JP2006180606A - 電圧駆動素子の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】システム全体の損失を効率的に低減する。
【解決手段】電圧駆動素子の出力コレクタ電流が所定の電流値より小さく、かつ、電圧駆動素子をＰＷＭ制御する際のキャリア周波数が所定周波数より低い場合には、ゲート電圧を第１のゲート電圧から第２のゲート電圧に増大することによる定常損失の低減量が電圧駆動素子の駆動電力増大量より大きいと判断して、電圧駆動素子のゲート端子に、第２のゲート電圧を印加する。
【選択図】図７

Description

本発明は、電圧によってオン／オフ動作が制御される電圧駆動素子の制御装置に関する。

従来、ＩＧＢＴ等の電圧駆動素子の制御装置において、定常損失を低減するために、負荷電流の大きさに応じて、ゲート電圧を変更する技術が知られている（特許文献１参照）。

特開２００４−１５８８４号公報

しかしながら、定常損失は、負荷電流によって変化するだけでなく、電圧駆動素子を駆動制御する際の駆動周波数や温度によっても変化するので、負荷電流のみに基づいて、ゲート電圧を変更する従来の技術では、必ずしも電力損失を低減できないという問題があった。

本発明による電圧駆動素子の制御装置は、ゲート電圧を第１のゲート電圧から第２のゲート電圧に増大することによる定常損失の低減量が電圧駆動素子の駆動電力増大量より大きい条件が成立したか否かを判定し、条件が成立したと判定すると、電圧駆動素子のゲート端子に第２のゲート電圧を印加することを特徴とする。

本発明による電圧駆動素子の制御装置によれば、ゲート電圧を第１のゲート電圧から第２のゲート電圧に増大することによる定常損失の低減量が電圧駆動素子の駆動電力増大量より大きい条件が成立した場合に、電圧駆動素子のゲート端子に第２のゲート電圧を印加するようにしたので、装置全体の損失を適格に低減することができる。

以下では、一実施の形態における電圧駆動素子の制御装置によって、電圧駆動素子であるＩＧＢＴを制御する例について説明する。図１は、ＩＧＢＴを用いた３相交流インバータの１相分の回路を示している。この３相交流インバータは、例えば、電気自動車に搭載されて使用される。このインバータ回路では、基準電位Ｖｓと負荷用電源ＶＢとの間に、直列に２つのＩＧＢＴ１ａ，１ｂが接続されており、ＰＷＭ制御によって、ＩＧＢＴ１ａ，１ｂを交互にオン／オフすることにより、負荷Ｌ１に交流電流Ｉoを出力することができる。ＩＧＢＴ１ａ，１ｂには、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されている。

ＩＧＢＴ１ａ，１ｂのゲート端子は、それぞれ、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して、駆動回路１０１，１０２の出力端子に接続されている。駆動回路１０１は、ＮＰＮトランジスタ２ａおよびＰＮＰトランジスタ３ａによるプッシュプル回路で構成されている。同様に、駆動回路１０２は、ＮＰＮトランジスタ２ｂおよびＰＮＰトランジスタ３ｂによるプッシュプル回路で構成されている。駆動回路１０１，１０２の電源ＶＮ，ＶＰは、それぞれ互いに絶縁されており、電源回路１０３によって供給される。また、駆動回路１０１，１０２には、制御装置１１０が出力する制御信号であるＮＤ，ＰＤが、フォトカプラ１０８，１０９を介して、絶縁伝送される。

電源回路１０３は、制御用電源Ｖccから絶縁した電源ＶＮ，ＶＰを生成する回路であり、本実施の形態においてはフライバックコンバータである。すなわち、電源回路１０３は、トランスＬ２の一次側巻線の通電時に蓄えたエネルギーを、遮断時に２次側に伝達する構成であり、トランスＬ２の他に、逆流防止ダイオードＤ３，Ｄ４、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２、一次側巻線への通電をオン／オフするトランジスタＱ３、トランジスタＱ３をＰＷＭ駆動する電源制御回路１０４、および、出力電圧をモニタし電源制御回路１０４へ通知するためのフィードバック回路を有する。

そのフィードバック回路は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ５〜Ｒ７、分圧した電圧が所定の電圧以上となると電流をシンクするシャントレギュレータ１０５、シャントレギュレータ１０５がシンクする電流によってオン／オフするフォトカプラ１０６、および、フォトカプラ１０６の通電電流を制限する制限抵抗Ｒ８を有する。制御装置１１０が出力する電流通知信号ＯＣがハイレベル（Ｈiレベル）の時にはフォトカプラ１０７がオンし、抵抗Ｒ７の両端を短絡する構成となっている。抵抗Ｒ７が短絡されることによって電源制御回路１０４へ通知されるフィードバック電圧が可変され、電源ＶＰ，ＶＮの電圧が小さくなる。一方、電流通知信号ＯＣがローレベル（Ｌoレベル）の時には、フォトカプラ１０７がオフするため、抵抗Ｒ７は短絡されない。抵抗Ｒ７が短絡されていない時の電源ＶＰ，ＶＮの電圧は、抵抗Ｒ７が短絡されている場合に比べて小さくなる。

制御装置１１０は、後述するように、ＩＧＢＴ１ａ，１ｂの出力コレクタ電流の大きさ、および、ＩＧＢＴ１ａ，１ｂをＰＷＭ制御する際のキャリア周波数ｆcの大きさに基づいて、電流通知信号ＯＣの信号レベルを切り換えて、ＩＧＢＴ１ａ，１ｂのゲート端子に印加するゲート電圧の大きさを変更する。ここでは、電流通知信号ＯＣがローレベルの時のゲート電圧をＶＧ１、電流通知信号ＯＣがハイレベルの時のゲート電圧をＶＧ２（＞ＶＧ１）とする。

ここで、ＰＷＭ制御によってオン／オフされるＩＧＢＴの電力損失は、定常損失とスイッチング損失との和で表される。３相インバータの１つのＩＧＢＴあたりのスイッチング損失Ｐswおよび定常損失Ｐsatは、それぞれ式（１），（２）で表される。
Ｐsw＝１／π×Ｅsw×ｆc （１）
Ｐsat＝Ｉcp×Ｖce×｛１／８＋（Ｄ×cosθ／３／π）｝ （２）
ただし、Ｅswは、スイッチング１パルスあたりの損失であり、ｆcは、ＰＷＭ駆動周波数（キャリア周波数）である。また、Ｉcpは、ＩＧＢＴのコレクタ電流のピーク値を、Ｖceは、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧を、Ｄは変調率を、cosθは力率をそれぞれ示している。

式（２）より、ＩＧＢＴの定常損失は、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉcおよびコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceの値に依存することが分かる。図２は、コレクタ電流Ｉcと、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceとの関係を示す図であり、常温のＩＧＢＴにゲート電圧ＶＧ１およびＶＧ２をそれぞれ印加した時の関係を示している。図２に示すように、同じ出力コレクタ電流Ｉcで比較した場合、ゲート電圧が大きい方がコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceは小さくなる。従って、式（２）より、ゲート電圧が大きいほど定常損失Ｐsatは小さくなる。また、コレクタ電流Ｉcが大きくなるほど、ゲート電圧ＶＧ１とＶＧ２との間の定常損失差は大きくなる。

図３は、ゲート電圧がＶＧ２である場合に、ＩＧＢＴの温度が異なる場合のＩc−Ｖce特性を示す図である。図３の点線はＩＧＢＴの温度が低い場合のＩc−Ｖce特性を示しており、実線は、ＩＧＢＴの温度が高い場合のＩc−Ｖce特性を示している。図３より、コレクタ電流ＩcがＩc1以下の場合には、同一のコレクタ電流で比較した場合、温度が高い方がコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceは小さくなることが分かる。

図４は、ＩＧＢＴの温度が高温の場合に、ゲート電圧が異なる場合のＩc−Ｖce特性を示す図である。図４に示すように、コレクタ電流ＩcがＩc1以下の場合には、ゲート電圧ＶＧ１とＶＧ２との間でのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceの差は小さくなる。

以上より、コレクタ電流Ｉcが所定の電流値Ｉc1以下の場合には、ＩＧＢＴが高温になると、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceは小さくなり、ゲート電圧に依存する割合も小さくなる。

図５は、３相インバータのキャリア周波数に対するＩＧＢＴのスイッチング損失および定常損失を示している。コレクタ電流Ｉcは、図２〜図４で示した所定の電流値Ｉc1以下とする。図５より、キャリア周波数ｆcが低くなると、スイッチング損失Ｐswは小さくなるのに対し、定常損失Ｐsatは大きくなることが分かる。、キャリア周波数ｆcが低くなると、定常損失Ｐsatが大きくなる理由について説明する。キャリア周波数ｆcが高い領域、すなわち、ＩＧＢＴのスイッチング損失Ｐswが大きい領域では、ＩＧＢＴの電力損失の合計が大きくなるので、ＩＧＢＴの温度が上昇する。このため、図３を用いて説明したように、ＩＧＢＴが高温であるときのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが常温（低温）に比べて小さくなるため、定常損失Ｐsatは小さくなる。

一方、キャリア周波数ｆcが低い領域、すなわち、ＩＧＢＴのスイッチング損失Ｐswが小さい領域では、ＩＧＢＴの電力損失の合計が小さくなるので、ＩＧＢＴの温度上昇が比較的小さくなる。図３を用いて説明したように、ＩＧＢＴの温度が低い場合には、高温時に比べてコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが大きくなるので、定常損失Ｐsatは大きくなる。

また、キャリア周波数ｆcが低い場合（ＩＧＢＴの温度が低い場合）には、エミッタ−コレクタ間電圧Ｖceのゲート電圧に対する影響度が大きくなるので、図５に示すように、ゲート電圧が高い方（ＶＧ２）が、ゲート電圧が低い（ＶＧ１）場合に比べて、定常損失Ｐsatは小さくなる。

制御装置１１０は、インバータに接続された電動機（３相交流モータ）が安定動作するように、制御信号ＮＤ，ＰＤをＰＷＭ駆動して、負荷Ｌ１に電流を流している。負荷Ｌ１に流れる電流Ｉoを制御する際、キャリア周波数が高い方が分解能を高くすることができるので、電動機を安定動作させることができる。定常的には、キャリア周波数を高い状態に保持している場合が多い。

しかし、インバータを電気自動車に搭載して使用する場合には、電動機が極低回転になる場合もある。電動機が極低回転または停止状態で電流Ｉoを流した場合、各相のＩＧＢＴで通電している時間が長くなるため、ＩＧＢＴの電力損失が増大し、ＩＧＢＴの温度が上昇してしまう。このため、電動機の回転数が低くなると、キャリア周波数を小さくしてＩＧＢＴのスイッチング損失を低減させ（図６参照）、ＩＧＢＴの温度上昇を抑制する必要がある。

図５を用いて説明したように、キャリア周波数ｆcが高い（ｆc1）場合に比べて、低い（ｆc2）時の方が、定常損失Ｐsatの大小に関わるゲート電圧の影響度は大きい。従って、キャリア周波数低い場合には、ゲート電圧をＶＧ１からＶＧ２に増大させることにより、定常損失Ｐsatを低減することができる。

一方、ゲート電圧をＶＧ１からＶＧ２に増大させると、ＩＧＢＴを駆動するための電源回路１０３の消費電力（駆動電力）も増大する。図６は、インバータ動作時のキャリア周波数ｆcに対する駆動電力Ｐdrvのゲート電圧依存性を示している。図６に示すように、キャリア周波数ｆcが高くなるほど、ゲート電圧をＶＧ１に設定した時の駆動電力Ｐdrvと、ＶＧ２に設定した時の駆動電力Ｐdrvの差ΔＰdrvが大きくなる。

すなわち、ゲート電圧をＶＧ１からＶＧ２に増大すると、定常損失Ｐsatは低減するが、駆動電力Ｐdrvは大きくなる。この場合、インバータから負荷Ｌ１に供給される電流Ｉoと、キャリア周波数ｆcとの組み合わせによって、定常損失Ｐsatの差分ΔＰsatと、ＩＧＢＴの駆動電力の差分ΔＰdrvとの間で、大小関係が変化する。従って、一実施の形態における電圧駆動素子の制御装置では、キャリア周波数ｆc、および、負荷Ｌ１に電流Ｉoを流すための電流指令値Ｉaに基づいて、ＩＧＢＴのゲート端子に印加するゲート電圧を変更する。

図７は、制御装置１１０によって行われるゲート電圧変更処理の手順を示すフローチャートである。ステップＳ１０では、負荷Ｌ１に通電する電流をＩoとするための電流指令値Ｉaが、所定の判定電流Ｉa1より小さいか否かを判定する。この判定電流Ｉa1は、図２〜図４で示した所定のコレクタ電流Ｉc1（参照）と同レベルである。電流指令値Ｉaが判定電流Ｉa1より小さいと判定するとステップＳ２０に進み、判定電流１a1以上であると判定すると、ステップＳ３０に進む。

ステップ２０では、キャリア周波数ｆcが所定周波数ｆc1より低いか否かを判定する。所定周波数ｆc1は、ゲート電圧増大時の駆動電力増大分ΔＰdrvと、ゲート電圧増大時のＩＧＢＴの定常損失の低減分ΔＰsatとが等しくなるときのキャリア周波数である。キャリア周波数ｆcが所定周波数ｆc1より低いと判定するとステップＳ３０に進み、所定周波数ｆc1以上であると判定すると、ステップＳ４０に進む。

ステップＳ３０では、ゲート電圧をＶＧ２に設定するため、ハイ（Hi）レベルの電流通知信号ＯＣを出力する。一方、ステップＳ４０では、ゲート電圧をＶＧ１に設定するため、ロー（Low）レベルの電流通知信号ＯＣを出力する。

一実施の形態における電圧駆動素子の制御装置が行う処理内容についてまとめておく。
（１）ＩＧＢＴへの制御電流指令値Ｉaが所定の判定電流Ｉa1以上の場合、すなわち、ＩＧＢＴの出力コレクタ電流が所定電流Ｉc1以上の場合には、定常損失を低減するために、ＩＧＢＴのゲート端子に印加するゲート電圧をＶＧ１からＶＧ２に増大させる（図２参照）。
（２）ＩＧＢＴへの制御電流指令値Ｉaが所定の判定電流Ｉa1より小さい場合、すなわち、ＩＧＢＴのコレクタ電流が所定電流Ｉc1より小さい場合には、ゲート電圧を増大させることによる定常損失低減の効果は小さく、また、ゲート電圧を増大させることにより、駆動回路の消費電力が大きくなるため、ゲート電圧を増大させない方が好ましい。しかし、ＩＧＢＴをＰＷＭ制御する際のキャリア周波数によっては、ゲート電圧を増大させることによる定常損失低減量ΔＰsatがＩＧＢＴの駆動電力増大量ΔＰdrvより大きくなるため、キャリア周波数に応じて、ゲート電圧を増大させる。すなわち、キャリア周波数ｆcが所定周波数ｆc1より低い場合には、定常損失の低減量ΔＰsatがＩＧＢＴの駆動電力増大量ΔＰdrvより大きくなるため、ゲート電圧をＶＧ１からＶＧ２に増大させる。一方、キャリア周波数ｆcが所定周波数ｆc1以上の場合には、ゲート電圧を増大させることによるＩＧＢＴの駆動電力増大量ΔＰdrvが定常損失低減量ΔＰsatより大きくなるので、ゲート電圧をＶＧ１とする。

以上、一実施の形態における電圧駆動素子の制御装置によれば、ＩＧＢＴのゲート電圧を第１のゲート電圧ＶＧ１から第２のゲート電圧ＶＧ２に増大することによる定常損失の低減量が、ゲート電圧を増大することによるＩＧＢＴの駆動電力増大量より大きくなる条件が成立したか否かを判定し、条件が成立した場合には、ＩＧＢＴのゲート端子に第２のゲート電圧ＶＧ２を印加し、条件が成立していないと判定されると、第１のゲート電圧ＶＧ１を印加する。特に、ＩＧＢＴの出力コレクタ電流の大きさ、および、ＩＧＢＴをＰＷＭ制御する際のキャリア周波数の大きさに基づいて、条件が成立したか否かを判定するので、ゲート電圧を増大することによる定常損失の低減量がＩＧＢＴの駆動電力増大量より大きいか否かを適格に判断することができ、システム全体の損失を適格に低減することができる。

ＩＧＢＴの出力コレクタ電流のみに基づいて、ゲート電圧を変更する従来の装置では、出力コレクタ電流が所定電流Ｉc1より小さく、かつ、キャリア周波数ｆcが所定周波数ｆc1より低い場合でも、ゲート電圧を変更する制御は行われなかったが、一実施の形態における電圧駆動素子の制御装置によれば、出力コレクタ電流が所定電流Ｉc1より小さく、かつ、キャリア周波数ｆcが所定周波数ｆc1より低い場合には、ゲート電圧をＶＧ２に増大させることにより、システム全体の損失を低減することができる。

本発明は、上述した一実施の形態に限定されることはない。例えば、ＩＧＢＴのゲート電圧を増大することによる定常損失の低減量がＩＧＢＴの駆動電力増大量より大きくなる条件が成立したか否かを、ＩＧＢＴの出力コレクタ電流の大きさと、キャリア周波数ｆcの大きさとに基づいて判定した。上述したように、キャリア周波数が高い場合には、ＩＧＢＴの温度が高くなり、キャリア周波数が低い場合には、ＩＧＢＴの温度が低くなる。従って、上記条件を、ＩＧＢＴの出力コレクタ電流の大きさと、ＩＧＢＴの温度とに基づいて判定することもできる。図８は、ＩＧＢＴの出力コレクタ電流の大きさと、ＩＧＢＴの温度とに基づいて、ＩＧＢＴのゲート電圧を変更する制御内容を示すフローチャートである。図８に示すフローチャートと異なるのは、ステップＳ１００の処理である。すなわち、ステップＳ１００では、ＩＧＢＴの温度が所定温度より低いか否かを判定する。ＩＧＢＴの温度が所定温度より低いと判定するとステップＳ３０に進み、ＩＧＢＴのゲート端子に印加するゲート電圧をＶＴ２に増大させる。一方、ＩＧＢＴの温度が所定温度以上であると判定するとステップＳ４０に進み、ＩＧＢＴのゲート端子にゲート電圧ＶＧ１を印加する。なお、ＩＧＢＴの温度は、温度センサ（不図示）を設けて検出するようにすればよい。

また、ＩＧＢＴの出力コレクタ電流の大きさ、および、キャリア周波数ｆcの大きさ（ＩＧＢＴの温度）以外の要素に基づいて、上記条件を判定するようにしてもよい。図９は、ゲート電圧を増大させることによる定常損失低減量ΔＰsatと、駆動電力増大量ΔＰdとに基づいて、ゲート電圧を変更する制御内容を示すフローチャートである。既に説明しているように、定常損失低減量ΔＰsatが駆動電力増大量ΔＰdより大きい場合には、ゲート電圧をＶＧ１より大きいＶＧ２とし、定常損失低減量ΔＰsatが駆動電力増大量ΔＰd以下の場合には、ゲート電圧をＶＧ１とする。

電圧駆動素子としてＩＧＢＴを挙げて説明したが、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの他の電圧駆動素子にも適用することができる。

特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、制御装置１１０が判定手段および制御手段をそれぞれ構成する。なお、以上の説明はあくまで一例であり、発明を解釈する上で、上記の実施形態の構成要素と本発明の構成要素との対応関係に何ら限定されるものではない。

ＩＧＢＴを用いた３相交流インバータの１相分の回路を示す図 ＩＧＢＴに印加されるゲート電圧が異なる場合に、常温時のコレクタ電流Ｉcと、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceとの関係を示す図 ゲート電圧がＶＧ２である場合に、ＩＧＢＴの温度が異なる場合のＩc−Ｖce特性を示す図 ＩＧＢＴの温度が高温の場合に、ゲート電圧が異なる場合のＩc−Ｖce特性を示す図 ３相インバータのキャリア周波数に対するＩＧＢＴのスイッチング損失および定常損失を示す図 インバータ動作時のキャリア周波数ｆcに対する駆動電力Ｐdrvのゲート電圧依存性を示す図 制御装置によって行われるゲート電圧変更処理の手順を示すフローチャート ＩＧＢＴの出力コレクタ電流の大きさと、ＩＧＢＴの温度とに基づいて、ＩＧＢＴのゲート電圧を変更する制御内容を示すフローチャート ゲート電圧を増大させることによる定常損失低減量ΔＰsatと、駆動電力増大量ΔＰdとに基づいて、ゲート電圧を変更する制御内容を示すフローチャート

符号の説明

１００…インバータ回路
１ａ，１ｂ…ＩＢＤＴ
Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード
Ｒ１〜Ｒ１２…抵抗
Ｌ１…負荷
Ｌ２…トランス
Ｃ１、Ｃ２…平滑コンデンサ
１０１，１０２…駆動回路
１０３…電源回路
１０４…電源制御回路
１０５…シャントレギュレータ
１０６〜１０９…フォトカプラ
１１０…制御装置

Claims (9)

1. 電圧駆動素子のゲート電圧を第１のゲート電圧から第２のゲート電圧に増大することによる定常損失の低減量が、ゲート電圧を前記第１のゲート電圧から前記第２のゲート電圧に増大することによる電圧駆動素子の駆動電力増大量より大きくなる条件が成立したか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段によって、ゲート電圧を前記第１のゲート電圧から前記第２のゲート電圧に増大することによる前記定常損失の低減量が前記電圧駆動素子の駆動電力増大量より大きい条件が成立したと判定されると、電圧駆動素子のゲート端子に前記第２のゲート電圧を印加し、前記条件が成立していないと判定されると、前記第１のゲート電圧を印加する制御手段を備えることを特徴とする電圧駆動素子の制御装置。
2. 請求項１に記載の電圧駆動素子の制御装置において、
   前記判定手段は、電圧駆動素子の出力コレクタ電流の大きさ、および、電圧駆動素子をＰＷＭ制御する際のキャリア周波数の大きさに基づいて、前記条件が成立したか否かを判定することを特徴とする電圧駆動素子の制御装置。
3. 請求項２に記載の電圧駆動素子の制御装置において、
   前記判定手段は、電圧駆動素子の出力コレクタ電流が所定の電流値より小さく、かつ、前記キャリア周波数が所定周波数より小さい場合に、前記条件が成立したと判定することを特徴とする電圧駆動素子の制御装置。
4. 請求項２または３に記載の電圧駆動素子の制御装置において、
   前記判定手段は、電圧駆動素子の出力コレクタ電流が所定の電流値より小さく、かつ、前記キャリア周波数が所定周波数以上の場合に、前記条件が成立していないと判定することを特徴とする電圧駆動素子の制御装置。
5. 請求項１に記載の電圧駆動素子の制御装置において、
   前記判定手段は、電圧駆動素子の出力コレクタ電流の大きさ、および、電圧駆動素子の温度に基づいて、前記条件が成立したか否かを判定することを特徴とする電圧駆動素子の制御装置。
6. 請求項５に記載の電圧駆動素子の制御装置において、
   前記判定手段は、電圧駆動素子の出力コレクタ電流が所定の電流値より小さく、かつ、前記電圧駆動素子の温度が所定温度より低い場合に、前記条件が成立したと判定することを特徴とする電圧駆動素子の制御装置。
7. 請求項５または６に記載の電圧駆動素子の制御装置において、
   前記判定手段は、電圧駆動素子の出力コレクタ電流が所定の電流値より小さく、かつ、前記電圧駆動素子の温度が所定温度以上の場合に、前記条件が成立していないと判定することを特徴とする電圧駆動素子の制御装置。
8. 請求項１〜７のいずれかに記載の電圧駆動素子の制御装置において、
   前記判定手段は、電圧駆動素子の出力コレクタ電流が所定の電流値以上の場合に、前記条件が成立したと判定することを特徴とする電圧駆動素子の制御装置。
9. 請求項１〜８のいずれかに記載の電圧駆動素子の制御装置において、
   前記電圧駆動素子は、ＩＧＢＴであることを特徴とする電圧駆動素子の制御装置。

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