TWI399629B - 改善電壓調節器之暫態響應的脈波寬度調變時脈產生系統及方法 - Google Patents

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Description

改善電壓調節器之暫態響應的脈波寬度調變時脈產生系統及方法
本揭露關於電力供應電路，而且更特定來說，關於用於產生脈波控制時脈以改善電壓調節器之暫態響應的系統與方法。
在CPU電壓調節器中，當在電壓調節器內減少PWM控制器的時間延遲時，有改進響應時間的需要。這將會提供與電壓調節器相關之CPU電力供應之具有經減少輸出電容值之令人滿意的暫態效能，減少了系統成本。
本發明揭露一種用於電壓調節器的脈波控制時脈產生器，包含：比較器，該比較器將斜線升降電壓與補償電壓作比較並提供對應的脈波控制訊號，其中該補償電壓代表輸出電壓誤差；窗型電路，該窗型電路將窗型電壓增加至該補償電壓以提供遲滯電壓；濾波器電路，該濾波器電路將該遲滯電壓濾波以提供經濾波遲滯電壓，其中該補償電壓與該經濾波遲滯電壓之間的差異是穩態期間的該窗型電壓，及其中減少該差異以響應代表負載增加之該補償電壓的改變；斜線升降電路，該斜線升降電路提供根據該脈波控制訊號在經濾波遲滯電壓與該補償電壓之間作斜線升降的反覆斜線升降電壓；及電流電路，該電流電路增加該斜線升 降電壓的斜率以響應該負載增加。本發明也揭露一種電壓調節器，包含：至少一個切換電路，用於將至少一個輸入電壓轉換成經調節輸出電壓，其中該至少一個切換電路的每一者由至少一個脈波寬度調變(PWM)時脈訊號的對應者所控制；誤差放大器，該誤差放大器提供補償電壓，該補償電壓代表該經調節輸出電壓的誤差；及脈波控制時脈產生器，包含：比較器，該比較器將斜線升降電壓與該補償電壓作比較並提供脈波控制時脈訊號；PWM邏輯器，該PWM邏輯器將該脈波控制時脈訊號轉換成該至少一個PWM時脈訊號；窗型電路，該窗型電路將窗型電壓增加至該補償電壓以提供遲滯電壓；濾波器電路，該濾波器電路將該遲滯電壓濾波以提供經濾波遲滯電壓，其中在該補償電壓與該經濾波遲滯電壓之間的差異是穩態期間的該窗型電壓，及其中減少該差異以響應代表負載增加之該補償電壓的改變；斜線升降電路，該斜線升降電路提供斜線升降電壓，該斜線升降電壓在該經濾波遲滯電壓與該補償電壓之間由該脈波控制時脈訊號控制來作斜線升降；及電流電路，該電流電路增加該斜線升降電壓的斜率以響應該負載增加。
本發明也揭露一種產生用於電壓產生器之脈波控制訊號的方法，包含：將斜線電壓與補償電壓作比較並提供對應的脈波控制訊號，其中該補償電壓代表輸出電壓誤差；提供窗型電壓並將窗型電壓增加至該補償電壓以提供遲滯電壓；將該遲滯電壓濾波以提供經濾波遲滯電壓，其中在該 補償電壓與該經濾波遲滯電壓之間的差異是穩態期間的該窗型電壓，及其中減少該差異以響應代表負載增加之該補償電壓的改變；提供反覆的斜線升降電壓，該斜線升降電壓在該經濾波遲滯電壓與該補償電壓之間作斜線升降；及增加斜線升降電壓的斜率以響應電壓產生器的負載增加。
呈現下列說明以使習於此技術者製造與使用如同提供在特定應用與其需求中之內容的本發明。較佳實施例的各種修改對於習於此技術者將顯而易見，而在此定義的其他通則也可以施用於其他實施例。因此本發明不意圖被限制在這裡顯示與說明的特定實施例，而是為了讓最寬的範疇與在這裡揭露的原則與新穎特徵一致。
本揭露關於電力供應電路，而且更特定來說，關於用於產生脈波控制時脈以改善電壓調節器之暫態響應的系統與方法。該調節器可以是單一相位或多個相位(多相位)。該電壓調節器可以是多種型式的任何一種，舉例來說像是合成漣波調節器。舉例來說，在這裡說明的電路系統是用於在多相位合成漣波電壓調節器內的脈波控制時脈產生，像是揭露在2006年3月28日公告的，名為「多相位合成漣波電壓調節器的合成」的美國專利第7019502號與在2005年7月26日公告的名為「多相位合成漣波電壓調節器的合成」美國專利第6922044號。這兩者中的每一者在這裡併入參考。有利之處在於減少電壓調節器控制器之時間延遲 的同時改善響應時間。另一個有利之處在於提供以具有電壓調節器之經減少的輸出電容值來減少系統成本之令人滿意的暫態效能。
圖1是根據例示性實施例所施行之多相位電壓調節器100的簡化概略圖與方塊圖。該多相位調節器100包括脈波寬度調變(PWM)控制器101，該脈波寬度調變(PWM)控制器101提供數值為「N」的PWM訊號PWM1、PWM2、…PWMN給形成調節器100之N個通道的個別N個閘極驅動器GD1、GD2、…GDN。該數值N是大於一的任何正整數，包括二相位組構的N=2。對第一通道來說，提供PWM1訊號給第一閘極驅動器GD1，該第一閘極驅動器GD1控制一對電子電力切換裝置或切換器Q11與Q12的導通與截止。特別的是，該閘極驅動器GD1產生上閘極切換訊號UG1以提供該上閘極切換訊號UG1給上(或高側)切換器Q11的控制終端(例如閘極)並產生下閘極切換訊號LG1以提供該下閘極切換訊號LG1給下(或低側)切換器Q12的控制終端。在所顯示的特定組構中，該切換器Q11與Q12描繪成串聯在一對輸入電力供應終端之間之汲極-源極電流路徑的N通道金屬-氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)。其他的電子切換裝置也列入考慮。在所顯示的組構中，該輸入電力供應終端提供參考至接地(GND)的輸入電壓VIN1。Q12的汲極在相位節點VPHSAE1 耦合至切換器Q11的源極，該相位節點VPHASE1 耦合至輸出電感器L1的一個終端。電感器L1的另一個終端耦合至通用輸出節點VO，該通用輸出節點VO形 成輸出訊號VO。節點與它形成的訊號指稱為相同名稱，除非另外指定。
調節器100的剩餘通道2-N以大致上和第一通道一樣的方式組構。提供PWM2-PWMN訊號給個別的閘極驅動器GD2-GDN，該個別的閘極驅動器GD2-GDN提供個別的訊號UG2-UGN與LG2-LGN給個別驅動切換器Q21-QN1與Q22-QN2，每一對切換器在輸入電壓終端VIN2-VINN之間對應的個別相位節點VPHASE2 -VPHASEN 耦合在一起並且參考至接地。在一個實施例中，該輸入電壓VIN2-VINN位在相同的電壓位準(例如VIN)，而在一個替代性實施例中，一或多個相位可以接收不同的輸入電壓位準。該等相位節點VPHASE2 -VPHASEN 經由個別的輸出電感器L2-LN耦合至形成輸出電壓VO的輸出相位節點VO。該VO節點耦合至負載貯藏電容器105與負載107，該電容器105與該負載107均參考至參考節點，像是接地(GND)。該VIN1-VINN與VO訊號回饋到PWM控制器101。該多相位調節器100的多個相位或通道並聯以形成VO訊號。
該PWM控制器101包括提供PWM訊號PWM1-PWMN之PWM邏輯器102。在一個實施例中，該PWM邏輯器102使用個別形成訊號PWM1-PWMN的時脈訊號PCLK1-PCLKN。該負載107視所施行的電子裝置可以包括很多元件與裝置。如圖所示，該負載包括接收來源電力電壓VSRC與VRTN的裝置108。VSRC可以相等於VO或是以VSRC為基礎。該等電壓VSRC/VRTN形成代表提供在橫 跨裝置108之供應電壓的差動訊號。在一個實施例中，該裝置108是一個中央處理單元(CPU)或其他微處理器或處理裝置。該調節器100顯示為多相位調節器，其中可以了解的是只使用一個通道或相位來施行單相位調節器。舉例來說，單相位調節器可以包括VIN1(或VIN)、PWM1、GD1、Q11、Q12與L1，而VIN2-VINN、PWM2-PWMN、GD2-GDN、Q21-QN1、Q22-QN2與L2-LN在單相位組構中被省略。對每一個相位「x」來說，當對應的PWMx訊號被確認(assert)或是到達高位準，該閘極驅動器GDx確認上閘極訊號UGx(例如將UGx確認為高位準)以導通上切換器Qx1以有效地將對應輸入電壓VINx耦合至對應的輸出電感器Lx(其中「x」是一個從1到N的索引值)。當上切換器Qx1是導通時，該閘極驅動器GDx反確認該下閘極訊號LGx(例如將LGx確認為低位準)以截止下切換器Qx2。當PWMX訊號回到低位準時，該閘極驅動器GDx反確認上閘極訊號UGx以載止上切換器Qx1，並且接著確認該下閘極訊號LGx以導通下切換器Qx2。每一個閘極驅動器GDx會確保在任何給定時間都只有一個電子切換器Qx1或Qx2是導通的。如同由對應PWMx訊號控制的一樣，在每一個相位以這種方式重覆操作。
圖2是根據在PWM控制器101內用於提供PWM時脈訊號PCLK1-PCLKN之多相位實施例施行的PWM時脈產生電路200。透過提供對應回饋訊號FB的回饋電路201提供輸出電壓VO給第一補償阻抗Z1的一個終端。提供第一補 償阻抗Z1的另一個終端給第二補償阻抗Z2的一個終端與誤差放大器202的反向輸入，誤差放大器202的輸出耦合至第二補償阻抗Z2的第二終端。誤差放大器202的輸出在節點VCOMP上形成補償電壓VCOMP，該節點VCOMP耦合至比較器203的非反向輸入。該比較器203的非反向輸入在斜線升降節點VR上接收斜線升降電壓VR，而該比較器203的輸出在節點PC上提供脈波控制訊號PC。如同在這裡所使用的，一個節點與它所負載的訊號或電壓具有相同的名字，除非另外指明。(例如節點VR形成VR電壓而節點PC形成PC訊號)。該PC節點耦合至相位排序器205，該相位序列器205形成主時脈訊號MCLK與以PC為基礎的PWM時脈訊號PCLK1-PCLKN。
該PWM時脈產生電路200包括窗型電路，該窗型電路包括電流源IW與窗型阻抗RW。RW的一個終端耦合至節點VCOMP，而另一個終端耦合至形成遲滯電壓VH的遲滯節點VH。該電流源IW的輸入耦合至像是VDD的電壓供應而輸出耦合至節點VH。來自電流源IW的窗型電流IW流進電阻器RW以形成窗型電壓VW，因此電壓VH=VCOMP+VW。濾波器電容器CW與RW並聯。提供VH至濾波器電路209的輸入，該濾波器電路209的輸出在節點FVH上提供經濾波的遲滯電壓FVH。FVH耦合至一個切換器SW的一個經切換終端，而切換器SW的另一個經切換終端耦合至斜線升降節點VR。該切換器SW具有用於接收主時脈訊號MCLK的控制輸入。在所例示的實施例中，該 切換器SW是單極單投(SPST)的切換器，在MCLK為低位準時為是打開的，而在MCLK為高脈波時是關閉的。該PWM時脈產生電路200包括了斜線升降產生器206，該斜線升降產生器206包括了斜線升降電流槽IR與斜線升降電容器CR，兩者在斜線升降節點VR與GND之間並聯。該斜線升降產生器206包括了一個電壓鉗夾電路，該電壓鉗夾電路包括了電阻器RR與電壓源VRR，其中該電阻器RR耦合在節點VR與VRR的正向終端之間，而VRR的負向終端耦合至GND。該鉗夾電路一般是操作以避免VR節點的顯著電壓偏移。
該濾波器電路209包括濾波器電阻器RF，該濾波器電阻器RF的一個終端耦合至節點VH，而另一個終端耦合至濾波器節點，而該濾波器節點耦合至濾波器電阻器CF的一個終端與緩衝放大器207的非反向輸入。電容器CF的另一端耦合至接地，而緩衝放大器207的反向輸入耦合至它本身提供FVH電壓的輸出。在例示的實施例中，該濾波器電路209是一個用來濾波VH低通濾波器，而緩衝放大器207提供經濾波電壓作為FVH。該PWM時脈產生電路200進一步包括電流電路213，該電流電路213的輸入接收電壓V1與V2，而輸出耦合至節點VR。該電壓V1與V2一起感測調節器100的輸出電壓狀態，像是VO相對於GND或是VSRC相對於VRTN。VO相對於GND是調節器100的電壓輸出，而VSRC相對於VRTN是提供至裝置108的差動來源電源。提供V1至電容器CS的一個終端，電容器CS的 另一個終端耦合至電阻器RS的一個終端與轉導放大器211的非反向輸入。電阻器RS的另一個終端耦合至轉導放大器211的反向輸入，而轉導放大器211的反向輸入進一步耦合至V2。轉導放大器211的輸出耦合至節點VR。電流電路213的電阻器-電容器RS與CS形成高通濾波器電路。在穩態下該電容器CS充電至V1-V2，而轉導放大器211的輸出變成零。然而要注意的是，電流電路213可以反應以在穩態期間輸出漣波電壓，如此一來時脈頻率由VIN稍作調變。窗型電路(未顯示於圖中)可以併入電流電路213，如此一來電流電路213不響應至輸出電壓漣波，並且只響應至在窗外面的負載暫態。
在一個實施例中，該參考電壓VREF由在負載107的裝置作調整，像是裝置108，其中該裝置調整VREF以根據所希的操作模式或狀態來修改VO。在一個實施例中，該電流槽IR吸收以轉導增益gm正比於VREF的電流，或是IR=gm*VREF(其中星號「*」表示乘號)。在一個實施例中，該電流源IW提供也是以轉導增益gm與另一個增益因子K而正比於VREF的電流，或是IW=K*gm*VREF。以這種方式，該等電流的一或兩者當VREF被修改時按比例修改。在替代性實施例中，VREF、IW與IR是常數值。
在PWM時脈產生電路200的操作中，經由回饋電路201感測該輸出電壓VO以提供FB，FB與VREF藉由誤差放大器202來作比較以形成補償電壓VCOMP。VREF被設定在代表VO之目標電壓的電壓位準。在一個實施例中，回饋電 路201是一個分壓器或其類似物，如此一來FB具有正比於VO的電壓，而VREF是代表VO之目標電壓FB的目標電壓。或者，VREF相等於目標電壓位準，如此一來回饋電路201被省略而VO經由Z1提供至誤差放大器202。在任何一個狀況，誤差放大器202放大在VREF與FB(或VO)之間的差異以形成補償電壓VCOMP，調節器100使用該補償電壓VCOMP以調節相對於GND之VO的電壓位準。在一個實施例中，當VO來到高位準時，VCOMP減少，而當VO太低時，VCOMP增加。當MCLK是低位準時，切換器SW是打開的，而電流源IR將電容器CR放電，因此電壓VR斜線下降。當VR減少至VCOMP的電壓位準，該比較器203切換而將PC拉高。相位排序器205將MCLK確認為高位準並關閉切換器SW來響應PC的高位準。快速地將該電容器CR充電至FVH的電壓位準，因此VR被拉到FVH。在相當穩定的狀態時，FVH一般相等於VH，而VH比VCOMP高了窗型電壓VW。當VR爬升到VCOMP之上，該比較器203將PC拉低而相位排序器205將MCLK再拉低一次以重新打開切換器SW。電流源IR持續地將電容器放電以在下一個週期讓VR斜線下降。以這種方式，斜線升降電壓VR重設回FVH的位準，而且接著斜線下降直到它到達VCOMP，切換比較器203而且接著重設回FVH。該相位排序器205將MCLK提高到高脈波以關閉切換器SW以將斜線電壓VR重設回FVH，而MCLK回到低位準，並且這個過程在每個PWM週期重覆。
在一個實施例中，該相位排序器205只在以循環的方式進行的主時脈MCLK上的每個脈波中的一個時間確認在PWM時脈訊號PCLK1-PCLKN中的一個脈波。舉例來說，在第一個週期發生在PCLK1上之脈波與MCLK脈波一致，接著在下一個週期，在PCLK2上與MCLK脈波一致，並且一直到PCLKN，接下來這個週期回到PCLK1並且持續反覆進行。如同先前注意到的，N是任何大於1的正整數，代表了調節器100的通道數目與相位數目。每一次會確認在PWM時脈訊號PCLK1-PCLKN其中之一的一個脈波，該對應訊號PWM1-PWMN被確認為高位準以初始化對應相位的「功率輸出週期」(power stroke)。該PWM控制器101根據特定施行的調節方法來終結每一個PWM脈波。
有利之處在於在負載階躍暫態(快速的或突然的負載增加)之後有PWM脈衝發生以減少輸出電容值及減少系統成本。在負載階躍暫態狀況時，該輸出電壓VO掉落導致誤差放大器202增加補償電壓VCOMP以企圖將VO帶回到由VREF建立的目標電壓位準。如同以下進一步說明的，這產生了具有比穩態操作期間會發生的更短延遲之PWM時脈。包括Z1與Z2的補償電路具有與VCOMP可以多快扭轉相關的固有時脈延遲。忽略電流電路213的操作，斜線升降電壓VR之斜率的量相對地固定，造成了當下一次的PWM脈波產生時暫態狀態發生時顯著的延遲。忽略濾波器電路209的操作，最壞狀況的延遲發生在當暫態發生在斜線升降電壓VR已經重設回VH的位準，因此VCOMP必須在接觸 到VR之前提升最大的量以產生下一個PWM脈波。
可以藉由設計誤差放大器202與補償阻抗Z1與Z2來減少延遲以具有更高的頻寬，如此一來VCOMP可以往上更快地振盪。高頻寬補償組構從每一個施行例中更昂貴的放大器與補償設計成本來看，代表了顯著的成本。進一步來說，儘管高頻寬補償可以解決延遲的問題，但是它導致了在暫態狀態期間的VCOMP過衝(overshoot)。這接下來會導致過度的工作週期，而輸出電壓會過衝於負載應用，這種現象通常被指稱為回鈴(ring back)。當試著藉由減少誤差放大器頻寬以緩慢的補償減少回鈴時，該PWM脈波延遲增加並且導致輸出電壓在負載階躍暫態狀況中下降。因此在高頻率響應與中間頻率電壓動態調節之間會有所衝突。
電流電路213與濾波器電路209一起操作以顯著地減少PWM脈波延遲來響應負載階躍暫態而不引起回鈴，也沒有高頻補償的額外成本。電流電路213偵測輸出電壓改變，像是VO相對於GND或是VSRC相對於VRTN，並且產生斜線升降電容器CR的額外放電電流。在穩態期間，電容器CS充電到大約V1與V2間的電位差而轉導放大器211在出口處產生小量的電流或不產生電流。以這種方式，電流源IR形成斜線下降電壓VR之相對恆定的斜線下降斜率。V1(VO或VSRC)相對於V2(GND或VRTN)的突然減少引起轉導放大器211將額外電流吸收以更快速地放電電容器CR，減少了斜線升降斜率VR的下降斜率。如同以下更進一步討論的，該經增加的斜線升降斜率引起了在切換頻率 上的增加，減少了從負載增加到下一次PWM脈波的延遲。額外的電流電路213形成分離的回饋路徑，從補償電路(阻抗Z1與Z2)繞過，如此一來規避了與該高頻補償有關的延遲。這個額外的快速路徑用於PWM時脈產生，其中每一PWM訊號的工作週期仍然由誤差放大器202與補償電路控制。以這種方式，PWM工作週期維持在它合適的值，而沒有由額外回饋路徑引起的回鈴。
濾波器電路209暫時修改了窗型電壓以響應負載階躍暫態來進一步減少時間延遲。該補償電壓VCOMP增加以響應負載階躍暫態，該負載階躍暫態引起了大致上近似的VH增加。但是該濾波器電路209會更加緩慢地讓該遲滯窗型電壓(或是FVH)的上限斜線上升以有效地減少在負載暫態狀態VCOMP與FVH之間的遲滯窗。當VCOMP向上扭轉時，這進一步減少了斜線升降的量，減少了斜線升降的放電時間並改善了負載階躍暫態的響應。
圖3是根據在PWM控制器101內用於提供PWM控制訊號PCLK之單一多相位實施例施行的PWM時脈產生電路300。該相位排序器205由PWM時脈電路301取代，該PWM時脈電路301提供PCLK訊號，PCLK大致上與先前說明的MCLK相同，用於控制切換器SW並作為單一PWM時脈訊號以用於藉由PWM邏輯器102來初始化對應的PWM訊號。PWM時脈產生電路300的操作大致上與PWM時脈產生電路200一樣。
圖4是畫出在單相位或多相位組構電壓調節器100之 PWM控制器101內使用PWM時脈產生電路200之穩態期間之FVH、VR、VCOMP、MCLK對時間的時間圖。在這個狀況下，存在著相對低的負載動力或是穩態負載，因此VCOMP維持相對地穩定(相對時間顯示為平坦的線)。因為VCOMP改變得很小，假如有的話，該濾波器電路209作為緩衝，因為FVH跟隨VH而維持與VCOMP相差VW，如圖所示。該輸出電壓狀態也維持穩定，如此一來電流電路213貢獻了少量的電流或不貢獻電流至斜線升降電容器CR，或是斜線升降電容器CR貢獻了少量的電流或不貢獻電流至電流電路213。當VR重設回FVH時，第一個脈波發生在時間t1的MCLK上。接著，VR在穩態斜率層級根據來自電流槽IR的電流IR斜線下降。當VR在時間t2到達VCOMP時，它重設回FVH並引起MCLK的另一個脈波。重覆的操作，引起在時間t3之MCLK上的第三脈波，而操作在穩態期間隨著時間以大致上相同的方式重覆。在MCLK上的脈波間隔開來大約穩態操作期間的時間量。
圖5是畫出在單相位或多相位組構電壓調節器100之PWM控制器101內使用PWM時脈產生電路200之穩態期間之FVH、VR、VCOMP、MCLK對時間的時間圖，但沒有響應負載階躍暫態之電路209與213的效應。要注意的是仍然可以包括緩衝放大器207但沒有包括RF-CF的濾波器電路，因此圖5表示VH被供輸回斜線升降產生器206而不是FVH。因為有效地省略濾波器電路209(或者是無視它的效應)，提供該VH電壓以控制斜線升降電壓VR的上位準。 該負載階躍暫態發生在當斜線升降電壓VR重設回VH的時間t1。VCOMP在時間t1之後上升，而VH隨著VCOMP上升，在增加期間維持VW的電壓差動。因為電流電路213的效應也被省略(或是無視於它的效應)，該斜線升降電壓VR的斜率維持與顯示在圖4中穩態的狀況一樣。VR最後斜線下降至在大約時間t2時上升的VCOMP電壓，引起在MCLK上的第二脈波，造成了相對大的延遲時間，該延遲時間顯示為在時間t1與t2的前兩個脈波之間的TD1。當VCOMP與VH持續上升，雖然VR的斜率維持恆定，但VR的量開始減少，造成延遲時間的稍微減少，直到大約時間t3的第三脈波。但是減少在脈波之間響應至負載暫態的延遲時間會比較有利。
圖6是畫出在單相位或多相位組構電壓調節器100之PWM控制器101內使用的PWM時脈產生電路200之穩態期間之VH、FVH、VR、VCOMP、MCLK對時間的時間圖，使用響應負載階躍暫態之電路209與213的操作。包括了VH以例示VH與FVH之間的差異。負載階躍暫態發生在時間t1，這時斜線升降電壓VR重設回VH。VCOMP在時間t1之後上升而VH隨著時間VCOMP上升，在增加期間維持著VW的電壓差動。但是因為濾波器電路209的操作，FVH上升得比VH還要緩慢，導致FVH與VCOMP之間的差異少於VW(顯示為<VW)。雖然沒有明確地顯示，VO與VSRC因為負載階躍暫態而掉落，如此一來轉導放大器211的非反向輸入暫時來到它的反向輸入以下，使轉導放大器211 從節點VR將額外電流吸收。這個額外電流的吸收將斜線升降電容器CR更快速地放電，因此斜線升降電壓VR的負向斜率增加。以這種方式，VR較快到達VCOMP，而後引起了在只有TD2的延遲時間後在時間t2之MCLK上的第二脈波，如圖所示。使用濾波器電路209與電流電路213，延遲時間TD2會明顯少於延遲時間TD1，如此一來讓第二PWM脈波更快發生以響應負載階躍暫態。進一步來說，在時間t2時，該斜線升降電壓VR重設回FVH(FVH少於VH)，並且在時間t2之後從經降低的電壓FVH處開始斜線下降。VR以經增加之速率斜線下降並且在時間t3到達VCOMP，引起在MCLK上的第三脈波。要注意的是，當調節器100從負載階躍暫態回復，而輸出電壓狀態(VO或VSENS)增加回它的目標位準時，來自電流電路213的額外放電電流減少，因此VR的斜率開始減少回穩態。儘管如此，使用濾波器電路209與電流電路213讓在時間t2與t3時MCLK上的脈波與顯示在圖5中不具備濾波器電路209與電流電路213的狀況相比較起來更快速地發生。當電路從負載增加回復時，操作傾向於返回穩態，如圖4所示。
要注意的是，在一個實施例中，一個相反的效應發生以響應減少的負載階躍暫態，像是當負載忽然減少時。舉例來說，為了響應減少的負載階躍暫態，當VCOMP減少時，濾波器電路209延遲相對於FH的FVH，因此FVH實際上掉落得更為緩慢，實際上增加了在VCOMP與FVH之間的電壓差動，因此VR進一步地在脈波之間行進。進一步 來說，當輸出負載狀態增加時，該電流電路213提供電流至斜線升降電容器CR，因此該斜線升降電壓VR的斜率減少。總效應是PWM脈波與穩態相比以具有額外延遲的方式分佈開來以響應負載增加。該等效應可以視為有利的，因為引發在PWM脈波之間額外的延遲以響應至相對快的負載增加是有利的。在一個替代性實施例中，電流電路213以非對稱的方式施行，因此斜線升降電壓VR的斜率不會減少到最小的斜線斜率值以下，舉例來說，像是穩態值。在這種狀況下，為了響應經減少的負載階躍暫態，該斜線斜率減少至最小位準，或者維持在穩態位準。在一個實施例中，該電流電路213是非對稱的，如此一來它不是沒有提供任何電流就是提供與最小斜率值相關的預定最大數量。在另一個替代性實施例中，該濾波器電路209是非對稱的形式，因此在VCOMP與FVH之間的窗型電壓沒有增加到最大值以下以響應經減少的負載階躍暫態。在一個實施例中，舉例來說，該窗型電壓的最高限度在穩態窗型電壓VW或是剛好在穩態窗型電壓VW之上。進一步要注意的是，負載狀態的相對緩慢改變導致對於窗型電壓與斜率相對小的調整。
雖然本發明參照了其中的特定較佳版本在經考量詳細說明，但是其他版本與變動也可能發生，並且納入考慮。舉例來說，該斜線升降與比較器可以被反轉，可以複製並偏移該訊號以作為實現之用，可以將該控制方法對映至等效的數位控制方案等。本發明可以應用於一些同步與非同 步切換調節器電路架構。進一步來說，該等極性可以互相改變為負電壓裝置，而負邏輯可以如同正邏輯一樣實施。習於此技術者應該了解到他們在實際上可以使用所揭露的觀念與特定實施例作為設計或修改其他構造的基礎以提供與本發明之相同目的，而不偏離如同以下申請專利範圍所定義之本發明的精神與範疇。
101‧‧‧脈波寬度調變(PWM)控制器
102‧‧‧PWM邏輯器
105‧‧‧負載儲藏電容器
107‧‧‧負載
108‧‧‧裝置
200‧‧‧PWM時脈產生電路
201‧‧‧回饋電路
202‧‧‧誤差放大器
203‧‧‧比較器
205‧‧‧相位排序器
206‧‧‧斜線升降產生器
207‧‧‧緩衝放大器
209‧‧‧濾波器電路
211‧‧‧轉導放大器
213‧‧‧電流電路
300‧‧‧PWM時脈產生電路
301‧‧‧PWM時脈電路
CF‧‧‧濾波器電路
CR‧‧‧斜線升降產生器
CS‧‧‧電容器
FB‧‧‧回饋訊號
FVH‧‧‧經濾波遲滯電壓；具有訊號名稱的節點
GD1-GDN‧‧‧閘極驅動器
GND‧‧‧接地
gm‧‧‧轉導增益
IR‧‧‧斜線升降電流槽
IW‧‧‧電流源
L1-LN‧‧‧電感器
LG1-LGN‧‧‧下閘極切換訊號
MCLK‧‧‧主時脈訊號
PC‧‧‧脈波控制訊號；具有訊號名稱的節點
PCLK1-PCLKN‧‧‧PWM時脈訊號
PWM1-PWMN‧‧‧PWM訊號
Q11-QN1 & Q12-QN2‧‧‧電子電力切換裝置或切換器
RF‧‧‧濾波器電阻器
RR &RS‧‧‧電感器
RW‧‧‧窗型電阻器
SW‧‧‧切換器
TD1 & TD2‧‧‧延遲時間
t1-t3‧‧‧時間
UG1-UGN‧‧‧上閘極切換訊號
V1 & V2‧‧‧電壓
VCOMP‧‧‧補償電壓
VDD‧‧‧電壓供應
VH‧‧‧遲滯電壓；具有訊號名稱的節點
VIN1-VINN‧‧‧輸入電壓
VO‧‧‧輸出電壓；具有訊號名稱的節點
VPHASE1 -VPHASEN ‧‧‧相位節點
VR‧‧‧斜線升降電壓；具有訊號名稱的節點
VREF‧‧‧參考電壓
VRR‧‧‧電源
VRTN & VSRC‧‧‧來源電力電壓
VW‧‧‧窗型電壓
Z1‧‧‧第一補償阻抗
Z2‧‧‧第二補償阻抗
本發明的效益、特徵與優點已藉由以上的詳細說明與隨附圖式而變得更容易理解，其中：圖1是根據例示性實施例所施行之多相位電壓調節器的簡化概略圖與方塊圖；圖2是根據在圖1之PWM控制器內用於提供PWM時脈訊號PCLK1-PCLKN之多相位實施例施行的PWM時脈產生電路；圖3是根據在圖1之PWM控制器內用於提供PWM時脈訊號PCLK之單一多相位實施例施行的PWM時脈產生電路；圖4是畫出在圖1之單相位或多相位組構電壓調節器之PWM控制器內使用在圖2之PWM時脈產生電路之穩態期間之FVH、VR、VCOMP、MCLK對時間的時間圖；圖5是畫出在圖1之單相位或多相位組構電壓調節器之PWM控制器內使用在圖2之PWM時脈產生電路之穩態期間之FVH、VR、VCOMP、MCLK對時間的時間圖，但沒 有圖2中響應負載階躍暫態之濾波器與電流電路的效應；及圖6是畫出在圖1之單相位或多相位組構電壓調節器之PWM控制器內使用在圖2之PWM時脈產生電路之穩態期間之VH、FVH、VR、VCOMP、MCLK對時間的時間圖，使用圖2中響應負載階躍暫態之濾波器與電流電路的操作。
200‧‧‧PWM時脈產生電路
201‧‧‧回饋電路
202‧‧‧誤差放大器
203‧‧‧比較器
205‧‧‧相位排序器
206‧‧‧斜線升降產生器
207‧‧‧緩衝放大器
209‧‧‧濾波器電路
211‧‧‧轉導放大器
213‧‧‧電流電路
CF‧‧‧濾波器電路
CR‧‧‧斜線升降產生器
CS‧‧‧電容器
FB‧‧‧回饋訊號
FVH‧‧‧經濾波遲滯電壓
GND‧‧‧接地
gm‧‧‧轉導增益
IR‧‧‧斜線升降電流槽
IW‧‧‧電流源
MCLK‧‧‧主時脈訊號
PC‧‧‧脈波控制訊號
PCLK1-PCLKN‧‧‧PWM時脈訊號
RF‧‧‧濾波器電阻器
RR &RS‧‧‧電感器
RW‧‧‧窗型電阻器
SW‧‧‧切換器
V1 & V2‧‧‧電壓
VCOMP‧‧‧補償電壓
VDD‧‧‧電壓供應
VH‧‧‧遲滯電壓
VO‧‧‧輸出電壓
VR‧‧‧斜線升降電壓
VREF‧‧‧參考電壓
VRR‧‧‧電源
VRTN & VSRC‧‧‧來源電力電壓
VW‧‧‧窗型電壓
Z1‧‧‧第一補償阻抗
Z2‧‧‧第二補償阻抗

Claims (20)

  1. 一種用於電壓調節器的脈波控制時脈產生器，包含：比較器，該比較器將斜線升降電壓與補償電壓作比較並提供對應的脈波控制訊號，其中該補償電壓代表輸出電壓誤差；窗型電路，該窗型電路將窗型電壓增加至該補償電壓以提供遲滯電壓；濾波器電路，該濾波器電路將該遲滯電壓濾波以提供經濾波遲滯電壓，其中該補償電壓與該經濾波遲滯電壓之間的差異是穩態期間的該窗型電壓，及其中減少該差異以響應代表負載增加之該補償電壓的改變；斜線升降電路，該斜線升降電路提供根據該脈波控制訊號在經濾波遲滯電壓與該補償電壓之間作斜線升降的反覆斜線升降電壓；及電流電路，該電流電路增加該斜線升降電壓的斜率以響應該負載增加。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之脈波控制時脈產生器，其中該濾波器電路包含低通濾波器電路。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之脈波控制時脈產生器，其中該濾波器電路包含：電阻器，該電阻器具有接收該遲滯電壓的第一終端與耦合至濾波器節點的第二終端；電容器，該電容器具有耦合至該濾波器節點的第一終端與耦合至參考節點的第二終端；及 緩衝器，該緩衝器具有耦合至該濾波器節點的輸入與提供該經濾波遲滯電壓的輸出。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之脈波控制時脈產生器，其中該斜線升降電路包含：斜線升降電容器，該斜線升降電容器耦合在斜線升降節點與接地之間；及電流槽，該電流槽耦合在該斜線升降節點與接地之間，該電流槽從該斜線升降電容器汲取電流以減少在該斜線升降節點上的電壓；及其中該電流電路從該斜線升降電容器吸收額外電流以響應該負載增加。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之脈波控制時脈產生器，其中該電流槽汲取正比於可調整參考電壓的電流。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之脈波控制時脈產生器，其中該電流電路包含轉導誤差放大器，該轉導誤差放大器具有經耦合以感測輸出電壓狀態的輸入與經耦合至該斜線升降節點的輸出。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之脈波控制時脈產生器，其中該電流電路包含：電容器，該電容器具有第一終端與第二終端，第一終端耦合至輸出電壓節點；電阻器，該電阻器具有耦合至該電容器之該第二終端的第一終端及耦合至輸出參考節點的第二終端；及轉導放大器，該轉導放大器具有耦合至該電容器之該第二 終端的非反向輸入、耦合至該輸出參考節點的反向輸入及耦合至該斜線升降節點的輸出。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之脈波控制時脈產生器，其中該窗型電路形成該窗型電壓，該窗型電壓正比於可調整參考電壓，及其中該斜線升降電路形成該斜線升降電壓，該斜線升降電壓具有正比於該參考電壓的穩態斜率。
  9. 一種電壓調節器，包含：少一個切換電路，用於將至少一個輸入電壓轉換成經調節輸出電壓，其中該至少一個切換電路的每一者由至少一個脈波寬度調變(PWM)時脈訊號的對應者所控制；誤差放大器，該誤差放大器提供補償電壓，該補償電壓代表該經調節輸出電壓的誤差；及脈波控制時脈產生器，包含：比較器，該比較器將斜線升降電壓與該補償電壓作比較並提供脈波控制時脈訊號；PWM邏輯器，該PWM邏輯器將該脈波控制時脈訊號轉換成該至少一個PWM時脈訊號；窗型電路，該窗型電路將窗型電壓增加至該補償電壓以提供遲滯電壓；濾波器電路，該濾波器電路將該遲滯電壓濾波以提供經濾波遲滯電壓，其中在該補償電壓與該經濾波遲滯電壓之間的差異是穩態期間的該窗型電壓，及其中減少該差異以響應代表負載增加之該補償電壓的改變； 斜線升降電路，該斜線升降電路提供斜線升降電壓，該斜線升降電壓在該經濾波遲滯電壓與該補償電壓之間由該脈波控制時脈訊號控制來作斜線升降；及電流電路，該電流電路增加該斜線升降電壓的斜率以響應該負載增加。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之電壓調節器，其中該濾波器電路包含低通濾波器。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之電壓調節器，其中該濾波器電路包含：電阻器，該電阻器具有接收該遲滯電壓的第一終端及耦合至濾波器節點的第二終端；電容器，該電容器具有耦合至該濾波器節點的第一終端與耦合至參考節點的第二終端；及緩衝器，該緩衝器具有耦合至該濾波器節點的輸入及提供該經濾波遲滯電壓的輸出。
  12. 如申請專利範圍第9項所述之電壓調節器，其中該斜線升降電路包含：斜線升降電容器，該斜線升降電容器耦合在斜線升降節點與參考節點之間；及電流槽，該電流槽耦合在該斜線升降節點與該參考節點之間，該電流槽從該斜線升降電容器汲取電流。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之電壓調節器，其中該電流電路從該斜線升降電容器汲取額外電流以響應該負載增 加。
  14. 如申請專利範圍第12項所述之電壓調節器，其中該電流電路包含轉導誤差放大器，該轉導誤差放大器具有經耦合以感測輸出電壓狀態的輸入與經耦合至該斜線升降節點的輸出。
  15. 如申請專利範圍第12項所述之電壓調節器，其中該電流電路包含：電容器，該電容器具有第一終端與第二終端，第一終端耦合至輸出電壓節點；電阻器，該電阻器具有耦合至該電容器之該第二終端的第一終端及耦合至輸出參考節點的第二終端；及轉導放大器，該轉導放大器具有耦合至該電容器之該第二終端的非反向輸入、耦合至該輸出參考節點的反向輸入及耦合至該斜線升降節點的輸出。
  16. 如申請專利範圍第9項所述之電壓調節器，其中：該至少一個切換電路包含複數個切換電路，該複數個切換電路每一者均由複數個PWM時脈訊號的對應者控制；及其中該PWM邏輯器包含相位排序器，該相位排序器將該脈波控制時脈訊號轉換成主時脈訊號及該複數個PWM時脈訊號。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之電壓調節器，其中該斜線升降電路將該斜線升降電壓重設成該經濾波遲滯電壓以用於該主時脈訊號的每一次確認。
  18. 一種產生用於電壓產生器之脈波控制訊號的方法，包含：將斜線電壓與補償電壓作比較並提供對應的脈波控制訊號，其中該補償電壓代表輸出電壓誤差；提供窗型電壓並將窗型電壓增加至該補償電壓以提供遲滯電壓；將該遲滯電壓濾波以提供經濾波遲滯電壓，其中在該補償電壓與該經濾波遲滯電壓之間的差異是穩態期間的該窗型電壓，及其中減少該差異以響應代表負載增加之該補償電壓的改變；提供反覆的斜線升降電壓，該斜線升降電壓在該經濾波遲滯電壓與該補償電壓之間作斜線升降；及增加斜線升降電壓的斜率以響應電壓產生器的負載增加。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中將該遲滯電壓濾波包含以低通濾波器將該遲滯電壓濾波。
  20. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中增加該斜線升降電壓的斜率包含增加斜線升降電容器的放電以響應負載增加。
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