プロセスや、コスト、占有面積などにもとづいて決めればよい。

実施の形態において、電圧生成部４０はスイッチングレギュレータであるとして説明したが、絶縁型のスイッチングレギュレータ、チャージポンプ回路や、３端子レギュレータなどであってもよい。

第１の実施の形態に係る定電流回路の構成を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る定電流回路の構成を示す回路図である。 ＭＯＳＦＥＴの電流電圧特性を示す図である。 第３の実施の形態に係る発光装置の構成を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る定電流回路の変形例を示す回路図である。

符号の説明

Ｍ１ 第１トランジスタ、 Ｍ２ 第２トランジスタ、 Ｍ３ 第３トランジスタ、 １０ 定電流源、 １２ 第１誤差増幅器、 １４ 第１電流電圧変換部、 １６ 第２電流電圧変換部、 ２０ 電圧調節部、 ２２ 第２誤差増幅器、 ４０ 電圧生成部、 １００ 定電流回路、 １０２ 電流出力端子、 ２００ 定電流回路、 ３００ 発光素子、 １０００ 発光装置。

Claims (7)

1. 電流出力端子に接続される回路に定電流を供給する定電流回路であって、
   前記定電流の電流経路上に設けられた第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタと制御端子が共通に接続された第２トランジスタと、
   前記第２トランジスタに流れる電流を電圧に変換する第１電流電圧変換部と、
   基準電流を生成する定電流源と、
   前記基準電流を電圧に変換する第２電流電圧変換部と、
   前記第１、第２電流電圧変換部それぞれの出力電圧が入力され、前記第１、第２トランジスタの制御端子の電圧を調節する第１誤差増幅器と、
   を備えることを特徴とする定電流回路。
2. 前記第２トランジスタの一端に接続され、該第２トランジスタの一端の電圧が所定の基準電圧に近づくように調節する電圧調節部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の定電流回路。
3. 前記電圧調整部は、
   前記第２トランジスタと直列に接続される第３トランジスタと、
   前記第２、第３トランジスタの接続点の電圧と前記所定の基準電圧が入力され、前記第３トランジスタの制御端子の電圧を調節する第２誤差増幅器と、
   を含むことを特徴とする請求項２に記載の定電流回路。
4. 前記所定の基準電圧は、前記電流出力端子の電圧と同一に設定されることを特徴とする請求項２または３に記載の定電流回路。
5. 前記所定の基準電圧は、前記第２トランジスタが非定電流領域で動作するように設定されることを特徴とする請求項４に記載の定電流回路。
6. 請求項１から３のいずれかに記載の定電流回路と、
   前記定電流回路の電流出力端子に接続される負荷回路に駆動電圧を供給する電圧生成部と、
   を備え、前記電圧生成部は、
   前記負荷回路を駆動した結果、前記定電流回路の電流出力端子に現れる電圧が前記第２トランジスタの一端の電圧に近づくように前記駆動電圧を生成することを特徴とする電源装置。
7. 発光素子と、
   前記発光素子を駆動する請求項６に記載の電源装置と、を備え、
   前記定電流回路の定電流源により生成される前記基準電流によって前記発光素子の発光輝度を制御することを特徴とする発光装置。

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