JP7201952B2 - モータ制御装置、モータ、圧縮機、冷凍装置及び車両 - Google Patents

モータ制御装置、モータ、圧縮機、冷凍装置及び車両 Download PDF

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Description

本開示は、モータ制御装置、モータ、圧縮機、冷凍装置及び車両に関する。
直流電圧が一定となる直流電源から、三相ブリッジ回路により任意の疑似三相交流に変換して、永久磁石を回転子に含む三相モータを駆動するモータ駆動制御装置が知られている。このモータ駆動制御装置は、三相ブリッジ回路の直流部分の電流の平均値を検出し、検出した平均値の、三相モータの電流周波数の６倍成分が減少するように、回転制御系の電流所望値を制御して、モータのトルクリプルの低減を図っている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１０－８８２２８号公報
高調波成分がモータの誘起電圧に含まれていると、モータの入力電力にも高調波成分が発生するので、モータの入力電力に発生する高調波成分と同じ次数の高調波が、モータに電力を供給するインバータ回路の入力側の直流部分に生じてしまうことがある。
しかしながら、モータの入力電力に発生する高調波成分を低減しても、モータのトルクリプル等の電磁加振力に発生する高調波成分を低減できない場合がある。
本開示は、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減可能なモータ制御装置及びモータを提供する。
本開示は、
電源から供給された入力電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換するモータ制御装置であって、
前記出力交流電力をモータに供給するインバータ回路を備え、
前記モータの入力電力に前記モータの回転数に同期して発生する第１高調波成分の振幅を所定の値以下に抑制し、かつ、前記モータの電磁加振力に前記第１高調波成分と同じ周波数で発生する第２高調波成分の振幅を、前記第１高調波成分の振幅を最も小さく抑制した際と比較して小さくする制御を行う、モータ制御装置を提供する。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減できる。
上記のモータ制御装置において、
前記電源は、交流電源でもよい。
これにより、交流電源に流出する高調波を低減できる。
上記のモータ制御装置において、
前記第１高調波成分と前記第２高調波成分の周波数は、前記モータの入力電圧の基本周波数の６の倍数の周波数でもよい。
これにより、モータの入力電力及び電磁加振力に発生する高調波成分（モータの入力電圧の基本周波数の６の倍数の周波数を有する高調波成分）を低減できる。
上記のモータ制御装置において、
前記制御を行う制御部を備え、
前記制御部は、前記モータの回転数に同期して変化する補償量を、前記モータ制御装置の操作量に重畳してもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分との低減を容易に実現できる。
上記のモータ制御装置において、
前記操作量は、前記インバータ回路の変調率、前記モータの入力電圧の電圧ベクトルの振幅、前記電圧ベクトルの位相、前記モータの入力電流の電流ベクトルの振幅、及び前記電流ベクトルの位相のうちの少なくとも一つであってもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分との低減をより容易に実現できる。
上記のモータ制御装置において、
前記制御部は、前記第１高調波成分に相関する値を検出し、前記第１高調波成分と前記第２高調波成分との関係に基づき、前記補償量の振幅および位相の少なくとも一方を決定してもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分との低減を容易に実現できる。
上記のモータ制御装置において、
前記制御部は、前記第２高調波成分に相関する値を検出し、前記第１高調波成分と前記第２高調波成分との関係に基づき、前記補償量の振幅および位相の少なくとも一方を決定してもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分との低減を容易に実現できる。
上記のモータ制御装置において、
前記関係をテーブル又は式により保持してもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分との低減を容易に実現できる。
上記のモータ制御装置において、
前記制御部は、前記第１高調波成分に相関する値と前記第２高調波成分に相関する値とを検出し、前記補償量の振幅および位相の少なくとも一方を決定してもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分との低減を容易に実現できる。
上記のモータ制御装置において、
前記制御部は、保持されたテーブルもしくは式により、前記補償量の振幅および位相の少なくとも一方を決定してもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分との低減を容易に実現できる。
上記のモータ制御装置において、
前記制御を行ったときの前記モータの蓄積エネルギーの前記第１高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさが、前記モータのトルクによる出力エネルギーの前記第２高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさよりも小さくてもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分との低減を容易に実現できる。
本開示は、
モータの入力電力にモータの回転数に同期して発生する第１高調波成分またはモータの電磁加振力に前記第１高調波成分と同じ周波数で発生する第２高調波成分の抑制を行うモータ制御装置によって制御されるモータであって、
前記抑制を行ったときの前記モータの蓄積エネルギーの前記第１高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさが、前記モータのトルクによる出力エネルギーの前記第２高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさよりも小さい、モータを提供する。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減できる。
上記のモータにおいて、
ロータおよびステータを備えた表面磁石同期モータであって、
前記ロータは、ロータコアと前記ロータコアの周方向に配置される複数の磁石を有してもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減できる。
上記のモータにおいて、
ロータおよびステータを備えた埋込磁石同期モータであって、
前記ロータは、ロータコアと複数の磁石を備え、
前記ロータコアは、複数の磁石挿入孔を有し、磁石による主磁束を阻害するように磁気抵抗部が設けられてもよい。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減できる。
本開示は、
上記のモータによって駆動される圧縮機を提供する。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減可能なモータを搭載する圧縮機を提供できる。
本開示は、
上記の圧縮機を備える冷凍装置を提供する。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減可能なモータを搭載する圧縮機を備える冷凍装置を提供できる。
本開示は、
上記のモータを搭載する車両を提供する。
これにより、モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減可能なモータを搭載する車両を提供できる。
電源電流に生じる高調波を例示するグラフである。 モータの相電流に重畳する５次高調波の振幅と位相を変化させたときの、モータの入力電力に発生する高調波（モータ入力電力高調波）とモータのトルクリプルの各々の大きさを解析した結果の一例である。 モータの電気角に対する電力および出力（＝トルク×回転数）を磁場解析から導出した結果の一例である。 モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減する本開示の技術の一つであるモータ制御方法を説明するための図である。 モータの入力電力に発生する高調波成分とモータの電磁加振力に発生する高調波成分とを低減する本開示の技術の一つであるモータ構造を説明するための図である。 モータ制御装置の第１の構成例を示す図である。 モータ制御装置の第２の構成例を示す図である。 モータ制御装置の操作量に重畳する補償量の導出を説明するための図である。 制御部の第１の構成例を示すブロック図である。 モータの電気角に対する電力および出力（＝トルク×回転数）を磁場解析から導出した結果の一例である。 ロータ及びステータを備えた表面磁石同期モータを例示する断面図である。 ロータ及びステータを備えた埋込磁石同期モータを例示する断面図である。 実施形態のモータ制御装置によって制御されるモータ又は実施形態のモータによって駆動される圧縮機を備える冷凍装置の一例を示す図である。 実施形態のモータ制御装置によって制御されるモータ又は実施形態のモータを搭載する車両の一例を示す図である。
以下、実施形態を説明する。最初に、インバータ回路の入力側に生じる高調波について説明する。
モータの起磁力やギャップパーミアンスがモータの回転位置によって変化するため、モータの回転数に同期して鎖交磁束が変化し、モータの誘起電圧に基本周波数の５倍成分や７倍成分などの高調波成分が含まれていることがある。これらの高調波成分がモータの誘起電圧に含まれていると、誘起電圧の基本周波数の６の倍数の周波数を有する高調波成分が、モータの入力電力に生じる場合がある。
例えば、コンデンサレスインバータのように内部にエネルギー貯蔵要素を持たないモータ制御装置を使用すると、モータの入力電力に高調波成分が生じることで、モータの入力電力に発生する高調波成分と同じ次数の高調波がインバータ回路の入力側の電力にも生じる場合がある。この高調波がインバータ回路の入力側に存在する交流電源に流出すると、電源側の電流に、モータの入力電力の周波数±電源電圧の周波数を有する高調波（電源高調波）が含まれることになる。そのため、モータの入力電力の高調波成分によって発生する各々の電源高調波が、電源高調波規制値以下になるように、モータの入力電力の高調波成分を低減することが求められる。また、車載用バッテリーなどの直流電源の場合でも、モータの入力電力の周波数を有する高調波電流が入力側に発生する。高調波電流は、バッテリーの劣化を早めることにつながるため、交流電源の場合と同様に、モータの入力電力の高調波を低減することが求められる。
図１は、電力変換回路の入力側に生じる高調波を例示するグラフであり、その横軸は、高調波の次数（電源電圧の周波数の倍数）を表す。図１は、３０次と３２次の電源高調波が、モータの入力電力に生じる高調波成分に起因する電源高調波であり、電源高調波規制値を超えていることを例示している。この場合、３０次と３２次の電源高調波が、電源高調波規制値以下になるように、モータの入力電力の高調波成分を低減することが求められる。
一方、特許文献１の技術は、上述の通り、三相ブリッジ回路の直流部分の電流の平均値を検出し、検出した平均値の、三相モータの電流周波数の６倍成分が減少するように電流を制御することで、モータのトルクリプルの低減を図っている。
ここで、電流に高調波の補償波形を重畳した際に、モータの入力電力に発生する高調波とモータのトルクリプルが両方とも低減するのかについて、磁場解析を用いて確認すると、図２に示す結果が得られた。図２は、モータの相電流に重畳する５次高調波（モータの入力電力に発生する６次高調波に相当）の振幅と位相を変化させたときの、モータの入力電力に発生する高調波（モータ入力電力高調波）とモータのトルクリプルの各々の大きさを解析した結果の一例である。
図２に示すように、モータ入力電力高調波が最小となる補償電流波形の振幅及び位相は、トルクリプルが最小となる補償電流波形の振幅及び位相と異なる結果が得られた。また、５次高調波を重畳した際のモータ入力電力高調波の大きさが最小となる電流波形では、トルクリプルの大きさは、５次高調波の重畳がない正弦波電流のときと比較して、少し大きくなる結果が得られた。このように、モータ入力電力高調波を低減する高調波の補償波形を重畳しても、モータのトルクリプルを低減できない場合がある。
この点について、考察する。損失を無視すると、電力の平均値では、「電力＝トルク×回転数」が成り立つと考えられる。しかしながら、図３に示すように、磁場解析を行うと、モータへの供給電力の波形は、モータの出力（＝トルク×回転数）の波形と一致しないことから、電力の瞬時値では、「電力＝トルク×回転数」が成り立たないことが分かった。この理由は、モータのコイルが瞬時的なエネルギーを蓄積するためと推定される。このモータのコイルに瞬時的に蓄積されるエネルギーをモータの蓄積エネルギーとする。
図３は、モータの電気角に対する電力および出力（＝トルク×回転数）を磁場解析から導出した結果の一例である。図３では、損失は、無視されている。図３に示すように、モータへの供給電力の波形とモータの出力の波形は、電力の平均値では一致しているが、電力の瞬時値では一致していない。したがって、モータ入力電力高調波を最小化するだけでは、モータのトルクリプルを低減できるとは限らないと言える。
本開示の技術は、モータの入力電力に発生する高調波成分（モータ入力電力高調波）とモータの電磁加振力に発生する高調波成分（電磁加振力高調波）との両方を低減するものである。電磁加振力は、回転方向成分（周方向成分）、径方向成分及び軸方向成分の力を含み、トルクリプルは、電磁加振力の回転方向成分の高調波成分に相当する。
図４は、モータ入力電力高調波と電磁加振力高調波を低減する本開示の技術の一つであるモータ制御方法を説明するための図である。
本開示のモータ制御方法は、モータ入力電力高調波の振幅を所定の値以下に抑制し、かつ、モータ入力電力高調波と周波数が同じ電磁加振力高調波の振幅を、モータ入力電力高調波の振幅を最も小さく抑制した際と比較して小さくすることで、モータ入力電力高調波と電磁加振力高調波を低減する。モータ入力電力高調波とは、モータの入力電力にモータの回転数に同期して発生する第１高調波成分の一例である。モータ入力電力高調波と周波数が同じ電磁加振力高調波とは、モータの電磁加振力に第１高調波成分と同じ周波数で発生する第２高調波成分の一例である。このような本開示のモータ制御方法によれば、所定の値を電源高調波規制値より求めたモータ入力電力の高調波成分の制限値に設定することで、電源高調波を電源高調波規制値以下に低減でき、かつ、電磁加振力高調波の振幅を、モータ入力電力高調波の振幅を最も小さく抑制した際よりも低減できる。
なお、"第１高調波成分（この例では、モータ入力電力高調波）の振幅を最も小さく抑制した際"とは、第１高調波成分の振幅をモータの制御によって極小値まで抑制した際を意味する。極小値が複数存在する場合、極小値は、複数の極小値の中で最も小さな極小値としてもよい。極小値は、理論的には、完全に抑制された際の値（ゼロ）であるが、制御限界によってゼロにならない場合がある。図４は、電磁加振力高調波の振幅を、モータ入力電力高調波の振幅を最も小さな振幅値ａ１に抑制した際の振幅値ｂ１よりも小さな振幅値ｂ２に抑制した状態を例示している。図４に示す例では、モータ入力電力高調波の振幅は、基準値を超えないように振幅値ａ２に抑制され、且つ、電磁加振力高調波の振幅は、振幅値ｂ２に抑制されている。
図５は、モータ入力電力高調波と電磁加振力高調波を低減する本開示の技術の一つであるモータ構造を説明するための図である。上述の通り、モータ入力電力高調波の振幅を最小化するだけでは、電磁加振力高調波の振幅の低減は難しい。
本開示のモータは、モータ入力電力高調波の振幅が最小となる条件と電磁加振力高調波の振幅が最小となる条件が近いモータ構造を備える。このようなモータ構造であれば、モータ入力電力高調波の振幅を低減することで、電磁加振力高調波の振幅も低減できる。例えば、本開示のモータは、モータ入力電力高調波の振幅を最小化する補償波形と電磁加振力高調波の振幅を最小化する補償波形との位相差が９０°未満になるモータ構造を備える。このモータ構造によれば、図５に示すように、モータ入力電力高調波の振幅を振幅値ａ１に低減すると、電磁加振力高調波の振幅を振幅値ｂ１から振幅値ｂ３に低減できる。
モータ入力電力高調波の振幅が最小となる条件と電磁加振力高調波の振幅が最小となる条件が近いモータ構造を実現するには、モータのコイルに蓄えられるエネルギーが小さくなるように、モータのインダクタンスはできるだけ小さいことが好ましい。インダクタンスが小さくなるように、コイルの巻数を低減したモータや表面磁石同期モータの採用などが有効である。
次に、本開示の技術が適用されるモータ制御装置の構成例について説明する。
図６は、本開示の技術が適用されるモータ制御装置の第１の構成例を示すブロック図である。図６に示すモータ制御装置１Ａは、コンバータ回路２、直流リンク部３、インバータ回路４及び制御部５を備え、三相の交流電源６から供給された入力交流電力を所定の電圧及び所定の周波数の出力交流電力に変換して、モータ７に供給する。
モータ７は、例えば、三相交流モータである。モータ７の具体例として、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動する電動機などが挙げられる。モータ７は、例えば、４極６スロットや６極９スロットなどの集中巻モータである。このモータ７では、誘起電圧の高調波成分として、基本周波数の５，７次成分が多く含まれる傾向にある。このモータ電圧歪み（基本周波数の５，７次の高調波成分）を起因とする高次（例えば、６次）の高調波成分が、モータ７の入力電力及びインバータ回路４の入力側に現れることがある。この高次の高調波成分は、交流電源６の電源電流ｉｉｎ、直流リンク部３における直流リンク電圧ｖｄｃ、リアクトル８の両端のリアクトル電圧ｖＬ、リアクトル８に流れるリアクトル電流ｉＬ、又は直流リンク部３に流れる直流電流ｉｄｃに現れることがある。
コンバータ回路２は、交流電源６に接続され、交流電源６が出力した交流を直流に変換する。コンバータ回路２は、例えば、複数（この例では、６つ）のダイオードがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードは、交流電源６の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。コンバータ回路２は、変換後の直流電力を、直流リンク部３を介して、インバータ回路４に供給する回路であれば、ダイオードブリッジとは別の回路形式の電圧変換回路でもよい。
直流リンク部３は、コンバータ回路２とインバータ回路４との間に接続されたコンデンサ３ａを備えている。コンデンサ３ａは、コンバータ回路２の出力部に並列接続され、コンデンサ３ａの両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧ｖｄｃ）がインバータ回路４の入力ノードに入力される。コンデンサ３ａの更なる説明については後述する。
直流リンク部３は、コンバータ回路２とインバータ回路４との間に接続されたリアクトル８を備えている。リアクトル８は、コンバータ回路２の出力部とインバータ回路４の入力部との間の直流母線に直列に挿入されている。
インバータ回路４は、入力ノードが直流リンク部３のコンデンサ３ａに並列に接続され、直流リンク部３の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ７に供給する。本実施形態のインバータ回路４は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路４は、三相交流をモータ７に出力するので、６個のスイッチング素子を備えている。詳しくは、インバータ回路４は、互いに並列接続された３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグは、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する。各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との中点が、それぞれモータ７の各相のコイルに接続されている。また、各スイッチング素子には、還流ダイオードが逆並列に接続されている。インバータ回路４は、これらのスイッチング素子のオンオフ動作によって、直流リンク部３から入力された直流リンク電圧ｖｄｃをスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ７へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部５が行う。
制御部５は、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生する第１高調波成分の振幅を所定の値以下に抑制し、かつ、モータ７の電磁加振力に第１高調波成分と同じ周波数で発生する第２高調波成分の振幅を、第１高調波成分の振幅を最も小さく抑制した際と比較して小さくする制御を行う。制御部５は、第１高調波成分の振幅及び第２高調波成分の振幅がこのように抑制されるように、インバータ回路４におけるスイッチング（オンオフ動作）を制御する。
図７は、本開示の技術が適用されるモータ制御装置の第２の構成例を示す図である。第１の構成例と同様の構成についての説明は、上述の説明を援用することで省略する。図７に示すモータ制御装置１Ｂは、コンバータ回路２、直流リンク部３、インバータ回路４及び制御部５を備え、単相の交流電源６から供給された入力交流電力を所定の電圧及び所定の周波数の出力交流電力に変換して、モータ７に供給する。
コンバータ回路２は、リアクトル８を介して交流電源６に接続され、交流電源６が出力した交流を直流に整流（変換）する。コンバータ回路２は、例えば、複数（この例では、４つ）のダイオードがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードは、交流電源６の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。コンバータ回路２は、変換後の直流電力を、直流リンク部３を介して、インバータ回路４に供給する回路であれば、ダイオードブリッジとは別の回路形式の電圧変換回路でもよい。
リアクトル８は、交流電源６とコンバータ回路２との間に接続されており、より具体的には、交流電源６の交流出力側とコンバータ回路２の交流入力側との間に直列に挿入されている。
図６，７において、コンデンサ３ａの容量値は、コンバータ回路２の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ回路４のスイッチング動作に起因するリプル電圧（スイッチング周波数ｆｃに応じた電圧変動）を抑制できるように、設定されている。具体的には、コンデンサ３ａは、一般的な電力変換装置又はモータ制御装置においてコンバータ回路２の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十～数百μＦ程度）を有する小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）によって構成されている。
コンデンサ３ａの容量値はこのように小さいので、直流リンク部３においてコンバータ回路２の出力がほとんど平滑化されず、その結果、交流電源６の電源電圧ｖｉｎの周波数に応じた脈動成分が直流電圧（直流リンク電圧ｖｄｃ）に残留することになる。例えば、直流リンク電圧ｖｄｃは、図６の三相の交流電源６の場合、電源電圧ｖｉｎの周波数の６倍の周波数の脈動成分を有し、図７の単相の交流電源６の場合、電源電圧ｖｉｎの周波数の２倍の周波数の脈動成分を有する。
また、電力変換装置にコンデンサ３ａだけでなくリアクトル８も用いる場合、リアクトル８とコンデンサ３ａによるＬＣフィルタが構成される。このＬＣフィルタの共振周波数ｆｒが、Ｎ相の交流電源６の商用周波数ｆｉｎのＮ倍以上の周波数であり、かつ、インバータ回路４のスイッチング動作に起因するリプル電圧を減衰するように、リアクトル８のインダクタンスとコンデンサ３ａの容量値が設定される。
Ｎ×ｆｉｎ≦ｆｒ≦ｆｃ／４
ｆｒ＝１（２π√ＬＣ）
Ｌはリアクトル８のインダクタンス、Ｃはコンデンサ３ａの容量値を表す。
モータ制御装置が、直流リンク部３のコンデンサ３ａの容量値がこのように小さいコンデンサレスインバータ（より詳しくは、電解コンデンサレスインバータ）の場合、モータ７の入力電力に生じる歪み成分（高調波成分）に起因する高調波が電源側に流出するおそれがある。モータ制御装置がマトリックスコンバータの場合でも同様に、モータの入力電力に生じる歪み成分に起因する高調波が電源側に流出するおそれがある。
図６又は図７に例示する制御部５は、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生する第１高調波成分の振幅を所定の値以下に抑制し、かつ、モータ７の電磁加振力に第１高調波成分と同じ周波数で発生する第２高調波成分の振幅を、第１高調波成分の振幅を最も小さく抑制した際と比較して小さくする制御を行う。この制御を、高調波抑制制御とも称する。この高調波抑制制御により、第１高調波成分と第２高調波成分の各振幅は低減するので、インバータ回路４の入力側に生じる高調波（例えば、電源側に流出する電源高調波）と電磁加振力に起因する振動を低減できる。
制御部５は、例えば、モータ７の回転数に同期して変化する補償量Ｃを、図６又は図７に例示するモータ制御装置の操作量Ｄに重畳する。これにより、第１高調波成分と第２高調波成分の各振幅の低減を容易に実現できる。
制御部５は、例えば、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生する第１高調波成分に相関する値ｆをフーリエ変換等により検出する。モータの入力電力に発生する６次の高調波成分と同じ次数の高調波がインバータ回路の入力側の電力にも生じる。よって、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生する第１高調波成分に相関する値ｆとは、例えば、リアクトル電圧ｖＬ、リアクトル電流ｉＬ、直流リンク電圧ｖｄｃ、直流電流ｉｄｃ又は電源電流ｉｉｎにモータ７の回転数に同期して発生する高調波成分の振幅である。リアクトル電圧ｖＬ、リアクトル電流ｉＬ、直流リンク電圧ｖｄｃ、直流電流ｉｄｃにモータ７の回転数に同期して発生する高調波成分は、例えば、第１高調波成分と同じ周波数を有する。電源電流ｉｉｎにモータ７の回転数に同期して発生する高調波成分は、例えば、第１高調波成分の周波数±電源電圧の周波数を有する。
制御部５は、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生する第１高調波成分に相関する値ｆを検出し、その検出した値ｆが最小になる補正量Ｃの振幅および位相の少なくとも一方を導出する。制御部５は、第１高調波成分と第２高調波成分との関係に基づいて、第１高調波成分の振幅が基準値ＲＥＦ以下となり第２高調波成分の振幅が小さくなるように、検出した値ｆが最小になる補正量Ｃの振幅および位相の少なくとも一方を補正する。図８に示す例では、制御部５は、補償量Ｃの位相θＣをθＣ１からθＣ２に補正する。
第１高調波成分と第２高調波成分との関係には、例えば、第１高調波成分の振幅が基準値ＲＥＦ以下となり、第２高調波成分の振幅が小さくなるような、補正量Ｃの振幅および位相の少なくとも一方を決めるためのデータが定義されている。この関係は、予め算出されたテーブル又は式によりメモリに保持されている。
次に、高調波抑制制御を行う制御部５の構成例について説明する。
図９は、制御部の第１の構成例を示すブロック図である。図９に示す制御部５Ａは、制御部５の一例である。制御部５Ａは、インバータ回路４内の各スイッチング素子をオンオフ動作させるゲート制御信号Ｇをインバータ回路４に出力する。制御部５Ａは、モータ制御部１１、補償部２０及びＰＷＭ演算部１２を備えている。
制御部５Ａが備えるこれらの各部の機能は、例えば、メモリに読み出し可能に記憶されたプログラムによって、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサが動作することにより実現される。各部の機能は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）によって実現されてもよい。
モータ制御部１１は、インバータ回路４から出力される交流電圧の位相（電圧位相δ［°］）と、インバータ回路４の電圧制御率Ｋを生成して出力する。電圧制御率は、変調率とも称される。なお、δ＊等における上付きの"＊"は、その指令値を表す。［］内の単位記号は、単位の一例を表す。
モータ制御部１１は、例えば、速度制御部１４、電流指令生成部１５、電流制御部１６、加算器１３及び変調率演算部１７を有する。速度制御部１４は、モータ７の指令回転数ωｅ ＊［ｒａｄ／ｓ］とモータ７の検出回転数ωｅ［ｒａｄ／ｓ］との偏差が零になるようにモータ７の指令トルクＴ＊［Ｎｍ］を生成する。電流指令生成部１５は、指令トルクＴ＊に基づいて、モータ７の入力電流の電流ベクトルの振幅Ｉａ ＊［Ａ］及び位相β＊［°］を生成する。電流制御部１６は、電流ベクトルの振幅Ｉａ ＊及び位相β＊とモータ７のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとに基づいて、モータ７の入力電圧（例えば、線間電圧）の電圧ベクトルの振幅Ｖａ ＊［Ｖ］及び位相δ０ ＊［°］を生成する。δ０ ＊は、電圧位相δの０次成分を表す。加算器１３は、電圧ベクトルの位相δ０ ＊に補償部２０により生成された補償量Ｃを加算することで、電圧位相δの指令値δ＊を生成する。このように、図９に示す例では、モータ７の回転数に同期して変化する補償量Ｃは、操作量Ｄの一例である電圧位相δに重畳される。変調率演算部１７は、電圧ベクトルの振幅Ｖａ ＊と直流リンク電圧ｖｄｃの検出値とに基づいて、電圧制御率Ｋの指令値Ｋ＊を生成する。ここで、検出回転数および指令回転数は機械角速度でも電気角速度でもよい。なお、電気角速度は機械角速度にモータの極対数を乗算したものであり、機械角速度はモータの回転数を単位時間に進む角度で表したものである。
補償部２０は、モータ７の入力電力の高調波を補償する補償量Ｃを算出する。補償部２０は、例えば、基準位相演算部２２、補償位相演算部２１、加算器２４、波形生成部２５、振幅演算部２６及び乗算器２７を有する。
基準位相演算部２２は、図９に示す例では、リアクトル電圧ｖＬにモータ７の回転数に同期して発生する高調波成分の振幅を、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生するモータ入力電力高調波に相関する値ｆとして、フーリエ変換等により検出する。基準位相演算部２２は、その検出したリアクトル電圧ｖＬの高調波成分の振幅が最小になる基準位相θｖＬ＿ｍｉｎを、山登り法等を用いて演算する。
補償位相演算部２１は、モータ７の検出回転数ωｅ、モータ７の指令回転数ωｅ ＊及びモータ７の入力電力Ｐｉｎ０のうちの少なくとも一つに応じて、基準位相θｖＬ＿ｍｉｎを補償する補償位相θｃｏｍを演算する。入力電力Ｐｉｎ０は、例えば、入力電力の平均値を表す。補償位相演算部２１は、例えば、モータ入力電力高調波と同じ周波数で発生する電磁加振力高調波の振幅が所定の閾値以下となる、検出回転数ωｅと補償位相θｃｏｍとの相関関係に基づいて、検出回転数ωｅに対応する補償位相θｃｏｍを生成する。モータ入力電力高調波と同じ周波数で発生する電磁加振力高調波の振幅が所定の閾値以下となる相関関係は、例えば、試験等によって予め決められる関係則であり、ルックアップテーブルや演算式などによって定義される。同様に、検出回転数ωｅを、指令回転数ωｅ ＊または入力電力Ｐｉｎ０に置換した場合でも、このような相関関係を用いて、適切な補償位相θｃｏｍが得られる。
加算器２４は、基準位相θｖＬ＿ｍｉｎに補償位相θｃｏｍを加算することによって、補正位相θδを算出する。
波形生成部２５は、モータ７の電気角の６倍の回転角６θｅに補正位相θδを加算して、周期波形cos（６θｅ＋θδ）を生成する。
振幅演算部２６は、モータ７の検出回転数ωｅ、モータ７の指令回転数ωｅ ＊及びモータ７の入力電力Ｐｉｎ０のうちの少なくとも一つに応じて、補償量Ｃの振幅δ６を演算する。振幅演算部２６は、例えば、モータ入力電力高調波の振幅と当該モータ入力電力高調波と同じ周波数で発生する電磁加振力高調波の振幅とが所定の閾値以下となる、検出回転数ωｅと振幅δ６との相関関係に基づいて、検出回転数ωｅに対応する振幅δ６を生成する。モータ入力電力高調波の振幅と当該モータ入力電力高調波と同じ周波数で発生する電磁加振力高調波の振幅とが所定の閾値以下となる相関関係は、例えば、試験等によって予め決められる関係則であり、ルックアップテーブルや演算式などによって定義される。同様に、検出回転数ωｅを出力トルクＴｅまたは入力電力Ｐｉｎ０に置換した場合でも、このような相関関係を用いて、適切な振幅δ６が得られる。
乗算器２７は、cos（６θｅ＋θδ）と振幅δ６とを乗算することによって、補償量Ｃ（＝δ６sin（６θｅ＋θδ））を算出する。モータ制御部１１により生成された位相δ０ ＊に補償部２０により生成された補償量Ｃが加算器１３により加算されることで、電圧位相δの指令値δ＊が生成される。
ＰＷＭ演算部１２は、電圧制御率Ｋの指令値Ｋ＊および電圧位相δの指令値δ＊から、極座標変換、逆パーク変換及び空間ベクトル変換などを用いて、ｕ相、ｖ相及びｗ相の三相の電圧指令値を生成する。三相の電圧指令値は、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号である。ＰＷＭ演算部１２は、三相の電圧指令値の振幅を電圧制御率Ｋの指令値Ｋ＊に応じて調整することで、インバータ回路４から出力される交流電圧の大きさを制御できる。ＰＷＭ演算部１２は、三相の電圧指令値をゲート制御信号Ｇに変換してインバータ回路４に出力する。
このように、制御部５Ａは、モータ入力電力高調波に相関する値を検出し、モータ入力電力高調波と当該モータ入力電力高調波と同じ周波数で発生する電磁加振力高調波との関係に基づき、補償量Ｃの振幅および位相の少なくとも一方を決定する。これにより、モータ入力電力高調波と電磁加振力高調波とを低減できる。
なお、図９に示す例では、補償部２０は、補償量Ｃを、操作量Ｄの一例である電圧位相δに重畳する。これに代えて、補償部２０は、補償量Ｃを、変調率Ｋ、振幅Ｖａ、位相δ、振幅Ｉａ及び位相βのうち少なくとも一つに重畳してもよい。
また、図９に示す例では、基準位相演算部２２は、リアクトル電圧ｖＬにモータ７の回転数に同期して発生する高調波成分の振幅を、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生するモータ入力電力高調波に相関する値ｆとして、フーリエ変換等により検出する。しかしながら、基準位相演算部２２が検出するリアクトル電圧ｖＬに発生する高調波成分の振幅は、直流リンク電圧ｖｄｃ等に関する上掲の値ｆに置換されてもよい。
また、基準位相演算部２２は、モータ入力電力高調波と同じ周波数で発生する電磁加振力高調波に相関する値ｇを検出し、その検出した値ｇの振幅が最小になる基準位相θｖＬ＿ｍｉｎを、山登り法等を用いて演算してもよい。あるいは、基準位相演算部２２は、モータ入力電力高調波に相関する値ｆと当該モータ入力電力高調波と同じ周波数で発生する電磁加振力高調波に相関する値ｇとを検出し、その検出した値ｆ，ｇの振幅が所定値以下になる基準位相θｖＬ＿ｍｉｎを、山登り法等を用いて演算してもよい。
図１０は、モータの電気角に対する電力および出力（＝トルク×回転数）を磁場解析から導出した結果の一例である。本開示に係るモータ７は、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生する第１高調波成分またはモータ７の電磁加振力に当該第１高調波成分と同じ周波数で発生する第２高調波成分の抑制を行うモータ制御装置によって制御される電動機である。このモータ７において、補正量Ｃを操作量Ｄに重畳したときのモータ７の蓄積エネルギーの第１高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさｐ１が、モータ７のトルクによる出力エネルギーの第２高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさｐ２よりも小さいことが好ましい。これにより、モータ７の入力電力の高調波の振幅を低減する補償量Ｃと電磁加振力の高調波の振幅を低減する補償量Ｃとが近似するので、モータ７の入力電力の高調波の振幅を低減する補償量Ｃを重畳するだけで、電磁加振力の高調波の振幅を低減できる。
図１１は、ロータ３１及びステータ３２を備えた表面磁石同期モータ７Ａを例示する断面図である。ロータ３１は、ロータコア３３とロータコア３３の周方向に配置される複数の磁石３４を有する。ステータ３２は、ステータコア３７とコイル３８を有する。ステータコア３７は、バックヨーク部３９および複数のティース部４０を有する。バックヨーク部３９は、実質的に円筒状に形成された部分である。バックヨーク部３９は、磁性材料（例えば、電磁鋼板）で構成される。複数のティース部４０は、バックヨーク部３９の内周から内径方向に突出する部分である。ティース部４０は、バックヨーク部３９と一体に構成される。ティース部４０は、磁性材料（例えば、電磁鋼板）で構成される。コイル３８は、複数のティース部４０に巻き回される。コイル３８は、絶縁被覆された導体（例えば、銅）で構成される。コイル３８は、各々のティース部４０に集中巻方式で巻き回される。なお、コイル３８は、複数のティース部４０に分布巻方式で巻き回されてもよい。
表面磁石同期モータ７Ａは、インダクタンスが一般的な埋込磁石同期モータに比べて小さいので、モータ７Ａのステータ３２に設けられたコイル３８に蓄えられるエネルギーは小さくなり、図１０に示すｐ１は小さくなる。したがって、モータ７Ａの入力電力の高調波の振幅を低減する補償量Ｃと電磁加振力の高調波の振幅を低減する補償量Ｃとが近似するので、モータ７Ａの入力電力の高調波の振幅を低減する補償量Ｃを重畳するだけで、電磁加振力の高調波の振幅を低減できる。
図１２は、ロータ３１及びステータ３２を備えた埋込磁石同期モータ７Ｂを例示する断面図である。ロータ３１は、ロータコア３３と、ロータコア３３に設けられた孔３５に埋め込まれた複数の磁石３４とを備える。孔３５は、スロット状の空隙である。ロータコア３３は、磁石３４による主磁束を阻害するように設けられた磁気抵抗部３６を有する。磁気抵抗部３６を設けることで、磁気抵抗部３６の無い一般的な埋込磁石同期モータに比べて、モータ７Ｂのインダクタンスは小さくなる。よって、モータ７Ｂのステータ３２に設けられたコイル３８に蓄えられるエネルギーは小さくなり、図１０に示すｐ１は小さくなる。したがって、モータ７Ｂの入力電力の高調波の振幅を低減する補償量Ｃと電磁加振力の高調波の振幅を低減する補償量Ｃとが近似するので、モータ７Ｂの入力電力の高調波の振幅を低減する補償量Ｃを重畳するだけで、電磁加振力の高調波の振幅を低減できる。
磁気抵抗部３６は、例えば、ロータコア３３に設けられた空洞部である。空洞部に存在する空気は、透磁率がロータコア３３の材料（例えば、電磁鋼板や圧粉磁心など）よりも低いため、磁気抵抗部３６は、磁石３４の主磁束を阻害する。なお、磁気抵抗部３６の少なくとも一部は、ロータコア３３の材料よりも透磁率が低い部材（例えば、非磁性体の部材）に置換されてもよい。この場合でも、空洞部に存在する空気と同様に、磁石３４の主磁束を阻害できる。
図１３は、実施形態のモータ制御装置によって制御されるモータ又は実施形態のモータによって駆動される圧縮機を備える冷凍装置の一例を示す図である。図１３は、実施形態に係る圧縮機１５０が利用される空気調和機１０１の冷媒回路の一例を示す図である。空気調和機１０１は、圧縮機１５０を備えた冷凍サイクル装置（冷凍装置）である。圧縮機１５０が採用される空気調和機１０１として、「冷房運転専用の空気調和機」、「暖房運転専用の空気調和機」、「冷凍運転専用の冷凍装置」、及び「四路切換弁を用いて冷房運転および暖房運転のいずれかに切り換え可能な空気調和機」等が挙げられる。ここでは、「四路切換弁を用いて冷房運転および暖房運転のいずれかに切り換え可能な空気調和機」を用いて説明する。
図１３において、空気調和機１０１は、室内ユニット１０２及び室外ユニット１０３を備え、室内ユニット１０２と室外ユニット１０３とは、液冷媒連絡配管１０４及びガス冷媒連絡配管１０５によって接続されている。図１３に示すように、空気調和機１０１は、室内ユニット１０２と室外ユニット１０３とを各々１つ有するペア式である。但し、これに限定されるものではなく、空気調和機１０１は、室内ユニット１０２を複数の有するマルチ式であってもよい。
空気調和機１０１では、アキュムレータ１１５、圧縮機１５０、四方切換弁１１６、室外熱交換器１１７、膨張弁１１８、室内熱交換器１１３等の機器が配管により接続されることで、冷媒回路１１１が構成されている。
本実施形態では、冷媒回路１１１には、蒸気圧縮式の冷凍サイクルを行うための冷媒が充填されている。当該冷媒は、１，２－ジフルオロエチレンを含む混合冷媒である。また、冷媒回路１１１には、当該混合冷媒と共に、冷凍機油が充填されている。
室内ユニット１０２に搭載される室内熱交換器１１３は、例えば、伝熱管と多数の伝熱フィンとにより構成されたクロスフィン式のフィン・アンド・チューブ型熱交換器である。室内熱交換器１１３は、液側が液冷媒連絡配管１０４に接続され、ガス側がガス冷媒連絡配管１０５に接続され、冷房運転時は冷媒の蒸発器として機能する。
室外ユニット１０３は、アキュムレータ１１５、圧縮機１５０、室外熱交換器１１７、及び膨張弁１１８を搭載している。
室外熱交換器１１７は、例えば、伝熱管と多数の伝熱フィンとにより構成されたクロスフィン式のフィン・アンド・チューブ型熱交換器である。室外熱交換器１１７は、その一方が圧縮機１５０から吐出された冷媒が流れる吐出管１２４側に接続され、他方が液冷媒連絡配管１０４側に接続されている。室外熱交換器１１７は、圧縮機１５０から吐出管１２４を介して供給されるガス冷媒の凝縮器として機能する。
膨張弁１１８は、室外熱交換器１１７と液冷媒連絡配管１０４とを接続する配管に設けられている。膨張弁１１８は、配管を流れる冷媒の圧力や流量の調節を行うための開度調整可能な電動弁である。
アキュムレータ１１５は、ガス冷媒連絡配管１０５と圧縮機１５０の吸入管１２３とを接続する配管に設けられている。アキュムレータ１１５は、圧縮機１５０に液冷媒が供給されることを防止するため、室内熱交換器１１３からガス冷媒連絡配管１０５を経て吸入管１２３に向かう冷媒を、気相と液相とに分離する。圧縮機１５０には、アキュムレータ１１５の上部空間に集まる気相の冷媒が供給される。
＜四方切換弁１１６＞
四方切換弁１１６は、第１から第４までのポートを有している。四方切換弁１１６では、第１ポートが圧縮機１５０の吐出側に接続され、第２ポートが圧縮機１５０の吸入側に接続され、第３ポートが室外熱交換器１１７のガス側端部に接続され、第４ポートがガス側閉鎖弁Ｖｇに接続されている。
四方切換弁１１６は、第１状態と第２状態とに切り換わる。第１状態の四方切換弁１１６では、第１ポートと第３ポートが連通し且つ第２ポートと第４ポートが連通する。第２状態の四方切換弁１１６では、第１ポートと第４ポートが連通し且つ第２ポートと第３ポートが連通する。
圧縮機１５０は、例えば、スクロール圧縮機である。圧縮機１５０は、モータ制御装置１６０によって制御されるモータ１７０と、モータ１７０によって駆動される圧縮機構とを備える。圧縮機１５０は、モータ１７０の回転駆動によって、吸入管１２３を介して吸入した冷媒を、圧縮室で圧縮し、圧縮後の冷媒を吐出管１２４から吐出する。
モータ制御装置１６０は、交流電源から供給される交流電力を利用して、モータ１７０を制御する。モータ制御装置１６０は、上記の実施形態のモータ制御装置１Ａ，１Ｂ等に相当する。モータ１７０は、上記の実施形態のモータ制御装置１Ａ，１Ｂ等によって制御されるモータ７等又は上記の実施形態のモータ７Ａ，７Ｂ等に相当する。したがって、モータ１７０の入力電力に発生する高調波成分とモータ１７０の電磁加振力に発生する高調波成分とを低減可能なモータ１７０を搭載する圧縮機１５０を備える空気調和機１０１が提供される。
なお、冷凍装置は、空気調和機に限られず、油冷却機器等でもよい。
図１４は、実施形態のモータ制御装置によって制御されるモータ又は実施形態のモータを搭載する車両の一例を示す図である。モータ１８０は、車両４００の駆動輪を駆動する駆動軸に駆動力を伝達する。車両４００は、モータ１８０のみを動力源とするＥＶ(Electric Vehicle)であってもよく、モータ１８０と内燃機関等の両方を駆動源とするＨＶ(Hybrid Vehicle)やＰＨＥＶ(Plug-in Hybrid Electric Vehicle)であってもよい。
車両４００は、モータ制御装置１９０と、モータ制御装置１９０によって制御されるモータ１８０とを備える。なお、モータ制御装置１９０及びモータ１８０の図示の搭載位置は、便宜的に示したものであり、図示の位置に限定されない。
モータ制御装置１９０は、車載用バッテリーなどの直流電源から供給される直流電力を利用して、モータ１８０を制御する。モータ制御装置１９０は、上記の実施形態のモータ制御装置１Ａ，１Ｂ等に相当する。モータ１８０は、上記の実施形態のモータ制御装置１Ａ，１Ｂ等によって制御されるモータ７等又は上記の実施形態のモータ７Ａ，７Ｂ等に相当する。したがって、モータ１８０の入力電力に発生する高調波成分とモータ１８０の電磁加振力に発生する高調波成分とを低減可能なモータ１８０を搭載する車両４００が提供される。
以上、実施形態を説明したが、特許請求の範囲の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が可能である。
１Ａ，１Ｂ モータ制御装置
４ インバータ回路
５，５Ａ 制御部
６ 交流電源
７，７Ａ，７Ｂ モータ
８ リアクトル
２０ 補償部
１０１ 空気調和機
１１１ 冷媒回路
１５０ 圧縮機
１６０，１９０ モータ制御装置
１７０，１８０ モータ
４００ 車両

Claims (17)

  1. 電源から供給された入力電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換するモータ制御装置であって、
    前記出力交流電力をモータに供給するインバータ回路を備え、
    前記モータの入力電力に前記モータの回転数に同期して発生する第１高調波成分の振幅を所定の値以下に抑制し、かつ、前記モータの電磁加振力に前記第１高調波成分と同じ周波数で発生する第２高調波成分の振幅を、前記第１高調波成分の振幅を最も小さく抑制した際と比較して小さくする制御を行う、モータ制御装置。
  2. 前記電源は、交流電源である、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記第１高調波成分と前記第２高調波成分の周波数は、前記モータの入力電圧の基本周波数の６の倍数の周波数である、請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
  4. 前記制御を行う制御部を備え、
    前記制御部は、前記モータの回転数に同期して変化する補償量を、前記モータ制御装置の操作量に重畳する、請求項１から３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  5. 前記操作量は、前記インバータ回路の変調率、前記モータの入力電圧の電圧ベクトルの振幅、前記電圧ベクトルの位相、前記モータの入力電流の電流ベクトルの振幅、及び前記電流ベクトルの位相のうちの少なくとも一つである、請求項４に記載のモータ制御装置。
  6. 前記制御部は、前記第１高調波成分に相関する値を検出し、前記第１高調波成分と前記第２高調波成分との関係に基づき、前記補償量の振幅および位相の少なくとも一方を決定する、請求項４又は５に記載のモータ制御装置。
  7. 前記制御部は、前記第２高調波成分に相関する値を検出し、前記第１高調波成分と前記第２高調波成分との関係に基づき、前記補償量の振幅および位相の少なくとも一方を決定する、請求項４又は５に記載のモータ制御装置。
  8. 前記関係をテーブル又は式により保持する、請求項６又は７に記載のモータ制御装置。
  9. 前記制御部は、前記第１高調波成分に相関する値と前記第２高調波成分に相関する値とを検出し、前記補償量の振幅および位相の少なくとも一方を決定する、請求項４又は５に記載のモータ制御装置。
  10. 前記制御部は、保持されたテーブルもしくは式により、前記補償量の振幅および位相の少なくとも一方を決定する、請求項４又は５に記載のモータ制御装置。
  11. 前記制御を行ったときの前記モータの蓄積エネルギーの前記第１高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさが、前記モータのトルクによる出力エネルギーの前記第２高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさよりも小さい、請求項１から１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  12. モータの入力電力にモータの回転数に同期して発生する第１高調波成分またはモータの電磁加振力に前記第１高調波成分と同じ周波数で発生する第２高調波成分の抑制を行うモータ制御装置によって制御されるモータであって、
    前記抑制を行ったときの前記モータの蓄積エネルギーの前記第１高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさが、前記モータのトルクによる出力エネルギーの前記第２高調波成分と同じ周波数成分の変動の大きさよりも小さい、モータ。
  13. ロータおよびステータを備えた表面磁石同期モータであって、
    前記ロータは、ロータコアと前記ロータコアの周方向に配置される複数の磁石を有する、請求項１２に記載のモータ。
  14. ロータおよびステータを備えた埋込磁石同期モータであって、
    前記ロータは、ロータコアと、前記ロータコアに設けられた孔に埋め込まれた複数の磁石とを備え、
    前記ロータコアは、前記磁石による主磁束を阻害するように設けられた磁気抵抗部を有する、請求項１２に記載のモータ。
  15. 請求項１から１１のいずれか一項に記載のモータ制御装置によって制御されるモータ又は請求項１２から１４のいずれか一項に記載のモータによって駆動される圧縮機。
  16. 請求項１５に記載の圧縮機を備える冷凍装置。
  17. 請求項１から１１のいずれか一項に記載のモータ制御装置によって制御されるモータ又は請求項１２から１４のいずれか一項に記載のモータを搭載する車両。
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