JP2006109584A

JP2006109584A - 電力変換装置

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Publication number: JP2006109584A
Application number: JP2004291316A
Authority: JP
Inventors: Reiji Kawashima; 玲二川嶋; Yoshitsugu Koyama; 義次小山
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2004-10-04
Filing date: 2004-10-04
Publication date: 2006-04-20
Anticipated expiration: 2024-10-04
Also published as: US20080284367A1; WO2006038545A1; CN100514828C; EP1806833A4; CN101040427A; EP1806833B1; US8008886B2; JP4645139B2; EP1806833A1; AU2005290576A1; AU2005290576B2

Abstract

【課題】コモンモード電圧がコモンモードチョークコイルを磁気飽和させる程度に大きくなることを防止する。
【解決手段】ＰＷＭ整流回路制御部６は、ＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数を、ＰＷＭインバータ制御部７によるＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の３倍に設定している。
【選択図】図１２

Description

本発明は、ＰＷＭ整流回路とＰＷＭインバータ回路とを含むとともに、コモンモードチョークコイルおよびコンデンサを含むコモンモードフィルタを含む電力変換装置に関する。

従来から、ＰＷＭ整流回路とＰＷＭインバータ回路とを含むとともに、コモンモードチョークコイルおよびコンデンサを含むコモンモードフィルタを含む電力変換装置が提案されていた（特許文献１参照）。

図１は、ダイオード整流回路とＰＷＭインバータ回路からなる電力変換装置を介してモータを駆動するモータ駆動システムを示す電気回路図である。
このモータ駆動システムにおいては、３相交流電圧をダイオード整流回路で直流電圧に整流し、ＰＷＭインバータ回路のスイッチング素子で、搬送波である三角波信号と変調波との比較によりパルス幅変調することで、所望の電圧・周波数の交流電圧を出力し、モータに供給する。そして、ＰＷＭインバータ回路の各スイッチング素子が動作すると、図２に示すようにコモンモード電圧Ｖinv｛図２中（Ｅ）参照｝が発生する。ＰＷＭインバータの出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗ点と直流部の中点Ｎとの間の電位をＶun、Ｖvn、Ｖwnとすると、コモンモード電圧Ｖinvは、
Ｖinv＝（Ｖun＋Ｖvn＋Ｖwn ）／３
となり、Ｅd/2、Ｅd/6、−Ｅd/6、−Ｅｄ/2の４つの値をとり、ＰＷＭインバータのキャリア周波数ｆcを基本波成分とするステップ状の波形をとる。

このコモンモード電圧Ｖinvは、高周波漏れ電流やインバータで電動機を駆動する際の軸電圧の原因となる。高周波漏れ電流は、伝導ノイズとなり、雑音端子電圧の主要因となる。したがって、このコモンモード電圧Ｖinvに起因する問題を解決するため、様々な対策が検討されている。

これらの対策のうちでは、コモンモードチョークコイルとコンデンサとの組み合わせによるコモンモードフィルタを用いて高周波漏れ電流を抑制する方法が一般的に用いられている。コモンモードフィルタを用いたモータ駆動システムの、コモンモードに対する等価回路は図３に示す通りになる。コモンモードフィルタに用いるコモンモードチョークコイルは、磁性体コアに３相の巻線を極性と巻数が等しくなるように巻いたもので、ノーマルモードに対しては３相の電流による起磁力が相殺されるためインダクタンスが零となるが、コモンモードに対しては、大きなリアクトルとして動作する。しかし、コモンモードチョークコイルの磁束密度が飽和磁束密度Ｂmaxを越えてしまうと、インダクタンスが激減し、コモンモードフィルタとして機能しなくなる。

ここで、コモンモードチョークに印加される電圧をＶLC1、コモンモードチョークコイルの巻数をＮとすると、コアの磁束φLC1は数１で表され、磁性体のコアの有効断面積をＳとすると、磁束密度ＢLC1は数２となる。

また、コモンモード電圧の絶対値が最も大きくなるのは、インバータの三相アームすべて正側がオンもしくは負側がオンしている場合である（インバータの変調率は零）。ここで、インバータのキャリア周期をＴiとし、コモンモード電圧Ｖinvがすべてコモンモードチョークに印加された場合の鎖交磁束φinvは数３となり、直流電圧Ｅdが高い場合や、スイッチング周期が大きい場合に大きくなり、コモンモードチョークが磁気飽和しやすいことになる。

また、コモンモードチョークコイルが飽和しないように、磁束密度を小さくするには、コイルの断面積Ｓを大きくするか、巻数Ｎを多くする必要がある。すなわち、何れの場合にも、コアサイズが大きくなってしまう。図４にインバータの変調率Ｋiが１の時の搬送波、各相電圧、コモンモード電圧Ｖinv、コモンモードチョークコイルの鎖交磁束φinv｛図４中（Ａ）参照｝、および０の時の搬送波、各相電圧、コモンモード電圧Ｖinv、コモンモードチョークコイルの鎖交磁束φinv｛図４中（Ｂ）参照｝を示す。

また、高調波電流規制に対応するため、ダイオードと並列にスイッチング素子を設けたＰＷＭ整流回路（図５参照）を用いる場合がある。この場合には、ＰＷＭ整流回路のスイッチング素子もＰＷＭインバータ回路と同様の動作を行うため、ＰＷＭ整流回路からもコモンモード電圧Ｖrecが発生することになる。

ＰＷＭ整流回路、ＰＷＭインバータ回路のコモンモードに対する等価回路は、図６に示す通りであり、直流リンクに対してＰＷＭ整流回路とＰＷＭインバータ回路とが発生するコモンモード電圧Ｖrec、Ｖinvは逆直列となる。

そして、両変換器の搬送波を共通にした場合（スイッチング周波数を互いに等しくした場合）には、図７に示すように、両変換器のコモンモード電圧は互いに打ち消しあい、全体としてのコモンモード電圧Ｖccは、それぞれの変換器が発生するコモンモード電圧よりも小さくなる。
特開２００３−１８８５３号公報

しかし、ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数とＰＷＭインバータ回路のスイッチング周波数とを異なる周波数に設定する必要がある場合においては、両変換器が発生するコモンモード電圧は、増幅したり打ち消し合うことなる。具体的には、ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数がＰＷＭインバータ回路のスイッチング周波数の２倍である場合のコモンモード電圧は図８に示す通りであり、ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数がＰＷＭインバータ回路のスイッチング周波数の２．４倍である場合のコモンモード電圧は図９に示す通りである。

このように、両変換器のスイッチング周波数の関係により、ＰＷＭ整流回路を用いることでコモンモード電圧が大きくなる場合があり、その結果、ダイオード整流回路で用いていたコモンモードチョークコイルと同等のものを用いると磁気飽和してしまうため、フィルタとしての機能が失われ、雑音端子電圧などの伝導性ノイズの抑制効果がなくなってしまう（ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数とＰＷＭインバータ回路のスイッチング周波数とが等しい場合の雑音端子電圧を示す図１０、およびＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数がＰＷＭインバータ回路のスイッチング周波数の２倍である場合の雑音端子電圧を示す図１１を参照）。

特に、ＰＷＭ整流回路とＰＷＭインバータ回路とを含むモータ駆動システムにおいては、ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数を、騒音などの影響を及ぼさないように高い周波数に設定する一方、ＰＷＭインバータ回路のスイッチング周波数を、スイッチングロスを少なくするように低い周波数に設定するのであるから、上述のようにＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数とＰＷＭインバータ回路のスイッチング周波数とを異なる周波数に設定することは決して特殊なことではなく、この結果、上述の不都合が一般的に発生していた。

本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、コモンモード電圧がコモンモードチョークコイルを磁気飽和させる程度に大きくなることを防止することができる電力変換装置を提供することを目的としている。

請求項１の電力変換装置は、ＰＷＭ整流回路とＰＷＭインバータ回路とを含むとともに、コモンモードチョークコイルおよびコンデンサを含むコモンモードフィルタを含むものにおいて、
ＰＷＭ整流回路のキャリア周波数とＰＷＭインバータ回路のキャリア周波数とを、コモンモードチョークコイルが磁気飽和を起こさない周波数に設定してあるものである。
請求項２の電力変換装置は、ＰＷＭ整流回路のキャリア周波数を、ＰＷＭインバータ回路のキャリア周波数の奇数倍に設定したものである。

請求項３の電力変換装置は、整流回路とＰＷＭインバータ回路とを含むとともに、コモンモードチョークコイルおよびコンデンサを含むコモンモードフィルタを含むものにおいて、
コモンモードフィルタの共振周波数を、整流回路のキャリア周波数、またはＰＷＭインバータ回路のキャリア周波数の２倍以上に設定したものである。

請求項４の電力変換装置は、ＰＷＭインバータ回路として、圧縮機駆動用モータに駆動用電力を供給するものを採用するものである。

第１の発明の電力変換装置であれば、コモンモード電圧を小さくし、コモンモードフィルタのコモンモードチョークコイルに発生する磁束を小さくして、コモンモードチョークコイルの磁気飽和を防止することができる。

また、コモンモードフィルタは、共振周波数近傍ではインピーダンスが小さくなるので、ＰＷＭ整流回路、ＰＷＭインバータ回路の何れか一方のスイッチング周波数がコモンモードフィルタの共振周波数近傍になると、コモンモードチョークコイルに印加される電圧が極端に大きくなり、コモンモードチョークコイルが磁気飽和を起こし易くなるのであるが、第２の発明では、コモンモードフィルタの共振周波数を整流回路のキャリア周波数、またはＰＷＭインバータ回路のキャリア周波数の２倍以上に設定してあるので、コモンモードチョークコイルが磁気飽和することを防止することができる。

第１の発明は、コモンモードフィルタのコモンモードチョークコイルの磁気飽和を防止し、ひいてはコモンモードチョークコイルの小型化を達成することができるという特有の効果を奏する。

第２の発明は、コモンモードフィルタのコモンモードチョークコイルの磁気飽和を防止し、ひいてはコモンモードチョークコイルの小型化を達成することができるという特有の効果を奏する。

以下、添付図面を参照して、本発明の電力変換装置の実施の形態を詳細に説明する。
図１２は本発明の電力変換装置の一実施形態を組み込んでなる圧縮機駆動用モータ駆動システムの構成を示す概略図である。

この圧縮機駆動用モータ駆動システムは、Y接続の３相交流電源１の各相出力端子に、コモンモードチョークコイルＬc1、およびリアクトルＬnを直列に介してＰＷＭ整流回路２の入力端子を接続し、ＰＷＭ整流回路２の出力端子間に、互いに等しい容量の１対のコンデンサ３を直列接続し、１対のコンデンサ３の直列接続回路の端子間電圧をＰＷＭインバータ４の入力端子に印加し、ＰＷＭインバータ４の出力を圧縮機駆動用モータ５に供給している。そして、各相のコモンモードチョークコイルＬc1とリアクトルＬnとの接続点と３相交流電源１の中性点との間にコンデンサCc1を接続している。さらに、ＰＷＭ整流回路２の各スイッチング素子を制御するＰＷＭ整流回路制御部６と、ＰＷＭインバータ４の各スイッチング素子を制御するＰＷＭインバータ制御部７とを有している。

そして、ＰＷＭ整流回路制御部６は、ＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数を、ＰＷＭインバータ制御部７によるＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の３倍に設定している。そして、ＰＷＭ整流回路制御部６およびＰＷＭインバータ制御部７は、ＰＷＭ整流回路２が発生するコモンモード電圧ＶrecとＰＷＭインバータ４が発生するコモンモード電圧Vinvとを同相に設定している。

なお、両制御部６、７の他の処理は従来公知であるから、詳細な説明を省略する。
また、コモンモードチョークコイルＬc1とコンデンサＣc1とでコモンモードフィルタを構成している。

上記の構成の圧縮機駆動用モータ駆動システムの作用は次のとおりである。
ＰＷＭ整流回路制御部６によりＰＷＭ整流回路２のスイッチング素子を制御することによって、３相交流電圧を直流電圧に変換し、コンデンサ３により平滑化する。そして、ＰＷＭインバータ制御部７によりＰＷＭインバータ４のスイッチング素子を制御することによって、直流電圧を３相交流電圧に変換し、圧縮機駆動用モータ５に印加する。

そして、ＰＷＭ整流回路制御部６によるＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数を、ＰＷＭインバータ制御部７によるＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の３倍に設定しているとともに、ＰＷＭ整流回路２が発生するコモンモード電圧ＶrecとＰＷＭインバータ４が発生するコモンモード電圧Ｖinvとを同相に設定している｛図１３中（Ａ）（Ｂ）参照｝のであるから、全体のコモンモード電圧Ｖccは図１３中（Ｃ）に示す通りになり、コモンモードチョークコイルＬc1の磁束φccは図１３中（Ｄ）に示す通りになる。
図１４は、ＰＷＭ整流回路制御部６によるＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数を、ＰＷＭインバータ制御部７によるＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の３倍に設定しているとともに、ＰＷＭ整流回路２が発生するコモンモード電圧ＶrecとＰＷＭインバータ４が発生するコモンモード電圧Ｖinvとを逆相に設定した場合の電圧波形、および磁束波形を示している。

図１３と図１４とを対比することにより分かるように、ＰＷＭ整流回路２が発生するコモンモード電圧ＶrecとＰＷＭインバータ４が発生するコモンモード電圧Ｖinvとを同相に設定することによって、コモンモードチョークコイルＬc1の磁束φccのピークを抑えることができる。

また、雑音端子電圧は図１５に示す通りであり、図１１に示す雑音端子電圧よりも大幅に低減することができた。

したがって、コモンモードチョークコイルＬc1の磁気飽和を防止し、コモンモードフィルタの小型化、およびコストダウンを達成することができる。

また、ＰＷＭ整流回路制御部６によるＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数を、ＰＷＭインバータ制御部７によるＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の３倍に設定する代わりに、または加えて、コモンモードフィルタの共振周波数を、ＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数のスイッチング周波数の２倍以上に設定することができる。

この場合にも、コモンモードチョークコイルＬc1の磁気飽和を防止し、コモンモードフィルタの小型化、およびコストダウンを達成することができる。

さらに説明する。

コモンモードフィルタは、共振周波数近傍ではインピーダンスが小さくなるので、ＰＷＭ整流回路２、ＰＷＭインバータ４の何れか一方のスイッチング周波数がコモンモードフィルタの共振周波数近傍になると、コモンモードチョークコイルLc1に印加される電圧が極端に大きくなり、コモンモードチョークコイルＬc1が磁気飽和を起こし易くなるのであるが、上述のように、コモンモードフィルタの共振周波数をＰＷＭ整流回路２のキャリア周波数、またはＰＷＭインバータ４のキャリア周波数の２倍以上に設定することによって、コモンモードチョークコイルＬc1が磁気飽和することを防止することができる。
図１６から図１９は、コモンモードフィルタの共振周波数ｆｃが、それぞれＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数ｆrecの１倍、２倍、３倍、４倍である場合における、全体としてのコモンモード電圧Ｖcc｛（Ａ）参照｝、コモンモードチョークコイルＬc1の電圧ＶLC1｛（Ｂ）参照｝、コモンモードチョークコイルＬc1の磁束φLc1｛（Ｃ）参照｝を示している。

図１６から図１９を参照すれば分かるように、共振周波数ｆｃをＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数ｆrecの２倍以上に設定することによって、コモンモードチョークコイルLc1の磁束φLc1を抑えることができ、ひいてはコモンモードチョークコイルＬc1が磁気飽和することを防止することができる。

また、この実施形態において、ＰＷＭ整流回路２に代えてダイオード整流回路を採用することが可能である。ただし、この場合には、コモンモードフィルタの共振周波数ｆｃを、ＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数ｆinvの２倍以上に設定する。
この場合にも、コモンモードチョークコイルＬc1が磁気飽和することを防止することができる。

図２０から図２３は、コモンモードフィルタの共振周波数ｆｃが、それぞれＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数ｆinvの１倍、２倍、３倍、４倍である場合における、全体としてのコモンモード電圧Ｖｃｃ｛（Ａ）参照｝、コモンモードチョークコイルＬc1の電圧ＶLC1｛（Ｂ）参照｝、コモンモードチョークコイルＬc1の磁束φLc1｛（Ｃ）参照｝を示している。

図２０から図２３を参照すれば分かるように、共振周波数ｆｃをＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数ｆinvの２倍以上に設定することによって、コモンモードチョークコイルLc1の磁束φLc1を抑えることができ、ひいてはコモンモードチョークコイルＬc1が磁気飽和することを防止することができる。

従来の電力変換装置の一例を組み込んだ圧縮機用モータ駆動システムの構成を示す概略図である。コモンモード電圧波形の生成を説明する図である。コモンモードに対する等価回路を示す図である。変調率が１、０の場合の搬送波、各相電圧、コモンモード電圧Ｖinv、コモンモードチョークコイルの鎖交磁束φinvを示す図である。従来の電力変換装置の他の例を組み込んだ圧縮機用モータ駆動システムの構成を示す概略図である。コモンモードに対する等価回路を示す図である。ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数とＰＷＭインバータのスイッチング周波数とが等しい場合におけるコモンモード電圧波形を示す図である。ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数がＰＷＭインバータのスイッチング周波数の２倍である場合におけるコモンモード電圧波形を示す図である。ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数がＰＷＭインバータのスイッチング周波数の２．４倍である場合におけるコモンモード電圧波形を示す図である。ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数とＰＷＭインバータのスイッチング周波数とが等しい場合における雑音端子電圧を示す図である。ＰＷＭ整流回路のスイッチング周波数がＰＷＭインバータのスイッチング周波数の２倍である場合における雑音端子電圧を示す図である。本発明の電力変換装置の一実施形態を組み込んだ圧縮機用モータ駆動システムの構成を示す概略図である。ＰＷＭ整流回路制御部６によるＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数を、ＰＷＭインバータ制御部７によるＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の３倍に設定しているとともに、ＰＷＭ整流回路２が発生するコモンモード電圧ＶrecとＰＷＭインバータ４が発生するコモンモード電圧Ｖinvとを同相に設定している場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。ＰＷＭ整流回路制御部６によるＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数を、ＰＷＭインバータ制御部７によるＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の３倍に設定しているとともに、ＰＷＭ整流回路２が発生するコモンモード電圧ＶrecとＰＷＭインバータ４が発生するコモンモード電圧Ｖinvとを逆相に設定している場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。ＰＷＭ整流回路制御部６によるＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数を、ＰＷＭインバータ制御部７によるＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の３倍に設定した場合における雑音端子電圧を示す図である。コモンモードフィルタの共振周波数をＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数と等しく設定した場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。コモンモードフィルタの共振周波数をＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数の２倍に設定した場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。コモンモードフィルタの共振周波数をＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数の３倍に設定した場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。コモンモードフィルタの共振周波数をＰＷＭ整流回路２のスイッチング周波数の４倍に設定した場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。ＰＷＭ整流回路に代えてダイオード整流回路を採用し、コモンモードフィルタの共振周波数をＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数と等しく設定した場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。ＰＷＭ整流回路に代えてダイオード整流回路を採用し、コモンモードフィルタの共振周波数をＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の２倍に設定した場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。ＰＷＭ整流回路に代えてダイオード整流回路を採用し、コモンモードフィルタの共振周波数をＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の３倍に設定した場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。ＰＷＭ整流回路に代えてダイオード整流回路を採用し、コモンモードフィルタの共振周波数をＰＷＭインバータ４のスイッチング周波数の４倍に設定した場合におけるコモンモード電圧波形、およびコモンモードチョークコイルの鎖交磁束を示す図である。

符号の説明

２ＰＷＭ整流回路
４ＰＷＭインバータ
５圧縮機駆動用モータ
Lc1 コモンモードチョークコイル
Cｃ１コンデンサ

Claims

ＰＷＭ整流回路（２）とＰＷＭインバータ回路（４）とを含むとともに、コモンモードチョークコイル（Ｌｃ１）およびコンデンサ（Ｃｃ１）を含むコモンモードフィルタを含む電力変換装置において、
ＰＷＭ整流回路（２）のキャリア周波数とＰＷＭインバータ回路（４）のキャリア周波数とを、コモンモードチョークコイル（Ｌｃ１）が磁気飽和を起こさない周波数に設定してあることを特徴とする電力変換装置。
ＰＷＭ整流回路（２）のキャリア周波数は、ＰＷＭインバータ回路（４）のキャリア周波数の奇数倍に設定してある請求項１に記載の電力変換装置。
整流回路（２）とＰＷＭインバータ回路（４）とを含むとともに、コモンモードチョークコイル（Ｌｃ１）およびコンデンサ（Ｃｃ１）を含むコモンモードフィルタを含む電力変換装置において、
コモンモードフィルタの共振周波数は、整流回路（２）のキャリア周波数、またはＰＷＭインバータ回路（４）のキャリア周波数の２倍以上に設定してあることを特徴とする電力変換装置。
ＰＷＭインバータ回路（４）は、圧縮機駆動用モータ（５）に駆動用電力を供給するものである請求項１から請求項３の何れかに記載の電力変換装置。