JP4475528B2 - 同期電動機の制御装置及びその調整方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流同期電動機の制御装置及びその調整方法に係り、特に、同期電動機の回転速度や回転子位置を検出するセンサを用いず、その電気定数を測定／調整する機能を備える制御装置及びその調整方法に関する。

交流電動機の電気定数を、電動機の回転数センサ、ならびに回転子位置センサを用いることなく、インバータ等の制御装置を用いて自動で測定する技術は、特許文献１に示されている。この技術は、ｄ−ｑ座標上において、直流電圧、あるいは交流電圧を印加し、交流電動機の電気定数を測定する。また、特許文献２では、同期電動機に対して、任意の位相に直流分を流して、回転子位置を固定し、その上で交流を重畳して、電気定数を測定する技術が示されている。さらに、特許文献３には、パルス状の電圧を微小期間だけ電動機に印加し、電流の過渡応答から電気定数を測定する技術が開示されている。

特開昭６０−１８３９５３号公報 特開２０００−５０７００号公報 特開２００１−６９７８３号公報

特許文献１では、誘導電動機が対象であり、特に突極性を有する同期電動機への適用はできない。

また、特許文献２では、磁石磁束方向に直流を流すことで、回転子を固定しようとしているが、それとは直交するトルク軸方向への交流印加時には、直流電流による効果は得られず、回転子が振動し、測定値に誤差が生じてしまう。また、位置を固定するための直流は、定格前後の大電流であり、これを供給し続けることは、インバータの半導体デバイスにストレスがかかり、装置の寿命を著しく低下させる。

さらに、特許文献３では、パルス状の微小電圧を印加しているため、実運転時とは条件が異なり、測定値に誤差が含まれる場合がある。近年の同期電動機は、回転子構造が表面磁石形や、埋め込み磁石形、あるいは、リラクタンストルクを考慮した特殊形状のもの等、多様であり、また固定子構造においても、分布巻や集中巻、あるいはスロット数、極数等、様々な構造の電動機がある。このため、パルス状の電圧印加時の電磁現象は、通常駆動時の正弦波電圧印加時の現象とは異なる可能性が高く、測定値の精度に問題が残る。

また、近年では、エアコンや冷蔵庫といった家電製品に同期電動機が使用されるようになり、これらの機器でも電気定数の自動測定／調整が必要となっている。この場合には、回転速度センサや位置センサはもちろん用いておらず、さらに、電動機の相電流センサも用いない場合が多い。

本発明の目的は、電動機の固定子や回転子構造に依存することなく、短時間に高精度で電気定数の測定又は自動調整が可能な同期電動機の制御装置又はその調整方法を提供することである。

本発明の他の目的は、回転子を機械的に固定することなく、短時間に高精度で電気定数の測定又は自動調整が可能な同期電動機の制御装置又はその調整方法を提供することである。

本発明のさらに他の目的は、インバータに負担を強いることなく、電気定数の自動調整が可能な同期電動機の制御装置又はその調整方法を提供することにある。

本発明はその一面において、同期電動機に対して、インバータから、当該同期電動機の最大駆動周波数の２５％以上の周波数の三相不平衡交流を供給しながら、同期電動機の電気定数の測定又は制御系の調整を行うことを特徴とする。

その望ましい実施態様においては、前記三相不平衡交流の周波数を当該同期電動機の最大駆動周波数以上とする。

本発明は他の一面において、同期電動機に対して、インバータから、当該同期電動機の最大駆動周波数の２５％以上の周波数の三相不平衡交流を供給しながら、同期電動機の電気定数の測定又は制御系の調整を行うに当たり、前記三相不平衡交流の周波数を設定する手段を備えたことを特徴とする。

その望ましい実施態様においては、前記三相不平衡交流の周波数を外部から設定入力する操作手段を備え、あるいは、インバータの出力周波数を変えながら適性周波数に収斂させる制御手段を備える。

本発明はさらに他の一面において、前記三相不平衡交流の供給に先立ち、インバータから同期電動機に直流を供給し、回転子位置を磁極軸に一致させることを特徴とする。

本発明の望ましい実施態様によれば、交流同期電動機の回転子位置を検出する位置センサを用いることなく、簡便な制御構成で、電動機の電気定数の自動調整が可能な電動機制御装置又はその調整方法を実現できる。

本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施形態の中で明らかにする。

次に、図１〜図１８を参照して、本発明による同期電動機の制御装置の実施形態を説明する。尚、以下の実施形態では、電動機として永久磁石型同期電動機（以下、ＰＭモータと略称する）を用いて説明するが、他の同期電動機、例えば、巻線型同期電動機、リラクタンスモータなどに関しても、同様に実現可能である。

実施形態１：
図１は、本発明の実施形態１による同期電動機の制御装置のブロック図である。本実施形態１の制御装置は、まず電動機の回転数指令ωｒ＊を発生する回転数指令発生器１と、インバータ制御器２を備えている。このインバータ制御器２は、インバータ３が出力すべき交流電圧を演算し、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号に変換してインバータ３へ出力する。次に、主回路として、前記インバータ３に電力を供給する直流電源４と、制御対象である永久磁石型同期電動機５（以下、ＰＭモータと略称）を備えている。直流電源４は、交流電源４１、整流回路を構成するダイオードブリッジ４２、及び平滑コンデンサ４３からなり、平滑コンデンサ４３の両端に直流電圧Ｖ０を発生する。この直流電源４からインバータ３への直流路には、直流電流ＩＤＣを検出する電流検出器６を備えている。

制御器２内において、電流再現器７は、検出電流ＩＤＣを入力して、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算により再現する。再現された三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、座標変換器８により、制御器内部で仮定しているＰＭモータの位相角θｄｃによって、ｄ、ｑ各軸上の成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに座標変換される。電圧指令演算器９は、速度指令ωｒ＊と、電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃとに基づいて、ＰＭモータ５を通常駆動するための電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を演算する。ｄｑ逆変換器１０は、電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。ＰＷＭパルス発生器１１は、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、インバータ３をスイッチング制御するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生する。電圧指令切り替え器１２は、通常駆動モードと、ＰＭモータの電気定数自動測定／調整モードとの間で、電圧指令の切り替えを行う。同様に、位相指令切り替え器１３は、位相指令を切り替える。測定用周波数設定器１４は、電気定数自動測定／調整モードでの測定用交流の周波数ω１ｔを設定する。モータ定数自動調整器１５は、周波数ω１ｔを入力し、電気定数測定に必要な印加電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を発生し、同時に、検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃから、ＰＭモータ５の電気定数Ｌｄ，Ｌｑを計算して出力する。零位相指令発生器１６は、電気定数自動測定／調整時に、制御器内部の位相を零に固定する役目を持つ。最後に、モード切替器１７は、外部からの指令により、制御器２の動作モードを、通常駆動と電気定数自動測定モードとの間に切り替える。

次に、図１を用いて、本実施形態１の動作原理を説明する。

本実施形態では、制御器２の動作モードとして、ＰＭモータ５の通常駆動モードと、電気定数自動測定モードの２つのモードがあり、これらは、モード切替器１７からの信号によって切り替えられる。通常駆動時は、電圧指令切り替え器１２と、位相指令切り替え器１３が、図示する状態の「０」側に切り替えられ、また、自動測定モードでは、「１」側に切り替えられる。

まず初めに、通常駆動モードについて説明する。回転数指令発生器１から、デジタルやアナログ等の通信手段により、電動機の回転数指令ωｒ＊が電圧指令演算器９に与えられる。電圧指令演算器９では、回転数指令ωｒ＊、ならびに検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃに基づき、ＰＭモータ駆動に必要な電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊、ならびに、ＰＭモータ５への印加電圧の交流位相θｄｃの演算を行う。

電流再現器７では、電流検出器６で検出した電源電流ＩＤＣとＰＷＭ信号に基づき、特開平８−１９２６３号公報等に記載された手法によって、ＰＭモータの三相交流電流を演算により再現する。次に、座標変換器８において、再現された交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、交流位相θｄｃに基づき、角周波数ω１＊で回転する回転座標軸（ｄｑ軸）上の電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換する。一方、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊は、ｄｑ座標逆変換器１０によって、再び交流量に変換され、さらに、ＰＷＭパルス発生器１１において、パルス幅変調波信号に変換されて、インバータ３へ送られる。これらの基本動作に関しては、特開２００２−２７２１９４号公報に記載されている手法と同様のものである。

次に、本発明の特徴である自動測定モードの動作について説明する。

自動測定モードでは、測定用周波数設定器１４に設定された角周波数ω１ｔで変化する交流周波数を、Ｖｄｃ＊、ならびにＶｑｃ＊に印加し、ＰＭモータ５に交流を流す。この電流と電圧の関係から、ＰＭモータ５のｄ軸インダクタンスＬｄ、ならびにｑ軸インダクタンスＬｑを演算する。これらの動作を、図２の処理フロー、ならびに図３のＰＭモータの相電流波形を用いて説明する。

図２は、この実施形態１による同期電動機制御装置の自動測定処理フロー図である。まず初めに、ステップ２０１において、測定用周波数ω１ｔを零とし、ステップ２０２において、直流電圧ＶｄをＰＭモータのＶｄｃ＊入力端子に徐々に印加する。

図３は、この実施形態１による同期電動機制御装置における電動機電流波形図である。まず、図３の期間（１）に示すように、直流電流Ｉｕ〜Ｉｗを徐々に増加するように、ランプ状に電圧Ｖｄｃ＊を増やしていく。こうすることで、ＰＭモータ５の回転子位置が、制御上のｄｃ軸（磁石磁束軸）に一致する。

次に、ステップ２０３において、測定用周波数ω１ｔを、ＰＭモータ５の通常駆動に使用される最高回転速度に一致する電気角周波数ω１ｍａｘに設定する。そして、ステップ２０４において、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊を単純正弦波とすることによって、ＰＭモータ５に三相不平衡交流電圧を印加する。ステップ２０５では、このときに検出される電流値に基づいて、ｄ軸のインダクタンスＬｄを演算する。

次に、ステップ２０６で、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊を零にし、ｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を正弦波として、ＰＭモータに三相不平衡交流電圧を印加する。ステップ２０７では、同様に、検出電流値に基づいて、ｑ軸のインダクタンスＬｑを演算する。

以上のステップ２０４〜２０７が、図３における三相不平衡交流を印加しての電動機定数自動測定モード期間（２）であり、ＰＭモータ５の電流波形は、図に示すような三相不平衡の交流電流となる。

その後、通常駆動モードの期間（３）に入り、インバータ３からＰＭモータ５へ三相平衡交流を供給し、ＰＭモータ５を駆動する。

本実施形態で重要となるのは、測定用周波数ω１ｔの設定である。ｄ軸上に交流電圧を印加しても、ＰＭモータ５にトルクは発生しないが、ｑ軸上の電流に対しては、基本的にトルクが発生する。しかしながら、測定用周波数ω１ｔをＰＭモータ５の最大速度周波数ω１ｍａｘと同じ周波数（ω１ｔ＝ω１ｍａｘ）とすることで、ｑ軸インダクタンスＬｑ測定時の回転子の変動を抑制している。この原理を、図４を用いて説明する。

図４は、本発明の実施形態１による交流電動機制御装置におけるトルク電流から回転子位相までの伝達関数を示すブロック図である。同図（ａ）は、トルク電流Ｉｑから、ＰＭモータの位相変化までを伝達関数で表わしたものである。Ｉｑと位相角θｄｃの関係は、モータの極数Ｐ、磁石磁束Φ、機械系の慣性Ｊ、等の関数で表わされる。尚、図における記号は、Ｔｍ：発生トルク、ωｒ：ＰＭモータの回転数、ω１：電気角周波数を意味する。ここで、Ｉｑが変動する交流成分ΔＩｑであるとすると、伝達関数は図４（ｂ）のようになる。ΔＩｑによって、位相角が変動するものとし、この大きさをΔθとする。すると、同図（ｃ）に示すように、Δθは、ω１ｔの２乗に反比例することになる。

すなわち、回転子をできるだけ変化させずに、固定された状態でインダクタンスを測定するには、測定時の交流周波数をできる限り高くした方が良いことが分かる。しかしながら、通常駆動時とかけ離れた周波数では、逆に、ＰＭモータの周波数特性の影響が現れてしまい、測定誤差が拡大する可能性があり、むやみに高くすることも好ましくない。市販のエアコン用のあるモータの場合、そのモータの最高回転周波数の２５％の測定用周波数でも、満足できる精度でモータ定数を測定することができた。

ところで実施形態１では、測定用周波数ω１ｔをＰＭモータの最高駆動周波数ω１ｍａｘにしている。このように、測定用周波数ω１ｔを、ＰＭモータの最高駆動周波数ω１ｍａｘ以上とした場合には、特殊用途のモータで無い限り、十分な精度でモータ定数の測定／調整が可能である。ＰＭモータの磁気回路特性から考えれば、最大速度周波数より数割程度高めであっても、大きな問題はない。

また、ＰＭモータの用途が、例えば冷蔵庫やエアコンのように、ある程度限られると、その容量と回転数から、機械系の慣性Ｊをある程度想定できる。その場合、位相角θの変動幅を、例えば±５度以内などと規定し、図４（ｄ）に示すように、式（１）から、測定用周波数ω１ｔを設定することが可能である。

また、このとき、必要な磁石磁束Φも、ＰＭモータの容量、定格電圧、回転数が既知であれば、常識的な値として、設定も可能である。

さらに、本実施形態１では、直流をランプ状に増加させて回転子の位置合わせを行ったが、低温時の油圧ポンプ等、粘性の強い負荷であれば、ステップ状の直流を印加しても問題はない。さらに、直流を通電しなくても、仮に、ｄ軸位置が既知であれば、直流電流の通電は不要である。例えば、特開２００２−０７８３９２号公報に示すような、初期位置推定手法を用いれば、直流通電は不要である。

以上、本発明の第１の実施形態によれば、ＰＭモータの回転子を固定することなく、精度よく電気定数のインダクタンスを測定／調整することが可能である。特に、測定中に直流電流を流し続ける必要はなく、直流連続通電によるインバータ構成デバイスへの負担を低減でき、インバータの故障を防止できる。

尚、本実施形態（ならびに、この後の実施形態）においては、電流検出方法として、インバータの直流電流を検出する手法を用いているが、ＰＭモータの相電流検出器を備えて、直接相電流を検出すれば、電流再現器７は不要となる。

実施形態２：
次に、図５〜図７を用いて、本発明による実施形態２について説明する。

前述実施形態１では、自動測定モードでの測定用周波数を、ＰＭモータの最大駆動周波数（最大電気角周波数）に一致させるものであった。このとき、ＰＭモータの回転子がどの程度変動し、測定結果にどの程度の誤差をもたらすかは、機械系の慣性Ｊに依存する。そこで、本実施形態２においては、これを考慮した制御装置を提供する。

図５は、本発明の実施形態２による同期電動機制御装置の制御ブロックの部分図である。本実施形態における測定用周波数設定器１４Ｂと、モータ定数自動調整器１５Ｂの関係のみを示しており、これを、図１の１４、１５の代わりに用いるのが実施形態２である。その動作を、図６の処理フロー、ならびに図７の波形を用いて説明する。

図６は、本発明の実施形態２による同期電動機制御装置の自動測定処理フローである。

図７は、本発明の実施形態２による同期電動機制御装置における測定交流の周波数、電動機の電流波形、及びインダクタンス測定結果の時間変化を示すグラフである。

まず、図６において、ステップ２０１〜２０５は、図２同一符号のステップと同じであり、インダクタンスＬｄを測定する。

ステップ６０１において、測定用周波数ω１ｔを、ＰＭモータ５の駆動周波数範囲の任意の周波数に設定し、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊をゼロとするとともに、ｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を単純正弦波とすることによって、ＰＭモータ５に三相不平衡交流電圧を印加する。ステップ６０２では、このときに検出される電流値に基づいて、ｑ軸のインダクタンスＬｑを演算する。この測定結果を、図７における１回目のＬｑの値Ｌｑ０として、ステップ６０３で記憶させる。次に、ステップ６０４において、測定用周波数ω１ｔを若干増加させ、ステップ６０５では、再び検出される電流値に基づいて、ｑ軸のインダクタンスＬｑを演算する。ステップ６０６では、今回得られたインダクタンスＬｑを、前回記憶させておいたインダクタンスＬｑ０と比較し、その差ΔＬｑが大きければ、例えば５％を越えていれば、ステップ６０３に戻ってこの動作を繰り返す。この繰り返しで、測定用周波数を増加させて、Ｌｑの値を収束させていく。この間、ＰＭモータ５の相電流は、図７（ｂ）に示すように、段階的に高い周波数となる。前回得られた値と今回得られた値との差が、所定の、例えば５％の範囲内に収まると、周波数の依存性はない、つまり、回転子変動が影響していないとみなすことができる。したがって、ステップ６０７に進んで、今回得られた値をｑ軸のインダクタンスＬｑとして決定して、図７（ｃ）に示すように、測定を終了する。

測定に使用する周波数は、できるだけ実運転条件に近い周波数であることが好ましい。しかしながら、回転子が振動すると、Ｌｑの測定値には、Ｌｄの影響が含まれ、誤差が大きくなる。これは、本実施形態の採用によって、大幅に改善されることになる。

実施形態３：
次に、図８〜図９を用いて、本発明による実施形態３について説明する。

実施形態１、２で示したように、電気定数を測定するために、交流を電動機に流す必要がある。しかしながら、定格電流に近い交流を一気に流し込むと、それがトリガーとなって、回転子が振動を始める恐れがある。

図８は、この問題を解決する本発明の実施形態３による同期電動機制御装置の制御ブロック部分図である。図１におけるモータ定数自動調整器１５の代わりに、図８のモータ定数自動調整器１５Ｃを用いることで、振動の生じ難い装置を実現できる。

図８において、モータ定数自動調整器１５Ｃは、Ｌｄ測定器１８と、Ｌｑ測定器１９から構成されている。両者の内部構成は同じであり、Ｌｄ測定器１８のみ具体構成を示している。まず、定数測定時に印加電圧の振幅を決定する測定電圧振幅指令器２０と、その指令の変化率に制限を与えるレイト制限器２１を備えている。次に、測定用周波数ω１ｔを受けて正弦波状の関数を出力する交流関数発生器２２と、この交流関数発生器２２の出力と、前記レイト制限器２１の出力の積を演算する掛算器２３を備えている。さらに、検出電流Ｉｄｃ（又はＩｑｃ）に基づいて、インダクタンスＬｄ（又はＬｑ）を演算するＬｄ（又はＬｑ）演算器２４を備えている。

図９は、本発明の実施形態３による同期電動機制御装置における電気定数測定モードでの電動機電流波形図である。

次に、図８の動作について、図９の電動機電流波形を参照しながら説明する。測定電圧は、ｄ軸→ｑ軸の順に印加され、これらの動作は、測定電圧振幅指令器２０にプログラムされている。測定電圧振幅指令器２０から、ステップ状の電圧が出力されるが、レイト制限器２１によって、その変化率が制限される。変化率が制限された振幅指令と、交流関数発生器２２から出力する正弦波関数を、乗算器２３にて乗算し、Ｖｄｃ＊（又はＶｑｃ＊）とし、これに応じた測定用の不平衡三相交流をＰＭモータに印加する。印加電圧は、振幅値が徐々に増加する交流であるため、図9に示すように、その電流値も徐々に増加する。この結果、外乱としての影響が少なくなり、振動が生じなくなる。また、測定終了時においても、電圧振幅を徐々に低減させ、モータの振動を防いでいる。

以上、本実施形態３によれば、インダクタンス等の定数測定のための交流の振幅を、徐々に増減することが可能となり、回転子の振動をさらに効果的に防止できる。尚、ｄ軸のインダクタンスを測定する際には、レイト制限の効果が少ないため、ｑ軸インダクタンス測定時のみにレイト制限を用いることもできる。

実施形態４：
次に、図１０を用いて、本発明による実施形態４について説明する。

実施形態１〜３で示したように、電気定数を測定するために、交流電圧の印加と、それに伴う交流電流の検出値から、電動機定数を測定する必要がある。その場合、印加電圧と検出電流の関係を、位相情報まで含めて分析する必要がある。通常、フーリエ級数展開を導入するのが一般的である。しかしながら、数値演算処理により、フーリエ級数展開を正確に実現するのは、ソフト処理の負荷が増大し、問題である。特に、電動機定格に応じて、測定用周波数ω１ｔを変更する場合には、刻み周期や積分期間などを適切に設定する必要が生じる。そこで、本実施形態では、簡易的な手法により、交流電圧波形の作成と、検出電流の成分分析を同時に行い、インダクタンス、ならびに抵抗成分を同時に求める手法を提供する。

図１０は、本発明の実施形態４による同期電動機制御装置のＬｄ測定器の機能ブロック図である。このＬｄ測定器１８Ｄと同様の構成のＬｑ測定器をも用意し、これまでの実施形態１〜３に用いることで、精度の高い定数自動調整装置を実現できる。

図１０に示すＬｄ測定器１８Ｄは、図８と同じ測定電圧振幅指令器２０、レイト制限器２１及び乗算器２３と、ＰＭモータ５の抵抗Ｒ及びインダクタンスＬを演算するＲＬ演算器２５とからなる。このＲＬ演算器２５は、測定用周波数ω１ｔを積分して、位相角θ１ｔを出力する積分器２６と、測定用周波数θ１ｔに基づいて、正弦及び余弦波をそれぞれ出力する正弦波及び余弦波発生器２７，２８を備えている。また、これら正弦／余弦波形と電流検出値Ｉｄｃを乗算する乗算器２９，３０と、これらの積を入力して、脈動成分をカットする１次遅れフィルタ３１，３２を備えている。さらに、測定電圧振幅指令Ｖｔ、１次遅れフィルタ３１，３２の出力、並びに測定用周波数ω１ｔに基づいて、電動機の電気定数Ｌｄ（又はＬｑ）を演算する定数演算器３３を備えて構成されている。

次に、Ｌｄ測定器１８Ｄの動作について説明する。

測定電圧振幅指令Ｖｔは、実施形態３の動作と同様に作成される。このＶｔと、余弦波発生器２８の出力の積により、Ｖｄｃ＊は、（２）式で表わされ、ＰＭモータ５に交流電圧が印加される。

一方、検出電流Ｉｄｃは、Ｖｄｃ＊に対して遅れ位相となるので、（３）式となる。

（３）式は、（４）式のように置き換えることができる。

このＩｄｃに対して、例えば正弦波関数を乗じると、（５）式となり、直流成分と２倍の脈動成分に分離される。

この波形に、図１０における１次遅れフィルタ３１を介して、直流分のみを出力すると、Ｉｄｓｉｎ（正弦波成分）が得られることになる。

同様に、余弦波を（４）式に乗じ、フィルタ３２を介することで、Ｉｄｃｏｓ（余弦波成分）が抽出できる。このとき、１次遅れフィルタ３１，３２の時定数ＴＬＦを、ある程度以上に設定しておけば、周波数ω１ｔを可変としても大きな問題はない。よって、フーリエ級数展開や、ＦＦＴのような処理を用いなくても、簡便に実現可能である。

したがって、二つの１次遅れフィルタ３１，３２の出力は、それぞれＩｄｃの正弦波成分Ｉｄｓｉｎ、余弦波成分Ｉｄｃｏｓとなる。Ｖｄｃ＊としては、余弦波を与えているので、これらの関係から、（６）式により、定数演算器３３にてＬｄやＲを求める。

尚、本実施例では、ｄ軸の電気定数を例に説明したが、ｑ軸でも全く同様にＬｑ、Ｒを演算することができる。

このように本発明の第４の実施形態によれば、交流電圧によって流れる電流を、簡便な構成で成分分離し、電動機の電気定数を求めることができる。

実施形態５：
次に、図１１を用いて、本発明による実施形態５について説明する。

前述の実施形態４は、電気定数を測定するために、交流電圧を印加し、それに伴う交流電流の検出値を交流電圧の同相成分と９０度位相の異なる成分に分離し、電気定数を演算するものであった。

電動機の電気定数としては、特にインダクタンスは磁気飽和の影響を受けやすく、測定電流値によって、値が変化してしまうことが知られている。このため、本来は、電圧を印加するのではなく、電流値を所定値、例えば、モータ定格電流だけ流し、電気定数を測定するようにした方がよい。

本実施形態によれば、電流値をパラメータとした、電気定数の自動測定が可能になる。

図１１は、本発明の実施形態５による同期電動機制御装置におけるＬｄ測定器１８Ｅの機能ブロック図である。前述の実施形態におけるＬｄ測定器１８Ｄの代わりに、本実施形態を用いることで、電流値をパラメータとした定数自動調整装置を実現できる。

図１１において、測定電流振幅指令器３４により、電流指令の大きさを設定する。この実施形態では、レイト制限器は付加していないが、これまでの実施例のように付加することも可能である。本実施形態においては、信号の加算、あるいは減算を行う加減算器３５，３６と、積分補償器３７，３８と、定数演算器３９、加算器４０及び乗算器４４，４５が新たな部品として使用されている。これらに加えて、これまでの実施形態で説明したような零位相指令発生器１６、積分器２６、正弦波発生器２７、余弦波発生器２８、乗算器２９，３０、並びに１次遅れフィルタ３１，３２を備えている。

次に、Ｌｄ測定器１８Ｅの動作について説明する。

電流検出値Ｉｄｃに対し、乗算器２９，３０によって、余弦波関数、正弦波関数と掛け算され、それらの乗算値がそれぞれ１次遅れフィルタ３１，３２に入力され、直流成分のみが出力される。ここまでの動作は、前述の簡易型フーリエ級数展開と全く同様である。この後、ＩｄｓｉｎとＩｄｃｏｓのそれぞれの成分に対して、指令値との差分値が、加減算器３５，３６で演算される。Ｉｄｓｉｎに対しては、測定電流振幅指令器３４から出力されるＩｔと差分が計算され、この差が零になるように、積分補償器３７により出力電圧Ｖｄｓｉｎが演算される。同様に、Ｉｄｃｏｓに対して、零位相指令発生器１６によって、零に制御されるようにＶｄｃｏｓが演算される。Ｖｄｓｉｎ、Ｖｄｃｏｓは、乗算器４４，４５において、それぞれ正弦波／余弦波の関数と掛け算される。これらは、加算器４０で両者が加算された後に、電動機に印加するための電圧指令Ｖｄｃ＊となる。本実施形態においては、電流値の正弦波／余弦波成分のそれぞれが、指令値に一致するようにフィードバック制御されることに特徴がある。定数演算器３９では、Ｖｄｓｉｎ、Ｖｄｃｏｓ、ω１ｔ、ならびにＩｔの値を用いて、（７）式に従って電動機定数を演算する。

尚、本実施例では、ｄ軸の電気定数を例に説明したが、ｑ軸でも全く同様に、Ｌｑ、Ｒを演算することができる。

このように、本発明の第５の実施形態によれば、電流の大きさをパラメータとして、簡便な構成で電動機の電気定数を求めることができる。これによって、電流値に対する磁気飽和特性の測定が可能となり、制御精度がさらに向上する。

実施形態６：
次に、図１２を用いて、本発明による実施形態６について説明する。

前述の実施形態５は、電流振幅をパラメータとして定数を自動測定するものであった。このように、フィードバック制御を導入することで、電流値をパラメータとして測定を行うことは可能ではあるが、フィードバックゲインの設定方法に問題が生じる。すなわち、電流値を所定値に速やかに一致させるには、制御対象のパラメータに応じて、制御ゲイン（図１１では積分補償器３４のゲインＫｉＬ）を適切な値に設定しなければならない。しかしながら、電気定数が全くの未知である場合は、最良に設定することは不可能であり、応答をある程度犠牲にする必要がある。最悪の場合、発散振動が収まらず、測定不能に陥る可能性もある。冷蔵庫用モータなど、用途が限られれば、ある程度のゲイン設定は可能であるが、より、範囲の広い分野で、定数の自動測定を行うには問題がある。

そこで、本実施形態では、汎用性をさらに拡大し、かつ、電流値をパラメータとして測定できる制御装置を提供する。

図１２は、本発明の実施形態６による同期電動機制御装置のＬｄ測定器の機能ブロック図である。Ｌｄ測定器１８Ｆは、基本構成を図１０の実施形態としているが、電圧振幅指令の与え方が、大きく異なっている。図１２のＬｄ測定器１８Ｆは、新たな部品として、測定電圧振幅増加率設定器４６、積分器４７、測定電流振幅設定器４８、電流振幅演算器４９、並びに信号の比較器５０を追加している。ＲＬ演算器２５は、前述の実施形態４（図１０）と全く同様であるが、Ｉｄｓｉｎ及びＩｑｓｉｎを電流振幅演算器４９へ出力している点のみが異なっている。

次に、Ｌｄ測定器１８Ｆの動作について説明する。

測定電圧振幅増加率設定器４６では、ＰＭモータへ印加する交流電圧の振幅を徐々に増加するための増加率ｄＶを設定する。例えば、１秒間で定格電圧の１０％などのように、ｄＶの設定を行う。切り替え器１３では、比較器５０の出力に応じて、スイッチを「１」か「０」に切り替える、「１」の場合にはｄＶがそのまま出力され、「０」の場合は零が出力される。積分器４７では、切り替え器１３の出力に応じて積分を実施する。一方で、電流振幅演算器４９では、Ｉｄｃｏｓ、Ｉｄｓｉｎの値に基づいて、（８）式で電流振幅Ｉ０を演算する。

この値と、測定電流振幅設定器４８の出力Ｉｔとを、比較器５０にて比較し、Ｉｔ＞Ｉ０であれば切り替え器１３を「１」側に、Ｉｔ＜Ｉ０であれば、「０」側に切り替える。この結果、定数測定の交流電圧は、振幅値が零から徐々に増加を続け、Ｉ０＝Ｉｔとなった時点で、増加を停止する。すなわち、電流フィードバック制御を導入することなく、フィードフォワード的に電流値を所定値に設定することが可能になる。この結果、自動測定の対象となる電動機の電気定数範囲が拡大し、どのような用途のＰＭモータであっても、無調整で定数の測定が可能となる。本手法も、広い意味でのフィードバック制御ではあるが、線形性を失くすことによって、逆に未知モータに対する汎用性を拡大しているところに大きな特長がある。

尚、本実施形態では、ｄ軸の電気定数を例に説明したが、ｑ軸でも全く同様にＬｑ、Ｒを演算することができる。

このように本発明の第６の実施形態によれば、電流の大きさをパラメータとして、汎用性の極めて高い電気定数の自動測定を実現できる。

実施形態７：
次に、図１３〜図１６を用いて、本発明の実施形態７について説明する。

実施形態１で述べたように、本制御装置における電流検出器としては、図１に示すようなインバータの直流電流を検出するものを用いている。電流検出器６は、実際には、シャント抵抗器など、安価で、小型実装が可能なものが用いられている。

本実施形態７は、この直流電流からモータ電流を検出する手段に関するものである。

図１３は、本発明の実施形態７による同期電動機制御装置における通常駆動モードと、定数測定モードの印加電圧指令の比較図であり、両モードでの電圧波形の違いを示している。ここで、同図（ａ）の通常駆動時は、平衡三相交流電圧が印加されていることが分かり、一方、同図（ｂ）の自動調整（オートチューニング）を含む定数測定モードでは、このバランスが極端に崩れた三相不平衡電圧を印加している。特に、図１３（ｂ）の零クロス付近の区間Ｐでは、同時にすべての電圧指令が零になってしまうことが分かる。これに伴う電流検出上の課題を、図１４を参照して説明する。

図１４は、本発明の実施形態７による同期電動機制御装置における課題を示す電流と電圧の波形図である。図において、印加電圧ＶｕとＩｕは、ほとんど９０度の位相差を持っている。すなわち、測定用周波数ω１ｔが高周波であることで、殆んど誘導性負荷になっている。この結果、電流Ｉｕのピーク付近の区間Ｐでは、相電圧Ｖｕはゼロに近い。すべての相電圧が零の条件では、電流検出器６には電流が流れず、電流ピーク近傍の区間Ｐにおいて直流電流ＩＤＣは流れておらず、観測不可能となってしまう。このように、電流ピーク近傍を省いた電流検出となり、その精度が低下してしまう。

図１５は、本発明の実施形態７による同期電動機制御装置の部分機能ブロック図であり、モータ定数自動調整器１５Ｇを示す。図１５が、これまでの実施形態（例えば、図８など）と大きく異なる点は、Ｌｄ測定器１８及びＬｑ測定器１９から出力されるＶｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に対して、その大きさの下限リミッタ５１，５２を設けている点である。この結果、零クロス近傍の電圧指令の低下が阻止され、電流検出を行うことが可能になる。

図１６は、本発明の実施形態７による同期電動機制御装置での電流、電圧波形図である。図示するように、零クロス近傍の区間Ｐにおいて各相電圧の下限値が制限され、ＰＷＭ制御に伴う直流路の電流は存在することとなる。一方、電圧指令に補正が加わることになるが、電圧の零クロス近傍の誤差は、大局的にはほとんど影響がなく、精度の高い電流検出を可能とすることができ、本方式は実用上、極めて有効な手法になる。

また、実際にインバータ回路をＩＧＢＴを用いて構成する場合には、電圧指令絶対値の下限値として出力パルス幅を目安にすればよい。スイッチング動作に伴うリンギング現象を考慮し、最小でも１０μｓの通電幅が確保されるようにすれば、電流検出は可能となる。

実施形態８：
図１７は、本発明の実施形態８による同期電動機の制御装置の全体外観構成図である。

図において、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称）５３には、図１の回転数指令発生器１とモード切替器１７が含まれている。以下、同様に、図１の符号２、３、５、６、４１、４２、４３と同一符号は、それぞれ、同一部品を示す。マイコン５３から通信線５４を通して、パワーモジュール５５に指令が伝えられる。このパワーモジュール５５は、図１の制御器２、インバータ３、電流検出器６、及びダイオードブリッジ４２を一体化し、小形化したものである。その他、パワーモジュール５５には、交流電源４１、平滑コンデンサ４３、及びＰＭモータ５を配線することで、ＰＭモータ５の電気定数を自動測定／調整が可能な同期電動機の制御装置を実現できる。

本実施形態では、制御器２やインバータ３をモジュール化することで、装置全体の小形化を実現でき、どのようなモータ５であっても、簡単に駆動できる制御装置としての機動性を高め、その汎用性を拡大することができる。

実施形態９：
次に、図１８を用いて、本発明による実施形態９について説明する。

図１８は、本発明をエアコンに適用した実施形態９の制御装置の外観構成図である。図」において、符号２、３、６、４２、及び４３は、それぞれ、実施形態１（図１）、および実施形態８（図１７）と同一部分を表わしている。本実施形態は、モータを内蔵した圧縮機５６を、制御器２、インバータ３、電流検出器６、及びダイオードブリッジ４２を組み込んだパワーモジュール５５で制御するエアコンの室外機５７を構成したものである。エアコン等の圧縮機５６は、密閉状態の圧縮機５６の内部にＰＭモータ５が組み込まれており、ＰＭモータ５の回転数や、磁石磁束の位置などの検出は困難である。

しかしながら、本発明による制御装置をパワーモジュール５５として組み込むことで、モータの回転数や位置を検出せずに、また、モータ５を圧縮機５６に内蔵した状態で、モータ５の電気定数の自動測定／調整が可能である。

尚、実施形態として、エアコンを例に説明したが、その他の電気機器、例えば、パッケージエアコンや、冷蔵庫等の場合にも、同様の効果が得られる。

本発明の実施形態１による同期電動機の制御装置の制御ブロック図。 本発明の実施形態１による同期電動機制御装置の自動測定処理フロー図。 本発明の実施形態１による同期電動機制御装置における電動機電流波形図。 本発明の実施形態１による交流電動機制御装置におけるトルク電流から回転子位相までの伝達関数を示すブロック図。 本発明の実施形態２による同期電動機制御装置の制御ブロックの部分図。 本発明の実施形態２による同期電動機制御装置の自動測定処理フロー図。 本発明の実施形態２による同期電動機制御装置における測定交流の周波数、電動機の電流波形、及びインダクタンス測定結果の時間変化を示すグラフ。 本発明の実施形態３による同期電動機制御装置の制御ブロックの部分図。 本発明の実施形態３による同期電動機制御装置における電動機電流波形図。 本発明の実施形態４による同期電動機制御装置のＬｄ測定器の機能ブロック図。 本発明の実施形態５による同期電動機制御装置のＬｄ測定器の機能ブロック図。 本発明の実施形態６による同期電動機制御装置のＬｄ測定器の機能ブロック図。 本発明の実施形態７による同期電動機制御装置における通常駆動時と、定数測定時の印加電圧指令の比較を示す図。 本発明の実施形態７による同期電動機制御装置における課題を示す電流と電圧の波形図。 本発明の実施形態７による同期電動機制御装置の部分機能ブロック図。 本発明の実施形態７による同期電動機制御装置での電流、電圧波形図。 本発明の実施形態８による同期電動機制御装置を適用した外観構成図。 本発明をエアコンに適用した実施形態９の制御装置の外観構成図。

符号の説明

１…回転数指令発生器、２…制御器、３…インバータ、４…直流電源、５…ＰＭモータ、６…電流検出器、７…電流再現器、８…座標変換器、９…電圧指令演算器、１０…ｄｑ逆変換器、１１…ＰＷＭパルス発生器、１２…電圧指令切り替え器、１３…位相指令切り替え器、１４…測定用周波数設定器、１５…モータ定数自動調整器、１６…零位相指令発生器、１７…モード切替器、４１…交流電源、４２…ダイオードブリッジ、４３…平滑コンデンサ。

Claims (17)

1. 直流電源と、この直流電源から給電され交流を出力するインバータと、このインバータをパルス幅変調制御するＰＷＭ制御部と、前記インバータの出力交流を給電される同期電動機と、この同期電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記同期電動機に対する速度指令に基づいて前記ＰＷＭ制御部に作用して前記同期電動機を可変速駆動する駆動制御装置とを備えた同期電動機の制御装置において、前記駆動制御装置は、前記インバータに、前記同期電動機の最大駆動周波数の２５％以上の周波数で、かつ三相不平衡の交流を出力させるとともに、この三相不平衡交流の出力時の前記電流検出手段の出力に基いて前記同期電動機の定数を演算する定数測定制御手段を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 請求項１において、前記三相不平衡の交流の周波数を、前記同期電動機の最大駆動周波数以上に設定したことを特徴とする同期電動機の制御装置。
3. 請求項１において、前記インバータに、前記三相不平衡の交流を出力するに先立ち、直流を出力させる手段を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
4. 請求項３において、前記直流電流を漸増させる手段を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
5. 請求項１において、前記三相不平衡の交流電流を漸増させる手段を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
6. 請求項１において、前記三相不平衡の交流電圧の上限値を規制する下限リミッタを備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
7. 請求項１において、前記電流検出手段を、前記インバータの直流側の電流を検出するように構成し、その電流検出通電幅を１０μｓ以上確保するように構成したことを特徴とする同期電動機の制御装置。
8. 請求項１において、前記三相不平衡の交流電流の正弦波及び余弦波成分の大きさを指令する手段と、前記電流検出手段の出力電流の正弦波及び余弦波成分を導出する手段と、これらの正弦波及び余弦波成分が、前記指令の各成分と一致するように制御する手段を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
9. 請求項１において、前記定数測定制御手段を含む前記駆動制御装置を構成するマイクロプロセッサーを備え、前記インバータの主回路、前記電流検出手段、並びに前記マイクロプロセッサーとを一体に形成したモジュールを備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
10. 請求項１において、前記駆動制御装置により駆動される前記同期電動機が、空調機、あるいは、冷凍又は冷蔵用の圧縮機に組み込まれたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
11. 直流電源と、この直流電源から給電され交流を出力するインバータと、このインバータをパルス幅変調制御するＰＷＭ制御部と、前記インバータの出力交流を給電される同期電動機と、この同期電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記同期電動機に対する速度指令に基づいて前記ＰＷＭ制御部に作用して前記同期電動機を可変速駆動する駆動制御装置とを備えた同期電動機の制御装置において、前記同期電動機の電気定数測定用の周波数を設定する周波数設定手段と、前記インバータに、前記周波数設定手段で設定された周波数の三相不平衡の交流を出力させる手段と、この三相不平衡交流の出力時の前記電流検出手段の出力に基いて前記同期電動機の電気定数を演算する手段を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
12. 請求項１１において、前記周波数設定手段は、前記三相不平衡交流の出力時に、その周波数を連続的又は段階的に変化させる手段を備え、前記電気定数を演算する手段は、これらの各周波数の下で、前記電流検出手段の出力に基いて前記同期電動機の電気定数を演算する手段を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
13. 請求項１１において、前記周波数設定手段は、前記三相不平衡交流の出力時に、その周波数を連続的又は段階的に変化させる手段と、これらの各周波数の下での前記電流検出手段の出力に基いて前記同期電動機の電気定数を演算する手段と、これらの演算値が所定内に収斂したときの電気定数を前記駆動制御装置に設定する手段を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
14. 直流電源と、この直流電源から給電され交流を出力するインバータと、このインバータをパルス幅変調制御するＰＷＭ制御部と、前記インバータの出力交流を給電される同期電動機と、この同期電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記同期電動機に対する速度指令に基づいて前記ＰＷＭ制御部に作用して前記同期電動機を可変速駆動する駆動制御装置とを備えた同期電動機制御装置の調整方法において、前記インバータから前記同期電動機に、三相不平衡の交流を供給させるステップと、この三相不平衡交流の供給時の前記電流検出手段の出力に基いて前記同期電動機の定数を演算するステップを備えたことを特徴とする同期電動機制御装置の調整方法。
15. 請求項１４において、前記三相不平衡交流の周波数を、前記同期電動機の最大駆動周波数の２５％以上の周波数に設定するステップを備えたことを特徴とする同期電動機制御装置の調整方法。
16. 請求項１４において、前記三相不平衡の交流を供給させるステップに先立ち、前記インバータから前記同期電動機に直流を供給させるステップを備えたことを特徴とする同期電動機制御装置の調整方法。
17. 請求項１４において、前記三相不平衡の交流を供給させるステップは、この三相不平衡交流の周波数を連続的又は段階的に変化させるステップと、前記各周波数の三相不平衡交流供給時に、前記電流検出手段の出力に基いて前記同期電動機の電気定数を演算するステップと、この演算結果の変化が所定内に収まったときの定数を前記駆動制御装置に設定するステップを備えたことを特徴とする同期電動機制御装置の調整方法。

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