JP4114524B2 - Ｏｆｄｍ復調装置及び方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の変調信号を復調するＯＦＤＭ復調装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ。ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるのでシンボル速度が遅くなり、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなるという特徴を有している。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００５】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ-Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ-Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格がある。
【０００６】
ＯＦＤＭ方式の伝送シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。）は、図１１に示すように、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させている。
【０００７】
例えばＩＳＤＢ-ＴＳＢ規格（日本で採用されている地上デジタル音声放送の放送規格）のモード３では、有効シンボル内に、５１２本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は、１２５/１２６≒０．９９２ｋＨｚとなる。また、このＩＳＤＢ-ＴＳＢ規格のモード３では、有効シンボル内の５１２本のサブキャリアのうち、４３３本のサブキャリアに伝送データが変調されている。また、ＩＳＤＢ-ＴＳＢ規格のモード３では、ガードインターバルの時間長が、有効シンボルの時間長の１/４,１/８,１/１６,１/３２のいずれかとなる。
【０００８】
ところで、ＯＦＤＭ信号を復調する場合、ＯＦＤＭシンボルの境界を正しく検出し、その境界位置に同期させてＦＦＴ演算を行わなければならない。ＯＦＤＭシンボルの境界位置を正しく検出して同期信号を生成することをシンボル同期処理という。シンボル同期処理を行う方法の一つに、ガードインターバルを利用する方法がある。ガードインターバルを利用してシンボル同期処理を行う方法は、ガードインターバルとそのコピー元との信号系列の相関性を利用し、受信したＯＦＤＭ信号の自己相関値が最も高い部分がシンボル境界位置であると判断する方法である。
【０００９】
一般に、ＯＦＤＭ復調装置では、ガードインターバルを用いたシンボル同期処理を行うため、ガードインターバル相関を利用してシンボル境界位置を算出して同期処理を行うシンボル同期回路が設けられている。
【００１０】
以下、このシンボル同期回路１００の回路構成例について、図１２、図１３及び図１４を参照して説明をする。
【００１１】
図１２及び図１３に、シンボル同期回路１００のブロック構成図を示す。図１４に、シンボル同期回路１００内の各信号のタイミングチャートを示す。
【００１２】
シンボル同期回路１００は、図１２に示すように、ガードインターバルの自己相関を示すガードインターバル相関信号を生成するガード相関検出回路１０１と、ガードインターバル相関信号のピーク位置を検出してそのピーク位置をシンボル境界位置として出力するシンボル境界検出回路１０２とを備えている。
【００１３】
ガード相関検出回路１０１は、有効シンボル長遅延回路１１１と、複素乗算回路１１２と、ガードインターバル長積分回路１１３とを有している。
【００１４】
ガード相関検出回路１０１には、図１４（Ａ）に示すような、デジタル直交復調がされたのちのデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ））が入力される。このデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ））は、実数成分信号（Ｉ（ｔ））と虚数成分信号（Ｑ（ｔ））からなる複素信号である。なお、ｔは時間を示す変数である。
【００１５】
有効シンボル長遅延回路１１１は、図１４Ｂに示すように、入力されたデジタル直交復調信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延させる。有効シンボル長遅延回路１１１により有効シンボル時間分遅延されたデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））は、複素乗算回路１１２に入力される。
【００１６】
複素乗算回路１１２は、遅延されていないデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ））と、有効シンボル期間（Ｔｕ）分遅延されたデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））との複素乗算演算を、１サンプル毎に乗算する。乗算結果はガードインターバル長積分回路１１３に入力される。
【００１７】
ガードインターバル長積分回路１１３は、入力された信号に対してガードインターバル長分の移動和演算を行うことによって、ガードインターバル長の範囲の積分演算を行う。ガードインターバル長積分回路１１３から出力される信号が、デジタル直交復調信号と、有効シンボル（Ｎｕサンプル）分の遅延がされたデジタル直交復調信号との相関を示したガードインターバル相関信号となる。
【００１８】
ガードインターバル相関信号は、実数成分がＣＩ（ｔ）、虚数成分がＣＱ（ｔ）で表される複素信号（ＣＩ（ｔ）＋ｊＣＱ（ｔ））となる。ガードインターバル相関信号は、相関値が高い部分でレベルが高くなり、相関値が低い部分でレベルが低くなる信号である。従って、ガードインターバル相関信号は、理想的には、ＯＦＤＭシンボルの境界位置をピークとした山形の波形が繰り返される信号となる。
【００１９】
ガードインターバル相関信号は、ガードインターバル長積分回路１１３からシンボル境界検出回路１０２に供給される。
【００２０】
シンボル境界検出回路１０２は、ガードインターバル相関信号がピークとなるタイミングを検出し、そのタイミングをシンボル境界位置として出力する回路である。
【００２１】
シンボル境界検出回路１０２は、図１３に示すように、二乗回路１２１と、シンボル長周期カウンタ１２２と、最大値検出回路１２３とを有している。
【００２２】
ガード相関検出回路１０１から出力されたガードインターバル相関信号は、二乗回路１２１に供給される。
【００２３】
二乗回路１２１は、ガードインターバル相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、図１４（Ｃ）に示すような、ガードインターバル相関信号の振幅成分を示した、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガードインターバル相関信号の二乗信号は、最大値検出回路１２３に供給される。
【００２４】
シンボル長周期カウンタ１２２は、動作クロックを、１つのＯＦＤＭシンボルのサンプリング数（Ｎｓ）までカウントするカウンタである。シンボル長周期カウンタ１２２のカウント値Ｎは、０からＮｓ-１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ-１を超えると０に戻るように巡回する。つまり、シンボル長周期カウンタ１２２は、図１４（Ｄ）に示すように、そのカウント値Ｎが、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数（例えば、１０８８）で１周期となっている。シンボル長周期カウンタ１２２のカウント値Ｎは、最大値検出回路１２３に供給される。
【００２５】
最大値検出回路１２３には、二乗回路１２１から出力された二乗信号が入力される。また、最大値検出回路１２３には、最大値検出区間を特定する最大値検出範囲が設定されている。最大値検出範囲は、カウント値Ｎを検出するための範囲を特定する値であり、ここでは、０〜Ｎｓ-１（例えば１０８７）が設定されている。
【００２６】
最大値検出回路１２３は、最大値検出範囲の間（つまり、カウント値Ｎが０〜Ｎｓ-１の間）で、二乗信号の最もレベルの高いサンプル点を見つけ出す。最大値検出回路１２３は、図１４（Ｅ）に示すように、見つけ出した最大値のサンプルタイミングでのシンボル長周期カウンタ１２２のカウント値Ｎを検出する。この検出したカウント値ＮがＯＦＤＭシンボルの境界位置を特定するシンボル境界位置となる。このシンボル境界位置は、カウント値Ｎの巡回周期毎に更新される。
【００２７】
以上のようにシンボル境界検出回路１０２では、ガードインターバル相関信号に対して最大値の検索を行い、その最大値の発生タイミングを検出し、そのタイミングをシンボル境界位置として出力している。
【００２８】
【非特許文献１】
「地上デジタル音声放送用受信装置 標準規格（望ましい仕様） ＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｂ３０ １．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日 策定,平成１４年３月２８日 １．１改定，ｐ．１０−１４
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、シンボル同期回路１００に入力されるデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ））は、伝送路の状態による影響やノイズ等による影響を受けるため、レベルが大きく変動する。
【００３０】
そのため、例えば、図１４（Ｆ）に示すように、シンボル長周期カウンタ１２２の周期が更新されるタイミング（つまり、カウント値が０になるタイミング）と、二乗信号の最大値のタイミングとが時間的に近い場合、本来１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じる相関性が高い部分（つまり、山状になっている部分）が、次のＯＦＤＭシンボル期間のピーク検出処理に含まれて判断されてしまう場合がある。このような場合、ガードインターバル相関信号の最大値でのカウント値Ｎは、各種のノイズや誤差によりＯＦＤＭシンボル毎に一定の値になるとは限らずＯＦＤＭシンボル毎に大きく変動してしまい、前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルによって生じていた相関性の高い部分が、次のＯＦＤＭシンボルの境界位置であると判断されてしまう可能性がある。
【００３１】
また、クロック周波数誤差（受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックと、動作クロックとの間の誤差）がある場合、カウント値Ｎは徐々に移動していってしまい、この結果、本来１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じる相関性が高い部分が、次のＯＦＤＭシンボル期間のピーク検出処理に含まれて判断されてしまうということが生じる可能性がある。
【００３２】
本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、ガードインターバルの相関を利用したシンボル同期処理を行う際に、シンボル境界位置の誤検出を無くして、検出精度を向上させたＯＦＤＭ復調装置及び方法を提供することを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生するカウント手段と、上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期を設定し、上記カウント値の巡回周期に対する当該検出周期の位相を制御する検出周期制御手段と、上記検出周期内における上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎にシンボル境界位置として出力するシンボル境界検出手段とを備え、上記検出周期制御手段は、上記検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御することを特徴とする。
【００３４】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生するカウント手段と、上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期が設定されており、当該検出周期内での上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎に出力する複数のシンボル境界検出手段と、上記複数のシンボル境界検出手段のうちいずれか一つのシンボル境界検出手段を選択し、選択したシンボル境界検出手段から出力されたカウント値をシンボル境界位置として出力する選択出力手段とを備え、上記複数のシンボル境界検出手段には、検出周期が互いに異なる位相に設定されており、上記選択出力手段は、選択されているシンボル境界検出手段に設定されている検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、いずれか一つのシンボル境界検出手段を選択するを特徴とする。
【００３５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生し、上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期を設定し、上記検出周期内における上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎にシンボル境界位置として出力し、上記検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御することを特徴とする。
【００３６】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生し、上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期を設定し、上記検出周期内における上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎にシンボル境界位置として出力し、上記検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御することを特徴とする。
【００３７】
以上の本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルの自己相関に基づきシンボル境界位置を算出し、そのシンボル境界位置の算出の際に、伝送シンボルの時間間隔周期に設定された検出範囲を設定し、その検出範囲内での自己相関値の最大値のサンプルタイミングを検出し、検出したタイミングをシンボル境界位置として出力する。さらに、本発明では、上記検出範囲が最適な位置となるように、位相制御を行う。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００３９】
第１の実施の形態
本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００４０】
ＯＦＤＭ受信装置の全体構成
図１に、本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
【００４１】
本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４と、Ａ/Ｄ変換回路５と、クロック発生回路６と、ＤＣキャンセル回路７と、デジタル直交復調回路８と、キャリア周波数誤差補正回路９と、ＦＦＴ演算回路１０と、位相補正回路１１と、ガード相関/シンボル境界検出回路１２と、タイミング同期回路１３と、狭帯域キャリア誤差算出回路１４と、広帯域キャリア誤差算出回路１５と、加算回路１６と、数値制御発振回路（ＮＣＯ）１７と、フレーム同期回路１８と、等化回路１９と、デマッピング回路２０と、伝送路復号回路２１と、伝送制御情報復号回路２２とを備えている。
【００４２】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００４３】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、乗算器３ａ及び局部発振器３ｂからなるチューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、Ａ/Ｄ変換回路５に供給される。
【００４４】
Ａ/Ｄ変換回路５は、クロック発生回路６から供給されるクロックによりＩＦ信号をサンプリングして、このＩＦ信号をデジタル化する。Ａ/Ｄ変換回路５よりデジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路７に供給され、このＤＣキャンセル回路７によってＤＣ成分が除去された後、デジタル直交復調回路８に供給される。デジタル直交復調回路８は、所定のキャリア周波数の２相のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。デジタル直交復調回路８から出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、キャリア周波数誤差補正回路９に供給される。
【００４５】
ここで、デジタル直交復調回路８によってデジタル直交復調を行う際、キャリア信号として−Ｓｉｎ成分及びＣｏｓ成分の２相信号が必要となる。そのため、本装置１では、Ａ/Ｄ変換回路５に与えるサンプリングクロックの周波数を、ＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦの４倍の周波数とし、デジタル直交復調回路８に供給する２相のキャリア信号を生成可能としている。
【００４６】
また、デジタル直交復調後に、４ｆＩＦのクロックのデータ系列を１/４にダウンサンプリングをして、デジタル直交復調後の有効シンボルのサンプリング点数を、サブキャリアの本数（Ｎｕ）としている。つまり、デジタル直交復調後のデータ系列のクロックを、サブキャリア間隔分の１の周波数としている。また、デジタル直交復調後のダウンサンプルの割合を１/２として、通常の２倍のサンプリング点数でＦＦＴ演算を行うようにして、ＦＦＴ演算後にさらに１/２のダウンサンプルをしてもよい。このように通常の２倍のサンプリング点数に対してＦＦＴ演算を行うことによって、ＦＦＴ演算により抽出できる信号の周波数帯域を２倍し、デジタル直交復調時のローパスフィルタ回路の回路規模を小さくすることができる。なお、後段の各回路がオーバーサンプリングされたデータ系列に対してデータ処理を行う場合には、デジタル直交復調後の有効シンボルのサンプリング点数（Ｎｕ）を、サブキャリア本数の２ｎ倍（ここでのｎは自然数）としてもよい。
【００４７】
クロック発生回路６は、Ａ/Ｄ変換回路５に対して以上のような周波数のクロックを供給するとともに、デジタル直交復調後のデータ系列の動作クロック（Ａ/Ｄ変換回路５に与えるクロックの周波数に対して１／４分周されたクロック、例えば、サブキャリア間隔分の１の周波数のクロック）を、本装置１内の各回路に対して供給する。
【００４８】
なお、クロック発生回路６から発生される動作クロックは、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックに対して非同期の自走クロックである。つまり、クロック発生回路６から発生される動作クロックは、その周波数及び位相がＰＬＬ等によって伝送クロックと同期しておらず、自走状態で動作している。このように動作クロックを自走状態とすることが可能なのは、タイミング同期回路１３によって、ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと動作クロックとの周波数誤差を検出し、その周波数誤差成分に基づきフィードフォワード処理により後段でその誤差を除去しているためである。本ＯＦＤＭ受信装置１では、このようにクロック発生回路６を非同期の自走クロックとしているが、本発明は、フィードバック制御により動作クロック周波数を可変制御する装置にも適用することは可能である。
【００４９】
また、デジタル直交復調回路８から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。
【００５０】
キャリア周波数誤差補正回路９は、ＮＣＯ１７から出力されたキャリア周波数誤差補正信号と、デジタル直交復調後のＯＦＤＭ時間領域信号とを複素乗算することによって、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正する。キャリア周波数誤差補正回路９によりキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０及びガード相関/シンボル境界検出回路１２に供給される。
【００５１】
ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルの全サンプル（Ｎｓ）からガードインターバル分のサンプル数（Ｎｇ）のサンプルを除いた信号を抜き出して、有効シンボルのサンプル数（Ｎｕ）のデータに対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算回路１０には、抜き出し範囲を特定するスタートフラグ（ＦＦＴ演算の演算開始タイミング）がタイミング同期回路１３から与えられ、このスタートフラグのタイミングでＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルに対して、有効シンボル分のサンプル数のデータを抜き出してＦＦＴ演算処理を行うことによって、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアに変調されている信号成分を抽出する。
【００５２】
なお、ＦＦＴ演算回路１０から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。また、ＦＦＴ演算回路１０から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、位相補正回路１１に供給される。
【００５３】
位相補正回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、ＯＦＤＭシンボルの実際の境界位置と、ＦＦＴ演算の開始タイミングとのずれによって生じてしまう位相回転成分の補正を行う。位相補正回路１１は、サンプリング周期以下の精度で生じるずれを位相補正している。位相補正回路１１は、具体的には、ＦＦＴ演算回路１０から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、タイミング同期回路１３から供給される位相補正信号（複素信号）を複素乗算して、位相回転補正を行う。位相回転補正がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域キャリア誤差算出回路１５、フレーム同期回路１８、等化回路１９及び伝送制御情報復号回路２２に供給される。
【００５４】
ガード相関/シンボル境界検出回路１２には、ＯＦＤＭ時間領域信号が入力される。ガード相関/シンボル境界検出回路１２は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号と、有効シンボル分遅延したＯＦＤＭ時間領域信号との相関値を求める。ここで、相関を求める時間長は、ガードインターバルの時間長に設定してある。このため、この相関値を示す信号（以下、ガードインターバル相関信号という。）は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置でちょうどピークとなる信号となる。ガード相関/シンボル境界検出回路１２は、ガードインターバル相関信号のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミングをシンボル境界タイミング（Ｎｐ）として出力する。
【００５５】
ガード相関/シンボル境界検出回路１２から出力されたシンボル境界タイミングＮｐは、タイミング同期回路１３に供給され、ピークタイミングでの相関値の位相は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４に供給される。
【００５６】
タイミング同期回路１３は、ガード相関/シンボル境界検出回路１２から出力されたシンボル境界タイミングＮｐに対して、例えばフィルタリング処理を行い、その結果に基づきＦＦＴ演算を行うための演算開始タイミングを決定する。演算開始タイミングは、スタートフラグとしてＦＦＴ演算回路１０に供給される。ＦＦＴ演算回路１０では、スタートフラグに基づき、入力されてくるＯＦＤＭ時間領域信号からＦＦＴ演算範囲の信号を抜き出して、ＦＦＴ演算を行う。また、タイミング同期回路１３は、フィルタリングされたＯＦＤＭシンボルの境界位置と、ＦＦＴ演算を行う演算開始タイミングとの時間ずれに伴い生じてしまう位相回転量を算出し、算出した位相回転量に基づき位相補正信号（複素信号）を生成し、位相補正回路１１に供給する。
【００５７】
狭帯域キャリア誤差算出回路１４は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうちの狭帯域の成分を示す狭帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。具体的に、狭帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数間隔の±１/２以下の精度の中心周波数のずれ量である。狭帯域キャリア誤差算出回路１４により求められた狭帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００５８】
広帯域キャリア誤差算出回路１５は、位相補正回路１１から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうち広帯域の成分を示す広帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。広帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数の間隔精度の中心周波数のずれ量である。
【００５９】
広帯域キャリア誤差算出回路１５により求められた広帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００６０】
加算回路１６は、狭帯域キャリア誤差検出回路１４により算出された狭帯域キャリア誤差成分と、広帯域キャリア誤差算出回路１５により算出された広帯域キャリア誤差成分とを加算して、キャリア補正回路９から出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号のトータルの中心周波数のずれ量を算出する。加算回路１６は、算出したトータルの中心周波数のずれ量を、周波数誤差値として出力する。加算回路１６から出力された周波数誤差値は、ＮＣＯ１７に供給される。
【００６１】
ＮＣＯ１７は、いわゆる数値制御発振器であり、加算回路１６から出力された周波数誤差値に応じて増減するキャリア周波数誤差補正信号を発生する。ＮＣＯ１７は、例えば、供給された周波数誤差値がプラスの値であればキャリア周波数誤差補正信号の発振周波数を減少させ、供給されたキャリア周波数誤差値がマイナスの値であれば誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御を行う。ＮＣＯ１７は、このように制御することによって、周波数誤差値が０となるところで発振周波数が安定するようなキャリア周波数誤差補正信号を発生する。
【００６２】
フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に挿入されている同期ワードを検出し、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングを検出する。フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングに基づき各ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号を特定し、等化回路１９等に供給する。
【００６３】
等化回路１９は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、いわゆる等化処理を行う。等化回路１９は、フレーム同期回路１８から供給されたシンボル番号に基づき、ＯＦＤＭ周波数領域信号内に挿入されているＳＰ（Scattered Pilots）信号と呼ばれるパイロット信号を検出する。等化回路１９により等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路２０に供給される。
【００６４】
デマッピング回路２０は、等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号（複素信号）に対して、その変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ）に対応したデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データを復元する。デマッピング回路２０から出力された伝送データは、伝送路復号回路２１に供給される。
【００６５】
伝送路復号回路２１は、入力された伝送データに対して、その放送方式に対応した伝送路復号処理を行う。例えば、伝送路復号回路２１では、時間方向のインタリーブ処理に対応した時間デインタリーブ処理、周波数方向のインタリーブに対応した周波数デインタリーブ処理、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理、ＲＳ符号化処理に対応したエラー訂正処理等を行う。
【００６６】
このように伝送路復号がされた伝送データは、例えば、ＭＰＥＧ-２システムズに規定されたトランスポートストリームとして出力される。
【００６７】
伝送制御情報復号回路２２は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣやＴＰＳといった伝送制御情報を復号する。
【００６８】
ガード相関 / シンボル境界検出回路
つぎに、ガード相関/シンボル境界検出回路１２の詳細な構成について説明をする。
【００６９】
図２に、ガード相関/シンボル境界検出回路１２のブロック構成図を示す。図３に、ガード相関/シンボル境界検出回路１２内のシンボル境界検出回路のみのブロック構成図を示す。また、図４に、ガード相関/シンボル境界検出回路１２内の各信号のタイミングチャートを示す。
【００７０】
ガード相関/シンボル境界検出回路１２は、図２に示すように、ガードインターバルの自己相関を示すガードインターバル相関信号を生成するガード相関検出回路３１と、ガードインターバル相関信号のピーク位置を検出してそのピーク位置をシンボル境界位置として出力するシンボル境界検出回路３２とを備えている。
【００７１】
ガード相関検出回路３１は、有効シンボル長遅延回路３３と、複素乗算回路３４と、ガードインターバル長積分回路３５とを有している。
【００７２】
ガード相関検出回路３１には、図４（Ａ）に示すような、キャリア周波数誤差補正回路９から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ））、すなわち、デジタル直交復調がされたＯＦＤＭ信号が入力される。ＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ））は、有効シンボル長遅延回路３３及び複素乗算回路３４に供給される。
【００７３】
有効シンボル長遅延回路３３は、例えばＮｕ個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタであり、図４（Ｂ）に示すように、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延させる。有効シンボル長遅延回路３３により有効シンボル時間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））は、複素乗算回路３４に入力される。
【００７４】
複素乗算回路３４は、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号の複素共役を算出し、遅延されていないＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ））と、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））の複素共役信号とを、１サンプル毎に乗算する。乗算結果はガードインターバル長積分回路３５に入力される。
【００７５】
ガードインターバル長積分回路３５は、例えば、ガードインターバル分のサンプル数（Ｎｇ）個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器とから構成され、１サンプル毎に順次入力されてきた乗算結果に対して、Ｎｇ個のサンプル毎の移動和演算を行う。ガードインターバル長積分回路３５から出力される値が、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ））と、有効シンボル分のサンプルの遅延がされたＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））との相関を示したガードインターバル相関信号となる。
【００７６】
このガードインターバル相関信号は、相関値が高い部分でレベルが高くなり、相関値が低い部分でレベルが低くなる信号である。従って、ガードインターバル相関信号は、理想的には、ＯＦＤＭシンボルの境界位置をピークとした山形の波形が繰り返される信号となる。ガードインターバル相関信号は、ガードインターバル長積分回路３５からシンボル境界検出回路３２に供給される。
【００７７】
シンボル境界検出回路３２は、図３に示すように、二乗回路３６と、シンボル長周期カウンタ３７と、最大値検出回路３８と、検出区間制御回路３９とを有している。
【００７８】
ガードインターバル長積分回路３５から出力されたガードインターバル相関信号は、二乗回路３６に供給される。
【００７９】
二乗回路３６は、ガードインターバル相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、図４（Ｃ）に示すような、ガードインターバル相関信号の振幅成分を示した、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガードインターバル相関信号の二乗信号は、最大値検出回路３８に供給される。なお、この二乗回路３６は、ガードインターバル相関信号の実数部と虚数部とをそれぞれ２乗して、それらを加算し、加算した結果の平方根を取って、ガードインターバル相関信号の振幅成分を求めてもよい。
【００８０】
シンボル長周期カウンタ３７は、クロック発生回路６から発生された動作クロックをカウントするカウンタである。シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎは、図４（Ｄ）に示すように、動作クロックの１クロック毎に０からＮｓ-１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ-１を超えると０に戻る。つまり、シンボル長周期カウンタ３７は、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数（Ｎｓ）で、１周期となっている巡回カウンタである。例えば、ここでは、シンボル長周期カウンタ３７の１周期のサンプル数（Ｎｓ）が１０８８に設定され、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎが、０〜１０８７を巡回的に繰り返す値となっている。シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎは、最大値検出回路３８に供給される。
【００８１】
最大値検出回路３８は、図４（Ｅ）に示すように、ガードインターバル相関信号の二乗信号がピークとなるタイミングを検出し、そのタイミングにおけるカウント値Ｎを検出する。具体的に、最大値検出回路３８は、一定の周期毎に繰り返される検出期間Ｔが設定され、その検出区間Ｔ毎に二乗信号の最大値をサーチし、その最大値が得られたタイミングでのカウント値Ｎを出力する。
【００８２】
ここで、検出区間Ｔは、検出区間制御回路３９により設定される区間であり、カウント値Ｎの巡回周期（０〜Ｎｓ-１）と同一の時間幅の区間となっている。具体的な設定方法としては、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎを用いて、検出区間Ｔが指定される。つまり、検出区間Ｔは、“カウント値Ｎが０〜１０８７の区間”又は“カウント値Ｎが５４４〜５４３の区間”といったように設定される。
【００８３】
最大値検出回路３８は、検出区間Ｔ毎に得られる最大値のカウント値Ｎを、シンボル境界タイミングＮｐとして外部に出力する。このように算出されたシンボル境界タイミングＮｐは、ＯＦＤＭシンボルの境界位置を示すこととなる。
【００８４】
すなわち、シンボル長周期カウンタ３７は、動作クロックをカウントしているので、そのカウント値ＮはＯＦＤＭ時間領域信号のサンプリングタイミングと同期している。さらに、シンボル長周期カウンタ３７は、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数（Ｎｓ）で１周期となっている。このため、ノイズやクロック周波数誤差がなければ、実際のＯＦＤＭシンボルの境界位置は同じカウント値Ｎで発生することとなる。従って、シンボル長周期カウンタ３７の巡回周期に対して、以上のような検出区間Ｔを設定し、その設定した検出区間Ｔ内におけるガードインターバル相関信号の最大値を検出すれば、そのタイミングがＯＦＤＭシンボルの境界位置となる。
【００８５】
ところで、ノイズがない場合には、ＯＦＤＭシンボル境界位置の実際の位置に対して、どのように検出区間Ｔを設定しても、正確にシンボル境界タイミングＮｐを出力することができるが、ノイズがある場合には、ガードインターバル相関信号がピークとなるタイミング（実際のＯＦＤＭシンボルの境界タイミング）と、検出区間Ｔとが、約半周期ずれるように調整されていることが望ましい。つまり、出力するシンボル境界タイミングＮｐが、検出区間Ｔの中央値近傍の値であることが望ましい。
【００８６】
以上の理由について説明する。
【００８７】
最大値検出回路３８の検出区間Ｔは、シンボル長周期カウンタ３７の１周期の期間と同一である。最大値検出回路３８は、その検出区間Ｔ内でガードインターバル相関信号の二乗値が最大となったタイミングのカウント値を、シンボル境界タイミングＮｐとして出力する。ここで、もし、検出区間Ｔの更新タイミング（つまり、検出区間Ｔの開始位置或いは終了位置）と、ガードインターバル相関信号の二乗値が最大となるときのタイミングとが時間的に近い場合、本来１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じる相関性が高い部分（つまり、山状になっている部分）が、次のＯＦＤＭシンボル期間のピーク検出処理に含まれて判断されてしまうこととなる。ガードインターバル相関信号のピーク値は各種のノイズや誤差により必ず一定の値になるとは限らずシンボル毎に変動する可能性があるので、このような場合、前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルによって生じていた相関性の高い部分が、次のＯＦＤＭシンボルの境界位置であると判断されてしまう可能性がある。
【００８８】
そのため、予め、シンボル境界タイミングＮｐを検出区間Ｔの中央位置の値となるように調整しておくことによって、１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じている相関性が高い部分（山状の部分）を、次のＯＦＤＭシンボルに対する判断に含めないようにすることができ、安定したピーク位置検出を行うことができる。
【００８９】
以上が、シンボル境界タイミングＮｐが、検出区間Ｔの中央値近傍の値であることが望ましいという理由である。
【００９０】
ところが、本受信装置では、動作クロックと受信信号との同期を取ったシステムではないため、クロック周波数誤差（受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックと、動作クロックとの間の誤差）がある。そのため、シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの中央値近傍にあったとしても、そのシンボル境界タイミングＮｐが徐々に移動してしまう。
【００９１】
そこで、シンボル境界検出回路３２では、このような場合でも検出区間Ｔを適宜調整できるように検出区間制御回路３９を設けている。
【００９２】
以下、検出区間制御回路３９の説明を行う。
【００９３】
検出区間制御回路３９は、出力されたシンボル境界タイミングＮｐの値と、現在設定している検出区間Ｔとの位置関係を判断し、その判断結果に基づき、カウント値Ｎの巡回周期に対する検出区間Ｔの設定を変化させる。
【００９４】
具体的には、検出区間制御回路３９は、シンボル境界タイミングＮｐが、現在設定されている検出区間Ｔの中央値からどれだけ距離があるかを判断する。
【００９５】
例えば、現在設定されている検出区間Ｔが“カウント値Ｎが０〜１０８７の区間”であるとするならばその中央値は“５４４”となり、また、現在設定されている検出区間Ｔが“カウント値Ｎが５４４〜５４３の区間”であるとするならばその中央値は“０”となり、その中央値とシンボル境界タイミングＮｐとの差を求める。
【００９６】
続いて、検出区間制御回路３９は、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上であるか否かを判断する。つまり、シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの端部近傍に位置しているか否かを判断する。
【００９７】
判断した結果、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以下であれば、検出区間Ｔの設定はそのままにする。
【００９８】
判断した結果、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上である場合（シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの端部部分に位置している場合）には、検出区間Ｔの設定を変更する。具体的には、図４（Ｆ）に示すように、そのシンボル境界タイミングＮｐがより中央値に近くなるように、検出区間Ｔの設定を変更する。つまり、シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの中央部近傍で検出されるように検出区間Ｔの設定を変更する。
【００９９】
検出区間制御回路３９は、以上のように制御を行うことによって、シンボル境界タイミングＮｐを、検出区間Ｔの中央値近傍の値とすることができる。
【０１００】
以上のようにＯＦＤＭ受信装置１では、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルの自己相関信号（ガードインターバル相関信号）に基づきＯＦＤＭシンボルのシンボル境界タイミングＮｐを算出するシンボル境界検出回路３２が設けられている。シンボル境界検出回路３２では、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数と同一に設定された検出範囲Ｔを設定し、その検出範囲Ｔ内でのガードインターバル相関信号の最大値の検出タイミングを検出して、そのタイミングをシンボル境界位置Ｎｐとして出力する。さらに、シンボル境界検出回路３２では、検出範囲Ｔの中央位置近傍に、シンボル境界タイミングＮｐが位置するように、適宜検出範囲Ｔの位相を制御している。
【０１０１】
このため、ＯＦＤＭ受信装置１では、シンボル境界位置の誤検出を無くして、例えばＦＦＴ演算を行うためのシンボルの切り出しタイミング等を高精度に行うことができ、このため、復調精度を向上させることができる。
【０１０２】
なお、検出区間制御回路３９では、検出区間Ｔの設定変更を毎回行わずに、例えば、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上である場合が連続した複数の検出区間で発生した場合や、又は、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上であった回数を累積していきその累積数が所定回数以上となった場合等に、検出区間Ｔの変更を行うようにしてもよい。なお、このような場合であっても、受信装置１のリセット動作が行われた際（復調開始時）には、直ちに検出範囲Ｔの中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するように検出範囲Ｔの位相を制御するのが望ましい。
【０１０３】
また、本実施の形態では、動作クロックが受信信号に対して非同期である場合を例にとって説明をしたが、本発明を動作クロックと受信信号とがＰＬＬ回路等により同期が取られていても良い。このような場合には、受信装置１のリセット動作が行われた際（復調開始時）に、１回だけ、検出範囲Ｔの中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するように検出範囲Ｔの位相を制御すればよい。
【０１０４】
また、シンボル境界検出回路３２に対して、図５に示すように、出力ラッチ回路４０を設けても良い。この出力ラッチ回路４０を設けた場合のガード相関/シンボル境界検出回路１２内の各信号のタイミングチャートを図６に示す。なお、図６の（Ａ）〜（Ｆ）は、出力ラッチ回路４０を設けていない場合のタイミングと同一なので、その説明は省略する。
【０１０５】
出力ラッチ回路４０は、図６（Ｇ）に示すように、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎが０となるタイミングで、最大値検出回路３８から出力されたカウント値を取り込んで内部レジスタに格納し、そのカウント値を外部に対して出力可能な状態にセットする。レジスタに格納された当該カウント値は、後段に出力される。
【０１０６】
このように出力ラッチ回路４０を設けることによって、検出区間Ｔの変更があったとしても、外部には一定の間隔でシンボル境界タイミングＮｐを発生することができる。そのため、装置全体のタイミング制御を簡便にすることができる。
【０１０７】
第２の実施の形態
つぎに、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【０１０８】
本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１のシンボル境界検出回路３２を変形したものであり、それ以外は第１の実施の形態と同一である。従って、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置については、シンボル境界算出回路についてのみ説明をし、さらに、第１の実施の形態と同一の構成要素については図面中に同一の符号を付けてその詳細な説明を省略する。
【０１０９】
図７に、第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置内のシンボル境界検出回路５０のブロック構成図を示す。また、図８に、このシンボル境界検出回路５０を有するガード相関/シンボル境界検出回路１２内の各信号のタイミングチャートを示す。なお、図８（Ａ）〜（Ｄ）は、第１の実施の形態の場合と同様のタイミングと同一なので、その説明は省略する。
【０１１０】
シンボル境界検出回路５０は、図７に示すように、二乗回路３６と、シンボル長周期カウンタ３７と、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎと、セレクタ５２と、検出区間選択回路５３とを有している。
【０１１１】
シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎは、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎのそれぞれに供給される。
【０１１２】
第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎは、図８（Ｄ）、図８（Ｅ）に示すように、それぞれがガードインターバル相関信号の二乗信号がピークとなるタイミングを検出し、そのタイミングにおけるカウント値Ｎを検出する。具体的には、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎは、一定の周期毎に繰り返される検出期間Ｔが設定され、その検出区間Ｔ毎に二乗信号の最大値をサーチし、その最大値が得られたタイミングでのカウント値Ｎを出力する。なお、図８では、ｎ＝２の場合の例を示している。
【０１１３】
ここで、検出区間Ｔは、プリセットされている区間であり、カウント値Ｎの巡回周期（０〜Ｎｓ-１）と同一の時間幅の区間となっている。具体的な設定方法としては、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎを用いて、検出区間Ｔが指定される。つまり、検出区間Ｔは、“カウント値Ｎが０〜１０８７の区間”又は“カウント値Ｎが５４４〜５４３の区間”といったように設定される。
【０１１４】
さらに、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎに設定されている検出区間Ｔは、互いに位相がずらされている。
【０１１５】
例えば、第１の最大値検出回路５１-１は“カウント値Ｎが０〜Ｎｓの区間”に検出区間Ｔが設定され、第２の最大値検出回路５１-２は“カウント値Ｎが｛Ｎｓ/（ｎ-１）〜［（Ｎｓ-１）+ （Ｎｓ/（ｎ-１））mod Ｎｓ］｝の区間”に検出期間Ｔが設定され、第ｎの最大値検出回路５１-ｎは“カウント値Ｎが｛（（Ｎｓ-１）×Ｎｓ）/（ｎ-１）〜［（Ｎｓ-１）+ （（ｎ-２）×Ｎｓ）/（ｎ-１））mod Ｎｓ］｝の区間”に検出期間Ｔが設定される。
【０１１６】
第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎは、それぞれ、検出区間Ｔ毎に得られる最大値のカウント値Ｎを、シンボル境界タイミングＮｐとしてセレクタ５２に出力する。
【０１１７】
セレクタ５２は、検出区間選択回路５３の設定に従い、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎから出力されたｎ個のシンボル境界タイミングＮｐのうち、いずれか一つを選択して、外部に出力する。
【０１１８】
検出区間選択回路５３は、セレクタ５２に対して、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎのうちのいずれか一つの最大値検出回路５１を選択する選択信号を供給する。
【０１１９】
さらに、検出区間選択回路５３は、セレクタ５２から出力されたシンボル境界タイミングＮｐの値と、現在設定している最大値検出回路５１での検出区間Ｔとの位置関係を判断し、その判断結果に基づき、カウント値Ｎの巡回周期に対する検出区間Ｔの設定を求め、その区間に
対応した新たな最大値検出回路５１を選択する。
【０１２０】
具体的には、検出区間選択回路５３は、セレクタ５２からシンボル境界タイミングＮｐが、現在設定されている検出区間Ｔの中央値からどれだけ距離があるかを判断する。
【０１２１】
例えば、現在設定されている検出区間Ｔが“カウント値Ｎが０〜１０８７の区間”であるとするならばその中央値は“５４４”となり、また、現在設定されている検出区間Ｔが“カウント値Ｎが５４４〜５４３の区間”であるとするならばその中央値は“０”となり、その中央値とシンボル境界タイミングＮｐとの差を求める。
【０１２２】
続いて、検出区間選択回路５３は、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上であるか否かを判断する。つまり、シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの端部近傍に位置しているか否かを判断する。
【０１２３】
判断した結果、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以下であれば、選択している最大値検出回路５１の設定はそのままにする。
【０１２４】
判断した結果、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上である場合（シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの端部部分に位置している場合）には、検出区間Ｔの設定を変更し、新たに最大値検出回路５１を選択する。
【０１２５】
具体的には、図８（Ｇ）に示すように、そのシンボル境界タイミングＮｐがより中央値に近くなるような、検出区間Ｔを有する最大値検出回路５１を選択する。つまり、シンボル境界タイミングＮｐが中央部近傍で検出されるような検出区間Ｔを有する最大値検出回路５１を選択する。
【０１２６】
検出区間選択回路５３は、以上のように選択を行うことによって、シンボル境界タイミングＮｐを、検出区間Ｔの中央値近傍の値とすることができる。
【０１２７】
以上のように本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルの自己相関信号（ガードインターバル相関信号）に基づきＯＦＤＭシンボルのシンボル境界タイミングＮｐを算出するシンボル境界検出回路５０が設けられている。シンボル境界検出回路５０では、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数と同一に設定され、互いに位相の異なる複数の検出範囲Ｔを設定し、各検出範囲Ｔ内でのガードインターバル相関信号の最大値の検出タイミングを検出して、シンボル境界タイミングＮｐとして出力する。さらに、シンボル境界検出回路５０では、中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するように、複数の検出範囲Ｔの中から最適な１つの検出範囲を選択している。
【０１２８】
このため、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、シンボル境界位置の誤検出を無くして、例えばＦＦＴ演算を行うためのシンボルの切り出しタイミング等を高精度に行うことができ、このため、復調精度を向上させることができる。
【０１２９】
なお、検出区間選択回路５３では、検出区間Ｔの設定変更を毎回行わずに、例えば、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上である場合が連続した複数の検出区間で発生した場合や、又は、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上であった回数を累積していきその累積数が所定回数以上となった場合等に、検出区間Ｔの変更を行うようにしてもよい。なお、このような場合であっても、受信装置１のリセット動作が行われた際（復調開始時）には、直ちに検出範囲Ｔの中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するような検出範囲Ｔを選択するのが望ましい。
【０１３０】
また、第２の実施の形態でも、第１の実施の形態と同様に動作クロックが受信信号に対して非同期であるが、動作クロックと受信信号とがＰＬＬ回路等により同期が取られていても良い。このような場合には、受信装置１のリセット動作が行われた際（復調開始時）に、１回だけ、中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するように検出範囲Ｔの選択を行えば良い。
【０１３１】
また、シンボル境界検出回路５０に対して、図９に示すように、出力ラッチ回路５４を設けても良い。この出力ラッチ回路５４を設けた場合のガード相関/シンボル境界検出回路５０内の各信号のタイミングチャートを図１０に示す。なお、図１０の（Ａ）〜（Ｈ）は、出力ラッチ回路５４を設けていない場合のタイミングと同一なので、その説明は省略する。
【０１３２】
出力ラッチ回路５４は、図１０（Ｈ）に示すように、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎが０となるタイミングで、セレクタ５２から出力されたシンボル境界タイミングＮｐを取り込んで内部レジスタに格納し、そのカウント値を外部に対して出力可能な状態にセットする。レジスタに格納された当該カウント値は、後段に出力される。
【０１３３】
このように出力ラッチ回路５４を設けることによって、検出区間Ｔの変更があったとしても、外部には一定の間隔でシンボル境界タイミングＮｐを発生することができる。そのため、装置全体のタイミング制御を簡便にすることができる。
【０１３４】
【発明の効果】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルの自己相関に基づきシンボル境界位置を算出し、そのシンボル境界位置の算出の際に、伝送シンボルの時間間隔周期に設定された検出範囲を設定し、その検出範囲内での自己相関値の最大値のサンプルタイミングを検出し、検出したタイミングをシンボル境界位置として出力する。さらに、本発明では、上記検出範囲が最適な位置となるように、位相制御を行う。
【０１３５】
このため本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、シンボル境界位置の誤検出を無くし、検出精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のガード相関/シンボル境界検出回路のブロック構成図である。
【図３】ガード相関/シンボル境界検出回路内のシンボル境界検出回路のブロック構成図である。
【図４】上記ガード相関/シンボル境界検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図５】上記図３に示すシンボル境界検出回路に出力ラッチ回路を設けた変形例を示すブロック構成図である。
【図６】図５に示したシンボル境界検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図７】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のシンボル境界検出回路のブロック構成図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態のガード相関/シンボル境界検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図９】上記図７に示すシンボル境界検出回路に出力ラッチ回路を設けた変形例を示すブロック構成図である。
【図１０】図９に示したシンボル境界検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図１１】ＯＦＤＭ信号のシンボル構成を示す図である。
【図１２】従来のＯＦＤＭ復調装置のシンボル同期回路のブロック構成図である。
【図１３】従来のＯＦＤＭ復調装置のシンボル同期回路内のシンボル境界検出回路のブロック構成図である。
【図１４】従来のシンボル同期回路内の各信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ受信装置、２ アンテナ、３ チューナ、４ バンドパスフィルタ、５ Ａ/Ｄ変換回路、６ クロック発生回路、７ ＤＣキャンセル回路、８デジタル直交復調回路、９ キャリア周波数誤差補正回路、１０ ＦＦＴ演算回路、１１ 位相補正回路、１２ ガード相関/シンボル境界検出回路、１３ タイミング同期回路、１４ 狭帯域キャリア誤差算出回路、１５ 広帯域キャリア誤差算出回路、１６ 加算回路、１７ 数値制御発振回路、１８ フレーム同期回路、１９ 等化回路、２０ デマッピング回路、２１ 伝送路復号回路、２２ 伝送制御情報復号回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の変調信号を復調するＯＦＤＭ復調装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ。ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるのでシンボル速度が遅くなり、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなるという特徴を有している。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００５】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ-Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ-Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格がある。
【０００６】
ＯＦＤＭ方式の伝送シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。）は、図１１に示すように、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させている。
【０００７】
例えばＩＳＤＢ-ＴＳＢ規格（日本で採用されている地上デジタル音声放送の放送規格）のモード３では、有効シンボル内に、５１２本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は、１２５/１２６≒０．９９２ｋＨｚとなる。また、このＩＳＤＢ-ＴＳＢ規格のモード３では、有効シンボル内の５１２本のサブキャリアのうち、４３３本のサブキャリアに伝送データが変調されている。また、ＩＳＤＢ-ＴＳＢ規格のモード３では、ガードインターバルの時間長が、有効シンボルの時間長の１/４,１/８,１/１６,１/３２のいずれかとなる。
【０００８】
ところで、ＯＦＤＭ信号を復調する場合、ＯＦＤＭシンボルの境界を正しく検出し、その境界位置に同期させてＦＦＴ演算を行わなければならない。ＯＦＤＭシンボルの境界位置を正しく検出して同期信号を生成することをシンボル同期処理という。シンボル同期処理を行う方法の一つに、ガードインターバルを利用する方法がある。ガードインターバルを利用してシンボル同期処理を行う方法は、ガードインターバルとそのコピー元との信号系列の相関性を利用し、受信したＯＦＤＭ信号の自己相関値が最も高い部分がシンボル境界位置であると判断する方法である。
【０００９】
一般に、ＯＦＤＭ復調装置では、ガードインターバルを用いたシンボル同期処理を行うため、ガードインターバル相関を利用してシンボル境界位置を算出して同期処理を行うシンボル同期回路が設けられている。
【００１０】
以下、このシンボル同期回路１００の回路構成例について、図１２、図１３及び図１４を参照して説明をする。
【００１１】
図１２及び図１３に、シンボル同期回路１００のブロック構成図を示す。図１４に、シンボル同期回路１００内の各信号のタイミングチャートを示す。
【００１２】
シンボル同期回路１００は、図１２に示すように、ガードインターバルの自己相関を示すガードインターバル相関信号を生成するガード相関検出回路１０１と、ガードインターバル相関信号のピーク位置を検出してそのピーク位置をシンボル境界位置として出力するシンボル境界検出回路１０２とを備えている。
【００１３】
ガード相関検出回路１０１は、有効シンボル長遅延回路１１１と、複素乗算回路１１２と、ガードインターバル長積分回路１１３とを有している。
【００１４】
ガード相関検出回路１０１には、図１４（Ａ）に示すような、デジタル直交復調がされたのちのデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ））が入力される。このデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ））は、実数成分信号（Ｉ（ｔ））と虚数成分信号（Ｑ（ｔ））からなる複素信号である。なお、ｔは時間を示す変数である。
【００１５】
有効シンボル長遅延回路１１１は、図１４Ｂに示すように、入力されたデジタル直交復調信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延させる。有効シンボル長遅延回路１１１により有効シンボル時間分遅延されたデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））は、複素乗算回路１１２に入力される。
【００１６】
複素乗算回路１１２は、遅延されていないデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ））と、有効シンボル期間（Ｔｕ）分遅延されたデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））との複素乗算演算を、１サンプル毎に乗算する。乗算結果はガードインターバル長積分回路１１３に入力される。
【００１７】
ガードインターバル長積分回路１１３は、入力された信号に対してガードインターバル長分の移動和演算を行うことによって、ガードインターバル長の範囲の積分演算を行う。ガードインターバル長積分回路１１３から出力される信号が、デジタル直交復調信号と、有効シンボル（Ｎｕサンプル）分の遅延がされたデジタル直交復調信号との相関を示したガードインターバル相関信号となる。
【００１８】
ガードインターバル相関信号は、実数成分がＣＩ（ｔ）、虚数成分がＣＱ（ｔ）で表される複素信号（ＣＩ（ｔ）＋ｊＣＱ（ｔ））となる。ガードインターバル相関信号は、相関値が高い部分でレベルが高くなり、相関値が低い部分でレベルが低くなる信号である。従って、ガードインターバル相関信号は、理想的には、ＯＦＤＭシンボルの境界位置をピークとした山形の波形が繰り返される信号となる。
【００１９】
ガードインターバル相関信号は、ガードインターバル長積分回路１１３からシンボル境界検出回路１０２に供給される。
【００２０】
シンボル境界検出回路１０２は、ガードインターバル相関信号がピークとなるタイミングを検出し、そのタイミングをシンボル境界位置として出力する回路である。
【００２１】
シンボル境界検出回路１０２は、図１３に示すように、二乗回路１２１と、シンボル長周期カウンタ１２２と、最大値検出回路１２３とを有している。
【００２２】
ガード相関検出回路１０１から出力されたガードインターバル相関信号は、二乗回路１２１に供給される。
【００２３】
二乗回路１２１は、ガードインターバル相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、図１４（Ｃ）に示すような、ガードインターバル相関信号の振幅成分を示した、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガードインターバル相関信号の二乗信号は、最大値検出回路１２３に供給される。
【００２４】
シンボル長周期カウンタ１２２は、動作クロックを、１つのＯＦＤＭシンボルのサンプリング数（Ｎｓ）までカウントするカウンタである。シンボル長周期カウンタ１２２のカウント値Ｎは、０からＮｓ-１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ-１を超えると０に戻るように巡回する。つまり、シンボル長周期カウンタ１２２は、図１４（Ｄ）に示すように、そのカウント値Ｎが、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数（例えば、１０８８）で１周期となっている。シンボル長周期カウンタ１２２のカウント値Ｎは、最大値検出回路１２３に供給される。
【００２５】
最大値検出回路１２３には、二乗回路１２１から出力された二乗信号が入力される。また、最大値検出回路１２３には、最大値検出区間を特定する最大値検出範囲が設定されている。最大値検出範囲は、カウント値Ｎを検出するための範囲を特定する値であり、ここでは、０〜Ｎｓ-１（例えば１０８７）が設定されている。
【００２６】
最大値検出回路１２３は、最大値検出範囲の間（つまり、カウント値Ｎが０〜Ｎｓ-１の間）で、二乗信号の最もレベルの高いサンプル点を見つけ出す。最大値検出回路１２３は、図１４（Ｅ）に示すように、見つけ出した最大値のサンプルタイミングでのシンボル長周期カウンタ１２２のカウント値Ｎを検出する。この検出したカウント値ＮがＯＦＤＭシンボルの境界位置を特定するシンボル境界位置となる。このシンボル境界位置は、カウント値Ｎの巡回周期毎に更新される。
【００２７】
以上のようにシンボル境界検出回路１０２では、ガードインターバル相関信号に対して最大値の検索を行い、その最大値の発生タイミングを検出し、そのタイミングをシンボル境界位置として出力している。
【００２８】
【非特許文献１】
「地上デジタル音声放送用受信装置 標準規格（望ましい仕様） ＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｂ３０ １．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日 策定,平成１４年３月２８日 １．１改定，ｐ．１０−１４
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、シンボル同期回路１００に入力されるデジタル直交復調信号（ｒ（ｔ））は、伝送路の状態による影響やノイズ等による影響を受けるため、レベルが大きく変動する。
【００３０】
そのため、例えば、図１４（Ｆ）に示すように、シンボル長周期カウンタ１２２の周期が更新されるタイミング（つまり、カウント値が０になるタイミング）と、二乗信号の最大値のタイミングとが時間的に近い場合、本来１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じる相関性が高い部分（つまり、山状になっている部分）が、次のＯＦＤＭシンボル期間のピーク検出処理に含まれて判断されてしまう場合がある。このような場合、ガードインターバル相関信号の最大値でのカウント値Ｎは、各種のノイズや誤差によりＯＦＤＭシンボル毎に一定の値になるとは限らずＯＦＤＭシンボル毎に大きく変動してしまい、前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルによって生じていた相関性の高い部分が、次のＯＦＤＭシンボルの境界位置であると判断されてしまう可能性がある。
【００３１】
また、クロック周波数誤差（受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックと、動作クロックとの間の誤差）がある場合、カウント値Ｎは徐々に移動していってしまい、この結果、本来１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じる相関性が高い部分が、次のＯＦＤＭシンボル期間のピーク検出処理に含まれて判断されてしまうということが生じる可能性がある。
【００３２】
本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、ガードインターバルの相関を利用したシンボル同期処理を行う際に、シンボル境界位置の誤検出を無くして、検出精度を向上させたＯＦＤＭ復調装置及び方法を提供することを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生するカウント手段と、上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期を設定し、上記カウント値の巡回周期に対する当該検出周期の位相を制御する検出周期制御手段と、上記検出周期内における上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎にシンボル境界位置として出力するシンボル境界検出手段とを備え、上記検出周期制御手段は、上記検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御することを特徴とする。
【００３４】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生するカウント手段と、上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期が設定されており、当該検出周期内での上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎に出力する複数のシンボル境界検出手段と、上記複数のシンボル境界検出手段のうちいずれか一つのシンボル境界検出手段を選択し、選択したシンボル境界検出手段から出力されたカウント値をシンボル境界位置として出力する選択出力手段とを備え、上記複数のシンボル境界検出手段には、検出周期が互いに異なる位相に設定されており、上記選択出力手段は、選択されているシンボル境界検出手段に設定されている検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、いずれか一つのシンボル境界検出手段を選択するを特徴とする。
【００３５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生し、上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期を設定し、上記検出周期内における上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎にシンボル境界位置として出力し、上記検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御することを特徴とする。
【００３６】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生し、上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期を設定し、上記検出周期内における上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎にシンボル境界位置として出力し、上記検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御することを特徴とする。
【００３７】
以上の本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルの自己相関に基づきシンボル境界位置を算出し、そのシンボル境界位置の算出の際に、伝送シンボルの時間間隔周期に設定された検出範囲を設定し、その検出範囲内での自己相関値の最大値のサンプルタイミングを検出し、検出したタイミングをシンボル境界位置として出力する。さらに、本発明では、上記検出範囲が最適な位置となるように、位相制御を行う。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００３９】
第１の実施の形態
本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００４０】
ＯＦＤＭ受信装置の全体構成
図１に、本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
【００４１】
本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４と、Ａ/Ｄ変換回路５と、クロック発生回路６と、ＤＣキャンセル回路７と、デジタル直交復調回路８と、キャリア周波数誤差補正回路９と、ＦＦＴ演算回路１０と、位相補正回路１１と、ガード相関/シンボル境界検出回路１２と、タイミング同期回路１３と、狭帯域キャリア誤差算出回路１４と、広帯域キャリア誤差算出回路１５と、加算回路１６と、数値制御発振回路（ＮＣＯ）１７と、フレーム同期回路１８と、等化回路１９と、デマッピング回路２０と、伝送路復号回路２１と、伝送制御情報復号回路２２とを備えている。
【００４２】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００４３】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、乗算器３ａ及び局部発振器３ｂからなるチューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、Ａ/Ｄ変換回路５に供給される。
【００４４】
Ａ/Ｄ変換回路５は、クロック発生回路６から供給されるクロックによりＩＦ信号をサンプリングして、このＩＦ信号をデジタル化する。Ａ/Ｄ変換回路５よりデジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路７に供給され、このＤＣキャンセル回路７によってＤＣ成分が除去された後、デジタル直交復調回路８に供給される。デジタル直交復調回路８は、所定のキャリア周波数の２相のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。デジタル直交復調回路８から出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、キャリア周波数誤差補正回路９に供給される。
【００４５】
ここで、デジタル直交復調回路８によってデジタル直交復調を行う際、キャリア信号として−Ｓｉｎ成分及びＣｏｓ成分の２相信号が必要となる。そのため、本装置１では、Ａ/Ｄ変換回路５に与えるサンプリングクロックの周波数を、ＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦの４倍の周波数とし、デジタル直交復調回路８に供給する２相のキャリア信号を生成可能としている。
【００４６】
また、デジタル直交復調後に、４ｆＩＦのクロックのデータ系列を１/４にダウンサンプリングをして、デジタル直交復調後の有効シンボルのサンプリング点数を、サブキャリアの本数（Ｎｕ）としている。つまり、デジタル直交復調後のデータ系列のクロックを、サブキャリア間隔分の１の周波数としている。また、デジタル直交復調後のダウンサンプルの割合を１/２として、通常の２倍のサンプリング点数でＦＦＴ演算を行うようにして、ＦＦＴ演算後にさらに１/２のダウンサンプルをしてもよい。このように通常の２倍のサンプリング点数に対してＦＦＴ演算を行うことによって、ＦＦＴ演算により抽出できる信号の周波数帯域を２倍し、デジタル直交復調時のローパスフィルタ回路の回路規模を小さくすることができる。なお、後段の各回路がオーバーサンプリングされたデータ系列に対してデータ処理を行う場合には、デジタル直交復調後の有効シンボルのサンプリング点数（Ｎｕ）を、サブキャリア本数の２ｎ倍（ここでのｎは自然数）としてもよい。
【００４７】
クロック発生回路６は、Ａ/Ｄ変換回路５に対して以上のような周波数のクロックを供給するとともに、デジタル直交復調後のデータ系列の動作クロック（Ａ/Ｄ変換回路５に与えるクロックの周波数に対して１／４分周されたクロック、例えば、サブキャリア間隔分の１の周波数のクロック）を、本装置１内の各回路に対して供給する。
【００４８】
なお、クロック発生回路６から発生される動作クロックは、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックに対して非同期の自走クロックである。つまり、クロック発生回路６から発生される動作クロックは、その周波数及び位相がＰＬＬ等によって伝送クロックと同期しておらず、自走状態で動作している。このように動作クロックを自走状態とすることが可能なのは、タイミング同期回路１３によって、ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと動作クロックとの周波数誤差を検出し、その周波数誤差成分に基づきフィードフォワード処理により後段でその誤差を除去しているためである。本ＯＦＤＭ受信装置１では、このようにクロック発生回路６を非同期の自走クロックとしているが、本発明は、フィードバック制御により動作クロック周波数を可変制御する装置にも適用することは可能である。
【００４９】
また、デジタル直交復調回路８から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。
【００５０】
キャリア周波数誤差補正回路９は、ＮＣＯ１７から出力されたキャリア周波数誤差補正信号と、デジタル直交復調後のＯＦＤＭ時間領域信号とを複素乗算することによって、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正する。キャリア周波数誤差補正回路９によりキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０及びガード相関/シンボル境界検出回路１２に供給される。
【００５１】
ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルの全サンプル（Ｎｓ）からガードインターバル分のサンプル数（Ｎｇ）のサンプルを除いた信号を抜き出して、有効シンボルのサンプル数（Ｎｕ）のデータに対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算回路１０には、抜き出し範囲を特定するスタートフラグ（ＦＦＴ演算の演算開始タイミング）がタイミング同期回路１３から与えられ、このスタートフラグのタイミングでＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルに対して、有効シンボル分のサンプル数のデータを抜き出してＦＦＴ演算処理を行うことによって、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアに変調されている信号成分を抽出する。
【００５２】
なお、ＦＦＴ演算回路１０から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。また、ＦＦＴ演算回路１０から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、位相補正回路１１に供給される。
【００５３】
位相補正回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、ＯＦＤＭシンボルの実際の境界位置と、ＦＦＴ演算の開始タイミングとのずれによって生じてしまう位相回転成分の補正を行う。位相補正回路１１は、サンプリング周期以下の精度で生じるずれを位相補正している。位相補正回路１１は、具体的には、ＦＦＴ演算回路１０から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、タイミング同期回路１３から供給される位相補正信号（複素信号）を複素乗算して、位相回転補正を行う。位相回転補正がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域キャリア誤差算出回路１５、フレーム同期回路１８、等化回路１９及び伝送制御情報復号回路２２に供給される。
【００５４】
ガード相関/シンボル境界検出回路１２には、ＯＦＤＭ時間領域信号が入力される。ガード相関/シンボル境界検出回路１２は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号と、有効シンボル分遅延したＯＦＤＭ時間領域信号との相関値を求める。ここで、相関を求める時間長は、ガードインターバルの時間長に設定してある。このため、この相関値を示す信号（以下、ガードインターバル相関信号という。）は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置でちょうどピークとなる信号となる。ガード相関/シンボル境界検出回路１２は、ガードインターバル相関信号のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミングをシンボル境界タイミング（Ｎｐ）として出力する。
【００５５】
ガード相関/シンボル境界検出回路１２から出力されたシンボル境界タイミングＮｐは、タイミング同期回路１３に供給され、ピークタイミングでの相関値の位相は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４に供給される。
【００５６】
タイミング同期回路１３は、ガード相関/シンボル境界検出回路１２から出力されたシンボル境界タイミングＮｐに対して、例えばフィルタリング処理を行い、その結果に基づきＦＦＴ演算を行うための演算開始タイミングを決定する。演算開始タイミングは、スタートフラグとしてＦＦＴ演算回路１０に供給される。ＦＦＴ演算回路１０では、スタートフラグに基づき、入力されてくるＯＦＤＭ時間領域信号からＦＦＴ演算範囲の信号を抜き出して、ＦＦＴ演算を行う。また、タイミング同期回路１３は、フィルタリングされたＯＦＤＭシンボルの境界位置と、ＦＦＴ演算を行う演算開始タイミングとの時間ずれに伴い生じてしまう位相回転量を算出し、算出した位相回転量に基づき位相補正信号（複素信号）を生成し、位相補正回路１１に供給する。
【００５７】
狭帯域キャリア誤差算出回路１４は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうちの狭帯域の成分を示す狭帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。具体的に、狭帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数間隔の±１/２以下の精度の中心周波数のずれ量である。狭帯域キャリア誤差算出回路１４により求められた狭帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００５８】
広帯域キャリア誤差算出回路１５は、位相補正回路１１から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうち広帯域の成分を示す広帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。広帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数の間隔精度の中心周波数のずれ量である。
【００５９】
広帯域キャリア誤差算出回路１５により求められた広帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００６０】
加算回路１６は、狭帯域キャリア誤差検出回路１４により算出された狭帯域キャリア誤差成分と、広帯域キャリア誤差算出回路１５により算出された広帯域キャリア誤差成分とを加算して、キャリア補正回路９から出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号のトータルの中心周波数のずれ量を算出する。加算回路１６は、算出したトータルの中心周波数のずれ量を、周波数誤差値として出力する。加算回路１６から出力された周波数誤差値は、ＮＣＯ１７に供給される。
【００６１】
ＮＣＯ１７は、いわゆる数値制御発振器であり、加算回路１６から出力された周波数誤差値に応じて増減するキャリア周波数誤差補正信号を発生する。ＮＣＯ１７は、例えば、供給された周波数誤差値がプラスの値であればキャリア周波数誤差補正信号の発振周波数を減少させ、供給されたキャリア周波数誤差値がマイナスの値であれば誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御を行う。ＮＣＯ１７は、このように制御することによって、周波数誤差値が０となるところで発振周波数が安定するようなキャリア周波数誤差補正信号を発生する。
【００６２】
フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に挿入されている同期ワードを検出し、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングを検出する。フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングに基づき各ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号を特定し、等化回路１９等に供給する。
【００６３】
等化回路１９は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、いわゆる等化処理を行う。等化回路１９は、フレーム同期回路１８から供給されたシンボル番号に基づき、ＯＦＤＭ周波数領域信号内に挿入されているＳＰ（Scattered Pilots）信号と呼ばれるパイロット信号を検出する。等化回路１９により等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路２０に供給される。
【００６４】
デマッピング回路２０は、等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号（複素信号）に対して、その変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ）に対応したデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データを復元する。デマッピング回路２０から出力された伝送データは、伝送路復号回路２１に供給される。
【００６５】
伝送路復号回路２１は、入力された伝送データに対して、その放送方式に対応した伝送路復号処理を行う。例えば、伝送路復号回路２１では、時間方向のインタリーブ処理に対応した時間デインタリーブ処理、周波数方向のインタリーブに対応した周波数デインタリーブ処理、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理、ＲＳ符号化処理に対応したエラー訂正処理等を行う。
【００６６】
このように伝送路復号がされた伝送データは、例えば、ＭＰＥＧ-２システムズに規定されたトランスポートストリームとして出力される。
【００６７】
伝送制御情報復号回路２２は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣやＴＰＳといった伝送制御情報を復号する。
【００６８】
ガード相関 / シンボル境界検出回路
つぎに、ガード相関/シンボル境界検出回路１２の詳細な構成について説明をする。
【００６９】
図２に、ガード相関/シンボル境界検出回路１２のブロック構成図を示す。図３に、ガード相関/シンボル境界検出回路１２内のシンボル境界検出回路のみのブロック構成図を示す。また、図４に、ガード相関/シンボル境界検出回路１２内の各信号のタイミングチャートを示す。
【００７０】
ガード相関/シンボル境界検出回路１２は、図２に示すように、ガードインターバルの自己相関を示すガードインターバル相関信号を生成するガード相関検出回路３１と、ガードインターバル相関信号のピーク位置を検出してそのピーク位置をシンボル境界位置として出力するシンボル境界検出回路３２とを備えている。
【００７１】
ガード相関検出回路３１は、有効シンボル長遅延回路３３と、複素乗算回路３４と、ガードインターバル長積分回路３５とを有している。
【００７２】
ガード相関検出回路３１には、図４（Ａ）に示すような、キャリア周波数誤差補正回路９から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ））、すなわち、デジタル直交復調がされたＯＦＤＭ信号が入力される。ＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ））は、有効シンボル長遅延回路３３及び複素乗算回路３４に供給される。
【００７３】
有効シンボル長遅延回路３３は、例えばＮｕ個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタであり、図４（Ｂ）に示すように、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延させる。有効シンボル長遅延回路３３により有効シンボル時間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））は、複素乗算回路３４に入力される。
【００７４】
複素乗算回路３４は、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号の複素共役を算出し、遅延されていないＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ））と、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））の複素共役信号とを、１サンプル毎に乗算する。乗算結果はガードインターバル長積分回路３５に入力される。
【００７５】
ガードインターバル長積分回路３５は、例えば、ガードインターバル分のサンプル数（Ｎｇ）個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器とから構成され、１サンプル毎に順次入力されてきた乗算結果に対して、Ｎｇ個のサンプル毎の移動和演算を行う。ガードインターバル長積分回路３５から出力される値が、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ））と、有効シンボル分のサンプルの遅延がされたＯＦＤＭ時間領域信号（ｒ（ｔ-Ｔｕ））との相関を示したガードインターバル相関信号となる。
【００７６】
このガードインターバル相関信号は、相関値が高い部分でレベルが高くなり、相関値が低い部分でレベルが低くなる信号である。従って、ガードインターバル相関信号は、理想的には、ＯＦＤＭシンボルの境界位置をピークとした山形の波形が繰り返される信号となる。ガードインターバル相関信号は、ガードインターバル長積分回路３５からシンボル境界検出回路３２に供給される。
【００７７】
シンボル境界検出回路３２は、図３に示すように、二乗回路３６と、シンボル長周期カウンタ３７と、最大値検出回路３８と、検出区間制御回路３９とを有している。
【００７８】
ガードインターバル長積分回路３５から出力されたガードインターバル相関信号は、二乗回路３６に供給される。
【００７９】
二乗回路３６は、ガードインターバル相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、図４（Ｃ）に示すような、ガードインターバル相関信号の振幅成分を示した、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガードインターバル相関信号の二乗信号は、最大値検出回路３８に供給される。なお、この二乗回路３６は、ガードインターバル相関信号の実数部と虚数部とをそれぞれ２乗して、それらを加算し、加算した結果の平方根を取って、ガードインターバル相関信号の振幅成分を求めてもよい。
【００８０】
シンボル長周期カウンタ３７は、クロック発生回路６から発生された動作クロックをカウントするカウンタである。シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎは、図４（Ｄ）に示すように、動作クロックの１クロック毎に０からＮｓ-１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ-１を超えると０に戻る。つまり、シンボル長周期カウンタ３７は、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数（Ｎｓ）で、１周期となっている巡回カウンタである。例えば、ここでは、シンボル長周期カウンタ３７の１周期のサンプル数（Ｎｓ）が１０８８に設定され、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎが、０〜１０８７を巡回的に繰り返す値となっている。シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎは、最大値検出回路３８に供給される。
【００８１】
最大値検出回路３８は、図４（Ｅ）に示すように、ガードインターバル相関信号の二乗信号がピークとなるタイミングを検出し、そのタイミングにおけるカウント値Ｎを検出する。具体的に、最大値検出回路３８は、一定の周期毎に繰り返される検出期間Ｔが設定され、その検出区間Ｔ毎に二乗信号の最大値をサーチし、その最大値が得られたタイミングでのカウント値Ｎを出力する。
【００８２】
ここで、検出区間Ｔは、検出区間制御回路３９により設定される区間であり、カウント値Ｎの巡回周期（０〜Ｎｓ-１）と同一の時間幅の区間となっている。具体的な設定方法としては、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎを用いて、検出区間Ｔが指定される。つまり、検出区間Ｔは、“カウント値Ｎが０〜１０８７の区間”又は“カウント値Ｎが５４４〜５４３の区間”といったように設定される。
【００８３】
最大値検出回路３８は、検出区間Ｔ毎に得られる最大値のカウント値Ｎを、シンボル境界タイミングＮｐとして外部に出力する。このように算出されたシンボル境界タイミングＮｐは、ＯＦＤＭシンボルの境界位置を示すこととなる。
【００８４】
すなわち、シンボル長周期カウンタ３７は、動作クロックをカウントしているので、そのカウント値ＮはＯＦＤＭ時間領域信号のサンプリングタイミングと同期している。さらに、シンボル長周期カウンタ３７は、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数（Ｎｓ）で１周期となっている。このため、ノイズやクロック周波数誤差がなければ、実際のＯＦＤＭシンボルの境界位置は同じカウント値Ｎで発生することとなる。従って、シンボル長周期カウンタ３７の巡回周期に対して、以上のような検出区間Ｔを設定し、その設定した検出区間Ｔ内におけるガードインターバル相関信号の最大値を検出すれば、そのタイミングがＯＦＤＭシンボルの境界位置となる。
【００８５】
ところで、ノイズがない場合には、ＯＦＤＭシンボル境界位置の実際の位置に対して、どのように検出区間Ｔを設定しても、正確にシンボル境界タイミングＮｐを出力することができるが、ノイズがある場合には、ガードインターバル相関信号がピークとなるタイミング（実際のＯＦＤＭシンボルの境界タイミング）と、検出区間Ｔとが、約半周期ずれるように調整されていることが望ましい。つまり、出力するシンボル境界タイミングＮｐが、検出区間Ｔの中央値近傍の値であることが望ましい。
【００８６】
以上の理由について説明する。
【００８７】
最大値検出回路３８の検出区間Ｔは、シンボル長周期カウンタ３７の１周期の期間と同一である。最大値検出回路３８は、その検出区間Ｔ内でガードインターバル相関信号の二乗値が最大となったタイミングのカウント値を、シンボル境界タイミングＮｐとして出力する。ここで、もし、検出区間Ｔの更新タイミング（つまり、検出区間Ｔの開始位置或いは終了位置）と、ガードインターバル相関信号の二乗値が最大となるときのタイミングとが時間的に近い場合、本来１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じる相関性が高い部分（つまり、山状になっている部分）が、次のＯＦＤＭシンボル期間のピーク検出処理に含まれて判断されてしまうこととなる。ガードインターバル相関信号のピーク値は各種のノイズや誤差により必ず一定の値になるとは限らずシンボル毎に変動する可能性があるので、このような場合、前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルによって生じていた相関性の高い部分が、次のＯＦＤＭシンボルの境界位置であると判断されてしまう可能性がある。
【００８８】
そのため、予め、シンボル境界タイミングＮｐを検出区間Ｔの中央位置の値となるように調整しておくことによって、１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じている相関性が高い部分（山状の部分）を、次のＯＦＤＭシンボルに対する判断に含めないようにすることができ、安定したピーク位置検出を行うことができる。
【００８９】
以上が、シンボル境界タイミングＮｐが、検出区間Ｔの中央値近傍の値であることが望ましいという理由である。
【００９０】
ところが、本受信装置では、動作クロックと受信信号との同期を取ったシステムではないため、クロック周波数誤差（受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックと、動作クロックとの間の誤差）がある。そのため、シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの中央値近傍にあったとしても、そのシンボル境界タイミングＮｐが徐々に移動してしまう。
【００９１】
そこで、シンボル境界検出回路３２では、このような場合でも検出区間Ｔを適宜調整できるように検出区間制御回路３９を設けている。
【００９２】
以下、検出区間制御回路３９の説明を行う。
【００９３】
検出区間制御回路３９は、出力されたシンボル境界タイミングＮｐの値と、現在設定している検出区間Ｔとの位置関係を判断し、その判断結果に基づき、カウント値Ｎの巡回周期に対する検出区間Ｔの設定を変化させる。
【００９４】
具体的には、検出区間制御回路３９は、シンボル境界タイミングＮｐが、現在設定されている検出区間Ｔの中央値からどれだけ距離があるかを判断する。
【００９５】
例えば、現在設定されている検出区間Ｔが“カウント値Ｎが０〜１０８７の区間”であるとするならばその中央値は“５４４”となり、また、現在設定されている検出区間Ｔが“カウント値Ｎが５４４〜５４３の区間”であるとするならばその中央値は“０”となり、その中央値とシンボル境界タイミングＮｐとの差を求める。
【００９６】
続いて、検出区間制御回路３９は、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上であるか否かを判断する。つまり、シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの端部近傍に位置しているか否かを判断する。
【００９７】
判断した結果、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以下であれば、検出区間Ｔの設定はそのままにする。
【００９８】
判断した結果、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上である場合（シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの端部部分に位置している場合）には、検出区間Ｔの設定を変更する。具体的には、図４（Ｆ）に示すように、そのシンボル境界タイミングＮｐがより中央値に近くなるように、検出区間Ｔの設定を変更する。つまり、シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの中央部近傍で検出されるように検出区間Ｔの設定を変更する。
【００９９】
検出区間制御回路３９は、以上のように制御を行うことによって、シンボル境界タイミングＮｐを、検出区間Ｔの中央値近傍の値とすることができる。
【０１００】
以上のようにＯＦＤＭ受信装置１では、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルの自己相関信号（ガードインターバル相関信号）に基づきＯＦＤＭシンボルのシンボル境界タイミングＮｐを算出するシンボル境界検出回路３２が設けられている。シンボル境界検出回路３２では、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数と同一に設定された検出範囲Ｔを設定し、その検出範囲Ｔ内でのガードインターバル相関信号の最大値の検出タイミングを検出して、そのタイミングをシンボル境界位置Ｎｐとして出力する。さらに、シンボル境界検出回路３２では、検出範囲Ｔの中央位置近傍に、シンボル境界タイミングＮｐが位置するように、適宜検出範囲Ｔの位相を制御している。
【０１０１】
このため、ＯＦＤＭ受信装置１では、シンボル境界位置の誤検出を無くして、例えばＦＦＴ演算を行うためのシンボルの切り出しタイミング等を高精度に行うことができ、このため、復調精度を向上させることができる。
【０１０２】
なお、検出区間制御回路３９では、検出区間Ｔの設定変更を毎回行わずに、例えば、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上である場合が連続した複数の検出区間で発生した場合や、又は、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上であった回数を累積していきその累積数が所定回数以上となった場合等に、検出区間Ｔの変更を行うようにしてもよい。なお、このような場合であっても、受信装置１のリセット動作が行われた際（復調開始時）には、直ちに検出範囲Ｔの中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するように検出範囲Ｔの位相を制御するのが望ましい。
【０１０３】
また、本実施の形態では、動作クロックが受信信号に対して非同期である場合を例にとって説明をしたが、本発明を動作クロックと受信信号とがＰＬＬ回路等により同期が取られていても良い。このような場合には、受信装置１のリセット動作が行われた際（復調開始時）に、１回だけ、検出範囲Ｔの中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するように検出範囲Ｔの位相を制御すればよい。
【０１０４】
また、シンボル境界検出回路３２に対して、図５に示すように、出力ラッチ回路４０を設けても良い。この出力ラッチ回路４０を設けた場合のガード相関/シンボル境界検出回路１２内の各信号のタイミングチャートを図６に示す。なお、図６の（Ａ）〜（Ｆ）は、出力ラッチ回路４０を設けていない場合のタイミングと同一なので、その説明は省略する。
【０１０５】
出力ラッチ回路４０は、図６（Ｇ）に示すように、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎが０となるタイミングで、最大値検出回路３８から出力されたカウント値を取り込んで内部レジスタに格納し、そのカウント値を外部に対して出力可能な状態にセットする。レジスタに格納された当該カウント値は、後段に出力される。
【０１０６】
このように出力ラッチ回路４０を設けることによって、検出区間Ｔの変更があったとしても、外部には一定の間隔でシンボル境界タイミングＮｐを発生することができる。そのため、装置全体のタイミング制御を簡便にすることができる。
【０１０７】
第２の実施の形態
つぎに、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【０１０８】
本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１のシンボル境界検出回路３２を変形したものであり、それ以外は第１の実施の形態と同一である。従って、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置については、シンボル境界算出回路についてのみ説明をし、さらに、第１の実施の形態と同一の構成要素については図面中に同一の符号を付けてその詳細な説明を省略する。
【０１０９】
図７に、第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置内のシンボル境界検出回路５０のブロック構成図を示す。また、図８に、このシンボル境界検出回路５０を有するガード相関/シンボル境界検出回路１２内の各信号のタイミングチャートを示す。なお、図８（Ａ）〜（Ｄ）は、第１の実施の形態の場合と同様のタイミングと同一なので、その説明は省略する。
【０１１０】
シンボル境界検出回路５０は、図７に示すように、二乗回路３６と、シンボル長周期カウンタ３７と、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎと、セレクタ５２と、検出区間選択回路５３とを有している。
【０１１１】
シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎは、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎのそれぞれに供給される。
【０１１２】
第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎは、図８（Ｄ）、図８（Ｅ）に示すように、それぞれがガードインターバル相関信号の二乗信号がピークとなるタイミングを検出し、そのタイミングにおけるカウント値Ｎを検出する。具体的には、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎは、一定の周期毎に繰り返される検出期間Ｔが設定され、その検出区間Ｔ毎に二乗信号の最大値をサーチし、その最大値が得られたタイミングでのカウント値Ｎを出力する。なお、図８では、ｎ＝２の場合の例を示している。
【０１１３】
ここで、検出区間Ｔは、プリセットされている区間であり、カウント値Ｎの巡回周期（０〜Ｎｓ-１）と同一の時間幅の区間となっている。具体的な設定方法としては、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎを用いて、検出区間Ｔが指定される。つまり、検出区間Ｔは、“カウント値Ｎが０〜１０８７の区間”又は“カウント値Ｎが５４４〜５４３の区間”といったように設定される。
【０１１４】
さらに、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎに設定されている検出区間Ｔは、互いに位相がずらされている。
【０１１５】
例えば、第１の最大値検出回路５１-１は“カウント値Ｎが０〜Ｎｓの区間”に検出区間Ｔが設定され、第２の最大値検出回路５１-２は“カウント値Ｎが｛Ｎｓ/（ｎ-１）〜［（Ｎｓ-１）+ （Ｎｓ/（ｎ-１））mod Ｎｓ］｝の区間”に検出期間Ｔが設定され、第ｎの最大値検出回路５１-ｎは“カウント値Ｎが｛（（Ｎｓ-１）×Ｎｓ）/（ｎ-１）〜［（Ｎｓ-１）+ （（ｎ-２）×Ｎｓ）/（ｎ-１））mod Ｎｓ］｝の区間”に検出期間Ｔが設定される。
【０１１６】
第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎは、それぞれ、検出区間Ｔ毎に得られる最大値のカウント値Ｎを、シンボル境界タイミングＮｐとしてセレクタ５２に出力する。
【０１１７】
セレクタ５２は、検出区間選択回路５３の設定に従い、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎから出力されたｎ個のシンボル境界タイミングＮｐのうち、いずれか一つを選択して、外部に出力する。
【０１１８】
検出区間選択回路５３は、セレクタ５２に対して、第１〜第ｎの最大値検出回路５１-１〜５１-ｎのうちのいずれか一つの最大値検出回路５１を選択する選択信号を供給する。
【０１１９】
さらに、検出区間選択回路５３は、セレクタ５２から出力されたシンボル境界タイミングＮｐの値と、現在設定している最大値検出回路５１での検出区間Ｔとの位置関係を判断し、その判断結果に基づき、カウント値Ｎの巡回周期に対する検出区間Ｔの設定を求め、その区間に
対応した新たな最大値検出回路５１を選択する。
【０１２０】
具体的には、検出区間選択回路５３は、セレクタ５２からシンボル境界タイミングＮｐが、現在設定されている検出区間Ｔの中央値からどれだけ距離があるかを判断する。
【０１２１】
例えば、現在設定されている検出区間Ｔが“カウント値Ｎが０〜１０８７の区間”であるとするならばその中央値は“５４４”となり、また、現在設定されている検出区間Ｔが“カウント値Ｎが５４４〜５４３の区間”であるとするならばその中央値は“０”となり、その中央値とシンボル境界タイミングＮｐとの差を求める。
【０１２２】
続いて、検出区間選択回路５３は、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上であるか否かを判断する。つまり、シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの端部近傍に位置しているか否かを判断する。
【０１２３】
判断した結果、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以下であれば、選択している最大値検出回路５１の設定はそのままにする。
【０１２４】
判断した結果、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上である場合（シンボル境界タイミングＮｐが検出区間Ｔの端部部分に位置している場合）には、検出区間Ｔの設定を変更し、新たに最大値検出回路５１を選択する。
【０１２５】
具体的には、図８（Ｇ）に示すように、そのシンボル境界タイミングＮｐがより中央値に近くなるような、検出区間Ｔを有する最大値検出回路５１を選択する。つまり、シンボル境界タイミングＮｐが中央部近傍で検出されるような検出区間Ｔを有する最大値検出回路５１を選択する。
【０１２６】
検出区間選択回路５３は、以上のように選択を行うことによって、シンボル境界タイミングＮｐを、検出区間Ｔの中央値近傍の値とすることができる。
【０１２７】
以上のように本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルの自己相関信号（ガードインターバル相関信号）に基づきＯＦＤＭシンボルのシンボル境界タイミングＮｐを算出するシンボル境界検出回路５０が設けられている。シンボル境界検出回路５０では、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数と同一に設定され、互いに位相の異なる複数の検出範囲Ｔを設定し、各検出範囲Ｔ内でのガードインターバル相関信号の最大値の検出タイミングを検出して、シンボル境界タイミングＮｐとして出力する。さらに、シンボル境界検出回路５０では、中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するように、複数の検出範囲Ｔの中から最適な１つの検出範囲を選択している。
【０１２８】
このため、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、シンボル境界位置の誤検出を無くして、例えばＦＦＴ演算を行うためのシンボルの切り出しタイミング等を高精度に行うことができ、このため、復調精度を向上させることができる。
【０１２９】
なお、検出区間選択回路５３では、検出区間Ｔの設定変更を毎回行わずに、例えば、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上である場合が連続した複数の検出区間で発生した場合や、又は、シンボル境界タイミングＮｐと中央値との距離が所定の範囲以上であった回数を累積していきその累積数が所定回数以上となった場合等に、検出区間Ｔの変更を行うようにしてもよい。なお、このような場合であっても、受信装置１のリセット動作が行われた際（復調開始時）には、直ちに検出範囲Ｔの中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するような検出範囲Ｔを選択するのが望ましい。
【０１３０】
また、第２の実施の形態でも、第１の実施の形態と同様に動作クロックが受信信号に対して非同期であるが、動作クロックと受信信号とがＰＬＬ回路等により同期が取られていても良い。このような場合には、受信装置１のリセット動作が行われた際（復調開始時）に、１回だけ、中央位置近傍にシンボル境界タイミングＮｐが位置するように検出範囲Ｔの選択を行えば良い。
【０１３１】
また、シンボル境界検出回路５０に対して、図９に示すように、出力ラッチ回路５４を設けても良い。この出力ラッチ回路５４を設けた場合のガード相関/シンボル境界検出回路５０内の各信号のタイミングチャートを図１０に示す。なお、図１０の（Ａ）〜（Ｈ）は、出力ラッチ回路５４を設けていない場合のタイミングと同一なので、その説明は省略する。
【０１３２】
出力ラッチ回路５４は、図１０（Ｈ）に示すように、シンボル長周期カウンタ３７のカウント値Ｎが０となるタイミングで、セレクタ５２から出力されたシンボル境界タイミングＮｐを取り込んで内部レジスタに格納し、そのカウント値を外部に対して出力可能な状態にセットする。レジスタに格納された当該カウント値は、後段に出力される。
【０１３３】
このように出力ラッチ回路５４を設けることによって、検出区間Ｔの変更があったとしても、外部には一定の間隔でシンボル境界タイミングＮｐを発生することができる。そのため、装置全体のタイミング制御を簡便にすることができる。
【０１３４】
【発明の効果】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルの自己相関に基づきシンボル境界位置を算出し、そのシンボル境界位置の算出の際に、伝送シンボルの時間間隔周期に設定された検出範囲を設定し、その検出範囲内での自己相関値の最大値のサンプルタイミングを検出し、検出したタイミングをシンボル境界位置として出力する。さらに、本発明では、上記検出範囲が最適な位置となるように、位相制御を行う。
【０１３５】
このため本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、シンボル境界位置の誤検出を無くし、検出精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のガード相関/シンボル境界検出回路のブロック構成図である。
【図３】ガード相関/シンボル境界検出回路内のシンボル境界検出回路のブロック構成図である。
【図４】上記ガード相関/シンボル境界検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図５】上記図３に示すシンボル境界検出回路に出力ラッチ回路を設けた変形例を示すブロック構成図である。
【図６】図５に示したシンボル境界検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図７】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のシンボル境界検出回路のブロック構成図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態のガード相関/シンボル境界検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図９】上記図７に示すシンボル境界検出回路に出力ラッチ回路を設けた変形例を示すブロック構成図である。
【図１０】図９に示したシンボル境界検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図１１】ＯＦＤＭ信号のシンボル構成を示す図である。
【図１２】従来のＯＦＤＭ復調装置のシンボル同期回路のブロック構成図である。
【図１３】従来のＯＦＤＭ復調装置のシンボル同期回路内のシンボル境界検出回路のブロック構成図である。
【図１４】従来のシンボル同期回路内の各信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ受信装置、２ アンテナ、３ チューナ、４ バンドパスフィルタ、５ Ａ/Ｄ変換回路、６ クロック発生回路、７ ＤＣキャンセル回路、８デジタル直交復調回路、９ キャリア周波数誤差補正回路、１０ ＦＦＴ演算回路、１１ 位相補正回路、１２ ガード相関/シンボル境界検出回路、１３ タイミング同期回路、１４ 狭帯域キャリア誤差算出回路、１５ 広帯域キャリア誤差算出回路、１６ 加算回路、１７ 数値制御発振回路、１８ フレーム同期回路、１９ 等化回路、２０ デマッピング回路、２１ 伝送路復号回路、２２ 伝送制御情報復号回路
Claims (20)
- 情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生するカウント手段と、
上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期を設定し、上記カウント値の巡回周期に対する当該検出周期の位相を制御する検出周期制御手段と、
上記検出周期内における上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎にシンボル境界位置として出力するシンボル境界検出手段とを備え、
上記検出周期制御手段は、上記検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 上記検出周期制御手段は、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央位置から所定の範囲内に含まれていない場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するように、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記検出周期制御手段は、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央位置から所定の範囲内に含まれていない状態が複数回発生した場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するように、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御すること
を特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記検出周期制御手段は、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央位置から所定の範囲内に含まれていない状態が、復調動作の開始時に生じた場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するように、直ちに上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御すること
を特徴とする請求項３記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記シンボル境界検出手段から出力されるシンボル境界位置をラッチするラッチ手段を備え、
上記ラッチ手段は、上記カウント手段のカウント値の巡回周期に基づき上記シンボル境界位置を取り込むこと
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生するカウント手段と、
上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期が設定されており、当該検出周期内での上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎に出力する複数のシンボル境界検出手段と、
上記複数のシンボル境界検出手段のうちいずれか一つのシンボル境界検出手段を選択し、選択したシンボル境界検出手段から出力されたカウント値をシンボル境界位置として出力する選択出力手段とを備え、
上記複数のシンボル境界検出手段には、検出周期が互いに異なる位相に設定されており、
上記選択出力手段は、選択されているシンボル境界検出手段に設定されている検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、いずれか一つのシンボル境界検出手段を選択すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 上記検出周期選択手段は、シンボル境界検出手段に設定されている検出周期の中央位置から上記最大値の発生位置が所定の範囲内に含まれていない場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するような位相の検出周期を有するシンボル境界検出手段を選択すること
を特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記検出周期選択手段は、シンボル境界検出手段に設定されている検出周期の中央位置から上記最大値の発生位置が所定の範囲内に含まれていない状態が複数回発生した場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するような位相の検出周期を有するシンボル境界検出手段を選択すること
を特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記検出周期選択手段は、上記最大値の発生位置がシンボル境界検出手段に設定されている検出周期の中央位置から所定の範囲内に含まれていない状態が、復調動作の開始時に生じた場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するような位相の検出周期を有するシンボル境界検出手段を直ちに選択すること
を特徴とする請求項８記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記選択出力手段から出力されるシンボル境界位置をラッチするラッチ手段を備え、
上記ラッチ手段は、上記カウント手段のカウント値の巡回周期に基づき上記シンボル境界位置を取り込むこと
を特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法において、
基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生し、
上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期を設定し、
上記検出周期内における上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎にシンボル境界位置として出力し、
上記検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - 上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央位置から所定の範囲内に含まれていない場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するように、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御すること
を特徴とする請求項１１記載のＯＦＤＭ復調方法。 - 上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央位置から所定の範囲内に含まれていない状態が複数回発生した場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するように、上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御すること
を特徴とする請求項１２記載のＯＦＤＭ復調方法。 - 上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央位置から所定の範囲内に含まれていない状態が、復調動作の開始時に生じた場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するように、直ちに上記カウント値の巡回周期に対する上記検出周期の位相を制御すること
を特徴とする請求項１３記載のＯＦＤＭ復調方法。 - カウント値の巡回周期に基づきシンボル境界位置をラッチし、ラッチしたシンボル境界位置を外部に出力すること
を特徴とする請求項１１記載のＯＦＤＭ復調方法。 - 情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法において、
基準クロックに同期してインクリメントされるカウント値であって上記伝送シンボルの時間間隔に対応した周期で巡回的に繰り返されるカウント値を発生し、上記カウント値の巡回周期と同一の周期で繰り返される検出周期が互いに異なる位相で設定されており、当該検出周期内での上記ＯＦＤＭ信号の上記ガードインターバル部分の自己相関値の最大値を検出し、最大値が発生されたカウント値を上記検出周期毎に出力する複数のシンボル境界検出器のうち、いずれか一つを選択し、選択したシンボル境界検出器から出力されたカウント値をシンボル境界位置として出力し、
選択されているシンボル境界検出器に設定されている検出周期内での上記最大値の発生位置に応じて、いずれか一つのシンボル境界検出器を選択すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - 上記最大値の発生位置がシンボル境界検出器に設定されている検出周期の中央位置から所定の範囲内に含まれていない場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するような位相の検出周期を有するシンボル境界検出器を選択すること
を特徴とする請求項１６記載のＯＦＤＭ復調方法。 - シンボル境界検出器に設定されている検出周期の中央位置から上記最大値の発生位置が所定の範囲内に含まれていない状態が複数回発生した場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するような位相の検出周期を有するシンボル境界検出器を選択すること
を特徴とする請求項１７記載のＯＦＤＭ復調方法。 - シンボル境界検出器に設定されている検出周期の中央位置から上記最大値の発生位置が所定の範囲内に含まれていない状態が、復調動作の開始時に生じた場合には、上記最大値の発生位置が上記検出周期の中央方向に移動するような位相の検出周期を有するシンボル境界検出器を直ちに選択すること
を特徴とする請求項１８記載のＯＦＤＭ復調方法。 - カウント値の巡回周期に基づきシンボル境界位置をラッチし、ラッチしたシンボル境界位置を外部に出力すること
を特徴とする請求項１６記載のＯＦＤＭ復調方法。
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