JP2005046000A - 同期モータ駆動方法、圧縮機駆動方法およびこれらの装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 周期性の脈動負荷を最大効率状態で、かつ実用的な構成で、低速振動を低減するためのトルク制御を実現する。
【解決手段】 周期性のトルク変動を有する負荷に対し、インバータ５で制御される同期モータ６により１回転中の速度変動を抑制するトルク制御を行う場合に、電流波形または電圧波形の振幅および位相の両者に対して変動量を重畳すべくインバータ５を制御するインバータ制御手段８，１０を含んでいる。
【選択図】 図１

Description

この発明は同期モータ駆動方法、圧縮機駆動方法およびこれらの装置に関し、さらに詳細にいえば、インバータを用いてブラシレスＤＣモータなどの同期モータを駆動する同期モータ駆動方法およびその装置、およびこのように駆動される同期モータによって圧縮機を駆動する方法およびその装置に関する。

従来から、１シリンダ圧縮機の１回転中の回転速度変動に伴う振動をインバータ・モータの入力電圧または入力電流を制御することにより低減するトルク制御技術が知られている（特許文献１参照）。

また、駆動源としては、位置検出機構を予め持つためトルク制御がＡＣモータに比べて容易なブラシレスＤＣモータが専ら用いられている。

中でも、回転子の永久磁石を表面に装着する表面磁石構造のブラシレスＤＣモータは、トルク制御を行う場合、モータトルク発生に寄与しないｄ軸電流を０にする制御、すなわち電流位相をモータ速度起電圧の位相と同相（電流位相＝０）になるように制御する方法が、効率低下のない駆動方法として知られ、制御が簡便なことからよく用いられている。

一方、回転子の永久磁石を内部に埋め込む埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータは、２つの発生トルク、すなわち磁石トルクとリラクタンストルクを同時に出力でき、負荷トルクに応じて２つのトルク配分を適正化し、最小電流で最大トルクとなるように制御（以下、最大トルク制御と称する）することで表面磁石構造のブラシレスＤＣモータに比べ、さらに高効率な運転ができる特徴を持ち、最近になって特に省エネ性を要求される空気調和機などへの適用が進んでいる。

また、埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータの最大トルク制御方法は、非特許文献１に示されており、モータの電気的定数により定まる関係式に基づいてｄｑ軸電流を制御すればよいことが知られている。
特公平６−４２７８９号公報参照 「埋込磁石構造ＰＭモータに適した制御法」、森本他、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−９２−５

しかし、前記の最大トルク制御法をトルク制御と組み合わせる場合、以下に示す問題点が発生する。

（１）モータ温度、磁気飽和によるモデル誤差が発生し、絶えず最大トルク条件が門族されるわけではない。そして、モータのモデル誤差に伴う問題（具体的には、温度上昇に伴う巻線抵抗、速度起電力定数の変化、磁気飽和によるｄｑ軸各々のインダクタンス値の変化と速度起電力定数の変化）を解決するためには、これら温度、磁気飽和による各種パラメータの変化を実測し、演算に加味する必要があるが、実用上は著しく困難である。

（２）振動に影響の少ない高次成分までキャンセルするトルク制御との組み合わせでは、必要以上の電力消費をしてしまう。

（３）トルク制御によりピーク電流が増加し、インバータ電流の限界を越え、最大トルク制御の動作ポイントからずらす必要がある。

この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、周期性の脈動負荷を最大効率状態で、かつ実用的な構成で、低速振動を低減するためのトルク制御を実現できる同期モータ駆動方法、圧縮機駆動方法およびこれらの装置を提供することを目的としている。

請求項１の同期モータ駆動方法は、周期性のトルク変動を有する負荷に対し、インバータで制御される同期モータにより１回転中の速度変動を抑制するトルク制御を行う場合に、電流波形または電圧波形の振幅および位相の両者に対して変動量を重畳する方法である。

請求項２の同期モータ駆動方法は、トルク制御部の出力により制御される振幅の変動量に基づいて位相の変動量を制御する方法である。

請求項３の同期モータ駆動方法は、トルク制御部の出力により制御される位相の変動量に基づいて振幅の変動量を制御する方法である。

請求項４の同期モータ駆動方法は、トルク制御部の出力に基づき振幅の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき位相の変動量を制御する方法である。

請求項５の同期モータ駆動方法は、トルク制御部の出力に基づき位相の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき振幅の変動量を制御する方法である。

請求項６の同期モータ駆動方法は、前記変動量として、基本波および低次調波に対応するものを採用する方法である。

請求項７の同期モータ駆動方法は、前記変動量として、基本波に対応するものを採用する方法である。

請求項８の同期モータ駆動方法は、前記振幅の変動量に対して３次調波を重畳する方法である。

請求項９の同期モータ駆動方法は、インバータの各相の出力端子に一方の端部が接続され、かつ他方の端部が互いに接続された抵抗により得られた第１中性点電圧と、同期モータの各相の固定子巻線の一方の端部を互いに接続して得られた第２中性点電圧との差を積分して同期モータの回転子の磁極位置を検出する方法である。

請求項１０の圧縮機駆動方法は、請求項１から請求項９の何れかに記載の同期モータ駆動方法により駆動される同期モータによって１シリンダ圧縮機を駆動する方法である。

請求項１１の同期モータ駆動装置は、周期性のトルク変動を有する負荷に対し、インバータで制御される同期モータにより１回転中の速度変動を抑制するトルク制御を行う場合に、電流波形または電圧波形の振幅および位相の両者に対して変動量を重畳すべくインバータを制御するインバータ制御手段を含むものである。

請求項１２の同期モータ駆動装置は、インバータ制御手段として、トルク制御部の出力により制御される振幅の変動量に基づいて位相の変動量を制御するものを採用するものである。

請求項１３の同期モータ駆動装置は、インバータ制御手段として、トルク制御部の出力により制御される位相の変動量に基づいて振幅の変動量を制御するものを採用するものである。

請求項１４の同期モータ駆動装置は、インバータ制御手段として、トルク制御部の出力に基づき振幅の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき位相の変動量を制御するものを採用するものである。

請求項１５の同期モータ駆動装置は、インバータ制御手段として、トルク制御部の出力に基づき位相の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき振幅の変動量を制御するものを採用するものである。

請求項１６の同期モータ駆動装置は、インバータ制御手段として、基本波および低次調波に対応するものを前記変動量とするものを採用するものである。

請求項１７の同期モータ駆動装置は、インバータ制御手段として、基本波に対応するものを前記変動量とするものを採用するものである。

請求項１８の同期モータ駆動装置は、インバータ制御手段として、前記振幅の変動量に対して３次調波を重畳するものを採用するものである。

請求項１９の同期モータ駆動装置は、第１中性点電圧を得るべくインバータの各相の出力端子に一方の端部が接続され、かつ他方の端部が互いに接続された抵抗と、第２中性点電圧を得るべく一方の端部が互いに接続された同期モータの各相の固定子巻線と、第１中性点電圧と第２中性点電圧との差を積分する積分手段と、積分信号に基づいて同期モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段とをさらに含むものである。

請求項２０の圧縮機駆動装置は、請求項１１から請求項１９の何れかに記載の同期モータ駆動装置により駆動される同期モータによって１シリンダ圧縮機を駆動するものである。

請求項１の発明は、周期性の脈動負荷を最大効率状態で、かつ実用的な構成で、低速振動を低減するためのトルク制御を実現することができるという特有の効果を奏する。

請求項２の発明は、請求項１と同様の効果を奏する。

請求項３の発明は、請求項１と同様の効果を奏する。

請求項４の発明は、最大トルク制御方法では考慮されていなかった鉄損を含めた制御を実現できるほか、請求項１と同様の効果を奏する。

請求項５の発明は、最大トルク制御方法では考慮されていなかった鉄損を含めた制御を実現できるほか、請求項１と同様の効果を奏する。

請求項６の発明は、請求項１から請求項５の何れかと同様の効果を奏する。

請求項７の発明は、請求項１から請求項５の何れかと同様の効果を奏する。

請求項８の発明は、請求項１から請求項５の何れかと同様の効果を奏する。

請求項９の発明は、請求項１から請求項８の何れかと同様の効果を奏する。

請求項１０の発明は、省エネ性および低コスト化を実現することができるという特有の効果を奏する。

請求項１１の発明は、周期性の脈動負荷を最大効率状態で、かつ実用的な構成で、低速振動を低減するためのトルク制御を実現することができるという特有の効果を奏する。

請求項１２の発明は、請求項１１と同様の効果を奏する。

請求項１３の発明は、請求項１１と同様の効果を奏する。

請求項１４の発明は、最大トルク制御方法では考慮されていなかった鉄損を含めた制御を実現できるほか、請求項１１と同様の効果を奏する。

請求項１５の発明は、最大トルク制御方法では考慮されていなかった鉄損を含めた制御を実現できるほか、請求項１１と同様の効果を奏する。

請求項１６の発明は、請求項１１から請求項１５の何れかと同様の効果を奏する。

請求項１７の発明は、請求項１１から請求項１５の何れかと同様の効果を奏する。

請求項１８の発明は、請求項１１から請求項１５の何れかと同様の効果を奏する。

請求項１９の発明は、請求項１１から請求項１８の何れかと同様の効果を奏する。

請求項２０の発明は、省エネ性および低コスト化を実現することができるという特有の効果を奏する。

請求項１の同期モータ駆動方法であれば、周期性のトルク変動を有する負荷に対し、インバータで制御される同期モータにより１回転中の速度変動を抑制するトルク制御を行う場合に、電流波形または電圧波形の振幅および位相の両者に対して変動量を重畳するのであるから、周期性の脈動負荷を最大効率状態で、かつ実用的な構成で、低速振動を低減するためのトルク制御を実現することができる。さらに詳細に説明する。

負荷トルクが１回転中で脈動する周期性の負荷の場合に前記した埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータの最大トルク制御方法の考え方を適用してみれば、図１に示すように、電流振幅並びに電流位相を１回転中で変動させればよいことが分かる。すなわち、前記最大トルク制御方法のモデルに立脚した複雑な演算を簡単な波形制御量に置き換えれることが分かる。したがって、図１に示す電流振幅と電流位相の各々の直流分、並びに変動分を運転条件毎に適宜補正することにより、正確に最大トルク制御を実現することができる。もちろん、電流振幅並びに電流位相を１回転中で変動させる代わりに電圧振幅並びに電圧位相を１回転中で変動させるようにしてもよい。

請求項２の同期モータ駆動方法であれば、トルク制御部の出力により制御される振幅の変動量に基づいて位相の変動量を制御するのであるから、請求項１と同様の作用を達成することができる。

請求項３の同期モータ駆動方法であれば、トルク制御部の出力により制御される位相の変動量に基づいて振幅の変動量を制御するのであるから、請求項１と同様の作用を達成することができる。

請求項４の同期モータ駆動方法であれば、トルク制御部の出力に基づき振幅の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき位相の変動量を制御するのであるから、前記最大トルク制御方法では考慮されていなかった鉄損を含めた制御を実現できるほか、請求項１と同様の作用を達成することができる。この点に関して、前記最大トルク制御方法の考え方だけでは、モータ電流最小は銅損最小にすぎない。また、「ブラシレスＤＣモータの省エネルギー高効率運転法」、森本他、電学論Ｄ、ｖｏｌ．１１２−３、ｐｐ．２８５（平４−３）で最大効率制御の考え方も示されているが、鉄損を定数としているので、前述の最大トルク制御の問題点（１）と同じモデル誤差の問題が同様に存在している。したがって、請求項５の方法を採用することにより、鉄損を含めた制御を実現することができる。

請求項５の同期モータ駆動方法であれば、トルク制御部の出力に基づき位相の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき振幅の変動量を制御するのであるから、前記最大トルク制御方法では考慮されていなかった鉄損を含めた制御を実現できるほか、請求項１と同様の作用を達成することができる。

請求項６の同期モータ駆動方法であれば、前記変動量として、基本波および低次調波に対応するものを採用するのであるから、請求項１から請求項５の何れかと同様の作用を達成することができる。さらに詳細に説明する。

負荷トルク波形の調波成分中、振動への寄与度が大きな成分｛例えば、脈動負荷となる１シリンダ圧縮機については１次調波＋２次調波：高次なトルク変動成分についてははずみ車効果（慣性モーメントの作用）が周波数と共に高まるため、回転変動およびこれによる振動への影響が小さい｝のみに電流振幅や電流位相の変動分の帯域に制限することが容易に行える。これにより、不必要な電力消費をなくすることができ、より高効率な運転が可能になる。もちろん、電流に代えて電圧を採用してもよい。

請求項７の同期モータ駆動方法であれば、前記変動量として、基本波に対応するものを採用するのであるから、請求項１から請求項５の何れかと同様の作用を達成することができる。また、不必要な電力消費をなくすることができ、より高効率な運転が可能になる。

請求項８の同期モータ駆動方法であれば、前記振幅の変動量に対して３次調波を重畳するのであるから、ピーク電流の抑制を簡便に行うことができ、インバータ電流限界の制約を緩和でき、より広い負荷トルク範囲で最適な動作ポイントでの運転が可能になるほか、請求項１から請求項５の何れかと同様の作用を達成することができる。なお、３次調波成分の重畳による振動への影響は、慣性モーメントの作用により殆どない。

請求項９の同期モータ駆動方法であれば、インバータの各相の出力端子に一方の端部が接続され、かつ他方の端部が互いに接続された抵抗により得られた第１中性点電圧と、同期モータの各相の固定子巻線の一方の端部を互いに接続して得られた第２中性点電圧との差を積分して同期モータの回転子の磁極位置を検出するのであるから、磁極位置検出のためにホール素子、エンコーダなどを設ける必要がなくなるほか、請求項１から請求項８の何れかと同様の作用を達成することができる。

請求項１０の圧縮機駆動方法であれば、請求項１から請求項９の何れかに記載の同期モータ駆動方法により駆動される同期モータによって１シリンダ圧縮機を駆動するのであるから、省エネ性および低コスト化を実現することができる。

請求項１１の同期モータ駆動装置であれば、周期性のトルク変動を有する負荷に対し、インバータで制御される同期モータにより１回転中の速度変動を抑制するトルク制御を行う場合に、インバータ制御手段によって電流波形または電圧波形の振幅および位相の両者に対して変動量を重畳すべくインバータを制御することができる。したがって、周期性の脈動負荷を最大効率状態で、かつ実用的な構成で、低速振動を低減するためのトルク制御を実現することができる。

請求項１２の同期モータ駆動装置であれば、インバータ制御手段として、トルク制御部の出力により制御される振幅の変動量に基づいて位相の変動量を制御するものを採用しているので、請求項１１と同様の作用を達成することができる。

請求項１３の同期モータ駆動装置であれば、インバータ制御手段として、トルク制御部の出力により制御される位相の変動量に基づいて振幅の変動量を制御するものを採用しているので、請求項１１と同様の作用を達成することができる。

請求項１４の同期モータ駆動装置であれば、インバータ制御手段として、トルク制御部の出力に基づき振幅の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき位相の変動量を制御するものを採用しているので、前記最大トルク制御方法では考慮されていなかった鉄損を含めた制御を実現できるほか、請求項１１と同様の作用を達成することができる。

請求項１５の同期モータ駆動装置であれば、インバータ制御手段として、トルク制御部の出力に基づき位相の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき振幅の変動量を制御するものを採用しているので、前記最大トルク制御方法では考慮されていなかった鉄損を含めた制御を実現できるほか、請求項１１と同様の作用を達成することができる。

請求項１６の同期モータ駆動装置であれば、インバータ制御手段として、基本波および低次調波に対応するものを前記変動量とするものを採用しているので、請求項１１から請求項１５の何れかと同様の作用を達成することができる。また、不必要な電力消費をなくすることができ、より高効率な運転が可能になる。

請求項１７の同期モータ駆動装置であれば、インバータ制御手段として、基本波に対応するものを前記変動量とするものを採用しているので、請求項１１から請求項１５の何れかと同様の作用を達成することができる。また、不必要な電力消費をなくすることができ、より高効率な運転が可能になる。

請求項１８の同期モータ駆動装置であれば、インバータ制御手段として、前記振幅の変動量に対して３次調波を重畳するものを採用しているので、ピーク電流の抑制を簡便に行うことができ、インバータ電流限界の制約を緩和でき、より広い負荷トルク範囲で最適な動作ポイントでの運転が可能になるほか、請求項１１から請求項１５の何れかと同様の作用を達成することができる。なお、３次調波成分の重畳による振動への影響は、慣性モーメントの作用により殆どない。

請求項１９の同期モータ駆動装置であれば、インバータの各相の出力端子に一方の端部が接続され、かつ他方の端部が互いに接続された抵抗により第１中性点電圧を得、一方の端部が互いに接続された同期モータの各相の固定子巻線により第２中性点電圧を得、積分手段により、第１中性点電圧と第２中性点電圧との差を積分し、磁極位置検出手段により、積分信号に基づいて同期モータの回転子の磁極位置を検出することができる。したがって、磁極位置検出のためにホール素子、エンコーダなどを設ける必要がなくなるほか、請求項１１から請求項１８の何れかと同様の作用を達成することができる。

請求項２０の圧縮機駆動装置であれば、請求項１１から請求項１９の何れかに記載の同期モータ駆動装置により駆動される同期モータによって１シリンダ圧縮機を駆動するのであるから、省エネ性および低コスト化を実現することができる。

さらに詳細に説明する。

同期モータの３相／ｄｑ座標変換を数１のように置くと、同期モータの電圧方程式は数２のようになり、その発生トルクはｄｑ軸電流により数３のように与えられる。ここで、ｄ軸は、永久磁石が発生する磁束の方向を示す軸であり、ｑ軸はｄ軸と電気的に９０°ずれた軸である。

このとき、同期モータに流れる実電流は、数１の変換により数５となり、同期モータ印加電圧は数４、数５により演算できる。

ここで、ｐは極対数、Ｒは巻線抵抗、Ｌｑ、Ｌｄはｄｑ座標系に変換した自己インダクタンス、Ｋｅは速度起電圧定数である。また、θは電気角とする。

ここで、表面磁石構造の同期モータについては、Ｌｑ＝Ｌｄとなるので、数３よりｄ軸電流がトルクに関与していないことが分かる。したがって、モータ電流を極小、すなわち高効率なトルク制御を行うためには、ｄ軸電流を０に制御すればよく、数６においてこの条件を適用すると、望ましい電流位相は０（固定）であることが分かる。ただし、最大トルク制御時の電流位相は固定となるものの、電圧位相については、図２に示すように、変化させる必要があることが分かる。

ここで、図２は、表面磁石構造のブラシレスＤＣモータの場合に、トルク制御を効率よく行うために電流位相を０ｒａｄに設定した条件下での電圧振幅と位相の変動分のシミュレーション結果を示しており、インダクタンスが小さいため位相変動分が埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータに比べ小さいことが分かる。

一方、前記文献「埋込磁石構造ＰＭモータに適した制御法」によれば、同期モータの埋込磁石構造の同期モータの最大トルク（モータ電流を最小とする）条件は、数７のｄｑ軸電流で与えられる。このときの発生トルクは、数３、数７より数８となる。

すなわち、電流を極小にするトルク制御を行う場合には、トルクの大きさに応じてｄｑ軸電流の配分を適宜調整する必要があることが分かる。

また、同期モータの一種であるリラクタンスモータ（リラクタンストルクのみで駆動するモータ）については、数７の速度起電圧定数Ｋｅを０とすることで、電流位相＝４５°が最大トルク制御条件と分かる。リラクタンスモータでは、リラクタンストルクを得るためにインダクタンスＬを大きくする設計が一般に行われるので、電圧位相変動分を大きく設定する必要があり、電圧の振幅と位相とを共に変動させることでトルク制御時に埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータなみの効率改善効果がある。

ここで、１回転中で負荷トルクが脈動する負荷、例えば圧縮機を同期モータで駆動する場合について、数７、数８に基づいて考えてみると、ｄｑ軸電流を図１のように回転子の回転位置（磁極位置）に応じて変動させる必要があることが分かる。

さらに得られた図１のｄｑ軸電流を数６により実電流の振幅と位相にそれぞれ変換すると、図３のようになり、モータ電流が極小の状態で脈動負荷に一致したモータトルクを発生させるためには、電流振幅と電流位相の両者を変動させればよいことが分かる。この知見に基づけば、電流振幅と電流位相の各々の変動分の大きさと位相を調整するのみの簡便な制御で、モータ電流が極小の状態でのトルク制御を実現でき、多くのモデル定数を用いた複雑な演算が不要となり、温度上昇や磁気飽和による影響を考慮するために各条件下で多くのモデル定数測定の工数も不要になる。

さらにこのとき、必要な印加電圧について数２と数５により求めてみると、図４のようになり、モータ電流と同様に、印加電圧の振幅と位相を負荷トルクの脈動に同期して変動させればよいことが分かる。

なお、図３、図４において破線が平均値を示している。

以下、添付図面によってこの発明の実施の態様を詳細に説明する。

図５はこの発明の同期モータ駆動装置の一実施態様を示すブロック図である。

この同期モータ駆動装置は、速度指令ω＊とモータ速度ωとの偏差を算出する速度偏差算出部１と、算出された偏差を入力として所定の演算（例えば、ＰＩ演算）を行って電流振幅の平均値指令を出力する速度制御部２と、電流振幅の平均値指令と後述するトルク制御部１０から出力される回転位置毎の電流振幅の変動分とを加算して電流振幅指令を出力する電流振幅指令出力部３と、この電流振幅指令と後述する電流位相指令出力部１１から出力される電流位相指令とを入力として、例えば数９に基づいて３相交流指令を出力する３相交流演算部４と、この３相交流指令を入力とする電流形インバータ５と、電流形インバータ５の出力が供給される同期モータ６と、同期モータ６の回転子の磁極位置を検出して位置角θを出力する回転子位置検出部７と、位置角θを入力としてモータ速度ωを算出して出力する速度演算部９と、モータ速度ωおよび位置角θを入力としてトルク制御演算を行い、回転位置毎の電流振幅の変動分を出力するトルク制御部１０と、回転位置毎の電流振幅の変動分を入力として位相制御演算（例えば、所定の係数を乗算するとともに、位相シフト演算を行う）を行って電流位相の変動分指令を算出して出力する位相制御部８と、従来公知のようにして得られる平均位相指令β＊と変動分指令とを加算して電流位相指令を算出して出力する電流位相指令出力部１１とを有している。

なお、回転子位置検出部７としては、エンコーダなどの回転位置センサとその出力のカウンタ回路、モータ端子電圧をフィルタリングする位置検出回路、モータの電気的所量から位置演算する回路などが例示できる。

また、この実施態様および以下の実施態様において、同期モータ６としては、表面磁石構造のブラシレスＤＣモータ、埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータ、リラクタンスモータなどが例示できる。

図６は図５の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。

ステップＳＰ１において、回転子位置（位置角）θを入力し、ステップＳＰ２において、回転子位置θから回転速度（モータ速度）ωを演算し、ステップＳＰ３において、実速度ωと速度指令ω＊との差をＰＩ（比例・積分）演算することにより平均電流振幅指令を得、ステップＳＰ４において、実速度ωおよび回転子位置θを入力とするトルク制御演算を行って、実速度変動量から電流振幅の変動分を得、ステップＳＰ５において、平均電流振幅指令と電流振幅の変動分とを加算して振幅指令を得、記憶し、ステップＳＰ６において、電流振幅の変動分を係数倍し、シフトし、電流位相の変動分を得（ここで、係数、シフト量は、例えば、経験的に定める。）、ステップＳＰ７において、外部からの平均位相指令β＊と電流位相の変動分とを加算して位相指令を得、記憶し、ステップＳＰ８において、記憶した電流振幅および位相指令を３相交流演算部に供給し、ステップＳＰ９において、各相電流を求め、電流形インバータに供給し、そのまま元の処理に戻る。

したがって、平均電流振幅指令と電流振幅の変動分とを加算して振幅指令を得ることにより、振動低減を達成し、外部からの平均位相指令β＊と電流位相の変動分とを加算して位相指令を得ることにより、効率の向上を達成することができる。この結果、周期性の脈動負荷を最大効率状態でトルク制御し、振動を低減することができる。

図７はこの発明の同期モータ駆動装置の他の実施態様を示すブロック図である。

この同期モータ駆動装置は、電流形インバータ５に代えて、３相交流指令と後述する巻線電流検出部５ｃから出力される巻線電流検出値との偏差を算出する電流偏差算出部５ｄと、算出された偏差を入力として電流制御を行って電流指令を電圧指令に変換する電流制御部５ａと、変換された電圧指令を入力とする電圧形インバータ５ｂと、後述する同期モータ６の巻線電流を検出する巻線電流検出部５ｃとを採用した点が図５の同期モータ駆動装置と異なるのみであり、他の構成部分は図５の同期モータ駆動装置と同様である。

図８は図７の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。

ステップＳＰ１において、回転子位置（位置角）θを入力し、ステップＳＰ２において、回転子位置θから回転速度（モータ速度）ωを演算し、ステップＳＰ３において、実速度ωと速度指令ω＊との差をＰＩ（比例・積分）演算することにより平均電流振幅指令を得、ステップＳＰ４において、実速度ωおよび回転子位置θを入力とするトルク制御演算を行って、実速度変動量から電流振幅の変動分を得、ステップＳＰ５において、平均電流振幅指令と電流振幅の変動分とを加算して振幅指令を得、記憶し、ステップＳＰ６において、電流振幅の変動分を係数倍し、シフトし、電流位相の変動分を得（ここで、係数、シフト量は、例えば、経験的に定める。）、ステップＳＰ７において、外部からの平均位相指令β＊と電流位相の変動分とを加算して位相指令を得、記憶し、ステップＳＰ８において、記憶した電流振幅および位相指令を３相交流演算部に供給し、ステップＳＰ９において、各相電流を求め、電流制御形インバータに供給し、そのまま元の処理に戻る。

したがって、平均電流振幅指令と電流振幅の変動分とを加算して振幅指令を得ることにより、振動低減を達成し、外部からの平均位相指令β＊と電流位相の変動分とを加算して位相指令を得ることにより、効率の向上を達成することができる。この結果、周期性の脈動負荷を最大効率状態でトルク制御し、振動を低減することができる。

また、図７の同期モータ駆動装置は、主回路構成が電流形インバータと比較して簡易な電圧形インバータを採用しているので、全体として構成を簡単化できる。

図９はこの発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。

この同期モータ駆動装置は、速度指令ω＊とモータ速度ωとの偏差を算出する速度偏差算出部２１と、算出された偏差を入力として所定の演算（例えば、ＰＩ演算）を行って電圧振幅の平均値指令を出力する速度制御部２２と、電圧振幅の平均値指令と後述するトルク制御部３０から出力される回転位置毎の電圧振幅の変動分とを加算して電圧振幅指令を出力する電圧振幅指令出力部３と、この電圧振幅指令と後述する電圧位相指令出力部３１から出力される電圧位相指令とを入力として、例えば数１０に基づいて３相交流指令を出力する３相交流演算部２４と、この３相交流指令を入力とする電圧形インバータ２５と、電圧形インバータ２５の出力が供給される同期モータ６と、同期モータ６の回転子の磁極位置を検出して位置角θを出力する回転子位置検出部２７と、位置角θを入力としてモータ速度ωを算出して出力する速度演算部２９と、モータ速度ωおよび位置角θを入力としてトルク制御演算を行い、回転位置毎の電圧振幅の変動分を出力するトルク制御部３０と、回転位置毎の電圧振幅の変動分を入力として位相制御演算（例えば、所定の係数を乗算するとともに、位相シフト演算を行う）を行って電圧位相の変動分指令を算出して出力する位相制御部２８と、従来公知のようにして得られる平均位相指令α＊と変動分指令とを加算して電圧位相指令を算出して出力する電圧位相指令出力部３１とを有している。

なお、回転子位置検出部２７としては、エンコーダなどの回転位置センサとその出力のカウンタ回路、モータ端子電圧をフィルタリングする位置検出回路、モータの電気的所量から位置演算する回路などが例示できる。

図１０は図９の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。

ステップＳＰ１において、回転子位置（位置角）θを入力し、ステップＳＰ２において、回転子位置θから回転速度（モータ速度）ωを演算し、ステップＳＰ３において、実速度ωと速度指令ω＊との差をＰＩ（比例・積分）演算することにより平均電圧振幅指令を得、ステップＳＰ４において、実速度ωおよび回転子位置θを入力とするトルク制御演算を行って、実速度変動量から電圧振幅の変動分を得、ステップＳＰ５において、平均電圧振幅指令と電圧振幅の変動分とを加算して振幅指令を得、記憶し、ステップＳＰ６において、電圧振幅の変動分を係数倍し、シフトし、電圧位相の変動分を得（ここで、係数、シフト量は、例えば、経験的に定める。）、ステップＳＰ７において、外部からの平均位相指令α＊と電圧位相の変動分とを加算して位相指令を得、記憶し、ステップＳＰ８において、記憶した電圧振幅および位相指令を３相交流演算部に供給し、ステップＳＰ９において、各相電圧を求め、電圧形インバータに供給し、そのまま元の処理に戻る。

したがって、平均電圧振幅指令と電圧振幅の変動分とを加算して振幅指令を得ることにより、振動低減を達成し、外部からの平均位相指令β＊と電圧位相の変動分とを加算して位相指令を得ることにより、効率の向上を達成することができる。この結果、周期性の脈動負荷を最大効率状態でトルク制御し、振動を低減することができる。

図１１はこの発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。

この同期モータ駆動装置は、速度指令ω＊とモータ速度ωとの偏差を算出する速度偏差算出部４１と、算出された偏差を入力として所定の演算（例えば、ＰＩ演算）を行って電圧位相の平均値指令を出力する速度制御部４２と、電圧位相の平均値指令と後述するトルク制御部５０から出力される回転位置毎の電圧位相の変動分とを加算して電圧位相指令を出力する電圧位相指令出力部４３と、この電圧位相指令と後述する電圧振幅指令出力部５１から出力される電圧振幅指令とを入力として、例えば数１０に基づいて３相交流指令を出力する３相交流演算部４４と、この３相交流指令を入力とする電圧形インバータ４５と、電圧形インバータ４５の出力が供給される同期モータ６と、同期モータ６の回転子の磁極位置を検出して位置角θを出力する回転子位置検出部４７と、位置角θを入力としてモータ速度ωを算出して出力する速度演算部４９と、モータ速度ωおよび位置角θを入力としてトルク制御演算を行い、回転位置毎の電圧位相の変動分を出力するトルク制御部５０と、回転位置毎の電圧位相の変動分を入力として位相制御演算（例えば、所定の係数を乗算するとともに、位相シフト演算を行う）を行って電圧振幅の変動分指令を算出して出力する位相制御部４８と、従来公知のようにして得られる平均振幅指令Ｖｍ＊と変動分指令とを加算して電圧振幅指令を算出して出力する電圧振幅指令出力部５１とを有している。

なお、回転子位置検出部４７としては、エンコーダなどの回転位置センサとその出力のカウンタ回路、モータ端子電圧をフィルタリングする位置検出回路、モータの電気的所量から位置演算する回路などが例示できる。

図１２は図１１の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。

ステップＳＰ１において、回転子位置（位置角）θを入力し、ステップＳＰ２において、回転子位置θから回転速度（モータ速度）ωを演算し、ステップＳＰ３において、実速度ωと速度指令ω＊との差をＰＩ（比例・積分）演算することにより平均電圧位相指令を得、ステップＳＰ４において、実速度ωおよび回転子位置θを入力とするトルク制御演算を行って、実速度変動量から電圧位相の変動分を得、ステップＳＰ５において、平均電圧位相指令と電圧位相の変動分とを加算して位相指令を得、記憶し、ステップＳＰ６において、電圧位相の変動分を係数倍し、シフトし、電圧振幅の変動分を得（ここで、係数、シフト量は、例えば、経験的に定める。）、ステップＳＰ７において、外部からの平均振幅指令Ｖｍ＊と電圧振幅の変動分とを加算して振幅指令を得、記憶し、ステップＳＰ８において、記憶した電圧振幅および位相指令を３相交流演算部に供給し、ステップＳＰ９において、各相電圧を求め、電圧形インバータに供給し、そのまま元の処理に戻る。

したがって、平均電圧位相指令と電圧位相の変動分とを加算して位相指令を得ることにより、振動低減を達成し、外部からの平均振幅指令Ｖｍ＊と電圧振幅の変動分とを加算して振幅指令を得ることにより、効率の向上を達成することができる。この結果、周期性の脈動負荷を最大効率状態でトルク制御し、振動を低減することができる。

図１３はこの発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。

この同期モータ駆動装置は、速度指令ω＊とモータ速度ωとの偏差を算出する速度偏差算出部６１と、算出された偏差を入力として所定の演算（例えば、ＰＩ演算）を行って電圧振幅の平均値指令を出力する速度制御部６２と、電圧振幅の平均値指令と後述するトルク制御部７０から出力される回転位置毎の電圧振幅の変動分とを加算して電圧振幅指令を出力する電圧振幅指令出力部６３と、この電圧振幅指令と後述する電圧位相指令出力部７１から出力される電圧位相指令とを入力として、例えば数１０に基づいて３相交流指令を出力する３相交流演算部６４と、この３相交流指令を入力とする電圧形インバータ６５と、電圧形インバータ６５の出力が供給される同期モータ６と、同期モータ６の回転子の磁極位置を検出して位置角θを出力する回転子位置検出部６７と、位置角θを入力としてモータ速度ωを算出して出力する速度演算部６９と、モータ速度ωおよび位置角θを入力としてトルク制御演算を行い、回転位置毎の電圧振幅の変動分を出力するトルク制御部７０と、後述するインバータ入力電流検出部７２により検出されたインバータ入力電流を入力として位相制御演算を行って電圧位相の変動分指令を算出して出力する位相制御部６８と、従来公知のようにして得られる平均位相指令α＊と変動分指令とを加算して電圧位相指令を算出して出力する電圧位相指令出力部７１と、商用電源７３から電圧形インバータ６５に供給されるインバータ入力電流（効率に関連のある検出量の一種）を検出するインバータ入力電流検出部７２とを有している。

なお、回転子位置検出部６７としては、エンコーダなどの回転位置センサとその出力のカウンタ回路、モータ端子電圧をフィルタリングする位置検出回路、モータの電気的所量から位置演算する回路などが例示できる。

また、巻線電流検出部および電流制御部を追加して電流制御を行うことが可能であるほか、電圧形インバータに代えて電流形インバータを採用することが可能である。

図１４は図１３の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。

ステップＳＰ１において、回転子位置（位置角）θを入力し、ステップＳＰ２において、回転子位置θから回転速度（モータ速度）ωを演算し、ステップＳＰ３において、実速度ωと速度指令ω＊との差をＰＩ（比例・積分）演算することにより平均電圧振幅指令を得、ステップＳＰ４において、実速度ωおよび回転子位置θを入力とするトルク制御演算を行って、実速度変動量から電圧振幅の変動分を得、ステップＳＰ５において、平均電圧振幅指令と電圧振幅の変動分とを加算して振幅指令を得、記憶し、ステップＳＰ６において、インバータ入力電流の大きさに応じて（インバータ入力電流を極小にすべく）電圧位相の変動分を制御演算し、ステップＳＰ７において、外部からの平均位相指令α＊と電圧位相の変動分とを加算して位相指令を得、記憶し、ステップＳＰ８において、記憶した電圧振幅および位相指令を３相交流演算部に供給し、ステップＳＰ９において、各相電圧を求め、電圧形インバータに供給し、そのまま元の処理に戻る。

したがって、平均電圧振幅指令と電圧振幅の変動分とを加算して振幅指令を得ることにより、振動低減を達成し、インバータ入力電流の大きさに応じて（インバータ入力電流を極小にすべく）電圧位相の変動分を演算し、外部からの平均振幅指令Ｖｍ＊と加算して位相指令を得ることにより、鉄損をも考慮した制御を行って効率の向上を達成することができる。この結果、周期性の脈動負荷を最大効率状態でトルク制御し、振動を低減することができる。

なお、インバータ入力電流の大きさに応じて電圧位相の変動分を制御演算する代わりに、電圧検出を追加してインバータ入力電力を演算し、インバータ入力電力が極小となるように制御を行ってもよい。

図１５はこの発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。

この同期モータ駆動装置は、速度指令ω＊とモータ速度ωとの偏差を算出する速度偏差算出部８１と、算出された偏差を入力として所定の演算（例えば、ＰＩ演算）を行って電圧位相の平均値指令を出力する速度制御部８２と、電圧位相の平均値指令と後述するトルク制御部９０から出力される回転位置毎の電圧位相の変動分とを加算して電圧位相指令を出力する電圧位相指令出力部８３と、この電圧位相指令と後述する電圧振幅指令出力部９１から出力される電圧振幅指令とを入力として、例えば数１０に基づいて３相交流指令を出力する３相交流演算部８４と、この３相交流指令を入力とする電圧形インバータ８５と、電圧形インバータ８５の出力が供給される同期モータ６と、同期モータ６の回転子の磁極位置を検出して位置角θを出力する回転子位置検出部８７と、位置角θを入力としてモータ速度ωを算出して出力する速度演算部８９と、モータ速度ωおよび位置角θを入力としてトルク制御演算を行い、回転位置毎の電圧位相の変動分を出力するトルク制御部９０と、後述するインバータ入力電流検出部９２により検出されたインバータ入力電流を入力として位相制御演算を行って電圧振幅の変動分指令を算出して出力する位相制御部８８と、従来公知のようにして得られる平均振幅指令Ｖｍ＊と変動分指令とを加算して電圧振幅指令を算出して出力する電圧振幅指令出力部９１と、商用電源９３から電圧形インバータ８５に供給されるインバータ入力電流（効率に関連のある検出量の一種）を検出するインバータ入力電流検出部９２とを有している。

なお、回転子位置検出部８７としては、エンコーダなどの回転位置センサとその出力のカウンタ回路、モータ端子電圧をフィルタリングする位置検出回路、モータの電気的所量から位置演算する回路などが例示できる。

また、巻線電流検出部および電流制御部を追加して電流制御を行うことが可能であるほか、電圧形インバータに代えて電流形インバータを採用することが可能である。さらに、インバータ入力電流の大きさに応じて電圧位相の変動分を制御演算する代わりに、電圧検出を追加してインバータ入力電力を演算し、インバータ入力電力が極小となるように制御を行ってもよい。

図１６は１シリンダ圧縮機の回転角に対応する負荷トルクの変動を示す図、図１７はその負荷トルクの周波数分布を示す図である。

これらの図から明らかなように、実際の脈動負荷には、多くの周波数成分を含み、これを完全に補償し、振動の要因となる速度変動を抑制するようなトルク制御を行うと、モータ電流の実効値並びにピーク値が増大してしまう問題がある。

ここで、同期モータおよび負荷の慣性モーメントによるはずみ車効果により高周波のトルク脈動成分については速度変動が小さくなるため、振動に余り寄与しなくなる。したがって、トルク制御により補償する脈動トルクの周波数を基本波と低次調波のみにすることで、振動に殆ど寄与しないトルク脈動に対応するための不要な電流をなくすることができ、前記の同期モータ駆動装置、同期モータ駆動方法と組み合わせることでさらに効率のよい同期モータの制御を実現することができる。具体的には、例えば、前記の同期モータ駆動装置に含まれるトルク制御部にフィルタリング機能を持たせるだけで簡単に対処することができる。

また、圧縮機を空気調和機に組み込む場合、熱交換器と圧縮機とを接続する配管形状の工夫、ゴム足による支持などにより、室外機筐体に伝達する振動を吸収する工夫がなされるので、トルク制御により補償する脈動トルクの周波数を基本波のみに限定しても実用上大きな問題とならず、さらに効率のよい制御ができる。もちろん、空気調和機以外の装置、例えば冷蔵庫等に適用する場合にも同様である。

図１８はこの発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。

この同期モータ駆動装置は、速度指令ω＊とモータ速度ωとの偏差を算出する速度偏差算出部１０１と、算出された偏差を入力として所定の演算（例えば、ＰＩ演算）を行って電圧振幅の平均値指令を出力する速度制御部１０２と、電圧振幅の平均値指令と後述する電圧振幅変動分出力部１１３から出力される回転位置毎の電圧振幅の変動分とを加算して電圧振幅指令を出力する電圧振幅指令出力部１０３と、この電圧振幅指令と後述する電圧位相指令出力部１１１から出力される電圧位相指令とを入力として、例えば数１０に基づいて３相交流指令を出力する３相交流演算部１０４と、この３相交流指令を入力とする電流形インバータ１０５と、電流形インバータ１０５の出力が供給される同期モータ６と、同期モータ６の回転子の磁極位置を検出して位置角θを出力する回転子位置検出部１０７と、位置角θを入力としてモータ速度ωを算出して出力する速度演算部１０９と、モータ速度ωおよび位置角θを入力としてトルク制御演算を行い、回転位置毎の電圧振幅の変動分を出力するトルク制御部１１０と、電圧振幅変動分出力部１１３から出力される回転位置毎の電圧振幅の変動分を入力として位相制御演算（例えば、所定の係数を乗算するとともに、位相シフト演算を行う）を行って電圧位相の変動分指令を算出して出力する位相制御部１０８と、従来公知のようにして得られる平均位相指令α＊と変動分指令とを加算して電圧位相指令を算出して出力する電流位相指令出力部１１１と、位置角θを入力として３次調波を発生する３次調波発生部１１２と、トルク制御部１１０から出力される電圧振幅の変動分と３次調波とを加算して回転位置毎の電圧振幅の変動分を出力する電圧振幅変動分出力部１１３とを有している。

なお、回転子位置検出部１０７としては、エンコーダなどの回転位置センサとその出力のカウンタ回路、モータ端子電圧をフィルタリングする位置検出回路、モータの電気的所量から位置演算する回路などが例示できる。

図１９は図１８の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。

ステップＳＰ１において、回転子位置（位置角）θを入力し、ステップＳＰ２において、回転子位置θから回転速度（モータ速度）ωを演算し、ステップＳＰ３において、実速度ωと速度指令ω＊との差をＰＩ（比例・積分）演算することにより平均電圧振幅指令を得、ステップＳＰ４において、実速度ωおよび回転子位置θを入力とするトルク制御演算を行って、実速度変動量から電圧振幅の変動分を得、ステップＳＰ５において、ピークを低減する位相の３次調波成分を電圧振幅の変動分に加算して新たな電圧振幅の変動分を算出し、ステップＳＰ６において、平均電圧振幅指令と新たな電圧振幅の変動分とを加算して振幅指令を得、記憶し、ステップＳＰ７において、新たな電圧振幅の変動分を係数倍し、シフトし、電圧位相の変動分を得（ここで、係数、シフト量は、例えば、経験的に定める。）、ステップＳＰ８において、外部からの平均位相指令α＊と電圧位相の変動分とを加算して位相指令を得、記憶し、ステップＳＰ９において、記憶した電圧振幅および位相指令を３相交流演算部に供給し、ステップＳＰ１０において、各相電流を求め、電流形インバータに供給し、そのまま元の処理に戻る。

したがって、平均電圧振幅指令と電圧振幅の変動分とを加算して振幅指令を得ることにより、振動低減を達成し、外部からの平均位相指令β＊と電圧位相の変動分とを加算して位相指令を得ることにより、効率の向上を達成することができる。この結果、周期性の脈動負荷を最大効率状態でトルク制御し、振動を低減することができる。

また、巻線電流検出部および電流制御部を追加して電流制御を行うことが可能である。なお、図１８、図１９の実施態様においては、電圧指令に３次調波成分を重畳するようにしているが、電流指令に３次調波成分を重畳するようにしてもよい。そして、何れの場合にも、３次調波成分をどの程度重畳するべきかは、同期モータ駆動システムの仕様により定まる。

図２０はトルクの基本波の１０％程度の３次調波成分がトルク波形に重畳されるように電流波形の３次調波を重畳した場合におけるトルク波形｛図２０中（Ａ）参照｝、電流振幅波形｛図２０中（Ｂ）参照｝、電流位相波形｛図２０中（Ｃ）参照｝を示す図である。なお、何れの図においても、ａが３次調波重畳後の波形、ｂが３次調波重畳前の波形、ｃが平均値をそれぞれ示している。

図から明らかなように、３次調波を重畳することにより、電流振幅のピーク（モータ電流のピーク）を抑制することができ、これにより、インバータの電流容量制限により生ずる、動作点をずらして運転する必要、がなくなり、図５から図１５の同期モータ駆動装置、同期モータ駆動方法の制御をより広範囲に実現することができる。

このように３次調波を重畳する制御を行う場合には、３次調波が負荷トルクに含まれなかったり、異なる場合に速度変動を増加させることになる場合もあるが、基本波に比べ周波数が高いため、はずみ車の効果が大きいこと、組み込み時に防振対策が施されていること、などを考慮すれば、実用上問題とはならず、上記の利点があるので、同期モータ駆動装置、同期モータ駆動方法に適用することが好ましい。

図２１はこの発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。

この同期モータ駆動装置は、直流電源１２０の両端子間に２つのスイッチングトランジスタの直列接続回路を３つ互いに並列接続して電圧形インバータ１２１を構成している。なお、各スイッチングトランジスタと並列に保護用のダイオードを接続している。そして、各直列接続回路の中点に、Ｙ接続された３つの抵抗１２２ｕ，１２２ｖ，１２２ｗを接続しているとともに、同期モータ６のＹ接続された固定子巻線６ｕ，６ｖ，６ｗを接続している。なお、６ａが回転子を示している。そして、抵抗１２２ｕ，１２２ｖ，１２２ｗの中点において得られる第１中性点電圧ＶＮをオペアンプ１２３ａの非反転入力端子に供給し、固定子巻線６ｕ，６ｖ，６ｗの中点において得られる第２中性点電圧ＶＭを抵抗１２３ｂを介してオペアンプ１２３ａの反転入力端子に供給している。そして、オペアンプ１２３ａの反転入力端子と出力端子との間に抵抗１２３ｃを接続している。したがって、オペアンプ１２３ａの出力端子において、第１中性点電圧ＶＮと第２中性点電圧ＶＭとの差に対応する差電圧ＶＮＭが得られる。この差電圧ＶＮＭを、抵抗１２４ａとコンデンサ１２４ｂとを直列接続してなる積分回路に供給し、抵抗１２４ａとコンデンサ１２４ｂとの中点において得られる積分信号∫ＶＮＯｄｔをオペアンプ１２５の非反転入力端子に供給し、オペアンプ１２５の反転入力端子をグランドと接続することにより、ゼロクロスコンパレータを構成し、ゼロクロスコンパレータからの出力信号を位置信号（磁極位置検出信号）としてマイクロプロセッサ１２６に供給している。また、前記積分信号∫ＶＮＯｄｔを積分信号レベル検出回路１２７に供給し、積分信号レベル検出回路１２７からの検出信号をマイクロプロセッサ１２６に供給している。マイクロプロセッサ１２６には速度指令および速度変動指令も供給され、インバータ１２１を制御するための信号を、ベース駆動回路１２８を介して出力する。

図２２はマイクロプロセッサ１２６の構成を示すブロック図である。

このマイクロプロセッサ１２６は、位置信号を受け付けたことによる割込み処理１によってストップ、リセット、再スタートを行う周期測定タイマ１３１と、周期測定タイマ１３１がストップしたときのタイマ値を入力として位置信号の周期を演算する位置信号周期演算部１３２と、位置信号周期演算部１３２から出力される位置信号の周期を入力として速度演算を行い、現在の速度を算出して出力する速度演算部１３３と、外部から与えられる速度指令と速度演算部１３３から出力される現在の速度との差を算出して速度変動として出力する偏差演算部１３４と、偏差演算部１３４から出力される速度変動および外部から与えられる速度変動指令を入力として切り替え信号を算出して出力する切り替え信号演算部１３５と、偏差演算部１３４から出力される速度変動および切り替え信号演算部１３５から出力される切り替え信号を入力として１次成分補償モデルを演算して出力する１次成分補償モデル演算部１３６と、偏差演算部１３４から出力される速度変動を入力としてＰＩ演算を行い、演算結果を出力するＰＩ演算部１３７と、１次成分補償モデル演算部１３６から出力される１次成分補償モデルおよびＰＩ演算部１３７から出力される演算結果を加算し、電圧指令として出力する加算器１３８と、位置信号周期演算部１３２から出力される位置信号の周期および後述する加算器１４７から与えられる位相量指令を入力としてタイマ値を演算して出力するタイマ値演算部１３９と、タイマ値演算部１３９から出力されるタイマ値がセットされ、位置信号を受け付けたことによる割込み処理１によってスタートされ、セットされたタイマ値の計時が行われることによりカウントオーバー信号を出力する位相補正タイマ１４０と、タイマ値演算部１３９から出力されるタイマ値がセットされ、位相補正タイマ１４０から出力されるカウントオーバー信号による割込み処理２によってスタートされ、セットされたタイマ値の計時が行われることによりカウントオーバー信号を出力する通電幅制御タイマ１４１と、位相補正タイマ１４０から出力されるカウントオーバー信号による割込み処理２または通電幅制御タイマ１４１から出力されるカウントオーバー信号による割込み処理３によってメモリ１４３から電圧パターンを読み出して出力するインバータモード選択部１４２と、加算器１３８から出力される電圧指令およびインバータモード選択部１４２から出力される電圧パターンを入力としてパルス幅変調を行い、スイッチ信号を出力するＰＷＭ部１４４と、１次成分補償モデル演算部１３６から出力される１次成分補償モデルをシフトさせる遅延処理部１４５と、遅延処理部１４５から出力される、シフトされた１次成分補償モデルに対して所定の係数を乗算して補償位相量指令を出力する係数器１４６と、係数器１４６から出力される補償位相量指令と外部から与えられる平均位相量指令とを加算して位相量指令を出力する加算器１４７とを有している。

前記１次成分補償モデル演算部１３６は、１次成分意外についてのゲインが０の補償を行うものである。したがって、１次成分補償モデル演算部１３６の入力に速度変動を用いても何ら問題はない。すなわち、速度指令は定常時には一定（直流）となるのであり、また１次成分補償モデル演算部１３６は、直流（または信号モデルの出力信号と周波数が異なる信号）が入力されても、その出力は零となる。換言すれば、１次成分補償モデル演算部１３６の入力として速度変動（＝モータ速度−速度指令）を用いても、１次成分補償モデル演算部１３６の出力はモータ速度のみで決まる。したがって、制御性能には影響がないことになる。

図２３は、図２１の同期モータ駆動装置により駆動される同期モータで圧縮機を駆動するシステムの制御モデルを示す概略図である。

この制御モデルは、速度指令と同期モータ６の回転速度との差を算出する減算部１５１と、減算部１５１から出力される差を入力として比例制御および積分制御（ＰＩ制御）を行って比例制御結果および積分制御結果を出力するＰＩ制御部１５２と、減算部１５１から出力される差を入力としてＮ回転（Ｎは自然数）の速度変動の平均の大きさΔωを演算する速度変動平均値演算部１５３と、速度変動平均値演算部１５３から出力される速度変動の平均の大きさΔωを入力として、０または１を出力する切り替え部１５４と、同期モータ６の回転速度と切り替え部１５４からの出力とを乗算して乗算結果を出力する乗算部１５５と、乗算部１５５から出力される乗算結果を入力として１次成分補償を行って補償値を出力する可変構造１次成分補償部１５６と、比例制御結果、積分制御結果および補償値を加算して電圧指令を出力する加算部１５７と、加算部１５７から出力される電圧指令を入力として、これを補償する増幅器１５７’と、増幅器１５７’から出力される出力電圧と、モータ速度起電圧のうち、トルク分電流発生に関与する部分Ｅτ−との差を算出して出力する減算部１５８と、減算部１５８から出力される差を入力として、電流を出力するモータの電圧・電流伝達関数（モータ巻線の抵抗、インダクタンスで決まる１次遅れ要素）１５９と、モータの電圧・電流伝達関数１５９から出力される電流と、回転子位置に応じた電流波形（位相／振幅）を直接制御していないことに伴うトルク誤差成分を等価的に表す電流ｉτ−との差を算出して出力する減算部１６０と、減算部１６０から出力される差を入力としてモータトルクを出力するモータの電流・トルク伝達関数１６１と、モータの電流・トルク伝達関数１６１から出力されるモータトルクと圧縮機負荷トルクとを減算して圧縮機軸トルクを出力する減算部１６２と、減算部１６２から出力される圧縮機軸トルクを入力とし、速度を出力するモータのトルク・速度伝達関数１６３とを有している。なお、減算部１５８、電圧・電流伝達関数１５９、減算部１６０、電流・トルク伝達関数１６１、減算部１６２およびトルク・速度伝達関数１６３で同期モータ６を構成している。

図２４から図２６はマイクロプロセッサ１２６の処理を説明するフローチャートである。なお、図２４が割込み処理１を、図２５が割込み処理２を、図２６が割込み処理３を、それぞれ説明している。

図２４のフローチャートの処理は、位置信号が受け付けられる毎に行われる。

ステップＳＰ１において、位相量指令より位相補正タイマ１４０の値を演算し、ステップＳＰ２において、位相補正タイマ１４０に位相補正タイマ値をセットし、ステップＳＰ３において、位相補正タイマ１４０をスタートさせ、ステップＳＰ４において、周期測定タイマ１３１をストップさせ、ステップＳＰ５において、周期測定タイマ１３１の値を読み込み、ステップＳＰ６において、周期測定タイマ１３１の値をリセットし、次の周期測定のために周期測定タイマ１３１をスタートさせる。そして、ステップＳＰ７において、位置信号の周期を演算し、ステップＳＰ８において、位置信号の周期の演算結果よりモータ回転速度を演算し、ステップＳＰ９において、モータ回転速度および速度指令に基づいて速度変動を演算し、ステップＳＰ１０において、速度変動に対しＰＩ演算を行い、平均電圧振幅指令を演算し、ステップＳＰ１１において、速度変動の大きさの平均値を演算し、得られた平均値に基づいて切り替え信号を出力し、ステップＳＰ１２において、速度変動と切り替え信号とに基づいて補償電圧振幅を演算し、ステップＳＰ１３において、平均電圧振幅に補償電圧振幅を加算し、ステップＳＰ１４において、遅延処理を行い｛例えば、補償電圧振幅を記憶し、Ｍサンプル（Ｍは正の整数）前の補償電圧振幅を読み出し｝、ステップＳＰ１５において、係数器１４６にて所定の係数を乗算することにより補償位相を算出し、ステップＳＰ１６において、補償位相を平均位相指令に加算し、次回の位相指令として記憶し、そのまま元の処理に戻る。

図２５のフローチャートの処理は、位相補正タイマ１４０からカウントオーバー信号が出力される毎に行われる。

ステップＳＰ１において、インバータモードを１ステップ進め、ステップＳＰ２において、進められたインバータモードに対応する電圧パターンを出力し、ステップＳＰ３において、通電幅指令より通電幅制御タイマ１４１のタイマ値を演算し、ステップＳＰ４において、通電幅制御タイマ１４１にタイマ値｛＝（通電角−１２０）ｄｅｇ分のタイマ値｝をセットし、ステップＳＰ５において、通電幅制御タイマ１４１をスタートさせ、そのまま元の処理に戻る。

図２６のフローチャートの処理は、通電幅制御タイマ１４１からカウントオーバー信号が出力される毎に行われる。

ステップＳＰ１において、インバータモードを１ステップ進め、ステップＳＰ２において、進められたインバータモードに対応する電圧パターンを出力し、そのまま元の処理に戻る。

図２７は図２１および図２２に示す同期モータ駆動装置の各部の信号波形を示す図である。

同期モータ６により圧縮機を駆動している場合に、図２７中（Ａ）に示すように差電圧ＶＮＭが得られ、図２７中（Ｂ）に示すように積分信号∫ＶＮＯｄｔが得られ、図２７中（Ｃ）に示すように位置信号が得られる。

この位置信号に基づく割込み処理１により図２７中（Ｄ）に示すように位相補正タイマ１４０がスタートする｛図２７中（Ｄ）に示す矢印の起点を参照｝、そして、図２７中（Ｍ）に示す位相量指令に基づいてセットされるタイマ値が制御される位相補正タイマ１４０からカウントオーバー信号が出力される｛図２７中（Ｄ）に示す矢印の終点を参照｝毎に、図２７中（Ｅ）に示すように通電幅制御タイマ１４１がスタートする｛図２７中（Ｅ）に示す矢印の起点を参照｝。

位相補正タイマ１４０からカウントオーバー信号が出力される｛図２７中（Ｄ）に示す矢印の終点を参照｝毎、および通電幅制御タイマ１４１からカウントオーバー信号が出力される｛図２７中（Ｅ）に示す矢印の終点を参照｝毎に、図２７中（Ｎ）に示すようにインバータモードが１ステップずつ進められ、図２７中（Ｆ）から図２７中（Ｋ）に示すようにインバータ回路１２１のスイッチングトランジスタ１２１ｕ１，１２１ｕ２，１２１ｖ１，１２１ｖ２，１２１ｗ１，１２１ｗ２のオン−オフ状態がインバータモードに対応して切り替えられる。また、図２７中（Ｌ）に示すようなインバータ出力電圧に基づいて各スイッチングトランジスタは、ＰＷＭ部１４４でチョッパ制御されている。なお、図２７中（Ｌ）に示されている破線がＰＩ演算部１３７の出力（平均電圧）であり、図２７中（Ｌ）に示されている実線が１次成分補償モデル演算部１３６の出力（補償電圧）である。

なお、位相制御は、タイマ処理の関係で１サンプル遅れの制御系になっている。

図２８は最大トルク制御の考えに基づき、電圧位相と電圧振幅とを関連付けて制御して圧縮機を駆動した場合の線電圧振幅波形｛図２８中（Ａ）参照｝、電圧位相波形｛図２８中（Ｂ）参照｝、相電流波形｛図２８中（Ｃ）参照｝およびインバータＤＣ電流波形｛図２８中（Ｄ）参照｝を示す図、図２９は最大トルク制御の考えに基づき、電圧位相と電圧振幅とを関連付けることなく制御して圧縮機を駆動した場合の線電圧振幅波形｛図２９中（Ａ）参照｝、電圧位相波形｛図２９中（Ｂ）参照｝、相電流波形｛図２９中（Ｃ）参照｝およびインバータＤＣ電流波形｛図２９中（Ｄ）参照｝を示す図である。なお、運転条件は、低圧：５ｋｇ／ｃｍ２、高圧：１３ｋｇ／ｃｍ２、回転数：２０ｒｐｓである。

図２８と図２９とを比較すれば、図２８はモータ巻線電流のピーク値が小さく、電圧形インバータに流れ込むＤＣ電流も小さいことが分かる。換言すれば、より効率のよい運転ができていることが分かる。

図３０はこの発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様の要部であるマイクロプロセッサの構成を示すブロック図である。なお、マイクロプロセッサ以外の部分の構成は図２１と同様であるから説明を省略する。

このマイクロプロセッサは、位置信号を受け付けたことによる割込み処理１によってストップ、リセット、再スタートを行う周期測定タイマ１５１と、周期測定タイマ１５１がストップしたときのタイマ値を入力として位置信号の周期を演算する位置信号周期演算部１５２と、位置信号周期演算部１５２から出力される位置信号の周期を入力として速度演算を行い、現在の速度を算出して出力する速度演算部１５３と、外部から与えられる速度指令と速度演算部１５３から出力される現在の速度とを入力として速度制御を行い、平均電圧指令を出力する速度制御部１５４と、速度演算部１５３から出力される現在の速度とを入力として補償位相係数を発生する補償位相係数発生部１５５と、速度演算部１５３から出力される現在の速度とを入力として補償電圧係数を発生する補償電圧係数発生部１６１と、位置信号を受け付けたことによる割込み処理１によって動作する補償位相パターンモード選択部１５６、補償電圧パターンモード選択部１６５と、外部から与えられる平均位相量指令、補償位相係数発生部１５５から出力される補償位相係数、および補償位相パターンモード選択部１５６により選択される補償位相パターンを乗算して補償位相量指令を出力する乗算器１５７と、外部から与えられる平均位相量指令と乗算器１５７から出力される補償位相量指令とを加算して位相量指令を出力する加算器１５８と、位置信号周期演算部１５２から出力される位置信号の周期および加算器１５８から出力される位相量指令を入力としてタイマ値を演算して出力するタイマ値演算部１５９と、タイマ値演算部１５９から出力されるタイマ値がセットされ、位置信号を受け付けたことによる割込み処理１によってスタートされ、セットされたタイマ値の計時が行われることによりカウントオーバー信号を出力する位相補正タイマ１６０と、位相補正タイマ１６０から出力されるカウントオーバー信号による割込み処理２によってメモリ１６３から電圧パターンを読み出して出力するインバータモード選択部１６２と、速度制御部１５４から出力される平均電圧指令、補償電圧係数発生部１６１から出力される補償電圧係数、および補償電圧パターンモード選択部１６５により選択される補償電圧パターンを乗算して補償電圧指令を出力する乗算器１６６と、速度制御部１５４から出力される平均電圧指令と乗算器１６６から出力される補償電圧指令とを加算して電圧指令を出力する加算器１６７と、加算器１６７から出力される電圧指令およびインバータモード選択部１６２から出力される電圧パターンを入力としてパルス幅変調を行い、スイッチ信号を出力するＰＷＭ部１４４とを有している。

図３１は図３０のマイクロプロセッサの処理を説明するフローチャートである。なお、図３１は割込み処理１を示している。

図３１のフローチャートの処理は、位置信号が受け付けられる毎に行われる。

ステップＳＰ１において、周期測定タイマ１５１をストップさせ、ステップＳＰ２において、周期測定タイマ１５１の値を読み込み、ステップＳＰ３において、周期測定タイマ１５１の値をリセットし、次の周期測定のために周期測定タイマ１５１をスタートさせる。そして、ステップＳＰ４において、位置信号の周期を演算し、ステップＳＰ５において、位置信号の周期の演算結果よりモータの現在速度を演算し、ステップＳＰ６において、補償位相パターンモードに基づき補償位相パターンを読み込み、ステップＳＰ７において、補償位相パターンモードを１ステップ進め、ステップＳＰ８において、現在速度に基づき補償位相係数を読み込み、ステップＳＰ９において、平均位相量指令の係数倍を補償位相パターンに乗算して補償位相量指令を演算し、ステップＳＰ１０において、平均位相量指令に補償位相量指令を加算して位相量指令を演算し、ステップＳＰ１１において、位相量指令より位相補正タイマ１６０のタイマ値を演算し、ステップＳＰ１２において、位相補正タイマ１６０に補正タイマ値をセットし、ステップＳＰ１３において、位相補正タイマ１６０をスタートさせ、ステップＳＰ１４において、速度指令および現在速度に基づき速度制御を行い、平均電圧指令を演算し、ステップＳＰ１５において、補償電圧パターンモードに基づき補償電圧パターンを読み込み、ステップＳＰ１６において、補償電圧パターンモードを１ステップ進め、ステップＳＰ１７において、現在速度に基づき補償電圧係数を読み込み、ステップＳＰ１８において、平均電圧指令の係数倍を補償電圧パターンに乗算し、補償電圧指令を演算し、ステップＳＰ１９において、平均電圧指令に補償電圧指令を加算し、電圧指令を出力し、そのまま元の処理に戻る。

図３２は図２１および図３０に示す同期モータ駆動装置の各部の信号波形を示す図である。

同期モータ６により圧縮機を駆動している場合に、図３２中（Ａ)に示すように差電圧ＶＮＭが得られ、図３２中（Ｂ)に示すように積分信号∫ＶＮＯｄｔが得られ、図３２中（Ｃ)に示すように位置信号が得られる。

この位置信号に基づく割込み処理１により図３２中（Ｄ）に示すように位相補正タイマ１６０がスタートする｛図３２中（Ｄ）に示す矢印の起点を参照｝、そして、図３２中（Ｍ）に示す位相量指令に基づいてセットされるタイマ値が制御される位相補正タイマ１６０からカウントオーバー信号が出力される｛図３２中（Ｄ）に示す矢印の終点を参照｝毎に、図３２中（Ｅ）に示すように通電幅制御タイマ１６９がスタートする｛図３２中（Ｅ）に示す矢印の起点を参照｝。

位相補正タイマ１６０からカウントオーバー信号が出力される｛図３２中（Ｄ)に示す矢印の終点を参照｝毎、および通電幅制御タイマ１６９からカウントオーバー信号が出力される｛図３２中（Ｅ）に示す矢印の終点を参照｝毎に、図３２中（Ｎ）に示すようにインバータモードが１ステップずつ進められ、図３２中（Ｆ）から図３２中（Ｋ）に示すようにインバータ回路１２１のスイッチングトランジスタ１２１ｕ１，１２１ｕ２，１２１ｖ１，１２１ｖ２，１２１ｗ１，１２１ｗ２のオン−オフ状態がインバータモードに対応して切り替えられる。また、図３２中（Ｌ）に示すようなインバータ出力電圧に基づいて各スイッチングトランジスタは、ＰＷＭ部１６４でチョッパ制御されている。なお、図３２中（Ｌ）に示されている破線が速度制御部１５４の出力（平均電圧）であり、図３２中（Ｌ）に示されている実線が乗算器１６６の出力（補償電圧）である。

なお、位相制御は、タイマ処理の関係で１サンプル遅れの制御系になっている。

図３３はこの発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様の要部であるマイクロプロセッサの構成を示すブロック図である。

この同期モータ駆動装置が図３０の同期モータ駆動装置と異なる点は、補償位相係数発生部１５５に代えて、積分信号レベル検出回路１２７（図２１参照）から出力される積分信号レベル検出信号および補償位相パターンモード選択部１５６から出力される補償位相パターンを入力として補償位相係数を得て出力する補償位相係数発生部１６８を採用した点、補償位相パターンモード選択部１５６から出力される補償位相パターンと、補償位相係数発生部１６８から出力される補償位相係数とを乗算器１５８により乗算して、補償位相量指令を得て出力するようにした点のみである。

図３４は補償位相量指令を得るための処理を説明するフローチャートである。

ステップＳＰ１において、補償位相パターンモードを読み込み、ステップＳＰ２において、補償位相パターンモードに基づき補償位相パターン（例えば、ｓｉｎθｎ）を読み込み、ステップＳＰ３において、積分信号レベル検出信号と所定値とを比較し、積分信号レベル検出信号が大きいか否かを判定する。

そして、積分信号レベル検出信号が大きいと判定された場合には、ステップＳＰ４において、補償位相係数Ｋをδｓｉｎθｎだけ増加させ、逆に、積分信号レベル検出信号が小さいと判定された場合には、ステップＳＰ５において、補償位相係数Ｋをδｓｉｎθｎだけ減少させる。ただし、δは経験的に定まる定数である。

ステップＳＰ４またはステップＳＰ５の処理を行った後は、ステップＳＰ６において、補償位相パターンを係数倍して補償位相量指令（＝Ｋ×ｓｉｎθｎ）を算出し、そのまま一連の処理を終了する。

したがって、積分信号レベル検出信号が所定値になるように、位相変動分のパターンを逐次修正し、効率よい制御を確実に行わせることができる。

さらに詳細に説明する。

図３５は積分信号レベルと位相変動分の振幅との関係を示す図である。なお、図３５中に示す破線は効率が最大となる積分信号レベルである。

したがって、補償位相パターンｓｉｎθｎの極性が負の場合（位相変動分が進み補償期間）においては、
（１）積分信号レベル検出信号が所定値より大きい場合、係数Ｋを小さくし、補償位相量を小さくする（位相進み量を小さくすることに等価）。この結果、積分信号レベルは小さくなる。

（２）積分信号レベル検出信号が所定値より小さい場合、係数Ｋを大きくし、補償位相量を大きくする（位相進み量を大きくすることに等価）。この結果、積分信号レベルは大きくなる。

逆に、補償位相パターンｓｉｎθｎの極性が正の場合（位相変動分が遅れ補償期間）においては、
（１）積分信号レベル検出信号が所定値より大きい場合、係数Ｋを大きくし、補償位相量を大きくする（位相進み量を大きくすることに等価）。この結果、積分信号レベルは小さくなる。

（２）積分信号レベル検出信号が所定値より小さい場合、係数Ｋを小さくし、補償位相量を小さくする（位相進み量を小さくすることに等価）。この結果、積分信号レベルは大きくなる。

これらの結果、効率よい制御を確実に行うことができる。

回転子位置角とトルクとの関係、トルクとｄｑ軸電流との関係、および回転子位置角とｄｑ軸電流との関係を示す図である。 表面磁石構造のブラシレスＤＣモータにおいて、電流位相を０ｒａｄに設定した条件下での電圧振幅と位相の変動分のシミュレーション結果、および負荷トルクの基本波を示す図である。 図１のｄｑ軸電流を得るためのモータ３相電流の位相と振幅、および負荷トルクの基本波を示す図である。 図１のｄｑ軸電流を得るためのモータ３相印加電圧の位相と振幅を示す図である。 この発明の同期モータ駆動装置の一実施態様を示すブロック図である。 図５の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。 この発明の同期モータ駆動装置の他の実施態様を示すブロック図である。 図７の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。 この発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。 図９の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。 この発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。 図１１の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。 この発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。 図１３の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。 この発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。 １シリンダ圧縮機の圧縮トルクと回転角との関係を示す図である。 圧縮トルクの周波数分布を示す図である。 この発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。 図１８の同期モータ駆動装置の作用を説明するフローチャートである。 トルクの基本波の１０％程度の３次調波成分がトルク波形に重畳されるように電流波形の３次調波を調整した場合における、トルク、電流振幅、電流位相の変化を示す図である。 この発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。 図２１のマイクロプロセッサの構成を示すブロック図である。 図２１に対応する制御モデルを示す図である。 図２２の割込み処理１を説明するフローチャートである。 図２２の割込み処理２を説明するフローチャートである。 図２２の割込み処理３を説明するフローチャートである。 図２１、図２２に示す同期モータ駆動装置の各部の信号波形を示す図である。 最大トルク制御の考えに基づき、電圧位相と振幅を関連付け制御して実機を運転した場合における線電圧振幅、電圧位相、相電流、インバータＤＣ電流の変化を示す図である。 最大トルク制御の考えに基づき、電圧位相と振幅を関連付け制御せず、実機を運転した場合における線電圧振幅、電圧位相、相電流、インバータＤＣ電流の変化を示す図である。 この発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様の要部であるマイクロプロセッサの構成を示すブロック図である。 図３０の割込み処理１を説明するフローチャートである。 図２１、図３０に示す同期モータ駆動装置の各部の信号波形を示す図である。 この発明の同期モータ駆動装置のさらに他の実施態様の要部であるマイクロプロセッサの構成を示すブロック図である。 補償位相量指令を得るための処理を説明するフローチャートである。 積分信号レベルと位相変動分振幅との関係を示す図である。

符号の説明

５，５ｂ，２５，４５，６５，８５，１０５，１２１ インバータ
６ ブラシレスＤＣモータ ６ａ 回転子
６ｕ，６ｖ，６ｗ 固定子巻線
８，２８，４８，６８，８８，１０８ 位相制御部
１０，３０，５０，７０，９０，１１０ トルク制御部
１８，１２６ マイクロプロセッサ １９ａ タイマ値演算部
１９ｍ 補償位相パターンモード選択部 １９ｎ 加算器
１２２ｕ，１２２ｖ，１２２ｗ 抵抗
１２４ａ 抵抗 １２４ｂ コンデンサ
１２５ ゼロクロスコンパレータ

Claims (20)

1. 周期性のトルク変動を有する負荷に対し、インバータ（５）（５ｂ）（２５）（４５）（６５）（８５）（１０５）（１２１）で制御される同期モータ（６）により１回転中の速度変動を抑制するトルク制御を行う場合に、電流波形または電圧波形の振幅および位相の両者に対して変動量を重畳することを特徴とする同期モータ駆動方法。
2. トルク制御部（１０）（３０）（７０）（１１０）の出力により制御される振幅の変動量に基づいて位相の変動量を制御する請求項１に記載の同期モータ駆動方法。
3. トルク制御部（５０）（９０）の出力により制御される位相の変動量に基づいて振幅の変動量を制御する請求項１に記載の同期モータ駆動方法。
4. トルク制御部（１０）（３０）（７０）（１１０）の出力に基づき振幅の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき位相の変動量を制御する請求項１に記載の同期モータ駆動方法。
5. トルク制御部（５０）（９０）の出力に基づき位相の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき振幅の変動量を制御する請求項１に記載の同期モータ駆動方法。
6. 前記変動量は、基本波および低次調波に対応するものである請求項１から請求項５の何れかに記載の同期モータ駆動方法。
7. 前記変動量は、基本波に対応するものである請求項１から請求項５の何れかに記載の同期モータ駆動方法。
8. 前記振幅の変動量に対して３次調波を重畳する請求項１から請求項５の何れかに記載の同期モータ駆動方法。
9. インバータ（１２１）の各相の出力端子に一方の端部が接続され、かつ他方の端部が互いに接続された抵抗（１２２ｕ）（１２２ｖ）（１２２ｗ）により得られた第１中性点電圧と、同期モータの各相の固定子巻線（６ｕ）（６ｖ）（６ｗ）の一方の端部を互いに接続して得られた第２中性点電圧との差を積分して同期モータ（６）の回転子（６ａ）の磁極位置を検出する請求項１から請求項８の何れかに記載の同期モータ駆動方法。
10. 請求項１から請求項９の何れかに記載の同期モータ駆動方法により駆動される同期モータ（６）によって１シリンダ圧縮機を駆動することを特徴とする圧縮機駆動方法。
11. 周期性のトルク変動を有する負荷に対し、インバータ（５）（５ｂ）（２５）（４５）（６５）（８５）（１０５）（１２１）で制御される同期モータ（６）により１回転中の速度変動を抑制するトルク制御を行う場合に、電流波形または電圧波形の振幅および位相の両者に対して変動量を重畳すべくインバータ（５）（５ｂ）（２５）（４５）（６５）（８５）（１０５）（１２１）を制御するインバータ制御手段（８）（１０）（２８）（３０）（４８）（５０）（６８）（７０）（８８）（９０）（１０８）（１１０）（１２６）を含むことを特徴とする同期モータ駆動装置。
12. インバータ制御手段（８）（１０）（２８）（３０）（４８）（５０）（６８）（７０）（８８）（９０）（１０８）（１１０）（１２６）は、トルク制御部（１０）（３０）（７０）（１１０）の出力により制御される振幅の変動量に基づいて位相の変動量を制御するものである請求項１１に記載の同期モータ駆動装置。
13. インバータ制御手段（８）（１０）（２８）（３０）（４８）（５０）（６８）（７０）（８８）（９０）（１０８）（１１０）（１２６）は、トルク制御部（５０）（９０）の出力により制御される位相の変動量に基づいて振幅の変動量を制御するものである請求項１１に記載の同期モータ駆動装置。
14. インバータ制御手段（８）（１０）（２８）（３０）（４８）（５０）（６８）（７０）（８８）（９０）（１０８）（１１０）（１２６）は、トルク制御部（１０）（３０）（７０）（１１０）の出力に基づき振幅の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき位相の変動量を制御するものである請求項１１に記載の同期モータ駆動装置。
15. インバータ制御手段（８）（１０）（２８）（３０）（４８）（５０）（６８）（７０）（８８）（９０）（１０８）（１１０）（１２６）は、トルク制御部（５０）（９０）の出力に基づき位相の変動量を制御し、効率と関連のある検出量に基づき振幅の変動量を制御するものである請求項１１に記載の同期モータ駆動装置。
16. インバータ制御手段（８）（１０）（２８）（３０）（４８）（５０）（６８）（７０）（８８）（９０）（１０８）（１１０）（１２６）は、前記変動量として、基本波および低次調波に対応するものを採用するものである請求項１１から請求項１５の何れかに記載の同期モータ駆動装置。
17. インバータ制御手段（８）（１０）（２８）（３０）（４８）（５０）（６８）（７０）（８８）（９０）（１０８）（１１０）（１２６）は、前記変動量として、基本波に対応するものを採用するものである請求項１１から請求項１５の何れかに記載の同期モータ駆動装置。
18. インバータ制御手段（８）（１０）（２８）（３０）（４８）（５０）（６８）（７０）（８８）（９０）（１０８）（１１０）（１２６）は、前記振幅の変動量に対して３次調波を重畳するものである請求項１１から請求項１５の何れかに記載の同期モータ駆動装置。
19. 第１中性点電圧を得るべくインバータ（１２１）の各相の出力端子に一方の端部が接続され、かつ他方の端部が互いに接続された抵抗（１２２ｕ）（１２２ｖ）（１２２ｗ）と、第２中性点電圧を得るべく一方の端部が互いに接続された同期モータの各相の固定子巻線（６ｕ）（６ｖ）（６ｗ）と、第１中性点電圧と第２中性点電圧との差を積分する積分手段（１２４ａ）（１２４ｂ）と、積分信号に基づいて同期モータ（６）の回転子（６ａ）の磁極位置を検出する磁極位置検出手段（１２５）とを含む請求項１１から請求項１８の何れかに記載の同期モータ駆動装置。
20. 請求項１１から請求項１９の何れかに記載の同期モータ駆動装置により駆動される同期モータ（６）によって１シリンダ圧縮機を駆動することを特徴とする圧縮機駆動装置。

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