JP4265199B2 - 直流変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２０に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す（非特許文献１、非特許文献２）。図２０に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ３とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１，Ｄ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００４】
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００５】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図２１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２１では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【０００７】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂと電流が流れる。
【０００８】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、ダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。
【０００９】
また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００１０】
このような直流変換装置によれば、スナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴのリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１１】
【非特許文献１】
原田耕介著「スイッチング電源 ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習 ｐ．２７ 図２．２
【００１２】
【非特許文献２】
清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータ ｐ３０ 図２．５
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２０に示す直流変換装置にあっては、スナバコンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、コンデンサ容量、変換周波数に比例するため、スイッチングノイズの抑制を目的としてコンデンサ容量を増やしたり、あるいは、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
【００１４】
また、トランスＴの１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、図２３に示すように、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少してゼロになる。即ち、トランスＴの磁束は、図２２に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ使用するため、トランスＴのコアの利用率が低く、トランスＴが大型化していた。また、低出力電圧時、トランスＴのフライバック電圧波形が、矩形波とならず、同期整流回路を採用した場合、還流時の導通角が減少し、整流効率が悪く、効率の低下の原因となっていた。
【００１５】
本発明は、トランスの小型化とスイッチのゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有する整流回路と、前記第４スイッチに並列に第１リアクトルを介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１８】
請求項２の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有する整流回路と、前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有する整流回路と、前記第４スイッチに並列に３次巻線を介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明では、前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする。
【００２１】
請求項５の発明では、前記電力供給源は、前記直流電源の一端と前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点とに接続され、第２リアクトルとダイオードとが直列に接続された第３直列回路からなることを特徴とする。
【００２２】
請求項６の発明では、前記電力供給源は、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第３リアクトルからなることを特徴とする。
【００２３】
請求項７の発明では、前記第３リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタからなることを特徴とする。
【００２４】
請求項８の発明は、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする。
【００２５】
請求項９の発明では、前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。
【００２６】
請求項１０の発明では、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記可飽和リアクトルの飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００２７】
請求項１１の発明では、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００２８】
請求項１２の発明では、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００２９】
請求項１３の発明は、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００３１】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチをオンした時にトランスの２次巻線を介して直接に負荷に電力を供給し、主スイッチをオフした時にトランスの１次巻線に蓄えられた励磁エネルギーをスナバコンデンサに蓄え、補助スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分を電力供給源から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、トランスの１次巻線に、可飽和リアクトルを並列に接続することにより、補助スイッチのオン期間の終了間際で可飽和リアクトルを飽和させ、電流を増大させることにより、補助スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、主スイッチをゼロ電圧スイッチ動作させることを特徴とする。
【００３２】
図１は第１の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。
【００３３】
トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。
【００３４】
スナバコンデンサＣ３の両端には、スイッチＱ１がオン時に電力を蓄えるとともにスイッチＱ１がオフ時に蓄えられた電力をスナバコンデンサＣ３に供給する電流源からなる電力供給源Ｉｄｃ１が接続されている。
【００３５】
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００３６】
トランスＴの１次巻線５ａの両端には、可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。この可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、図４に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。
【００３７】
しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。また、コンデンサＣ１を短時間で放電し、電圧をゼロとする必要から、可飽和リアクトルＳＬ１またはトランスＴの励磁インダクタンスを低くして、励磁電流を多くしている。
【００３８】
また、図４に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
【００３９】
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１（本発明の第１整流素子に対応）に接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２（本発明の第２整流素子に対応）に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４（本発明の平滑回路に対応）に接続されている。このコンデンサＣ４はリアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００４０】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４１】
また、制御回路１０は、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉが増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせた後、スイッチＱ１をオンさせる。制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続された共振用コンデンサＣ１と可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
【００４２】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図２、図３及び図５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図３は第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図４は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図５は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【００４３】
なお、図２及び図３では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、電力供給源Ｉｄｃ１に流れる電流Ｉｄｃ１ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉを示している。
【００４４】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
【００４５】
この電流ＳＬ１ｉは、図５に示すように、時刻ｔ１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図４に示すＢａ〜Ｂｇと図５に示すａ〜ｇとは対応している。
【００４６】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。また、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、コンデンサＣ４を介して負荷ＲＬに電流を供給する。
【００４７】
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通し、ダイオード電流が流れて、コンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２から時刻ｔ２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。
【００４８】
また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。即ち、コンデンサＣ３には、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられる。そして、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーの放出とが終了すると、コンデンサＣ３の充電は停止する。
【００４９】
次に、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３において、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→ＳＬ１→Ｃ３に流れて、可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬｌに並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。
【００５０】
この場合、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３においては、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図５に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ２０における面積Ｓと時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積ＳはコンデンサＣ３に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。
【００５１】
次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３における面積は、コンデンサＣ３に蓄えられた電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーに相当する。
【００５２】
即ち、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーと電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時に電力供給源Ｉｄｃ１から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。
【００５３】
また、この時刻ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００５４】
（第１実施例）
図６は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図６に示す第１実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がリアクトルＬ２とダイオードＤ６との直列回路で構成したものである。
【００５５】
この第１実施例によれば、スイッチＱ１がオンしたときリアクトルＬ２にエネルギーを蓄え、スイッチＱ１がオフしたときにリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーをコンデンサＣ３に供給して、コンデンサＣ３を充電する。なお、図６に示す電力供給源Ｉｄｃ１は、軽負荷時に適している。
【００５６】
（第２実施例）
図７は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図７に示す第２実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がトランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されたリアクトルＬ３で構成したものである。
【００５７】
この第２実施例によれば、スイッチＱ１がオンした時には、電流がリアクトルＬ３を通して流れ、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフした時には、このエネルギーは、Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｄ４→Ｃ３→Ｌ３で放出され、エネルギーの一部は、トランスＴの２次巻線５ｂを介して負荷ＲＬに供給されるとともに、コンデンサＣ３を充電する。なお、図７に示す電力供給源Ｉｄｃ１は、重負荷時に適している。
【００５８】
（第３実施例）
図８は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図８に示す第３実施例では、図６に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ２とダイオードＤ６と、図７に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ３とを組み合わせたものであるため、軽負荷時や重負荷時に対応可能である。
【００５９】
なお、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタで代用することができる。また、可飽和リアクトルＳＬ１も、飽和特性の良好なコアをトランスに用いることによるトランスＴの励磁インダクタンスで代用することもできる。また、本回路は、スイッチング周波数を固定周波数とし、ＰＷＭ制御することにより、出力電圧を制御することができ、放送妨害等に簡単に対応できる。
【００６０】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。図９は第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【００６１】
図９に示す直流変換装置は、図７に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例に対して、トランスＴの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
【００６２】
トランスＴの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【００６３】
また、スイッチＱ４の両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とが直列に接続され、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００６４】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオンオフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００６５】
次に、このように構成された第２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１０において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１の両端（ドレイン−ソース）間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１に流れる電流（ドレイン電流）、Ｑ２ｖはスイッチＱ２の両端間電圧、Ｑ２ｉはスイッチＱ２に流れる電流、Ｑ３ｉはスイッチＱ３に流れる電流、Ｑ４ｉはスイッチＱ４に流れる電流、ＳＬ１ｉは可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流、ＶＴはトランスＴの２次巻線５ｂの両端電圧を示している。
【００６６】
まず、期間Ｔ１（図２の時刻ｔ０〜時刻ｔ１、図２の時刻ｔ２〜時刻ｔ３に対応）では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、Ｌ１→Ｃ４→Ｑ４→Ｌ１と電流が流れて、負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。
【００６７】
次に、期間Ｔ２から期間Ｔ４（図２の時刻ｔ１に対応）では、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わる。このため、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧が下降し、スイッチＱ２の電圧が上昇する（期間Ｔ２）。そして、スイッチＱ１の電圧がゼロボルト近傍で（期間Ｔ３）スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流が流れる（期間Ｔ４）。
【００６８】
次に、期間Ｔ５（図２の時刻ｔ１〜時刻ｔ２に対応）では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●有り側が＋で●無し側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌ１→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
【００６９】
次に、期間Ｔ６（図２の時刻ｔ２に対応）では、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わる。この期間Ｔ６では、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱ１の電圧が急激に上昇する。
【００７０】
次に、期間Ｔ７（図２の時刻ｔ２に対応）では、ダイオードＤ４は、スイッチＱ１がオフした後にオンしてダイオードＤ４に電流が流れ、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギー及びリアクトルＬ３のエネルギーは、ダイオードＤ４を介してスナバコンデンサＣ３に蓄えられる。そして、ダイオードＤ４のオン期間にスイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。
【００７１】
このように、第２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【００７２】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチがオン時にトランスの２次側の巻線を介して直接負荷に電力を供給することによりコアの直流励磁を回避し、２次側の巻線のリーケージインダクタにより２次側電流を連続させて、平滑コンデンサのリップル電流を軽減させることを特徴とする。このため、２次側に新たに３次巻線を設け、フリーホイール動作時、２次側電流による直流励磁をキャンセルさせるとともに、１次側から見た２次側のインピーダンスを上昇させ、アクティブスナバ回路によるゼロ電圧スイッチ動作を行わせるように構成したものである。
【００７３】
図１１は第３の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図１１に示す直流変換装置は、図７に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例に対して、トランスＴａの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付す。ここでは、トランスＴａの２次側回路の構成のみを説明する。
【００７４】
トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと密結合させてトランスＴａの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）が巻回されており、また、トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと疎結合させてトランスＴａの３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）が巻回されている。２次巻線５ｂの一端と３次巻線５ｃの一端とはダイオードＤ１（本発明の第１整流素子に対応）に接続され、ダイオードＤ１と３次巻線５ｃの一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２（本発明の第２整流素子に対応）に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。３次巻線５ｃの他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４（本発明の平滑回路に対応）に接続されている。このコンデンサＣ４は３次巻線５ｃの電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００７５】
また、トランスＴａの２次巻線５ｂの巻数とトランスＴａの３次巻線５ｃの巻数とは同数となっている。トランスＴａの２次巻線５ｂは、トランスＴａの１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴａの３次巻線５ｃは、トランスＴａの１次巻線５ａと同相に巻回されている。
【００７６】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００７７】
また、制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続された共振用コンデンサＣ１とリアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
【００７８】
図１２は第３の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図１２に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａと近接して１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂと、１次巻線５ａと疎結合させた３次巻線５ｃとが巻回されている。１次巻線５ａと３次巻線５ｃとを疎結合させるために、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの間には、コア部２０ａと外周コアとを繋ぐためのパスコア２０ｃが形成されている。また、このパスコア２０ｃにより漏れ磁束が増加するので、３次巻線５ｃのリーケージインダクタＬｇを大きくすることができる。
【００７９】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。この飽和する１次巻線５ａを、可飽和リアクトルＳＬ１として兼用したときのコア損失を低減できる。
【００８０】
なお、第１の実施の形態に係る直流変換装置及び第２の実施の形態に係る直流変換装置では、図１２に示すようなトランスに対して、３次巻線５ｃ及びパスコア２０ｃを設けず、１次巻線５ａと２次巻線５ｂと凹部２０ｂとを設けたトランスを用いればよい。
【００８１】
次にこのように構成された第３の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１３乃至図１５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１３は第３の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図１４は第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１５は第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【００８２】
なお、図１３乃至図１５では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、ダイオードＤ４に流れる電流Ｄ４ｉ、トランスＴａの３次巻線５ｃに流れる電流ｎ３ｉを示している。
【００８３】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｃ４→Ｄ２→５ｃで電流ｎ３ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。３次巻線５ｃは、１次巻線５ａと疎結合に結合され、大きなリーケージインダクタＬｇを有する。このとき、等アンペアターンの法則により、Ｉ１・ｎ１＝Ｉ１´・ｎ３が成立し、直流励磁分はキャンセルされる。
【００８４】
次に、時刻ｔ２（時刻ｔ２１〜ｔ２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ３及び可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。
【００８５】
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、即ち、時刻ｔ２３において、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通して、ダイオード電流Ｄ４ｉ（図１３に示す。）が流れてコンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、リアクトルＬ３からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。
【００８６】
次に、コンデンサＣ３への充電が完了し、コンデンサＣ３へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２を介して１次側、即ち、可飽和リアクトルＳＬ１及び１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｃの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｃ間の電圧の和はゼロとなる。このため、３次巻線５ｃのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→Ｄ１→５ｃ→ＲＬ→５ｂで電流ｎ３ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【００８７】
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｃの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
【００８８】
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ３（時刻ｔ１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、スイッチＱ２の電流は、ほとんどコンデンサＣ１を放電する。このため、時刻ｔ１２において、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【００８９】
このように第３の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴａの２次側に３次巻線５ｃを設け、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとを疎結合させ、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを密結合させ、スイッチＱ１がオン時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされ、また、スイッチＱ１がオフ時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされる。このため、励磁インダクタンスを高くできるため、励磁電流が少なく損失も低減できる。また、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することができる。
【００９０】
また、第３の実施の形態に係る直流変換装置では、直流励磁がキャンセルされるので、直流励磁分は略ゼロとなる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、コアのギャップをゼロにすることができる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
【００９１】
（第４の実施の形態）
図１６は第４の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１６に示す直流変換装置は、低出力電圧大電流用途で２次側ダイオードをＦＥＴからなる同期整流器とした場合の回路例である。ＦＥＴは、オン抵抗（例えば０．０１Ω）が非常に小さいため、損失が非常に小さくなる。このため、ＦＥＴを整流素子とする同期整流器を用いた。また、図１６に示す直流変換装置は、励磁電流やリーケージインダクタンスを増やすことなくゼロ電圧スイッチ動作を行い、高効率としたことを特徴とする。
【００９２】
トランスＴａの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴａの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴａの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【００９３】
なお、図１６に示すその他の構成は、図１１に示す直流変換装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００９４】
次に、このように構成された第４の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明する。第４の実施の形態に係る直流変換装置は、第３の実施の形態（図１１に相当）にスイッチＱ３，Ｑ４を追加したのみであるから、図１３乃至図１５に示すタイミングチャートと同じタイミングチャートとなる。
【００９５】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このとき、２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｃ→Ｃ４→Ｑ４→５ｃで電流ｎ３ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００９６】
次に、時刻ｔ２（時刻ｔ２１〜ｔ２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ３及び可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。
【００９７】
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、即ち、時刻ｔ２３において、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通して、ダイオード電流Ｄ４ｉ（図１３に示す。）が流れてコンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、リアクトルＬ３からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。
【００９８】
次に、コンデンサＣ３への充電が完了し、コンデンサＣ３へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２を介して１次側、即ち、可飽和リアクトルＳＬ１及び１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｃの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｃ間の電圧の和はゼロとなる。また、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。このため、３次巻線５ｃのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→５ｃ→ＲＬ→Ｑ３→５ｂで電流ｎ３ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【００９９】
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｃの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
【０１００】
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ３（時刻ｔ１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、スイッチＱ２の電流は、ほとんどコンデンサＣ１を放電する。このため、時刻ｔ１２において、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【０１０１】
このように第４の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果と第２の実施の効果と第３の実施の形態の効果とが得られる。また、スイッチＱ１をオンする直前にスイッチＱ２がオン状態の時、可飽和リアクトルＳＬ１が飽和すると、１次巻線５ａのインピーダンスが低くなり、１次巻線５ａの電流を増大させることができる。これにより、スイッチＱ２をオフした時にコンデンサＣ１の電荷を急峻に放電することができ、スイッチＱ１，スイッチＱ２のデットタイム（両方オフの時間）を短く、又はコンデンサＣ１の容量が大きくても、ゼロ電圧スイッチが可能となる。
【０１０２】
また、スイッチＱ２の電流を増加させてからスイッチＱ２をオフさせるので、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易にゼロ電圧まで下げることができる。従って、トランスＴａの励磁電流やリーケージインダクタを増やすことなくスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチでき、これによって高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０１０３】
（第５の実施の形態）
次に第５の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１乃至第４の実施の形態に係る直流変換装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【０１０４】
一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【０１０５】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【０１０６】
そこで、第５の実施の形態に係る直流変換装置は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【０１０７】
図１７は第５の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１７に示す直流変換装置は、図６に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図６に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。
【０１０８】
全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ１ｎ以外のスイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。
【０１０９】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０１１０】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ５に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０１１１】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
【０１１２】
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０１１３】
また、トランスＴに設けられた補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
【０１１４】
次にこのように構成された第５の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１７乃至図１９を参照しながら説明する。
【０１１５】
なお、図１９において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５電圧は、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ４の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０１１６】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図１８中の▲１▼）。
【０１１７】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる。
ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図１９に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０１１８】
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１９の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。
このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【０１１９】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図１８中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。
【０１２０】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１８中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図１８中の▲６▼）、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このとき、２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０１２１】
また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図１８中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０１２２】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフして、１次巻線５ａに発生した逆起電力により、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れ、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ３に可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１による共振を起こし、スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。
【０１２３】
また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１８中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０１２４】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図６に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１及びＱ２の動作、即ち、図２、図３に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０１２５】
このように第５の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０１２６】
なお、本発明は上述した第１乃至第５の実施の形態に係る直流変換装置に限定されるものではない。第５の実施の形態の装置では、第１の実施の形態の装置にノーマリオン回路を追加した例を説明したが、ノーマリオン回路は、例えば、第２の実施の形態の装置、第３の実施の形態の装置、第４の実施の形態の装置に追加しても良い。
【０１２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上り、立下がりも緩やかとなり、低ノイズ、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０１２８】
また、トランスのコアの磁束利用率が向上し、トランスの２次側回路の平滑コンデンサのリップル電流も軽減できるため、装置を小型化することができる。また、トランスの２次側出力電圧が矩形波となるため、同期整流が有利であり、低電圧出力に対して高効率化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図４】第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図５】第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【図６】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図７】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図８】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図９】第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１０】第２の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１１】第３の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１２】第３の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
【図１３】第３の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１４】第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１５】第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１６】第４の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１７】第５の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１８】第５の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。
【図１９】第５の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２０】従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
【図２１】従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２２】従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図２３】従来の直流変換装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｖａｃ１ 交流電源
Ｉｄｃ１ 電力供給源
Ｂ１ 全波整流回路
１０，１１，１００ 制御回路
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１ｎ スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＳＬ１ 可飽和リアクトル
Ｃ１ 共振用コンデンサ
Ｃ３ スナバコンデンサ
Ｃ２，Ｃ４〜Ｃ７ コンデンサ
Ｓ１ スイッチ
Ｔ，Ｔａ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
５ｄ 補助巻線（ｎ４）
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２０に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す（非特許文献１、非特許文献２）。図２０に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ３とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１，Ｄ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００４】
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００５】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図２１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２１では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【０００７】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂと電流が流れる。
【０００８】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、ダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。
【０００９】
また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００１０】
このような直流変換装置によれば、スナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴのリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１１】
【非特許文献１】
原田耕介著「スイッチング電源 ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習 ｐ．２７ 図２．２
【００１２】
【非特許文献２】
清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータ ｐ３０ 図２．５
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２０に示す直流変換装置にあっては、スナバコンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、コンデンサ容量、変換周波数に比例するため、スイッチングノイズの抑制を目的としてコンデンサ容量を増やしたり、あるいは、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
【００１４】
また、トランスＴの１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、図２３に示すように、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少してゼロになる。即ち、トランスＴの磁束は、図２２に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ使用するため、トランスＴのコアの利用率が低く、トランスＴが大型化していた。また、低出力電圧時、トランスＴのフライバック電圧波形が、矩形波とならず、同期整流回路を採用した場合、還流時の導通角が減少し、整流効率が悪く、効率の低下の原因となっていた。
【００１５】
本発明は、トランスの小型化とスイッチのゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有する整流回路と、前記第４スイッチに並列に第１リアクトルを介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１８】
請求項２の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有する整流回路と、前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有する整流回路と、前記第４スイッチに並列に３次巻線を介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明では、前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする。
【００２１】
請求項５の発明では、前記電力供給源は、前記直流電源の一端と前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点とに接続され、第２リアクトルとダイオードとが直列に接続された第３直列回路からなることを特徴とする。
【００２２】
請求項６の発明では、前記電力供給源は、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第３リアクトルからなることを特徴とする。
【００２３】
請求項７の発明では、前記第３リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタからなることを特徴とする。
【００２４】
請求項８の発明は、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする。
【００２５】
請求項９の発明では、前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。
【００２６】
請求項１０の発明では、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記可飽和リアクトルの飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００２７】
請求項１１の発明では、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００２８】
請求項１２の発明では、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００２９】
請求項１３の発明は、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００３１】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチをオンした時にトランスの２次巻線を介して直接に負荷に電力を供給し、主スイッチをオフした時にトランスの１次巻線に蓄えられた励磁エネルギーをスナバコンデンサに蓄え、補助スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分を電力供給源から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、トランスの１次巻線に、可飽和リアクトルを並列に接続することにより、補助スイッチのオン期間の終了間際で可飽和リアクトルを飽和させ、電流を増大させることにより、補助スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、主スイッチをゼロ電圧スイッチ動作させることを特徴とする。
【００３２】
図１は第１の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。
【００３３】
トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。
【００３４】
スナバコンデンサＣ３の両端には、スイッチＱ１がオン時に電力を蓄えるとともにスイッチＱ１がオフ時に蓄えられた電力をスナバコンデンサＣ３に供給する電流源からなる電力供給源Ｉｄｃ１が接続されている。
【００３５】
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００３６】
トランスＴの１次巻線５ａの両端には、可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。この可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、図４に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。
【００３７】
しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。また、コンデンサＣ１を短時間で放電し、電圧をゼロとする必要から、可飽和リアクトルＳＬ１またはトランスＴの励磁インダクタンスを低くして、励磁電流を多くしている。
【００３８】
また、図４に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
【００３９】
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１（本発明の第１整流素子に対応）に接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２（本発明の第２整流素子に対応）に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４（本発明の平滑回路に対応）に接続されている。このコンデンサＣ４はリアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００４０】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４１】
また、制御回路１０は、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉが増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせた後、スイッチＱ１をオンさせる。制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続された共振用コンデンサＣ１と可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
【００４２】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図２、図３及び図５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図３は第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図４は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図５は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【００４３】
なお、図２及び図３では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、電力供給源Ｉｄｃ１に流れる電流Ｉｄｃ１ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉを示している。
【００４４】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
【００４５】
この電流ＳＬ１ｉは、図５に示すように、時刻ｔ１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図４に示すＢａ〜Ｂｇと図５に示すａ〜ｇとは対応している。
【００４６】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。また、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、コンデンサＣ４を介して負荷ＲＬに電流を供給する。
【００４７】
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通し、ダイオード電流が流れて、コンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２から時刻ｔ２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。
【００４８】
また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。即ち、コンデンサＣ３には、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられる。そして、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーの放出とが終了すると、コンデンサＣ３の充電は停止する。
【００４９】
次に、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３において、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→ＳＬ１→Ｃ３に流れて、可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬｌに並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。
【００５０】
この場合、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３においては、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図５に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ２０における面積Ｓと時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積ＳはコンデンサＣ３に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。
【００５１】
次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３における面積は、コンデンサＣ３に蓄えられた電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーに相当する。
【００５２】
即ち、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーと電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時に電力供給源Ｉｄｃ１から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。
【００５３】
また、この時刻ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００５４】
（第１実施例）
図６は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図６に示す第１実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がリアクトルＬ２とダイオードＤ６との直列回路で構成したものである。
【００５５】
この第１実施例によれば、スイッチＱ１がオンしたときリアクトルＬ２にエネルギーを蓄え、スイッチＱ１がオフしたときにリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーをコンデンサＣ３に供給して、コンデンサＣ３を充電する。なお、図６に示す電力供給源Ｉｄｃ１は、軽負荷時に適している。
【００５６】
（第２実施例）
図７は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図７に示す第２実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がトランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されたリアクトルＬ３で構成したものである。
【００５７】
この第２実施例によれば、スイッチＱ１がオンした時には、電流がリアクトルＬ３を通して流れ、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフした時には、このエネルギーは、Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｄ４→Ｃ３→Ｌ３で放出され、エネルギーの一部は、トランスＴの２次巻線５ｂを介して負荷ＲＬに供給されるとともに、コンデンサＣ３を充電する。なお、図７に示す電力供給源Ｉｄｃ１は、重負荷時に適している。
【００５８】
（第３実施例）
図８は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図８に示す第３実施例では、図６に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ２とダイオードＤ６と、図７に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ３とを組み合わせたものであるため、軽負荷時や重負荷時に対応可能である。
【００５９】
なお、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタで代用することができる。また、可飽和リアクトルＳＬ１も、飽和特性の良好なコアをトランスに用いることによるトランスＴの励磁インダクタンスで代用することもできる。また、本回路は、スイッチング周波数を固定周波数とし、ＰＷＭ制御することにより、出力電圧を制御することができ、放送妨害等に簡単に対応できる。
【００６０】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。図９は第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【００６１】
図９に示す直流変換装置は、図７に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例に対して、トランスＴの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
【００６２】
トランスＴの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【００６３】
また、スイッチＱ４の両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とが直列に接続され、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００６４】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオンオフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００６５】
次に、このように構成された第２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１０において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１の両端（ドレイン−ソース）間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１に流れる電流（ドレイン電流）、Ｑ２ｖはスイッチＱ２の両端間電圧、Ｑ２ｉはスイッチＱ２に流れる電流、Ｑ３ｉはスイッチＱ３に流れる電流、Ｑ４ｉはスイッチＱ４に流れる電流、ＳＬ１ｉは可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流、ＶＴはトランスＴの２次巻線５ｂの両端電圧を示している。
【００６６】
まず、期間Ｔ１（図２の時刻ｔ０〜時刻ｔ１、図２の時刻ｔ２〜時刻ｔ３に対応）では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、Ｌ１→Ｃ４→Ｑ４→Ｌ１と電流が流れて、負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。
【００６７】
次に、期間Ｔ２から期間Ｔ４（図２の時刻ｔ１に対応）では、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わる。このため、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧が下降し、スイッチＱ２の電圧が上昇する（期間Ｔ２）。そして、スイッチＱ１の電圧がゼロボルト近傍で（期間Ｔ３）スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流が流れる（期間Ｔ４）。
【００６８】
次に、期間Ｔ５（図２の時刻ｔ１〜時刻ｔ２に対応）では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●有り側が＋で●無し側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌ１→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
【００６９】
次に、期間Ｔ６（図２の時刻ｔ２に対応）では、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わる。この期間Ｔ６では、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱ１の電圧が急激に上昇する。
【００７０】
次に、期間Ｔ７（図２の時刻ｔ２に対応）では、ダイオードＤ４は、スイッチＱ１がオフした後にオンしてダイオードＤ４に電流が流れ、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギー及びリアクトルＬ３のエネルギーは、ダイオードＤ４を介してスナバコンデンサＣ３に蓄えられる。そして、ダイオードＤ４のオン期間にスイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。
【００７１】
このように、第２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【００７２】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチがオン時にトランスの２次側の巻線を介して直接負荷に電力を供給することによりコアの直流励磁を回避し、２次側の巻線のリーケージインダクタにより２次側電流を連続させて、平滑コンデンサのリップル電流を軽減させることを特徴とする。このため、２次側に新たに３次巻線を設け、フリーホイール動作時、２次側電流による直流励磁をキャンセルさせるとともに、１次側から見た２次側のインピーダンスを上昇させ、アクティブスナバ回路によるゼロ電圧スイッチ動作を行わせるように構成したものである。
【００７３】
図１１は第３の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図１１に示す直流変換装置は、図７に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例に対して、トランスＴａの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付す。ここでは、トランスＴａの２次側回路の構成のみを説明する。
【００７４】
トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと密結合させてトランスＴａの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）が巻回されており、また、トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと疎結合させてトランスＴａの３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）が巻回されている。２次巻線５ｂの一端と３次巻線５ｃの一端とはダイオードＤ１（本発明の第１整流素子に対応）に接続され、ダイオードＤ１と３次巻線５ｃの一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２（本発明の第２整流素子に対応）に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。３次巻線５ｃの他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４（本発明の平滑回路に対応）に接続されている。このコンデンサＣ４は３次巻線５ｃの電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００７５】
また、トランスＴａの２次巻線５ｂの巻数とトランスＴａの３次巻線５ｃの巻数とは同数となっている。トランスＴａの２次巻線５ｂは、トランスＴａの１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴａの３次巻線５ｃは、トランスＴａの１次巻線５ａと同相に巻回されている。
【００７６】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００７７】
また、制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続された共振用コンデンサＣ１とリアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
【００７８】
図１２は第３の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図１２に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａと近接して１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂと、１次巻線５ａと疎結合させた３次巻線５ｃとが巻回されている。１次巻線５ａと３次巻線５ｃとを疎結合させるために、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの間には、コア部２０ａと外周コアとを繋ぐためのパスコア２０ｃが形成されている。また、このパスコア２０ｃにより漏れ磁束が増加するので、３次巻線５ｃのリーケージインダクタＬｇを大きくすることができる。
【００７９】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。この飽和する１次巻線５ａを、可飽和リアクトルＳＬ１として兼用したときのコア損失を低減できる。
【００８０】
なお、第１の実施の形態に係る直流変換装置及び第２の実施の形態に係る直流変換装置では、図１２に示すようなトランスに対して、３次巻線５ｃ及びパスコア２０ｃを設けず、１次巻線５ａと２次巻線５ｂと凹部２０ｂとを設けたトランスを用いればよい。
【００８１】
次にこのように構成された第３の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１３乃至図１５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１３は第３の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図１４は第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１５は第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【００８２】
なお、図１３乃至図１５では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、ダイオードＤ４に流れる電流Ｄ４ｉ、トランスＴａの３次巻線５ｃに流れる電流ｎ３ｉを示している。
【００８３】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｃ４→Ｄ２→５ｃで電流ｎ３ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。３次巻線５ｃは、１次巻線５ａと疎結合に結合され、大きなリーケージインダクタＬｇを有する。このとき、等アンペアターンの法則により、Ｉ１・ｎ１＝Ｉ１´・ｎ３が成立し、直流励磁分はキャンセルされる。
【００８４】
次に、時刻ｔ２（時刻ｔ２１〜ｔ２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ３及び可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。
【００８５】
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、即ち、時刻ｔ２３において、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通して、ダイオード電流Ｄ４ｉ（図１３に示す。）が流れてコンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、リアクトルＬ３からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。
【００８６】
次に、コンデンサＣ３への充電が完了し、コンデンサＣ３へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２を介して１次側、即ち、可飽和リアクトルＳＬ１及び１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｃの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｃ間の電圧の和はゼロとなる。このため、３次巻線５ｃのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→Ｄ１→５ｃ→ＲＬ→５ｂで電流ｎ３ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【００８７】
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｃの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
【００８８】
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ３（時刻ｔ１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、スイッチＱ２の電流は、ほとんどコンデンサＣ１を放電する。このため、時刻ｔ１２において、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【００８９】
このように第３の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴａの２次側に３次巻線５ｃを設け、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとを疎結合させ、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを密結合させ、スイッチＱ１がオン時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされ、また、スイッチＱ１がオフ時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされる。このため、励磁インダクタンスを高くできるため、励磁電流が少なく損失も低減できる。また、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することができる。
【００９０】
また、第３の実施の形態に係る直流変換装置では、直流励磁がキャンセルされるので、直流励磁分は略ゼロとなる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、コアのギャップをゼロにすることができる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
【００９１】
（第４の実施の形態）
図１６は第４の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１６に示す直流変換装置は、低出力電圧大電流用途で２次側ダイオードをＦＥＴからなる同期整流器とした場合の回路例である。ＦＥＴは、オン抵抗（例えば０．０１Ω）が非常に小さいため、損失が非常に小さくなる。このため、ＦＥＴを整流素子とする同期整流器を用いた。また、図１６に示す直流変換装置は、励磁電流やリーケージインダクタンスを増やすことなくゼロ電圧スイッチ動作を行い、高効率としたことを特徴とする。
【００９２】
トランスＴａの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴａの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴａの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【００９３】
なお、図１６に示すその他の構成は、図１１に示す直流変換装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００９４】
次に、このように構成された第４の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明する。第４の実施の形態に係る直流変換装置は、第３の実施の形態（図１１に相当）にスイッチＱ３，Ｑ４を追加したのみであるから、図１３乃至図１５に示すタイミングチャートと同じタイミングチャートとなる。
【００９５】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このとき、２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｃ→Ｃ４→Ｑ４→５ｃで電流ｎ３ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００９６】
次に、時刻ｔ２（時刻ｔ２１〜ｔ２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ３及び可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。
【００９７】
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、即ち、時刻ｔ２３において、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通して、ダイオード電流Ｄ４ｉ（図１３に示す。）が流れてコンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、リアクトルＬ３からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。
【００９８】
次に、コンデンサＣ３への充電が完了し、コンデンサＣ３へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２を介して１次側、即ち、可飽和リアクトルＳＬ１及び１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｃの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｃ間の電圧の和はゼロとなる。また、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。このため、３次巻線５ｃのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→５ｃ→ＲＬ→Ｑ３→５ｂで電流ｎ３ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【００９９】
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｃの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
【０１００】
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ３（時刻ｔ１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、スイッチＱ２の電流は、ほとんどコンデンサＣ１を放電する。このため、時刻ｔ１２において、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【０１０１】
このように第４の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果と第２の実施の効果と第３の実施の形態の効果とが得られる。また、スイッチＱ１をオンする直前にスイッチＱ２がオン状態の時、可飽和リアクトルＳＬ１が飽和すると、１次巻線５ａのインピーダンスが低くなり、１次巻線５ａの電流を増大させることができる。これにより、スイッチＱ２をオフした時にコンデンサＣ１の電荷を急峻に放電することができ、スイッチＱ１，スイッチＱ２のデットタイム（両方オフの時間）を短く、又はコンデンサＣ１の容量が大きくても、ゼロ電圧スイッチが可能となる。
【０１０２】
また、スイッチＱ２の電流を増加させてからスイッチＱ２をオフさせるので、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易にゼロ電圧まで下げることができる。従って、トランスＴａの励磁電流やリーケージインダクタを増やすことなくスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチでき、これによって高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０１０３】
（第５の実施の形態）
次に第５の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１乃至第４の実施の形態に係る直流変換装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【０１０４】
一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【０１０５】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【０１０６】
そこで、第５の実施の形態に係る直流変換装置は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【０１０７】
図１７は第５の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１７に示す直流変換装置は、図６に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図６に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。
【０１０８】
全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ１ｎ以外のスイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。
【０１０９】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０１１０】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ５に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０１１１】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
【０１１２】
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０１１３】
また、トランスＴに設けられた補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
【０１１４】
次にこのように構成された第５の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１７乃至図１９を参照しながら説明する。
【０１１５】
なお、図１９において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５電圧は、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ４の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０１１６】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図１８中の▲１▼）。
【０１１７】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる。
【０１１８】
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１９の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。
【０１１９】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図１８中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。
【０１２０】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１８中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図１８中の▲６▼）、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このとき、２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０１２１】
また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図１８中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０１２２】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフして、１次巻線５ａに発生した逆起電力により、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れ、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ３に可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１による共振を起こし、スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。
【０１２３】
また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１８中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０１２４】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図６に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１及びＱ２の動作、即ち、図２、図３に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０１２５】
このように第５の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０１２６】
なお、本発明は上述した第１乃至第５の実施の形態に係る直流変換装置に限定されるものではない。第５の実施の形態の装置では、第１の実施の形態の装置にノーマリオン回路を追加した例を説明したが、ノーマリオン回路は、例えば、第２の実施の形態の装置、第３の実施の形態の装置、第４の実施の形態の装置に追加しても良い。
【０１２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上り、立下がりも緩やかとなり、低ノイズ、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０１２８】
また、トランスのコアの磁束利用率が向上し、トランスの２次側回路の平滑コンデンサのリップル電流も軽減できるため、装置を小型化することができる。また、トランスの２次側出力電圧が矩形波となるため、同期整流が有利であり、低電圧出力に対して高効率化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図４】第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図５】第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【図６】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図７】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図８】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図９】第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１０】第２の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１１】第３の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１２】第３の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
【図１３】第３の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１４】第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１５】第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１６】第４の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１７】第５の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１８】第５の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。
【図１９】第５の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２０】従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
【図２１】従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２２】従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図２３】従来の直流変換装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｖａｃ１ 交流電源
Ｉｄｃ１ 電力供給源
Ｂ１ 全波整流回路
１０，１１，１００ 制御回路
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１ｎ スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＳＬ１ 可飽和リアクトル
Ｃ１ 共振用コンデンサ
Ｃ３ スナバコンデンサ
Ｃ２，Ｃ４〜Ｃ７ コンデンサ
Ｓ１ スイッチ
Ｔ，Ｔａ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
５ｄ 補助巻線（ｎ４）
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
Claims (13)
- 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、
前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有する整流回路と、
前記第４スイッチに並列に第１リアクトルを介して接続された平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路と、
を有することを特徴とする直流変換装置。 - 直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、
前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有する整流回路と、
前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路と、
を有することを特徴とする直流変換装置。 - 直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、
前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有する整流回路と、
前記第４スイッチに並列に前記３次巻線を介して接続された平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路と、
を有することを特徴とする直流変換装置。 - 前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
- 前記電力供給源は、前記直流電源の一端と前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点とに接続され、第２リアクトルとダイオードとが直列に接続された第３直列回路からなることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置。
- 前記電力供給源は、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第３リアクトルからなることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置。
- 前記第３リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタからなることを特徴とする請求項６記載の直流変換装置。
- 前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置。
- 前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする請求項２又は請求項３記載の直流変換装置。
- 前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記可飽和リアクトルの飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載の直流変換装置。
- 前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。 - 前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項１１記載の直流変換装置。
- 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１１又は請求項１２記載の直流変換装置。
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