JP2005323062A - 平衡−不平衡型分波器 - Google Patents
平衡−不平衡型分波器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2005323062A JP2005323062A JP2004138662A JP2004138662A JP2005323062A JP 2005323062 A JP2005323062 A JP 2005323062A JP 2004138662 A JP2004138662 A JP 2004138662A JP 2004138662 A JP2004138662 A JP 2004138662A JP 2005323062 A JP2005323062 A JP 2005323062A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- balanced
- unbalanced
- port
- duplexer
- pass filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
【課題】 小型で、挿入損失特性の良い分波回路を提供する。
【解決手段】 分波回路1は、高周波スイッチ10a、第一の周波数帯の信号を通過させる第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20a、第一のハイパスフィルタ30a、第二のハイパスフィルタ30b、及び第二の周波数帯の信号を通過させる第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20b、第三のハイパスフィルタ40a、第四のハイパスフィルタ40bで構成される。
【選択図】 図1
【解決手段】 分波回路1は、高周波スイッチ10a、第一の周波数帯の信号を通過させる第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20a、第一のハイパスフィルタ30a、第二のハイパスフィルタ30b、及び第二の周波数帯の信号を通過させる第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20b、第三のハイパスフィルタ40a、第四のハイパスフィルタ40bで構成される。
【選択図】 図1
Description
本発明は、異なる通信方式を利用できる携帯電話機等の移動体端末機器の高周波回路に用いる平衡−不平衡型分波器に関する。
近年、移動体端末機器、例えば携帯電話機の普及とともに、様々な周波数帯の通信方式が運用され、複数の通信方式が利用可能なデュアルバンドやトリプルバンド、さらにはクアッドバンド携帯電話機が提案されている。このようなマルチバンド携帯電話機の高周波回路においては、小型化のために複数の通信方式の信号を同一回路で扱うことが考えられている。このような回路部品の一例として分波器が知られている。
図11は、従来の分波器の構成図である。この分波器は、通過帯域の異なる複数の帯域通過フィルタと複数の移相器を組み合わせてなり、第1の帯域通過フィルタ11、第2の帯域通過フィルタ12のそれぞれの入出力端子に、第1の移相器13、第2の移相器14を接続し、第1の帯域通過フィルタ11は、第2の帯域通過フィルタの通過周波数帯における入出力インピーダンスが高インピーダンスとなり、第2の帯域通過フィルタ12は、第1の帯域通過フィルタの通過周波数帯における入出力インピーダンスが高インピーダンスとなり、それぞれを共通の入出力端子で接続して取り出すとき、第1のフィルタ11の通過帯域、第2のフィルタ12の通過帯域の各周波数帯域成分が互いに影響せずに伝送できるものである。
特開平8−321738号
このような分波器を、例えば、GSM850(送信周波数824〜849MHz 受信周波数869〜894MHz)とGSM900(送信周波数880〜915MHz 受信周波数925〜960MHz)の2つの通信方式が利用可能な高周波回路部に採用しようとすると幾つかの問題があった。
例えば、前記分波器は入出力端が不平衡端となっているが、最近の携帯電話の受信回路では、雑音指数を下げて受信感度を上げるために、2本の信号線を有する平衡型の高周波部品(低雑音増幅器やミキサー等)を備える。このため平衡型の高周波部品との接続には、平衡−不平衡変換回路が別途必要であった。
例えば、前記分波器は入出力端が不平衡端となっているが、最近の携帯電話の受信回路では、雑音指数を下げて受信感度を上げるために、2本の信号線を有する平衡型の高周波部品(低雑音増幅器やミキサー等)を備える。このため平衡型の高周波部品との接続には、平衡−不平衡変換回路が別途必要であった。
また前記分波器を小型化するように、複数の移相器を多層基板にラインパターンで構成しようとすると、重なり方向においてラインが互いに電磁気的な干渉を起こし易く、インピーダンス調整が困難となるとともに、ライン長に伴い挿入損失が増加するといった問題があった。
そこで本発明では、小型化しても挿入損失特性に優れた平衡―不平衡型分波器を提供することを目的とする
本発明は、不平衡ポートと平衡ポートを備えた平衡−不平衡型分波器であって、高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる複数の平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、ハイパスフィルタを有し、前記高周波スイッチは、前記平衡−不平衡型分波器の不平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、前記第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの平衡ポートと前記平衡−不平衡型分波器の第一平衡ポートとの間、及び/又は前記第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの平衡ポートと前記平衡−不平衡型分波器の第二平衡ポートとの間に前記ハイパスフィルタを配置してなり、前記ハイパスフィルタはインダクタンス素子とキャパシタンス素子を有し、前記高周波スイッチはスイッチング素子を有し、電極パターンを有する複数の誘電体層からなる積層体に、前記インダクタンス素子と前記キャパシタンス素子の少なくとも一部が、前記電極パターンにより形成され、前記高周波スイッチを構成するスイッチング素子及び前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタが前記積層体に実装された平衡−不平衡型分波器である。
本発明の平衡−不平衡型分波器は、複数のハイパスフィルタを備え、第1のハイパスフィルタを構成するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子と、第2のハイパスフィルタを構成するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子とを、積層方向に重なり合わない様に形成するのが好ましい。また、前記ハイパスフィルタのインダクタンス素子及びキャパシタンス素子を構成する電極パターンを、グランド電極パターンで挟まれた領域に形成するのも好ましい。
そして、前記ハイパスフィルタのインダクタンス素子を構成する電極パターンを、複数の誘電体層に形成し、前記誘電体層に形成されたビアホールを介して接続し、もって同じ方向に巻かれたスパイラル状の伝送線路とするのが、より好ましい。
本発明の平衡−不平衡型分波器は、複数のハイパスフィルタを備え、第1のハイパスフィルタを構成するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子と、第2のハイパスフィルタを構成するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子とを、積層方向に重なり合わない様に形成するのが好ましい。また、前記ハイパスフィルタのインダクタンス素子及びキャパシタンス素子を構成する電極パターンを、グランド電極パターンで挟まれた領域に形成するのも好ましい。
そして、前記ハイパスフィルタのインダクタンス素子を構成する電極パターンを、複数の誘電体層に形成し、前記誘電体層に形成されたビアホールを介して接続し、もって同じ方向に巻かれたスパイラル状の伝送線路とするのが、より好ましい。
本発明によれば、小型で挿入損失特性に優れた平衡―不平衡型分波器を提供することが出来る。
図1に、本発明の一実施例に係る分波器1を示す。この分波器は、通過帯域の異なる複数の平衡−不平衡型帯域通過フィルタを用いて構成され、不平衡ポートP1と、平衡ポートP2−1,P2−2を備えるものである。
図2に、その回路ブロックを示す。分波器1の不平衡ポートP1には、高周波スイッチ10aの第一ポート100aが接続し、第二ポート100bに第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20aの不平衡ポート110aが接続し、第三ポート100cに第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20bの不平衡ポート120aが接続している。また、第一のハイパスフィルタ30aの第一ポート130bには、第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20aの第一平衡ポート110bが接続し、第二ポート130cには、分波器1の第一平衡ポートP2−1が接続している。第二のハイパスフィルタ30bの第一ポート140bには、第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20aの第二平衡ポート110cが接続し、第二ポート140cには、分波器1の第二平衡ポートP2−2が接続している。第三のハイパスフィルタ40aの第一ポート130dには、第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20bの第一平衡ポート120bが接続し、第二ポート130eには、分波器1の第一平衡ポートP2−1が接続している。そして、第四のハイパスフィルタ40bの第一ポート140dには、第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20bの第二平衡ポート120cが接続し、第二ポート140eには、分波器1の第二平衡ポートP2−2が接続している。
図2に、その回路ブロックを示す。分波器1の不平衡ポートP1には、高周波スイッチ10aの第一ポート100aが接続し、第二ポート100bに第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20aの不平衡ポート110aが接続し、第三ポート100cに第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20bの不平衡ポート120aが接続している。また、第一のハイパスフィルタ30aの第一ポート130bには、第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20aの第一平衡ポート110bが接続し、第二ポート130cには、分波器1の第一平衡ポートP2−1が接続している。第二のハイパスフィルタ30bの第一ポート140bには、第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20aの第二平衡ポート110cが接続し、第二ポート140cには、分波器1の第二平衡ポートP2−2が接続している。第三のハイパスフィルタ40aの第一ポート130dには、第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20bの第一平衡ポート120bが接続し、第二ポート130eには、分波器1の第一平衡ポートP2−1が接続している。そして、第四のハイパスフィルタ40bの第一ポート140dには、第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ20bの第二平衡ポート120cが接続し、第二ポート140eには、分波器1の第二平衡ポートP2−2が接続している。
前記平衡−不平衡型分波器において、ハイパスフィルタは移相器として機能する。本発明におけるハイパスフィルタの役割は以下の通りである。図3(a)、(b)は、平衡−不平衡型帯域通過フィルタを、平衡ポートから見たインピーダンス特性の一例を示すスミスチャートである。ここで、図3(a)のインピーダンス特性を示す平衡−不平衡型帯域通過フィルタは、GSM850の受信周波数帯域を通過周波数帯域とするSAW(Surface Acoustic Wave)フィルタであり、図3(b)のインピーダンス特性を示す平衡−不平衡型帯域通過フィルタは、GSM900の受信周波数帯域を通過周波数帯域とするSAWフィルタである。図中の三角形のマーカーは周波数を示し、マーカー1は869MHz、マーカー2は894MHz、マーカー3は925MHz、マーカー4は960MHzであり、マーカー1、2の間がGSM850の受信周波数帯域であり、マーカー3、4の間がGSM900の受信周波数帯域であることを示している。
図3(a)において、GSM850の受信周波数帯域で、インピーダンスはほぼ50Ωの領域にあり、GSM900の受信周波数帯域では、ほぼ開放の領域(高インピーダンス)にある。また図3(b)においては、GSM900の受信周波数帯域でほぼ50Ωの領域にあり、GSM850の受信周波数帯域では、ほぼ開放の領域を外れた領域にある。
ここで「ほぼ開放の領域」とは、インピーダンスZをZ=R+jXで表わす時、実数部Rが150Ω以上で、虚数部Xの絶対値が100Ω以上となる領域である。スミスチャートでは、図中、右端よりの斜線部分が、ほぼ開放状態の領域である。
ここで「ほぼ開放の領域」とは、インピーダンスZをZ=R+jXで表わす時、実数部Rが150Ω以上で、虚数部Xの絶対値が100Ω以上となる領域である。スミスチャートでは、図中、右端よりの斜線部分が、ほぼ開放状態の領域である。
図3(a)のインピーダンス特性を示す平衡−不平衡型帯域通過フィルタでは、GSM900の受信周波数帯域で高インピーダンスであるので、GSM900の高周波信号を実質的に吸収することがなく、あっても極僅かである。従って、このような平衡−不平衡型帯域通過フィルタであれば、積極的にハイパスフィルタを用いる必要はない。
一方、図3(b)インピーダンス特性を示す平衡−不平衡型帯域通過フィルタでは、GSM850の受信周波数帯域で、インピーダンスがほぼ開放の領域を外れた領域にあるため、GSM850の高周波信号の一部を吸収してしまい、挿入損失特性が劣化してしまう。そこでハイパスフィルタを用いて、不平衡ポートのインピーダンスをほぼ開放状態となるように位相を回転させインピーダンスの調整を行うことが必要となる。
図3(c)は、ハイパスフィルタによって、インピーダンスを調整した後のスミスチャートである。GSM850の受信周波数帯域で、インピーダンスがほぼ開放の領域にあるため、GSM850の受信周波数帯域の高周波信号を実質的に吸収することがなく、挿入損失特性を減じることがない。
一方、図3(b)インピーダンス特性を示す平衡−不平衡型帯域通過フィルタでは、GSM850の受信周波数帯域で、インピーダンスがほぼ開放の領域を外れた領域にあるため、GSM850の高周波信号の一部を吸収してしまい、挿入損失特性が劣化してしまう。そこでハイパスフィルタを用いて、不平衡ポートのインピーダンスをほぼ開放状態となるように位相を回転させインピーダンスの調整を行うことが必要となる。
図3(c)は、ハイパスフィルタによって、インピーダンスを調整した後のスミスチャートである。GSM850の受信周波数帯域で、インピーダンスがほぼ開放の領域にあるため、GSM850の受信周波数帯域の高周波信号を実質的に吸収することがなく、挿入損失特性を減じることがない。
さらに平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポート側に接続した高周波スイッチ10aを切替えることにより、通過させる高周波信号を選択している。このようにして、各帯域通過フィルタ間のアイソレーションを確保できるので、高周波信号の漏洩を実質的に防止することができ、もって優れた挿入損失特性を得ることが出来る。
前記ハイパスフィルタは、インダクタンス素子及びキャパシタンス素子により、図4(a)(b)(c)に示すような、簡単な等価回路で構成することが出来る。
帯域通過フィルタ20a、20bは、平衡−不平衡型SAWフィルタにより構成するのが好ましい。平衡−不平衡型SAWフィルタは、インピーダンス変換機能及び平衡−不平衡変換機能を備えるものであり、電極指の交差幅、配列及び結合を調整することにより、入力インピーダンスと出力インピーダンスとを異ならせるとともに、平衡−不平衡変換を行う。また、平衡−不平衡型SAWフィルタ20a、20bの平衡ポート間にインダクタンス素子を接続して、平衡信号の平衡度(バランス特性)を調整しても良い。なお前記SAWフィルタの代わりに、FBARフィルタを使用することもできる。
高周波スイッチ10aは、スイッチング素子を主構成とし、例えば図5に示すような、インダクタンス素子Ls1〜Ls3、キャパシタンス素子Cs1,Cs2を備えたダイオードスイッチや、図6及び図7に示すような、GaAsFETを用いたGaAsスイッチを用いて構成される単極双投型(SPDT)スイッチである。また分波する周波数帯域に応じて、SP3T、SP4Tなどのスイッチも適宜用いられる。
前記平衡−不平衡型分波器は、電極パターンを有する複数の誘電体層からなる積層体に構成するの好ましい。前記ハイパスフィルタは、チップインダクタやチップコンデンサなどの面実装素子を用いて、前記積層体に実装して構成しても良いが、前記電極パターンで積層体内に構成するのが、小型化においてより好ましい。そして、前記高周波スイッチを構成するスイッチング素子及び前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタを前記積層体に実装するのも好ましい。さらに前記積層体に、他の高周波部品、例えば他の高周波スイッチやフィルタ、増幅器、分波器、共用器等を、実装したり、電極パターンで構成したりして、一体的に構成しても良い。
本実施例では、分波器を積層体に構成する場合について説明する。図8は、本実施例に係る分波器の等価回路であり、図9は、積層体の主面にダイオードやSAWフィルタを実装してなる分波器の斜視図であり、図10は分波器を構成する積層体の各層の構成を示す斜視図である。
本実施例では、図3(a)に示したインピーダンス特性を有する平衡−不平衡型帯域通過フィルタを、帯域通過フィルタ20aとして用いることで、帯域通過フィルタ20bの平衡出力端にのみ、ハイパスフィルタ40a、40bを接続した回路構成としている。
本実施例の分波器1では、高周波スイッチ10aのスイッチング素子として、PINダイオードを用いたダイオードスイッチを採用している。ダイオードスイッチは、インダクタンス素子、キャパシタンス素子とダイオードを主構成とし、第一ポート100aと第三ポート100cの間には積層体200内に形成されるインダクタンス素子LS1と、インダクタンス素子LS1の第三ポート100c側でグランドとの間に配置されるダイオードDD1及びDCカット用のコンデンサCS1と、ダイオードDD1及びコンデンサCS1の間に形成されるコントロールポートVC1とを有する。
第一ポート100aと第二ポート100bの間に、インダクタンス素子LS1を介してダイオードDD1と直列に接続されるダイオードDD2が配置されており、また第二ポート100b側には、グランドとの間に高周波チョークコイルLS2が配置されている。ダイオードDD2には、OFF時のアイソレーション特性を向上するために、並列にインダクタLS3と、これと直列にコンデンサCS2が接続されている。高周波チョークコイルLS2はチップインダクタで構成しても良いし、伝送線路を用いた高インピーダンス線路としても良い。本実施例では伝送線路LS1以外の回路素子はチップ部品として積層体の表面に形成したランドに実装されている。
そして、コントロールポートVC1から供給される制御電圧により、ダイオードDD1、DD2をON/OFFして、第一ポート100aと第二ポート100bとの間、第一ポート100aと第三ポート100cとの間の接続を切替える。なお第一ポート100a側にはDCカットコンデンサCS3が配置されている。
なお、スイッチング素子(ダイオードやFET等)をベア状態として、積層体に樹脂封止、あるいは管封止することもできる。
第一ポート100aと第二ポート100bの間に、インダクタンス素子LS1を介してダイオードDD1と直列に接続されるダイオードDD2が配置されており、また第二ポート100b側には、グランドとの間に高周波チョークコイルLS2が配置されている。ダイオードDD2には、OFF時のアイソレーション特性を向上するために、並列にインダクタLS3と、これと直列にコンデンサCS2が接続されている。高周波チョークコイルLS2はチップインダクタで構成しても良いし、伝送線路を用いた高インピーダンス線路としても良い。本実施例では伝送線路LS1以外の回路素子はチップ部品として積層体の表面に形成したランドに実装されている。
そして、コントロールポートVC1から供給される制御電圧により、ダイオードDD1、DD2をON/OFFして、第一ポート100aと第二ポート100bとの間、第一ポート100aと第三ポート100cとの間の接続を切替える。なお第一ポート100a側にはDCカットコンデンサCS3が配置されている。
なお、スイッチング素子(ダイオードやFET等)をベア状態として、積層体に樹脂封止、あるいは管封止することもできる。
第一及び第二の平衡−不平衡帯域通過フィルタ20a、20bとして用いた、面実装型の不平衡入力−平衡出力SAWフィルタの平衡出力端P2−1、P2−2間には、平衡度を180°±10°の範囲に調整するように、インダクタンス素子LF1、LF2を接続している。なおSAWフィルタは、ベアチップ状態で積層体200の表面に実装しても良く、また積層体に形成したキャビティの底面に実装して樹脂封止しても良い。
そして、不平衡入力−平衡出力SAWフィルタの平衡出力端側に接続されるハイパスフィルタ40a、40bは、インダクタンス素子Lh3、Lh4及びキャパシタンス素子Ch3、Ch4で構成し、積層体200に電極パターンで形成した。
そして、不平衡入力−平衡出力SAWフィルタの平衡出力端側に接続されるハイパスフィルタ40a、40bは、インダクタンス素子Lh3、Lh4及びキャパシタンス素子Ch3、Ch4で構成し、積層体200に電極パターンで形成した。
チップ部品を実装した積層体200の主面には、チップ部品を覆うように、めっき処理したSPCC等の磁性金属のキャップ(図示せず)を配置する。金属キャップの代わりに樹脂封止材を用いてもよい。樹脂封止材としては、エポキシ樹脂にアミン系、触媒系、酸無水物系の液体の硬化剤と、線膨張率を5〜8ppm程度に調整する材料や弾性率を調整する材料等を適宜添加した液状樹脂封止材を用いることが出来る。
積層体200は、例えば1000℃以下の低温焼結が可能なセラミック誘電体材料からなり、厚さが10μm〜200μmのグリーンシートに、低抵抗率のAgやCu等の導電性ペーストを印刷して所定の電極パターンを形成し、複数のグリーンシートを一体的に積層し、焼結することにより製造することができる。誘電体材料としては、例えばAl、Si、Sr等を主成分として、Ti、Bi、Cu、Mn、Na、K等を副成分とする材料や、Al、Si、Sr等を主成分として、Ca、Pb、Na、K等を複成分とする材料や、Al、Mg、Si、Gd等を含む材料や、Al、Si、Zr、Mg等を含む材料を用いることができる。誘電体材料の比誘電率は5〜15程度が好ましい。セラミック誘電体材料の他に、樹脂基板や、樹脂とセラミック誘電体粉末の複合材からなる基板を用いても良い。またHTCC(高温同時焼成セラミック)技術を用いるために、Al2O3系セラミック基板を使用するとともに、タングステンやモリブデン等の高融点金属で伝送線路等を形成しても良い。
図10に示すように、積層体200を構成する最下層のグリーンシート1の上面には、広面積のグランド電極GNDが形成されており、その裏面には、回路基板に実装するための端子電極が形成されている。グランド電極GNDの外縁部は凹状に切りかかれており、そこには端子電極と接続するビアホールが形成される。端子電極は、不平衡入力ポートIN(P1)と、平衡出力ポートOUT1,2(P2−1、P2−2) と、グランドポートGNDと、スイッチ回路制御用のコントロールポートVC1とからなり、それぞれが積層体に形成された電極パターンと、ビアホールで接続されている。本実施例では端子電極をLGA (Land Grid Array)としているが、BGA(Ball Grid Array)等も採用することができる。
グリーンシート1の上に積層されたグリーンシート2、3には、ハイパスフィルタ40a、40bのインダクタンス素子Lh3、Lh4を構成するラインパターンと、高周波スイッチ10aを構成するインダクタンス素子Ls1を構成するラインパターンがビアホールとともに形成されている。インダクタンス素子Lh3、Lh4はグリーンシート1に形成されたグランド電極GNDとビアホールを介して接続している。ここで、前記ラインパターンは互いに同じ方向に巻かれており、ビアホールを介して接続してスパイラル状の伝送線路を形成している。これによって伝送線路のインダクタンス成分を高めている。
グリーンシート3の上に積層されたグリーンシート4には、高周波スイッチ10aのインダクタンス素子Ls1を構成するラインパターンが形成されている。
グリーンシート4の上に積層されたグリーンシート5、6には、ハイパスフィルタ40a、40bのキャパシタンス素子Ch3、Ch4を構成する電極パターンが形成されている。電極パターンCh3、Ch4は、伝送線路Lh3、Lh4とビアホールを介して接続されている。
グリーンシート4の上に積層されたグリーンシート5、6には、ハイパスフィルタ40a、40bのキャパシタンス素子Ch3、Ch4を構成する電極パターンが形成されている。電極パターンCh3、Ch4は、伝送線路Lh3、Lh4とビアホールを介して接続されている。
グリーンシート6の上に積層されたグリーンシート7には、高周波スイッチ10aのインダクタンス素子Ls1を構成するラインパターンがビアホールとともに形成されている。高周波スイッチの伝送線路Lsも、コイル状に形成することによりインダクタンス成分を高めている。
グリーンシート7の上に積層されたグリーンシート8には広面積のグランド電極GNDが形成されている。グランド電極GNDは、ビアホールを介してグリーンシート1に形成されたグランド電極GNDと接続しており、積層体内に、電磁気的に閉じた領域を形成している。ここに、ハイパスフィルタ40a、40bを構成するインダクタンス素子、キャパシタンス素子、及び高周波スイッチ10aを構成するインダクタンス素子を配置し、他の電極パターンや、回路基板に形成された配線パターン等との電磁気的な干渉を極力少なくしている。また、キャパシタンス素子Ch3、Ch4を構成する電極パターンは、グランド電極GND及びインダクタンス素子Lh3、Lh4のラインパターンとの間の寄生容量を少なくするために積層方向に所定の距離を空けている。
グリーンシート8の上に積層されたグリーンシート9には、チップ部品と積層体内に形成されたインダクタンス素子等の回路素子を接続するための接続線路が形成されている。接続線路Lvは、コントロール端子VC1から抵抗Rに至る接続線路である。本実施例においては、接続線路Lvの近くにグランド電極GNDを配置することにより、コントロール電源の電圧が変動しても高周波スイッチ10aの誤動作を生じにくくしている。
グリーンシート9の上に積層されたグリーンシート10は、チップ部品を搭載する複数のランド電極を有し、チップ部品はビアホールを介して積層体200内に形成された接続線路や回路素子と接続する。積層体200の二つの長辺及び一つの短辺に沿った位置に金属ケースを固定するためのランドLcpが形成されている。
分波器を積層構造とすれば、インピーダンス調整部分の伝送線路を従来よりも短くできるため、上下の伝送線路間の電磁気的な干渉が少なくなり、インピーダンス調整が容易となる。また回路全体の小型化にも有利である。
以上説明したように、本発明によれば、小型であり、挿入損失特性に優れた平衡―不平衡型分波器を得ることが出来る。
1 平衡−不平衡型分波器
10a 高周波スイッチ
20a,20b 平衡−不平衡型帯域通過フィルタ
30a,30b,40c,40b ハイパスフィルタ
200 積層体
10a 高周波スイッチ
20a,20b 平衡−不平衡型帯域通過フィルタ
30a,30b,40c,40b ハイパスフィルタ
200 積層体
Claims (4)
- 不平衡ポートと平衡ポートを備えた平衡−不平衡型分波器であって、
高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる複数の平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、ハイパスフィルタを有し、
前記高周波スイッチは、前記平衡−不平衡型分波器の不平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、
前記第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの平衡ポートと前記平衡−不平衡型分波器の平衡ポートとの間、及び/又は前記第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの平衡ポートと前記平衡−不平衡型分波器の平衡ポートとの間に前記ハイパスフィルタを配置してなり、
前記ハイパスフィルタはインダクタンス素子とキャパシタンス素子を有し、前記高周波スイッチはスイッチング素子を有し、電極パターンを有する複数の誘電体層からなる積層体に、前記インダクタンス素子と前記キャパシタンス素子の少なくとも一部が、前記電極パターンにより形成され、前記高周波スイッチを構成するスイッチング素子及び前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタが前記積層体に実装されていることを特徴とする平衡−不平衡型分波器。 - 前記平衡−不平衡型分波器は複数のハイパスフィルタを備え、第1のハイパスフィルタを構成するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子と、第2のハイパスフィルタを構成するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子とが、積層方向に重なり合わないことを特徴とする平衡−不平衡型分波器。
- 前記ハイパスフィルタのインダクタンス素子及びキャパシタンス素子を構成する電極パターンを、グランド電極パターンで挟まれた領域に形成することを特徴とする請求項2に記載の平衡−不平衡型分波器。
- 前記ハイパスフィルタのインダクタンス素子を構成する電極パターンを複数の誘電体層に形成し、前記誘電体層に形成されたビアホールを介して接続し、もって同じ方向に巻かれたスパイラル状の伝送線路としたことを特徴とする請求項2又は3に記載の平衡−不平衡型分波器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004138662A JP2005323062A (ja) | 2004-05-07 | 2004-05-07 | 平衡−不平衡型分波器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004138662A JP2005323062A (ja) | 2004-05-07 | 2004-05-07 | 平衡−不平衡型分波器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005323062A true JP2005323062A (ja) | 2005-11-17 |
Family
ID=35470008
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004138662A Pending JP2005323062A (ja) | 2004-05-07 | 2004-05-07 | 平衡−不平衡型分波器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2005323062A (ja) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08321738A (ja) * | 1995-05-24 | 1996-12-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 二周波数帯域通過フィルタ及び二周波数分波器及び二周波数合成器 |
JP2003283363A (ja) * | 2002-03-27 | 2003-10-03 | Nrs Technology Kk | アンテナ共用器 |
WO2004038913A1 (ja) * | 2002-10-25 | 2004-05-06 | Hitachi Metals, Ltd. | 平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール |
-
2004
- 2004-05-07 JP JP2004138662A patent/JP2005323062A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08321738A (ja) * | 1995-05-24 | 1996-12-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 二周波数帯域通過フィルタ及び二周波数分波器及び二周波数合成器 |
JP2003283363A (ja) * | 2002-03-27 | 2003-10-03 | Nrs Technology Kk | アンテナ共用器 |
WO2004038913A1 (ja) * | 2002-10-25 | 2004-05-06 | Hitachi Metals, Ltd. | 平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4332758B2 (ja) | 高周波スイッチモジュール | |
JP5316544B2 (ja) | 高周波回路、高周波部品、及びマルチバンド通信装置 | |
US7242268B2 (en) | Unbalanced-balanced multiband filter module | |
KR100653344B1 (ko) | 스위치 회로 및 복합 고주파 부품 | |
JP5029946B2 (ja) | スイッチモジュール | |
JP2004166258A (ja) | 平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール | |
JPWO2006070616A1 (ja) | 平衡−不平衡型フィルタモジュールおよび通信装置 | |
JP4702622B2 (ja) | スイッチモジュール | |
JP5041285B2 (ja) | 高周波部品 | |
JP2009246624A (ja) | 積層型バラントランス及びこれを用いた高周波スイッチモジュール | |
JP2002118486A (ja) | 高周波複合スイッチモジュール | |
JP3729396B2 (ja) | 高周波部品 | |
JP2003142981A5 (ja) | ||
JP2003143033A (ja) | 高周波スイッチモジュール | |
JP2008167105A (ja) | 積層型バラントランス及び高周波部品 | |
JP2005323062A (ja) | 平衡−不平衡型分波器 | |
JP4389210B2 (ja) | 高周波スイッチ回路 | |
JP4143976B2 (ja) | モジュール | |
JP2004282727A (ja) | アンテナスイッチモジュール、一体型通信モジュール、通信機器およびアンテナスイッチモジュールの製造方法 | |
JP2004320244A (ja) | マルチバンド高周波送受信モジュール | |
JP2008034980A (ja) | 複合高周波部品 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070417 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090821 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090828 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100108 |