JP2005253284A

JP2005253284A - 電源装置

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Publication number: JP2005253284A
Application number: JP2004363532A
Authority: JP
Inventors: Yasutaka Taguchi; 泰貴田口
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2004-01-08
Filing date: 2004-12-15
Publication date: 2005-09-15
Anticipated expiration: 2024-12-15
Also published as: JP4609060B2

Abstract

【課題】力率改善手段を有する電源装置における電流制御を安定化し、電源高調波規制対応を容易とする。
【解決手段】入力電源１を直流電圧に変換して昇圧チョッパ回路３で負荷４の電圧を得る際、昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをスイッチングし、昇圧チョークコイル３ａを介して短絡して力率を改善する。このとき、当該電源装置を制御する制御部１３は入力電流検出部１０による検出入力電流と正弦波状の入力電流基準信号との比較結果によりそのスイッチング素子３ｃをオン、オフする一方、交流電源半周期ごとに電源位相検出回路５によるゼロクロス検出から所定回数だけそのスイッチング素子３ｃをスイッチングし、それ以降そのスイッチングを禁止し、交流電源の半周期毎におけるスイッチング回数が変動しないようにする。
【選択図】図１

Description

本発明は、商用電源を家電機器などの電源に変換する電源回路の制御技術に関し、さらに詳しく言えば、昇圧チョッパ型の力率改善および高調波電流抑制機能を有する電源装置に関するものである。

この種の電源装置の一例としては、図２３に示すように、入力電源（商用電源）１を整流回路２で全波整流し、この交流／直流変換した電圧を昇圧チョッパ回路（力率改善手段）３で所定電圧に昇圧するとともに、電源の力率を改善し、かつ高調波電流を抑制するようにしたものがある。

この場合、昇圧チョッパ回路３は整流回路２の正端子側に直列に接続した昇圧チョークコイル（リアクタ）３ａと、昇圧チョークコイル３ａに直列に接続した逆阻止ダイオード３ｂと、この昇圧チョークコイル３ａと逆阻止ダイオード３ｂの間で整流回路２の負端子側に接続したスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ；絶縁ゲート形トランジスタ）３ｃと、出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ３ｄとを備えている。

この昇圧チョッパ回路３の動作は、昇圧チョークコイル３ａを介してスイッチング素子３ｃによってスイッチングして短絡する一方、スイッチングされている電圧を逆阻止ダイオード３ｂから平滑コンデンサ３ｄに供給して負荷４の電圧とする。なお、負荷４としては、例えば空気調和機のコンプレッサモータに適用した場合インバータ回路４ａおよびモータ４ｂを想定することができる。

このような昇圧チョッパ回路３を含む電源装置の制御方法ついて、本出願人は先に特願２００２―１５８６５３号を出願している。この先願発明について図２４ないし図２６を参照して簡単に説明すると、まず交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、その変換された電圧を少なくともリアクタ（昇圧チョークコイル３ａ）を介して短絡して力率を改善する。

上記電源装置には、交流電源１のゼロクロスを検出する電源位相検出回路５と、昇圧チョッパ回路３の入力電流Ｉｉを検出するための電流センサ６と、それら検出値、昇圧チョッパ回路３の入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏをもとにしてスイッチング素子３ｃを制御する制御部８と、この制御部８からの信号によりスイッチング素子３ｃを駆動する駆動部７とを備えてなる。

制御部８は、昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをスイッチングするとともに、入力電流と正弦波状の入力電流基準信号との比較結果によりそのスイッチング素子３ｃをオン、オフしてその昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｏを負荷の電圧とする。

このとき、図２４に示すように、出力電圧指令値と検出出力電圧Ｖｏとの偏差が演算手段８ａで算出され、この算出偏差により電流基準信号振幅作成手段８ｂで入力電流基準信号Ｉｒの振幅値（いわゆる基準となる正弦波状の振幅値）が作成される。

この作成振幅値と検出入力電圧Ｖｉとの乗算が乗算手段８ｃで行われ、この乗算結果の入力電流基準信号（電流指令値）と電流検出値Ｉｉをもとにしてヒステリシスコンパレータ８ｄでヒステリシスが作成され、このヒステリシスにより入力電流の上限値および下限値が作成され、つまり入力電流Ｉｉがその上限値および下限値の範囲内に収まるように、上記スイッチング素子３ｃがスイッチングされる。

一方、上記交流電源のゼロクロスを電源位相検出回路５で検出するとともに、そのゼロクロスの所定前から同ゼロクロスまでの所定期間がスイッチング動作禁止時間作成手段８ｅで作成され、この作成信号によりヒステリシスの出力がアンド回路８ｆで禁止される。

これにより、図２５および図２６に示すように、その禁止区間だけスイッチング素子３ｃのスイッチングが禁止されるため、入力交流電源のゼロクロス点で入力電流が強制的にゼロとなり、そのゼロクロス点近傍における入力交流波形が改善され（正弦波状にされ）、高次高調波電流の低減が図れる。

しかしながら、上記昇圧チョッパ回路３の制御において、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏより大きくなる付近（Ｖｉ≧Ｖｏ区間；入力電流Ｉｉのピーク域）では、入力電圧や出力電圧の変動、あるいは負荷４の変動により入力電流Ｉｉが下限値にかかり、スイッチング素子３ｃのスイッチング回数が増えると、当該電流制御による不具合が生じる。

例えば、図２５に示すように、その入力電流Ｉｉが下限値にかからない場合（つまり負方向変動が小さい場合）には、スイッチング素子３ｃのスイッチング回数が増えない。これと比べて図２６に示すように、入力電流Ｉｉが下限値にかかる場合にはスイッチング素子３ｃのスイッチング回数が増加し、すなわち交流電源半周期毎のスイッチング回数が異なり、一定にならずに変動する。

この交流電源半周期毎におけるスイッチング回数が変動するということは、当該電流制御が安定せず、高次高調波電流の低減を阻害するだけなく、電源高調波規制のクリア対策が難しくなる。また、１回のスイッチング分によっても、出力電圧に影響が及ぶために安定した負荷電力供給ができなくなり、特に負荷４がモータである場合モータ回転数が安定せず、騒音などの原因ともなる。

上記課題を解決するため、本発明は、交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、その変換された電圧を少なくともリアクタを介して短絡して力率を改善するようにした電源装置において、上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果により、上記スイッチング素子をオン、オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出し、このゼロクロス検出をもとにして所定回数だけ上記スイッチング素子をスイッチングするようにしたことを特徴としている。

上記ゼロクロス検出によりスイッチング素子のスイッチングを開始する際、その開始時刻をゼロクロス検出に対して所定の正の値あるいは負の値にし、また、上記スイッチング素子のスイッチング開始時刻は当該電源装置の負荷あるいは入力電流の大きさに応じて変えるようにすることが好ましい。

上記スイッチング素子のスイッチング回数は、スイッチング動作が上記交流電源の電源位相９０度以内に完了するように設定し、また、上記スイッチング素子のスイッチング回数は、少なくとも当該電源装置の負荷や入力電流の大きさもしくは電源周波数をもとにして決定し、あるいはそれらを組み合わせて決定することが好ましい。

また、上記スイッチング回数を設定する際、当該電源装置の負荷がインバータ手段を介したモータである場合、そのモータ回転数あるいはインバータ出力周波数をもとにして求めるとよい。

上記スイッチング素子のスイッチング回数およびそれ以降のスイッチング禁止制御はソフトウェアで実現し、また、上記交流電源の電圧を検出する電圧検出手段を備え、この検出電圧により上記スイッチング手段のスイッチング回数を決めることが好ましい。

上記ゼロクロス検出からの所定期間に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了するようにすることが好ましい。

上記所定期間に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了するように上記スイッチング素子のスイッチング回数を調整することが好ましい。

上記所定時間以降に上記スイッチング素子のスイッチング動作が行われた場合、前回の上記スイッチング回数から所定の回数分だけ上記スイッチング回数を減じて上記スイッチング素子のスイッチング動作を行うようにすることが好ましい。

上記所定時間以前に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了した場合、前回の上記スイッチング回数から所定の回数分だけ上記スイッチング回数を増加させて上記スイッチング素子のスイッチング動作を行うようにすることが好ましい。

上記スイッチング素子のスイッチング回数を変更した結果、上記スイッチング素子のスイッチング動作が上記所定時間に完了しない場合、上記所定時間を補正する手段を設けることが好ましい。

上記スイッチング素子のスイッチング回数はカウンタ機能でカウントしており、上記カウント機能は上記ゼロクロス検出によりリセットされるようにすることが好ましい。

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果より、上記スイッチング素子をオン、オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出し、該ゼロクロス検出からの所定時間経過後、上記スイッチング素子の次のスイッチングオフ信号により上記スイッチング素子のスイッチング動作を完了することが好ましい。

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果より、上記スイッチング素子をオン、オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出し、該ゼロクロス検出からの所定時間後、強制的に上記スイッチング素子のスイッチング動作を終了することが好ましい。

上記所定時間は、電源周波数、負荷の大きさ、または、負荷電圧の大きさによって変化させることが好ましい。

上記所定時間は、入力電流、電源電圧、リアクタインダクタンス、電流ヒステリシス幅、又は、スイッチング回数をパラメータとしたときの、上記スイッチング素子のスイッチングが許可状態にあるときの時間と、高調波に関する評価指数との関係に基づいて、設定することが好ましい。
。

上記所定時間は、力率を考慮して設定することが好ましい。

上記所定時間は、上記スイッチング素子のスイッチング動作に伴うスイッチング損失を考慮して設定することが好ましい。

無負荷時の出力電圧と有負荷時の出力電圧を検出し、上記無負荷時の出力電圧と上記有負荷時の出力電圧の比が所定値となるように電圧制御することが好ましい。

上記交流電源は、整流手段で直流電圧に変換されて上記負荷電圧とされ、上記無負荷時の出力電圧と上記有負荷時の出力電圧に代えて、整流平均値または実効値を用いることが好ましい。

上記所定値は、予め負荷状態に応じて求めた値であることが好ましい。

上記所定値は、有負荷時及び無負荷時の入力電圧の比率を用いることが好ましい。

上記交流電源は、整流手段で直流電圧に変換されて上記負荷電圧とされ、上記入力電圧に代えて、整流平均値または実効値が用いられることが好ましい。

本発明によれば、交流電源波形のゼロクロスからスイッチング素子のスイッチングを開始するとともに、そのスッチイングを所定回数だけ行うようにしていることから、入力電流波形の正弦波化に寄与して高次高調波を低減し、当該電流制御を安定化することができ、ひいては電源高調波規制対応が容易に行えるようになるという効果がある。

また、上記スイッチング回数をカウントするためのカウンタをゼロクロス検出によってリセットするようにしたことにより、交流電源の半周期ごとに当該電流制御を行うことになりその電流制御が適切に行われ、また、そのスイッチングを開始する時刻を負荷や入力電流の大きさに応じて変えることから、その電流制御による入力電流波形の正弦波化に寄与する。

また、スイッチングを電源位相９０度以内で行い、つまり入力電流のピーク域付近を含めてそのスイッチングを禁止するようにしているため、上述したように入力電流波形の正弦波化に寄与でき、当該電流制御を安定させられる。また、上記スイッチング回数を種々のパラメータで決定していることから、その入力電流波形の正弦波化、電流制御の安定化が最適に行われる。

さらに、上記スイッチング回数を設定するための負荷として、インバータ手段によるモータとした場合、その回転数やインバータ周波数を負荷の大きさとしていることから、上述した効果に加え、特にインバータエアコンや冷蔵庫にとって最適である。

また、上記スイッチング回数、スイッチング制御をソフトウェアによって実現することから、当該電源装置のハードウェアのコストアップにならずに済む。さらにまた、上記スイッチング回数を交流電源の電圧の大きさに応じた値とすることから、家電機器全般に適用し、また産業機器などにも適用可能となる。

本発明の電源装置は、リアクタを含む力率改善手段（昇圧チョッパ回路）のスイッチング手段をスイッチングする際、そのスイッチングを入力電流波形のゼロクロス検出から所定回数（少なくとも電源位相９０度以内の所定区間）だけ行い、つまり入力電流のピーク域（入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏより大きくなる付近）において入力電圧や出力電圧の変動、あるいは負荷４の変動があっても、そのスイッチングしないようにして入力電流制御の安定化、高次高調波電流の低減を実現する。

以下に、本発明の実施形態を図１ないし図４を参照して詳しく説明する。なお図１および図２において、図２３および図２４に示されている構成要素と同一もしくは同一と見なされてよい部分には同一符号を付して重複説明を省略する。図３（ａ）は図２５（ａ）および図２６（ａ）に対応している。

図１において、この電源装置は、昇圧チョッパ回路３の入力電流Ｉｉを電流センサ（例えばＣＴ）６からの検出信号により検出する入力電流検出部１０と、昇圧チョッパ回路３の入力電圧Ｖｉを検出するための入力電圧検出部１１と、昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｏを検出するための出力電圧検出部１２と、それらの検出値や電源位相検出回路５による交流電源のゼロクロス検出などをもとにして昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをオン、オフする信号を駆動部７に出力するマイクロコンピュータなどの制御部１３とを備えている。なお、他の部分については、図２３と同一であることからその説明を省略する。

上記構成の電源装置の動作について、図２の電流制御ブロック線図と図３の波形図およびタイムチャート図とを参照して説明する。

制御部１３は、出力電圧指令値（負荷４の印加電圧指令値）と出力電圧Ｖｏとの偏差をもとにしてスイッチング素子３ｃをスイッチングするための信号（スイッチング信号）を生成する。このとき、電源位相検出回路１０からの検出信号により、入力電源波形のゼロクロス点を検出してパルスカウンタ１３ａをリセットし、このパルスカウンタ１３ａが所定のカウント値に達したときにスイッチング素子３ｃの動作を禁止する。

図２に示すように、まず出力電圧指令値と出力電圧検出部１２による検出電圧Ｖｏとの偏差が演算手段８ａで算出され、この算出偏差により電流基準信号振幅作成手段８ｂで入力電流基準信号の振幅値（いわゆる基準となる正弦波状の振幅値）が作成される。

この作成振幅値と入力電圧検出部１１による検出電圧Ｖｉとの乗算が乗算手段８ｃで行われ、この乗算結果の入力電流基準信号をもとにしてヒステリシスが作成される。なお、その検出電圧Ｖｉとしては入力電圧波形あるいは入力電圧波形の絶対値を用いるとよい。

そのヒステリシスをもった入力電流基準信号の値と入力電流検出部１０による検出入力電流Ｉｉとがヒステリシスコンパレータ手段８ｄで比較され、この比較結果によりスイッチング素子３ｃのスイッチング信号が作成される。このスイッチング信号により昇圧チョッパ回路３が制御され、つまり従来と同様に基準電流基準信号を基準の正弦波としてスイッチング素子３ｃがスイッチングされ、入力電流波形が得られる（図３（ａ）参照）。

一方、電源位相検出回路５による検出電源位相信号（ゼロクロス）のリセット信号によりパルスカウンタ１３ａがリセットされ、このパルスカウンタ１３ａの出力信号とヒステリシスコンパレータ８ｄで得られたスイッチング信号とが論理積手段（アンド回路）８ｆで論理演算され、この演算結果のスイッチング信号が駆動部７に出力される。

図３に示すように、パルスカウンタ１３ａはスイッチング素子３ｃのスイッチング回数をカウントするが（同図（ｅ）参照）、そのパルスカウンタ１３ａの出力はリセットされた時点でＨレベルになり、そのカウント値が予め設定された所定値（パルス設定値）に達したときにＬレベルになる（同図（ｆ）参照）。パルスカウンタ１３ａの所定値としては入力電流Ｉｉのピーク域付近（Ｖｉ≧Ｖｏ）の区間を含み、例えば電源位相９０度以内に相当するパルス数を経験的に求める。

この場合、ゼロクロスの検出により、スイッチング素子３ｃがオンされ（同図（ｂ），（ｃ）参照）、しかる後入力電流Ｉｉが上昇し、上限値に達したためにスイッチング素子３ｃがオフにされると（同図（ａ），（ｃ）参照）、パルスカウンタ１３ａがインクリメントされる（同図（ｄ），（ｅ）参照）。このようにしてスイッチング素子３ｃをオン、オフすることにより、入力電流Ｉｉが正弦波形状とされる。

このように、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏより大きくなる付近（入力電流Ｉｉのピーク域付近）、つまり入力電圧Ｖｉや出力電圧Ｖｏの変動、あるいは負荷４の変動などが大きくなる領域以降ではスイッチング素子３ｃのスイッチング動作が禁止される。

したがって、入力電流Ｉｉのピーク域付近まではスイッチングによる電流制御により入力電流波形を正弦波として高次高調波を低減し、そのピーク域以後スイッチングを禁止し、交流電源の半周期毎におけるスイッチング回数のバラツキを抑え（一定とし）て当該電流制御の安定化を図ることができ、ひいては電源高調波規制のクリア対策を容易に図ることができる。

なお、上記スイッチング素子３ｃのスイッチング開始時刻は、ゼロクロスの検出時刻としているが、そのゼロクロス検出に対して所定の正の値（遅らせ）あるいは負の値（早め）としてもよい。その場合、その所定の正の値あるいは負の値は負荷４あるいは入力電流Ｉｉの大きさより変え、例えばそれらが大きいほど早め、小さいほど遅らせ、また上限値と下限値の範囲量を加味することが好ましい。

上記所定値としては、電源周波数（例えば５０Ｈｚや６０Ｈｚ）、入力電圧や入力電流の大きさ、出力電圧の大きさ、負荷などをもとにして変更するようにするとよく、またそれらを個々をもとにし、あるいはそれらの組み合わせて適用すると好ましく、さらにそれら当該電源装置の使用環境や同電源装置を使用する機器などに応じて異なるようにようにするとよい。

すなわち、電源の高調波特性は入力電流や電源周波数などによって変化し、そのスイッチング回数が高調波抑制効果における重要なパラメータになっているため、その高調波特性に応じてスイッチング回数を変えることにより、高調波抑制効果が上がるからである。また、電源高調波規制値に対して余裕がある場合、スイッチング回数を減らすことにより、スイッチング損失やリアクタ損失の面に関して効率改善効果があるからである。

上記スイッチング回数を変更する場合には、例えば入力電流が７Ａ以上であるときにスイッチング回数が５回に設定されている場合、その入力電流が６Ａ以下になったときにはスイッチング回数が変更されるが、交流電源が５０Ｈｚであれば８回に、交流電源が６０Ｈｚであれば７回に変更される。

上記負荷４としては、従来例で述べたようにインバータ手段を介したモータが最適である。この場合、上記スイッチング開始時刻および所定値は、そのモータ回転数あるいはインバータ周波数に応じて求めた値とすることが好ましい。上述したことにより、入力電流波形がより正弦波に近づけるようにすることができ、当該電流制御の安定化を図ることができる。

また、その入力電源電圧を検出する検出手段を設け、上記所定値をその入力電源電圧の大きさに応じて変えるようにしてもよい。ところで、上述した所定値を設定するパラメータは、電源環境および使用機器などによって異なる。

そこで、上述したスッチング素子３ｃのスイッチング制御をソフトウェアで構成すれば、例えば図４のコンバータブロック線図とすることにより、ＰＦＣ（コントローラ）のワールドワイドを図ることができる。

この場合、電圧制御などの高速制御を必要としないループをソフトウェアで構成しており、電流コントローラは図２に示すヒステリシスコンパレータ８ｄ、論理回路８ｆ、駆動部（ゲート駆動回路）７およびスイッチング素子（ＩＧＢＴ）３ｃなどのパワー系主回路によるスイッチング動作制御部を表している。

そのソフトウェア構成２０は制御部１３のマイクロコンピュータによって実現されるが、まず電源環境および使用機器などに応じた電圧指令値２０ａと出力電圧検出値の偏差が演算手段２０ｂで算出される。この偏差を用いて電圧基準信号振幅作成手段８ｂのＰＩ（比例積分）２０ｃで比例項Ｐが算出されるとともに、その積分項Ｉが算出され、これら比例項Ｐおよび積分項Ｉにより電流指令振幅値が算出される。

その電流指令振幅値がＤ／Ａ変換手段２０ｄでアナログの出力信号に変換されて乗算手段７ｃに出力される。上述したように、その乗算手段７ｃによる乗算結果をもとにして電流制御を行う。

この電流制御では、電流指令値と出力電流値の偏差を演算手段２１で算出してこれを電流コントローラ２２に入力し上述した動作を行う。このソフトウェア構成２０にはパルスカウンタ１３ａおよびスイッチング動作コントローラ２０ｅがあり、パルスカウンタ１３ａは電源位相検出回路（ゼロクロス）５からのリセット信号によりカウント動作を開始する。

スイッチング動作コントローラ２０ｅはパルスカウンタ１３ａのカウント値が上記電源環境および使用機器などに対応したパラメータによって決定した所定値に達したか否かを判定してそのカウント値を監視する一方、パルスカウンタ１３ａのカウント値が所定値に達するまでスイッチング素子３ｃのスイッチング許可信号（図３（ｆ）参照；Ｈレベル）を電流コントローラ２２に出力する。

電流コントローラ２２では、入力電流Ｉｉが上限値と下限値の範囲に入るようにスイッチング素子３ｃをオン、オフするとともに、このスイッチング回数情報をパルスカウンタ１３ａに出力する。

パルスカウンタ１３ａのカウント値が所定値に達すると、それを監視しているスイッチング動作コントローラ２０ｅはスイッチング素子３ｃのスイッチングを禁止するための許可信号をＬレベルとする。このＬレベルの許可信号により電流コントローラ２２ではスイッチング素子３ｃのオン、オフ動作を停止する。

一方、上記電流コントローラ２２の動作によって得られた入力電流全波は、演算手段２１にフィードバックされるとともに、当該電源装置を搭載するシステムの関数Ｇ２４で出力電流にされる。この出力電流には演算手段２５で外乱による負荷電流が加味され、これが積分部２６で積分されて出力電圧となる。

その出力電圧が負荷４の電源電圧にされるとともに、ＬＰＦ２７でノイズ除去されて上記ソフトウェア構成２０にフィードバックされる。このフィードバックされた出力電圧がＡ／Ｄ変換手段２０ｆで上記演算手段２０ｂの出力電圧検出値にされる。

なお、当該電源装置の保護のために過電圧・過電流保護手段２３からは、過電圧・過電流保護情報がスイッチング動作コントローラ２０ｅおよび電流コントローラ２２に出力され、既に公知である保護動作が行われる。

このように、上記ソフトウェア構成２０によれば、種々状態などに応じたパラメータを用いることにより、スイッチング素子３ｃのスイッチング制御を適切に行え、また電源装置（ハードウェア）のコストがアップせずに済む。

実施例３において、上記実施例と共通する部分については、同じ符号を付すことで説明は省略する。

力率改善および高調波電流抑制手段の一例として、上記実施例１または実施例２に記載された方式のものがある。この方式は、少ないスイッチング回数にて電流制御を安定させ、電源高調波規制対応を容易としている。具体的には、図１に示されるような昇圧チョッパ回路を用いて、リアクタを介して電源を短絡する事により、入力電流波形を任意の波形に制御可能とし、図２に示すような制御構造にて、入力電流波形が電源電圧波形状になるようにスイッチング素子をオンオフするとともに、所定のスイッチング回数到達後、スイッチング動作を禁止することで入力電流を安定させて制御を行っている（図３の波形参照）。

しかしながら、この方式では、入力電流波形が、リアクタのインダクタンス値バラツキや、抵抗値バラツキによるヒステリシス幅（上限値と下限値の設定範囲）バラツキなどの部品バラツキに影響を受けやすい。例えば、ヒステリシス幅が狭い場合と、ヒステリシス幅が広い場合とでは、出力負荷電圧およびスイッチング回数が同じならば、電流指令値が異なるように動作するため、図５（ａ）および同図（ｂ）に示すように電流波形が異なってくる。また、リアクタインダクタンスが異なる場合でも、電流波形は異なる。これらの波形の相違は、高調波電流に大きな影響を与え、場合によって電源高調波規制値を超えることがある。

一方、電流のヒステリシス幅およびリアクタインダクタンス値が同じ場合でも、電源電圧が異なる状況でスイッチングを行うとスイッチング素子の短絡および解放時の電流の傾きが異なるため、電源電圧の定格が異なる地域においても電流波形が異なる。電源電圧変動幅を大きく見なければならないようなワールドワイド対応の電源とするには、国内の２００−１０％から海外の２４０Ｖ＋１０％等の範囲で電源高調波を抑制することが必要であるため、従来技術では、部品バラツキに対応させることが困難であった。

電源高調波について、ＩＥＣ規格で４０次までの高調波電流に対して次数毎に限度値が定められており、一元的に表しにくい為、下記のように高調波評価指数Ｙｍａｘという値にて説明する。

入力電流のｎ次高調波成分をＩｎ、ｎ次高調波に対する限度値をＩｓｎとすると、限度値にて規格化した値はそれぞれ、
Ｉ２／Ｉｓ２、Ｉ３／Ｉｓ３、Ｉ４／Ｉｓ４、‥、Ｉｎ／Ｉｓｎ、‥、Ｉ４０／Ｉｓ４０となり、限度値に対する割合を示す値となる。
この中で、最大を示す値をＹｍａｘとし、
Ｙｍａｘ＝ｍａｘ（Ｉ２／Ｉｓ２、Ｉ３／Ｉｓ３、Ｉ４／Ｉｓ４、‥、Ｉｎ／Ｉｓｎ、‥、Ｉ４０／Ｉｓ４０）
と定義すると、Ｙｍａｘ＞１のときに規格に対してＮＧ、Ｙｍａｘ≦１のときに規格に対してＯＫと表すことができる。

ここで、上記のように、リアクタのインダクタンス値バラツキや、抵抗値バラツキによるヒステリシス幅（上限値と下限値の設定範囲）バラツキなどの部品バラツキや、電源電圧の相違は、Ｙｍａｘ＞１となる要因となる。そのため、従来は、電源高調波規制値を満たすことが困難であった。

第３実施例では、少ないスイッチング回数にて力率を改善しつつ、部品バラツキおよび電源変動に強い電源高調波規制対応の制御を行なうことを目的としている。

ここで、図３に示すスイッチング許可信号が許可状態にある時間幅をＴｏｎとすると、入力電流、電源電圧、リアクタインダクタンス、電流ヒステリシス幅、スイッチング素子３ｃのスイッチング回数をパラメータとしたときの、Ｔｏｎ−Ｙｍａｘの特性は、図７のようになることが明らかになった。同図に示すように、Ｔｏｎが２．７５〜３．１ｍｓであるときに、Ｙｍａｘ≦１となるという結果が得られた。

しかしながら、入力電流とＴｏｎの関係は、図８に示す関係があり、リアクタインダクタンスが大きく、または／かつ、電流ヒステリシス幅が大きく、または／かつ、スイッチング回数が多く、または／かつ、電源電圧が小さい、ときには、Ｔｏｎが大きくなり同図（１）の方へシフトする一方、リアクタインダクタンスが小さく、または／かつ、電流ヒステリシス幅が小さく、または／かつ、スイッチング回数が少なく、または／かつ、電源電圧が大きい、ときには、Ｔｏｎが小さく同図（２）の方へシフトするなど、従来の技術では、Ｙｍａｘ≦１となるようなＴｏｎの値にセットすることが困難であった。

そこで、本実施形態では、リアクタインダクタンス値のバラツキや電流ヒステリシス幅のバラツキがある状況下でも、ワールドワイド電源電圧範囲に対応するため、Ｔｏｎが所定の範囲に入るようにスイッチング素子３ｃのスイッチング回数を自動調整する電源装置を提供する。

本実施形態の電源装置は、図３に示すスイッチング許可信号のオン幅Ｔｏｎが図７における第一の所定値（２．７５）より小さいときは、スイッチング素子３ｃのスイッチング回数を増加させ、オン幅Ｔｏｎが第二の所定値（３．１０）より大きいときはスイッチング素子３ｃのスイッチング回数を減少させる。なお、スイッチング許可信号のオン幅Ｔｏｎが第一の所定値（２．７５）以上であり、第二の所定値（３．１０）以下であるときには、スイッチング素子３ｃのスイッチング回数はそのままとする。

ここで、図７は図６に示すパラメータの値を変動させ、そのときのＹｍａｘを測定し、Ｔｏｎを横軸にＹｍａｘ値をプロットした図である。ここで、Ｙｍａｘ＞１の条件で、ＩＥＣ規格に対してＮＧであることから、図７は、図６の範囲内における任意のリアクタおよび電流ヒステリシス幅に対し、スイッチング素子３ｃのスイッチング回数を変更して、Ｔｏｎが、常にＹｍａｘ≦１となるような範囲（上限値が３．０５ｍｓ〜３．１０ｍｓ、下限値が２．８ｍｓ前後）に制御すれば、ＩＥＣ規格を満足するということを示している。

このことは、結果として、図９および図１０に示すように、電流ヒステリシス幅が小さい時にはスイッチング素子３ｃのスイッチング回数を６回に設定し、電流ヒステリシス幅が大きいときにはスイッチング回数を５回に設定するという具合に、電流のヒステリシス幅に関わらず、スイッチング動作を行っている区間の瞬時平均値が等しくなるようスイッチング回数を変更させるという意味を持っている。

すなわち、図７は、リアクタのインダクタンス値バラツキや、抵抗値バラツキによるヒステリシス幅バラツキなどの部品バラツキを考慮して、これらのパラメータを変動させたときのＴｏｎ−Ｙｍａｘの特性を表しているため、図７の結果に従って、スイッチング回数を変更して、Ｔｏｎが常にＹｍａｘ≦１となるような範囲に制御すれば、上記部品バラツキがあっても、電源高調波規制値を満たすことになる。

更に言えば、図７に示す特性は、電源周波数５０Ｈｚ時のものであるため、Ｔｏｎの時間軸を電源位相軸に置き換えることで、６０Ｈｚ時にも適用可能となる。これにより、電源のワールドワイド化を図ることができ、部品バラツキのみならず、電源変動（電源電圧の相違）に対しても強い電源高調波規制対応の制御を行なうことが可能となる。

具体的には、図１１および図３に示すように、Ｔｏｎ上限値／下限値算出手段１０２は、図７をもとに、Ｙｍａｘ≦１となる様な時間Ｔｏｎの値（上限値／下限値）を出力する。本例では、上限値を３．１０ｍｓに、下限値を２．７５ｍｓに設定するとして説明する。後述するように、時間Ｔｏｎの上限値／下限値は、入力電流の大きさ等の条件によって変化させてもよく、その場合には、Ｔｏｎ上限値／下限値算出手段１０２は、その入力電流の大きさ等の条件に基づいて、最適な上限値／下限値を算出する。

電源ゼロクロス検出手段５による検出電源位相信号（ゼロクロス）のリセット信号によりパルスカウンタ１３ａ及びタイマカウンタ１０１がリセットされる。これにより、タイマカウンタ１０１は、時間Ｔｏｎの計測を開始する。パルスカウンタ１３ａはスイッチング素子３ｃのスイッチング回数をカウントし、そのカウンタ値が予め設定された所定値（パルス設定値、本例では５回とする）に達したときに、パルスカウンタ１３ａの出力（図３の（ｆ））はＬレベルとなり、これにより、タイマカウンタ１０１による時間Ｔｏｎの計測が停止する。このことから、タイマカウンタ１０１からは、スイッチング回数が５回のときの時間Ｔｏｎが出力される。本例では、このときの時間Ｔｏｎが例えば２．７０ｍｓであったとする。

一方、Ｔｏｎ上限値／下限値算出手段１０２からは、上述した上限値／下限値の値（上限値は３．１０ｍｓ、下限値は２．７５ｍｓ）がスイッチング回数算出手段１０３に出力される。スイッチング回数算出手段１０３では、時間Ｔｏｎと、上限値／下限値とを比較し、ここでは、時間Ｔｏｎが下限値を下回っているため、パルスカウンタ１３ａに設定されたパルス設定値を１だけ増加させる（本例では６回）。これにより、次の周期（ゼロクロス）からは、パルスカウンタ値が６回になる分だけ、時間Ｔｏｎが長くなり、時間Ｔｏｎが下限値を上回る方向に制御する。

一方、上記例とは反対に、スイッチング回数算出手段１０３において、時間Ｔｏｎと、上限値／下限値とが比較された結果、時間Ｔｏｎが上限値を上回っている場合には、パルスカウンタ１３ａに設定されたパルス設定値を１だけ減少させる（本例では４回にする）。これにより、次の周期（ゼロクロス）からは、パルスカウンタ値が４回になる分だけ、時間Ｔｏｎが短くなり、時間Ｔｏｎが上限値を下回る方向に制御する。

このように、スイッチング回数算出手段１０３では、時間Ｔｏｎと、上限値／下限値とが比較され、その比較結果に基づいて、パルスカウンタ１３ａに設定されたパルス設定値を１だけ増加又は減少させることで、その後は、時間Ｔｏｎが上限値と下限値の範囲内に収まるようにする。これにより、図７の結果に従って、Ｔｏｎが常にＹｍａｘ≦１となるような範囲に制御すれば、上記部品バラツキがあっても、電源高調波規制値を満たすことができる。

上記のように、タイマカウンタ１０１により検出されたパルスカウンタ１３ａの出力に対応するスイッチング許可信号幅Ｔｏｎと、Ｔｏｎ上限値／下限値算出手段１０２により算出された上限値（図７の３．１０）および下限値（同図の２．７５）とを、スイッチング回数算出手段１０３により比較し、その比較結果に基づいて、パルスカウンタ１３ａのカウンタデータをセットする。そして、スイッチング素子３ｃ（図１参照）は、パルスカウンタ１３ａにセットされた規定回数分だけスイッチングを行う。

上記において、スイッチング回数の変更は入力電流波形に過渡状態を生じさせるため、変更周期を電源周期よりも遅く、数秒程度とする一方、ローパスフィルタ１０４を用いて時間Ｔｏｎのフィルタ処理を行うことが望ましい。

また、時間Ｔｏｎの上限値／下限値は、入力電流の大きさによって変化させてもよく（上限値を３．０５ｍｓ〜３．１０ｍｓよりも小さな値にし、下限値を２．８ｍｓ前後よりも大きな値にしてもよく）、入力電流の大きさによって変化させることで、軽負荷から重負荷まで高力率を保つことができる。例えば、軽負荷の場合、上限値を３．０５ｍｓ〜３．１０ｍｓよりも小さな値、例えば２．９ｍｓに設定して、スイッチング素子３ｃのスイッチング回数を少なくすることで、スイッチング損失を少なくすることができる。一方、重負荷の場合には、下限値を２．８ｍｓ前後よりも大きな値、例えば２．９ｍｓに設定することで、力率を良くすることができる。

次に、図１２から図１８を参照して、実施例４について説明する。
実施例４は、本出願人の出願（特願２００４−６９８２）に係る発明と、上記実施例３とを組み合わせたものである。以下に、本出願において、実施例４に特有の内容（特願２００４−６９８２の内容）を中心に説明する。

上記において、出力直流電圧Ｖｏは入力電流波形および高調波電流に対して重要なパラメータであるということができる。したがって、上記出力直流電圧Ｖｏにバラツキがあると、上記電流制御による入力電流に影響を及ぼし、つまり当該電源装置を搭載する機器に応じて高調波電流特性および力率改善特性が異なることになり、当該電源装置の適応性が低くなるという問題が起こる。

上述した電源装置にあっては、電圧フィードバック制御をコスト面などからマイコンのソフトウェアによって行うことが有用であり、そのためには出力直流電圧Ｖｏを検出するため同出力直流電圧Ｖｏを分圧する分圧抵抗回路を設け、この分圧抵抗回路の出力をＡ／Ｄ変換すればよい。

しかしながら、上記分圧抵抗回路の抵抗値バラツキやＡ／Ｄ変換に必要なＡ／Ｄコンバータリファレンス電圧ＡＶＲのバラツキなどにより、出力直流電圧Ｖｏの検出に誤差が生じることになり（つまり本来の値より高く、あるいは低くなり）、この誤差を含む出力直流電圧Ｖｏがフィードバックされるため、出力電圧にバラツキが生じる。

この部品などのバラツキは±４ないし６％程度であるが、例えば３００Ｖ程度の出力直流電圧Ｖｏを検出するときには±１２ないし１８Ｖ程度の誤差にもなり、この出力直流電圧Ｖｏの変動は当該電流制御が安定せず、また電源高調波規制がクリアできないなどの高調波特性の安定にも問題があった。

そのバラツキは、入力電流波形にも大きく影響を及ぼし、入力電流の増大による電源電圧低下や他の系統接続機器の影響による電源電圧の増減により入力電流波形が入力電圧波形と相似形に保てなくなり、当該電流制御の安定に影響を及ぼす。

そこで、第４実施例では、以下の構成を採用している。

本実施形態の電源装置は、少なくともリアクタを含む昇圧チョッパ回路を制御する際、その昇圧チョッパ回路の出力電圧Ｖｏ（ｔ）を検出するための分圧抵抗回路、ＬＰＦおよびＡ／Ｄコンバータを利用して無負荷出力電圧Ｖｏ（０）を検出する一方、この無負荷出力電圧Ｖｏ（０）に所定比率値を乗算したＡ×Ｖｏ（０）と有負荷出力電圧Ｖｏ（ｔ）との電圧偏差Ｖｅ分に応じた電圧制御を当該電流制御に加味するようにし、無負荷時の電圧に対して有負荷時の電圧を所定比に保つことにより、分圧抵抗やＡ／Ｄコンバータレファレンス電圧ＡＶＲのバラツキにかかわらず、負荷出力電圧を一定に保つようにしてなる。

すなわち、本実施形態によると昇圧チョッパ回路の出力電圧と無負荷出力電圧の比Ｖｏ（ｔ）／Ｖｏ（０）が分圧抵抗やＡ／Ｄコンバータのリファレンス電圧ＡＶＲのバラツキに依存しない値となる。

よって、上記比率値Ａ（＝Ｖｏ（ｔ）／Ｖｏ（０））を所定の回路で測定して求めておけばバラツキによらずどの機種でも使用可能な値となる。したがって、上記比率値Ａをあらかじめテーブルなどに記憶しておくことによりＶｏ（ｔ）＝ＡＶｏ（０）とすることができ、どのような装置でも真値に補正できる。

（例１）
以下に、図１２ないし図１７を参照して詳しく説明する。なお図１２において、図１の構成要素と同一もしくは同一と見なされてよい部分には同一符号を付して重複説明を省略する。

図１２において、この電源装置は、昇圧チョッパ回路３の入力電流Ｉｉを電流センサ（例えばＣＴ）６からの検出信号により検出する入力電流検出部１０と、昇圧チョッパ回路３の入力電圧Ｖｉを検出するため直列に接続した抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧抵抗回路１５と、その出力電圧（出力直流電圧）Ｖｏを検出するため直列に接続した抵抗Ｒ３，Ｒ４の分圧抵抗回路１６および雑音除去のＬＰＦ（ローパスフィルタ）１７と、このＬＰＦ１７を経た電圧をＡ／Ｄ変換して検出し、それら検出値や電源ゼロクロス検出部（電源位相検出部）５による交流電源１のゼロクロス検出などをもとにして昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをオン、オフする信号を駆動部７に出力するマイクロコンピュータなどの制御部１４とを備えている。

なお変形例として、図１２に示されている昇圧チョークコイル（リアクタ）３ａおよびスイッチング素子３ｃを整流回路２の前段に入れることによってもアクティブフィルタとして同様な効果が得られ、その場合、電流検出手段などは適宜位置を変更すればよい。また、制御部１４は図１の制御部１３と同様の機能を備え、他の部分については図１と同様であることからその説明を省略する。

図１３を併せて参照して、上記制御部１４には、当該出力電圧のバラツキを抑えるための指令値（比率値）Ａを出す電圧指令１４ａと、ＬＰＦ１３を経た出力電圧Ｖｏ（ｔ）をＡ／Ｄ変換して検出するＡ／Ｄ１４ｂと、このＡ／Ｄ変換された出力電圧Ｖｏ（ｔ）を無負荷時と有負荷時に切り替えるための判定手段１４ｃと、その無負荷時の出力電圧Ｖｏ（０）を記憶する無負荷電圧記憶手段１４ｄと、この無負荷時の出力電圧Ｖｏ（０）に上記比率値Ａを乗算する乗算手段１４ｅと、この乗算結果の電圧指令値と有負荷時の出力電圧検出値Ｖｏ（ｔ）とを演算する演算手段１４ｆと、この演算結果をもとにして入力電圧検出値Ｖｉ（ｔ）の補正量を算出する電圧コントローラ１４ｇと、電源ゼロクロス検出部５からの検出信号をもとにして従来と同様にスイッチング素子３ｃのオン、オフタイミングを発生するスイッチング動作コントローラ１４ｈとが含まれる。

そして、上記制御部１４は、入力電圧検出値Ｖｉ（ｔ）に電圧コントローラ１４ｇで得た演算値を乗算する乗算手段１４ｉと、そのスイッチング動作コントローラ１４ｈによるスイッチングタイミングをもとにしてスイッチング素子３ｃのスイッチング信号を出力する際、その乗算手段１４ｉの乗算結果を加味して入力電流Ｉｉを制御する電流コントローラ１４ｊとを備えている。そのスイッチング動作コントローラ１４ｈおよび電流コントローラ１４ｊは図２４に示すブロック構成でもよい。

上記構成の電源装置の動作について、図１３の処理系統ブロック線図および図１４ないし図１６のフローチャート図を参照して説明する。制御部１４は、従来同様に当該出力電圧指令値（負荷４の印加電圧指令値）をもとにしてスイッチング素子３ｃをスイッチングして出力電圧を負荷４に必要な所定値にするとともに、入力電流波形を正弦波形状にする。なお、入力交流波形を改善し、高次高調波電流の低減を図るため、入力電源のゼロクロス点をもとにして所定回数だけスイッチング素子３ｃをスイッチングする。

ここに、本実施形態のソフトウェア構成の処理を説明すると、まず電圧指令値算出処理系では判定手段１４ｃの切り替えによって無負荷時の出力電圧Ｖｏ（０）を得て無負荷電圧記憶手段１４ｄに記憶しており、この出力電圧Ｖｏ（０）を用いて電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）が得られる。判定手段１４ｃは、負荷４を運転しているか否かによって無負荷あるいは有負荷状態を判定する。

なお、上記無負荷出力電圧は所定の期間だけ無負荷状態を作り出して検出し、この検出に際しては後述する無負荷判定手段をもって無負荷状態を判定してその検出値を記憶、更新するとよい。また、上記無負荷出力電圧の検出は、当該電源装置の電源投入後から負荷起動開始までの所定時間を無負荷状態としてその所定時間に実行し、あるいはインターバルタイマを用いて所定時間ごとに上記負荷の運転を停止してその運転停止時に行うことが好ましい。

そして、図１４に示すように、比率値Ａが予め経験的に求めたテーブルから参照され、あるいは現出力電圧Ｖｏ（有負荷時の出力電圧Ｖｏ（ｔ））をもとにして算出される（ステップＳＴ１）。この比率値Ａが無負荷時に得た出力電圧Ｖｏ（０）に乗算され、電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）（＝Ａ×Ｖｏ（０））が得られる（ステップＳＴ２）。

上記比率値Ａは、電源高調波規制のクリアを勘案して求めた値であり、また負荷４がモータである場合その負荷の量に応じてモータ制御系が要求する電圧値から求めた値であり、テーブル参照や関数による演算によって得たものであるかを問わない。

上記出力電圧や入力電圧などの検出に際してＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換処理系では、図１５に示すように、Ａ／Ｄ変換データ（出力電圧や入力電圧）の種類を判断する（ステップＳＴ１０）。そのデータ種類が出力電圧である場合、Ａ／Ｄ変換結果をフィルタ処理するとともにＶｏ（ｔ）に代入する（ステップＳＴ１１）。続いて、負荷状態を判断し（ステップＳＴ１２）、有負荷であれば出力電圧Ｖｏ（ｔ）をそのままとし、無負荷であれば出力電圧Ｖｏ（ｔ）を初期値Ｖｏ（０）に代入する（ステップＳＴ１３）。

上記データ種類が入力電圧である場合、Ａ／Ｄ変換結果をフィルタ処理するとともにＶｉ（ｔ）に代入する（ステップＳＴ１４）。続いて、負荷状態を判断し（ステップＳＴ１５）、有負荷であれば入力電圧Ｖｉ（ｔ）をそのままとし、無負荷であれば出力電圧Ｖｉ（ｔ）を初期値Ｖｉ（０）に代入する（ステップＳＴ１６）。その他のデータに関しては、それに応じた処理を実行する（ステップＳＴ１７）。

上記電圧フィードバック制御を行う出力電圧制御系では、図１６に示すようにＰＩ制御であれば上記電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）と出力電圧検出値Ｖｏ（ｔ）の電圧偏差Ｖｅを演算手段１４ｆで算出する（ステップＳＴ２０）。その電圧偏差Ｖｅに対して比例項Ｐ（＝Ｋｐ×Ｖｅ）を求めるとともに、積分項Ｉ（＝Ｋｉ×シグマＶｅ）を求め、これにより指令振幅Ｄ（＝Ｐ＋Ｉ）を得て（ステップＳＴ２１ないしＳＴ２４）、これを用いて電流指令値を得る。なお、Ｋｐは任意の比例ゲイン、Ｋｉは任意の積分ゲインである。

上述した処理系のインターバル時間については、電圧指令値算出処理系のインターバル時間≧出力電圧制御処理系のインターバル時間≧Ａ／Ｄ変換処理系のインターバル時間の関係を基本とする。

上記処理により、電圧コントローラ１４ｇは、電圧指令値をＶｏ＊（ｔ）とすると、出力電圧Ｖｏ（ｔ）がＶｏ＊（ｔ）になるように、入力電圧Ｖｉを補正する乗算値を乗算手段１４ｉに出力する。

これによれば、処理系における出力電圧や入力電圧などを同じ分圧抵抗回路１５の抵抗Ｒ１，Ｒ２やＡ／Ｄコンバータリファレンス電圧ＡＶＲを用いて得ている。また、上記電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）（＝Ａ×Ｖｏ（０））と出力電圧Ｖｏ（ｔ）の電圧偏差Ｖｅが分圧抵抗回路１５の抵抗Ｒ１，Ｒ２のバラツキやＡ／Ｄコンバータリファレンス電圧ＡＶＲのバラツキなどに対応した量に相当する。

したがって、上記スイッチング動作コントロール１４ｈにて決定されたスイッチング素子３ｃのスイッチング区間において、電流コントローラ１４ｊでは電流制御が行われるとともに、この電流制御に上記乗算手段１４ｉの乗算結果を加味して出力電圧Ｖｏ（ｔ）を一定とする電圧制御が加味される。

その乗算結果を加味する電流制御としては、スイッチング動作コントロール１４ｈおよび電流コントロール１４ｊを図２４に示す構成とするならば、その電流制御における出力電圧指令値などを変更すればよい。

このように、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２のバラツキやＡ／Ｄコンバータリファレンス電圧ＡＶＲのバラツキなどがあり、当該電流制御における電圧検出に誤差が生じても、電圧制御によりその検出誤差による影響がなく、出力電圧Ｖｏ（ｔ）が一定に保たれ、当該電流制御の安定化が図られ、また入力電流波形の機器によるバラツキが抑えられ、当該電源装置の適用性の向上が図られる。

（例２）
上記入力電流波形が入力電圧Ｖｉにも影響を及ぼすことから、上記Ａ／Ｄ変換処理系を図１７に示すルーチンで実行するようにしてもよい。この例２における電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）を得る方法は、比率値Ａを乗算する出力電圧を無負荷時の出力電圧Ｖｏ（０）に有負荷時と無負荷時の入力電圧Ｖｉの比率Ｖｉ（ｔ）／Ｖｉ（０）を乗算して得る（ステップＳＴ３０，ＳＴ３１）。

これにより、入力電圧Ｖｉの変動を考慮することになるため、電源電圧が変動しても入力電流波形を入力電圧波形と相似形に保て、当該電流制御をより安定化することができる。また、上述した実施例１により、無負荷時の出力電圧により電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）が設定されるため、入力電流の増大による電源電圧の低下や他の系統接続機器の影響による電源電圧の増減にもかかわらず、入力電圧ピーク値と出力電圧との比が一定に保てるようになる。

なお、上述した例１では無負荷出力電圧および有負荷出力電圧を用いて電圧制御を行うようにしているが、上記整流回路２で整流された直流電圧の整流平均値あるいは実効値を検出する手段および無負荷時の整流平均値あるいは実効値を記憶する記憶手段とを設けて、その無負荷出力電圧および有負荷出力電圧に代えて、その記憶手段の整流平均値あるいは実効値および検出整流平均値あるいは実効値を用いるようにしてもよい。

本実施形態では、図１８に示すように、上記実施例３として説明した制御（符号２００）と、上記図１２から図１７を参照して上記例２として説明した負荷電圧比率制御（符号３００）とを組み合わせると、負荷電圧を安定させることができ、さらに、コンバータシステム全体が部品バラツキに対してロバスト性を発揮できる。このとき、図１８の制御ブロック図に示すように、比較的速度を要求される制御をハードウェアにて、遅い処理系でもよい制御をソフトウェアにて構成すると製品コストを抑えることができる。なお、同図における電流コントローラ２２は、図１１に示すヒステリシスコンパレータ８ｄにて構成できる。また、この実施例４は、他の実施例との組み合わせも容易に可能である。

次に、図１９を参照して、実施例５について説明する。
実施例５では、時間Ｔｏｎの下限値（２．７５）のみがＴｏｎ下限値算出手段１０２に設定されている。実施例５では、パルスカウンタ１３ａの使用が省略される。

図１９に示すように、電源ゼロクロス検出手段５による検出電源位相信号（ゼロクロス）のリセット信号（図中ゼロクロスタイミング）によりタイマカウンタ１０１がリセットされる。これにより、タイマカウンタ１０１は、時間Ｔｏｎの計測を開始する。タイマカウンタ１０１による計測値が下限値（２．７５）を超えた直後であって、スイッチング素子３ｃのスイッチングオフ信号の立下りエッジ（図中ＩＧＢＴ立ち下がりエッジ）を検出したときに、スイッチング許可信号を禁止出力とする。

このように、時間Ｔｏｎの下限値（２．７５）を越えた直後であって、スイッチング素子３ｃのスイッチングオフ信号の立下りエッジのタイミングで、スイッチング許可信号を禁止出力にすることで、確実に、時間Ｔｏｎを図７の下限値（２．７５）と上限値（３．１０）の間に入れることができる。即ち、上限値（３．１０）を予め設定しておかなくても、下限値（２．７５）を越えた直後に、スイッチング許可信号を禁止出力にすることで、時間Ｔｏｎが上限値（３．１０）を超えることはない。

実施例５によれば、パルスカウンタ１３ａを使用せずに済むため、ハードウェアのコストダウン、もしくは、ソフトウェア負荷の軽減が実現できる。

次に、実施例６について説明する。

さらに言えば、負荷電圧をあまり安定させる必要がないような簡易的なコンバータ装置においては、スイッチング信号（図１９のＩＧＢＴゲート駆動信号）と同期せずに、時間Ｔｏｎが上限値（３．１０）と下限値（２．７５）の間になるよう、強制的にスイッチング許可信号を禁止出力としてもよい。この場合でも、図９および図１０に示すスイッチング動作区間の瞬時平均値を等しくすることができ、電源高調波特性を安定化させ、高調波電流を抑制することができる。

即ち、図１９に示した実施例５では、タイマカウンタ１０１による計測値が下限値（２．７５）を上回った後、ＩＧＢＴゲート駆動信号の立下りのタイミングを待って、スイッチング許可信号を禁止出力としていたのに対して、実施例６では、タイマカウンタ１０１による計測値が下限値（２．７５）を上回った時点で、ＩＧＢＴゲート駆動信号の立下りのタイミングを待つことなく、直ちに（強制的に）スイッチング許可信号を禁止出力とする。

上記実施例６では、スイッチング許可信号を禁止出力とするタイミングを、タイマカウンタ１０１による計測値が下限値（２．７５）を上回った時点としたが、これに代えて、上限値（３．１０）であってもよく、また、下限値と上限値の間の所定値であってもよい。

次に、実施例７について説明する。

実施例７は、上限値／下限値の決め方に関する。
スイッチング回数を変更すると、時間Ｔｏｎは増加する。例えば、図２１に示すように、入力電流がＩ１である状態で、スイッチング回数をｎ回から（ｎ＋１）回に変更したとき、Ｔｏｎは｛Ｔ（ｎ＋１）−Ｔ（ｎ）｝だけ増加する。

図２２は、図７のＹｍａｘ−Ｔｏｎの傾向を模式的に示した図である。
Ｔｏｎの下限値および上限値を図２２に示す様に、Ｔ１およびＴ２とすると（Ｔ１は、Ｙｍａｘ＜１の第１の閾値Ｔｍｉｎである２．７５よりも大きな値であり、Ｔ２は、Ｙｍａｘ＜１の第２の閾値Ｔｍａｘである３．１０よりも小さな値である。このＴ１とＴ２の幅は、上記Ｔｏｎのスイッチング回数変更による増加分｛Ｔ（ｎ＋１）−Ｔ（ｎ）｝より大きく設定しなければならない。

スイッチング回数がｎ回のときのＴｏｎがＴ１未満であり、スイッチング回数をｎ回から（ｎ＋１）回に変更して、Ｔｏｎを｛Ｔ（ｎ＋１）−Ｔ（ｎ）｝だけ増加させたらＴ２を超える場合には、スイッチング回数を変更してＴｏｎを適正な値（Ｔ１からＴ２の間）に制御することができないためである。

なお、このＴ１およびＴ２は、図１４に示すＹｍａｘ＜１の２つの閾値Ｔｍｉｎ, Ｔｍａｘよりも内側に設定しなければならない。

実施例８も、上限値、下限値の決め方に関する。
本コンバータ装置は、下限値＝Ｔｍｉｎ、上限値＝Ｔｍａｘと設定してもよいが、下限値と上限値の範囲を広く設定した場合、この範囲内に、スイッチング回数がｎ回でも、（ｎ＋１）回でもよいような、スイッチング回数の複数条件を満たす状況が起こる。このとき、図１４に示すように、Ｔｍｉｎよりも大きな値にＴ１を設定し、Ｔｍａｘよりも小さな値にＴ２を設定し、かつ、最大力率を出力する値をＴ１、Ｔ２の値としてもよい。傾向として、Ｔｏｎは、大きいほうが力率がよいため、Ｔ２＝Ｔｍａｘ、Ｔ１＝Ｔ２−ΔＴｏｎと設定してもよい。ここで、ΔＴｏｎは、スイッチング１回当たりのＴｏｎ増加分である。この最大力率点は、入力電流値により変化する場合もあるので、上記Ｔ１およびＴ２を補正してもよい。

実施例９は、実施例８の変形である。
スイッチング回数を多くすると、スイッチング損失が増えることから、実施例８における最大力率点の代わりに最大効率点に基づいて、Ｔ１およびＴ２を設定してもよい。

前述の様に、最大力率および最大効率を達成するために、Ｔ１およびＴ２による制御範囲を小さく設定した場合、電源電圧変動や部品バラツキなどの影響により、スイッチング１回分のＴｏｎの増加で、Ｔｏｎの制御範囲（Ｔ１からＴ２の範囲）に入らない場合がある。たとえば、スイッチング回数がｎ回でＴｏｎ＜Ｔ１であるときにスイッチングを（ｎ＋１）回に増加させ、Ｔｏｎ＞Ｔ２となる様な場合である。このような場合、Ｔ１もしくはＴ２を変更して、Ｔｏｎの制御範囲を広げるとよい。

Ｔｏｎ−Ｙｍａｘ特性である図７および図２２は、ある出力電圧のときの結果である。図７および図２２に対応する結果は、出力電圧の大きさに基づいて、正確に言えば、入力電圧と出力電圧の関係に基づいて、変化する。したがって、出力電圧の大きさに応じて、それぞれ、図７および図２２に対応する結果を予め求めておき、それらの結果を参照して、出力電圧の大きさに基づいて、Ｔ１およびＴ２を補正してもよい。

（応用回路）
なお、上記の実施例は、昇圧チョッパ型力率改善回路を用いているものであるから、図１に示した代表回路だけではなく、図２０−１〜図２０−４に示す様な、リアクタを介した電源短絡回路全てに応用可能である。

以上述べたように、上記実施例によれば、少ないスイッチング回数にて力率を改善しつつ、部品バラツキおよび電源変動に強い電源高調波規制対応の制御を行うことができる。また、ワールドワイド対応型の電源高調波抑制が行え、本装置を搭載する製品のグローバル化が容易となる。

本発明によれば、電源装置における電流制御を安定し、電源高調波規制対応を容易としていることから、空気調和機や冷蔵庫のコンプレッサだけなく、家電機器全般に適用するとともに、産業機器にも適用可能である。

本発明による電源装置の実施形態を示す概略的ブロック線図。上記電源装置に含まれている制御手段を示す概略的ブロック線図。上記制御手段の動作説明用の概略的波形図およびタイムチャート。上記制御手段における処理系を示す概略的ブロック線図。上記電源装置において電流ヒステリシス幅が狭い場合と広い場合の電流波形を示す図。図７の測定が行なわれるときのパラメータとその変動範囲を示す図。Ｔｏｎ−Ｙｍａｘ特性図。入力電流とＴｏｎとの関係を示す図。上記電源装置において電流ヒステリシス幅が狭い場合のスイッチング回数の例を示した図。上記電源装置において電流ヒステリシス幅が広い場合のスイッチング回数の例を示した図。実施例３の要部の構成例を示すブロック図。実施例４の構成例を示すブロック図。実施例４の電源装置に含まれる制御手段の処理系等ブロック線図。実施例４の上記電源装置の動作説明用の概略的フローチャート。実施例４の上記電源装置の他の動作説明用の概略的フローチャート。実施例４の上記電源装置の更に他の動作説明用の概略的フローチャート。図１４に示す処理の変形例を説明するためのフローチャート。実施例４の構成例を示すブロック図。実施例５を説明するためのタイムチャート図。実施例１２を説明するための図。実施例１２を説明するための他の図。実施例１２を説明するための更に他の図。実施例１２を説明するための更に他の図。実施例７を説明するための図。図７を模式的に示した図。従来の電源装置を示す概略的な回路図。上記従来の電源装置に含まれている制御手段を示す概略的ブロック線図。上記従来の電源装置の動作を説明する概略的な波形図。上記従来の電源装置の動作を説明する他の概略的な波形図。

符号の説明

１入力電源（交流電源）
２整流回路
３昇圧チョッパ回路
３ａ昇圧チョークコイル
３ｂ逆阻止ダイオード
３ｃスイッチング素子
３ｄ平滑コンデンサ
４負荷
５電源位相検出回路
６電流センサ
７駆動部
１３制御部
１０入力電流検出部
１１入力電圧検出部
１２出力電圧検出部
１３ａパルスカウンタ
Ｉｉ入力電流
Ｖｉ入力電圧
Ｖｏ出力電圧

Claims

交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、
上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果により、上記スイッチング素子をオン、オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出し、該ゼロクロス検出をもとにして所定回数だけ上記スイッチング素子をスイッチングするようにしたことを特徴とする電源装置。
上記スイッチング素子のスイッチング開始時間は当該電源装置の負荷あるいは入力電流の大きさに応じて変えるようにした請求項１に記載の電源装置。
上記スイッチング素子のスイッチング回数は、上記交流電源の電源位相が９０度以内となるように設定する請求項１または２に記載の電源装置。
上記スイッチング素子のスイッチング回数は、少なくとも当該電源装置の負荷や入力電流の大きさもしくは電源周波数をもとにして決定し、あるいはそれらを組み合わせて決定する請求項３に記載の電源装置。
上記スイッチング回数を設定する際、当該電源装置の負荷がインバータ手段を介したモータである場合、そのモータ回転数あるいはインバータ出力周波数をもとにして求めるようにした請求項２ないし４のいずれか１項に記載の電源装置。
上記交流電源の電圧を検出する電圧検出手段を備え、該検出電圧により上記スイッチング素子のスイッチング回数を決めるようにした請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電源装置。
上記ゼロクロス検出からの所定期間に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了するようにした請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電源装置。
上記所定期間に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了するように上記スイッチング素子のスイッチング回数を調整するようにした請求項７に記載の電源装置。
上記所定時間以降に上記スイッチング素子のスイッチング動作が行われた場合、前回の上記スイッチング回数から所定の回数分だけ上記スイッチング回数を減じて上記スイッチング素子のスイッチング動作を行うようにした請求項８に記載の電源装置。
上記所定時間以前に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了した場合、前回の上記スイッチング回数から所定の回数分だけ上記スイッチング回数を増加させて上記スイッチング素子のスイッチング動作を行うようにした請求項８または９に記載の電源装置。
上記スイッチング素子のスイッチング回数を変更した結果、上記スイッチング素子のスイッチング動作が上記所定時間に完了しない場合、上記所定時間を補正する手段を設けた請求項８ないし１０のいずれか１項に記載の電源装置。
上記スイッチング素子のスイッチング回数はカウンタ機能でカウントしており、上記カウント機能は上記ゼロクロス検出によりリセットされるようにした請求項１ないし１１のいずれか１項に記載の電源装置。
交流電圧を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果より、上記スイッチング素子をオン、オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出し、該ゼロクロス検出からの所定時間経過後、上記スイッチング素子の次のスイッチングオフ信号により上記スイッチング素子のスイッチング動作を完了することを特徴とした電源装置。
交流電圧を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果より、上記スイッチング素子をオン、オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出し、該ゼロクロス検出からの所定時間後、強制的に上記スイッチング素子のスイッチング動作を終了することを特徴とした電源装置。
上記所定時間は、電源周波数、負荷の大きさ、または、負荷電圧の大きさによって変化させることを特徴とする請求項７〜１１、１３、及び１４のいずれか１項に記載の電源装置。
上記所定時間は、入力電流、電源電圧、リアクタインダクタンス、電流ヒステリシス幅、又は、スイッチング回数をパラメータとしたときの、上記スイッチング素子のスイッチングが許可状態にあるときの時間と、高調波に関する評価指数との関係に基づいて、設定されることを特徴とする請求項７〜１１、及び１３〜１５のいずれか１項に記載の電源装置。
無負荷時の出力電圧と有負荷時の出力電圧を検出し、上記無負荷時の出力電圧と上記有負荷時の出力電圧の比が所定値となるように電圧制御することを特徴とする請求項７ないし１６のいずれか１項に記載の電源装置。
上記交流電源は、整流手段で直流電圧に変換されて上記負荷電圧とされ、
上記無負荷時の出力電圧と上記有負荷時の出力電圧に代えて、整流平均値または実効値を用いることを特徴とする請求項１７記載の電源装置。