JP2003009517A - パワーコンバータにおける損失及びノイズ低減 - Google Patents
パワーコンバータにおける損失及びノイズ低減Info
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Abstract
オフ後、回路内の寄生容量とインダクタンスとの間のエ
ネルギーやりとりがノイズの原因となるので、これをな
くし、変換効率を高める。 【解決手段】 (a)引き続いて生ずるパワー変換サイ
クルの間、入力電源から単方向導電性素子を介して負荷
にエネルギーを転送すべく接続された誘導性素子を含む
スイッチングパワー変換回路、及び該パワー変換サイク
ルの一部において該誘導性素子に共振して寄生発振を生
ずる回路容量を含み、(b)該誘導性素子内のエネルギ
ーをトラップして該寄生発振を抑制するクランプ回路を
設ける。
Description
ルギー損失及びノイズの低減に関する。
にて動作する、典型的なPWM非アイソレーションDC
−DCシャントブーストコンバータ20は、例えば、連
続して生ずるパワー変換サイクル10において、パワー
すなわち電力が処理される。スイッチ22が開状態であ
って各パワー変換サイクル10の電力転送帰還12にお
いて、単極性入力電圧源26からの入力電圧Vinにお
いて受信した電力は、ダイオード24を介して入力イン
ダクタ21から単極性負荷(図示せず)に流れる電流と
して電圧Voutに転送される。Voutは入力電圧、
Vinよりも高い。
生インダクタンスの無いかつダイオード24の逆リカバ
リ時間がゼロである理想的なコンバータの波形を示して
いる。電力転送期間12の間、インダクタの電流は、リ
ニアに減少して時刻tcrossにおいてゼロ値に達す
る。時刻tcrossにおいて、理想的ダイオードは、
直ちにスイッチオフして、負荷から入力源に向けて電流
が戻ることを禁止する。そして、インダクタの電流は、
スイッチ22が時刻ts1offのおいて再び閉成する
までゼロに維持される。よって、時刻tcrossから
ts1onまでの間においてはエネルギーの蓄積は無
い。
14において、スイッチ22は閉成し、ダイオードの左
側(ノード23)は接地され、ダイオードの中には電流
が流れない。代わりに、シャント電流(Is)が閉成し
たスイッチ22を介して電源26からインダクタ21に
流入する。理想的な部品の組み合わせを用いた回路にお
いては、スイッチ22がターンオフして新たな電力転送
期間12が始まると、インダクタを流れる電流がゼロか
ら流れ始めて時刻tsloffまでリニアに増大する。
理想的(例えば、バイポーラダイオードにおいては逆リ
カバリ時間が存在しショットキーダイオードにおいては
ダイオード容量が存在する)であるような非理想的コン
バータにおいては、振動的リンギングが時刻tcros
sの後に生ずる。一つの例においては、図1において示
された種類の非理想的コンバータについての波形が図2
(C)及び2(D)において示されている。ダイオード
の逆リカバリ特性の故に当該ダイオードは時刻tcro
ssにおける逆電流を阻止しない。代わりに、ダイオー
ド24を通って逆方向に電流が流れ期間18の間インダ
クタ21にこの電流が流れ込む。時刻tdoffにおい
て、ダイオードは完全にオフしてダイオード内の逆電流
はゼロになる。
の故に、時刻tdoffにおいて、エネルギーがインダ
クタに蓄積される(リカバリエネルギー)。加えて、図
示はしていないが、スイッチ22、ダイオード24及び
インダクタ24の寄生容量などの寄生回路容量も時刻t
doffにおいてエネルギーを蓄積する。(例えば、ス
イッチ22の寄生容量がVoutに略等しい電圧にまで
充電される。
における寄生容量とインダクタとの間でやり取りされ
る。図2(C)及び2(D)において示したように、該
エネルギーのやり取りは、回路における振動的リンギン
グノイズの原因となる。更に、かかる振動的電流の存在
が、時刻tslonにおいてスイッチが閉成して、次の
シャント期間のスタートにおける回路内のエネルギーの
無駄な消費の原因となる。該エネルギー損失は1つのサ
イクルにおいて処理される全エネルギーのスーパーセン
トに達し得る。
われるパワー変換サイクルの間に入力源から負荷へ単方
向導電素子を介してエネルギーを転送する誘導性素子
と、該パワー変換サイクルの1部の間において該誘導性
素子と共振して寄生発振を生ずる回路容量と、を含むス
イッチングパワー変換回路、及び(b)該誘導性素子の
エネルギーをトラップして該寄生発振を抑制するクラン
プ回路を含む装置にある。
んでいる。すなわち、パワー変換回路は、シャントスイ
ッチを含む単極性非アイソレーションブーストコンバー
タからなる。該パワー変換回路は不連続モードによって
動作せしめられる。該クランプ回路は該インダクタにお
けるエネルギーを非消費的にトラップするようになって
いる。該クランプ回路は制御された期間において該イン
ダクタを短絡することによって該エネルギーをトラップ
するようになっている。該誘導性素子は、チョークもし
くはトランスからなっている。該素子はインダクタに並
列に接続された第2スイッチを含んでいる。該第2スイ
ッチは、該インダクタに直接的に並列接続されているか
又は該インダクタに並列に誘導的に結合している。該第
2スイッチはダイオードに直列接続された電界効果トラ
ンジスタからなっている。
スイッチを含み、単極性かつ非アイソレーションブース
トコンバータとスイッチコントローラとからなり、該ス
イッチコントローラは、該シャントスイッチが開放され
ている電力転送期間と該シャントスイッチが閉成されて
いるシャント期間とのタイミングを制御するようになっ
ている。
続モードにおいて生ずるように制御される。該第2スイ
ッチは、該シャントスイッチが閉成する前の期間におい
て開放せしめられて装置内の寄生容量を放電する。該パ
ワー変換回路は、少なくとも1つの単極性アイソレーシ
ョンシングルエンディッドフォワードコンバータ、バッ
ク(buck)コンバータ、フライバックコンバータ、ゼロ
電流スイッチングコンバータ、PWMコンバータ、双極
性非アイソレーションブーストコンバータ、双極性非ア
イソレーションバックコンバータ、双極性アイソレーシ
ョンブーストコンバータ及び双極性アイソレーションバ
ックコンバータの少なくとも1つからなる。本発明の他
の特徴は、パワー変換サイクルの一部において誘導性素
子内のエネルギーをトラップすることによって寄生発振
を抑制する方法である。
消費形態にてエネルギーを解放するステップを含んでい
る。該エネルギーは、制御された期間において該誘導性
素子を短絡することによってトラップされる。該短絡
は、該誘導性素子に並列に有効接続された第2スイッチ
によってなされる。該第2スイッチは、パワー変換サイ
クルの1部において解放せしめられて寄生容量を放電せ
しめる。本発明は、コンバータ内の誘導性素子及び容量
性素子の間におけるエネルギーの振動的転送によって該
コンバータ内の生成される望ましくないリンギングノイ
ズを減少させることであり、かつこのエネルギーをリサ
イクルして、コンバータ内のスイッチング素子のターン
オンに伴うエネルギーの消費的損失を減少させることで
ある。
特許請求の範囲の記載から明らかとなる。
うに、時刻tdoffにおいて、スイッチ22の両端の
寄生容量がVinより大なる電圧(ほぼVoutに等し
い)に充電されて、ダイオード24内の逆リカバリによ
ってL1内を電流が流れる。時刻tdoffの後、スイ
ッチ22が開放状態であってダイオードが非導通である
とき、回路寄生容量とインダクタL1によって形成され
る共振回路内に蓄積されるエネルギーがIin及びVs
における振動的リンギングを生ずる。この振動(ここで
は「寄生振動」又は単に「ノイズ」と称される)は電力
変換プロセスには無関係であり、コンバータにノイズフ
ィルタリング部品(図示せず)を追加することを必要と
する。更に、時刻tdoffの後に、スイッチ22が閉
じると、このエネルギーの部分もしくは全ての無駄な損
失が生ずる(スイッチングロス)。
加えることによって、当該ノイズを抑制することがで
き、蓄えられたエネルギーをインダクタにトラップする
事が出来、ほぼ損失なしに回路に戻すことが出来る。こ
のエネルギーの捕捉及びその後の解放は制御された時間
内においてインダクタの両端を短絡しかつ非短絡とする
ことによって達成する事が出来る。
アイソレーション不連続ブーストコンバータ回路28が
リカバリスイッチRs30及びダイオード32からなる
直列回路を含み、この直列回路はインダクタ34の両端
に接続され、制御回路36がリカバリスイッチ30及び
シャントスイッチ38のオンオフ期間を制御する。リカ
バリスイッチ30は次のようなサイクルでターンオン・
オフせしめられる。このスイッチは、インダクタの両端
電圧VB(図3)が負であるパワー転送期間12の間の
いずれかにおいてターンオンせしめられる。なんとなれ
ばこれはダイオード32が逆バイアスされることになる
からである。逆リカバリ期間において、ダイオード32
はダイオード38からリカバリスイッチ30に電流が流
れ込むのを禁止する。かわりに逆リカバリエネルギーが
インダクタに蓄積される。
量内に蓄積されたエネルギーがインダクタとの間でやり
取りされ、シャントスイッチ22の両端電圧Vsがリン
グダウンする。電圧Vsが入力電圧Vinにまでリング
ダウンしたとき、電圧VBはゼロに等しく、リカバリダ
イオード32が導通し、リカバリスイッチ30及びダイ
オード32がインダクタ34の両端を短絡する。この状
態において、インダクタ34は他のどの回路部品ともエ
ネルギーのやり取りをする事ができない。よってエネル
ギーはインダクタ内に“トラップ(trap)”され、主回
路におけるリンギングがほぼ取り除かれる。
ャント期間が始まる前に、リカバリスイッチが開放せし
められる。インダクタにトラップされた電流が入力源に
向かって逆に流れるので、リカバリスイッチ30の開放
によって寄生回路容量のロスのない充放電およびシャン
トスイッチ両端の電圧Vsの低減が得られる。シャント
スイッチ電圧Vsの減少によって、寄生容量の放電に伴
うシャントスイッチにおけるロス(ターンオンロス)が
抑制され、あるいは場合によってはほぼ取り除かれる。
の開放とシャントスイッチ22の閉成との間の遅延時間
は調整されて、シャントスイッチの閉成がリカバリスイ
ッチの開放に続く時刻trsoffに続く電圧Vsの最
初の極小値の生ずるタイミングにほぼ等しいタイミング
において生ずる。図4における破線は、シャントスイッ
チ22がその時点においてターンオンされなかった場合
に電圧Vsが、時刻tslonの後に振動をどのように
続けるかを示している。すなわち図示していないが、該
電圧がゼロに向かってリングダウンする場合は、シャン
トスイッチにおけるターンオンロスがほぼ取り除かれ
る。容量エネルギーは電圧の二乗に比例する故、いかな
る電圧低減も重要である。
直接リカバリスイッチ及びダイオードの回路を設ける代
わりに、リカバリスイッチ50及びダイオード52がイ
ンダクタに変圧器結合した二次巻線54に直列に接続さ
れている。この直列回路はスイッチの制御の容易さの為
に回路の接地側に接続されている。この制御スイッチは
ダイオードに直列なMOSFETとして実現できる。タ
ーンオンロスがスイッチ50の本体キャパシタの結果と
して生ずるが、スイッチダイが比較的小さいので、該容
量も比較的小さい。
Vacによって動作する双極性不連続ブーストコンバー
タ60において、図4に示されたトランス結合スイッチ
ング技術が用いられている。しかしながら、この場合、
巻線66の両端に2つのリカバリスイッチ62、64が
接続されている。これらのリカバリスイッチのうちの一
方は、入力電源Vacの1つの極性の為に常にオンとな
っており、残りのリカバリスイッチは図4に示したと同
じ技術を用いてターンオン及びターンオフせしめられ
る。入力電源の極性が逆になるとシナリオは逆となる。
とは同時にオンとされると電源を短絡してしまうので、
そうならないように注意すべきである。上記したエネル
ギートラップ技術は誘導性および容量性回路素子におい
てエネルギーが蓄積されてコンバータ内の寄生振動を生
ずるようなアイソレーションもしくは非アイソレーショ
ン、PWM、もしくは共振型のどのようなパワーコンバ
ータにも適用され得る。
ションバックコンバータ70を示しており、このコンバ
ータはクランプ回路76を含んでいる。かかるコンバー
タにおいて、入力電源72から供給される電圧Vinは
負荷81に供給される直流出力電圧Voutよりも高電
圧である。コンバータ動作サイクルの最初の1部におい
て、スイッチ74が閉成せしめられ、エネルギーが出力
インダクタ82を介して入力電源72から負荷に向けて
転送される。コンバータ動作サイクルの第2の部分にお
いて、該スイッチが開放せしめられ、インダクタ82内
に蓄積されたエネルギーが出力電流Ioとしてダイオー
ド75を介して負荷に供給される。負荷の値がある下限
値よりも大きい限り、出力電流Ioが出力インダクタL
o82内を連続して流れる。しかしながら、該下限値を
下回ると、出力インダクタ82を流れる電流の瞬時値が
ゼロに低下し、逆に流れようとする。このような状態に
おいて、もしクランプ回路76が存在しないならば、ダ
イオードがブロックして、インダクタ82と回路寄生容
量との間をエネルギーが行き来して振動が生ずる。この
回路寄生容量は、図示していないが、例えばスイッチ7
4、ダイオード75、インダクタ82及びクランプ回路
76に伴う寄生容量である。クランプ回路を伴う図7の
コンバータにおける波形が図8(A)及び8(B)に示
されている。
=0において、スイッチ74がオンとなり、電圧VDが
Vinにほぼ等しく、電流IoがLoの両端に印加され
る電圧の極性の故に増大する。時刻tsoffにおい
て、スイッチ74がターンオフし電圧VDが、ダイオー
ド75の寄生容量が放電せしめられて、ダイオードが導
通するのでほぼゼロに低下する。クランプスイッチ78
は電圧VDがVout以下に低下した後のタイミングに
おいてターンオンせしめられ得る。
ロに低下して逆に流れようとする。ダイオード75が導
通を停止した後、電圧VDがDoutにほぼ等しいとき
時刻tcにおいてクランプダイオード80が導通を始め
るまでリングアップする。時刻tc及びtcoffの間
において、該クランプ回路はインダクタをクランプして
寄生振動を禁止する。時刻tcoffにおいて、クラン
プスイッチが開放せしめられ、電圧VDがVinに向け
てリングアップする。時刻tsonにおいて、スイッチ
74が閉成し、次のコンバータ動作サイクルが始まる。
スイッチングコントローラ77は2つのスイッチ74、
78の相対的タイミングを制御する。図4に関連して検
討されたタイミングについて、クランプスイッチ78の
開放とスイッチ74の間の遅延が、調整されて、スイッ
チ74の閉成がクランプスイッチ78の開放に続く電圧
Vsの第1の極大値の生ずる時点にほぼ対応する。これ
はスイッチ74の閉成に伴うスイッチングロスを最小に
するかもしくは取り除く。
のコンバータにおいても用いられ得る。他の実施例は特
許請求の範囲の範囲内にある。たとえば、上記した技術
は、クランプされない誘導性及び容量性エネルギー蓄積
素子の間を行き来するエネルギーの結果として生ずる好
ましくない振動が生ずる時間があるどのようなスイッチ
ングパワーコンバータにも適用され得る。
明によるクランプ回路76を含むアイソレーションシン
グルエンディッドコンバータを示している。図9(A)
は単極性シングルエンディッドフォワードPWMコンバ
ータを示し、図9(B)は単極性シングルエンディッド
ゼロ電流スイッチングフォワードコンバータ(この明細
書に組み込まれる米国特許第4,415,959号に記
載されている)を示している。図9(C)は、フライバ
ックトランスの1次巻線105に接続されたクランプ回
路76を含む単極性シングルエンディッド フライバッ
クコンバータを示している。図9(D)はフライバック
トランス の二次巻線104に接続されたクランプ回路
を含む単極性シングルエンディッドフライバックコンバ
ータを示している。
気的結合のものに変形する事が出来る。また、この技術
にさらに適用され得る技術は共振、擬似共振非アイソレ
ーションブーストバック及びバックブーストコンバータ
である。図6の双極性クランプ回路及びこれに等価な回
路を用いることによって本発明による技術が単極性PW
M共振及び擬似共振非アイソレーションブーストバック
及びバックブーストコンバータの双極性均等物に適用で
きる。
す回路図。
す回路図。
す回路図。
路図。
す回路図。
Claims (29)
- 【請求項1】 引き続いて生ずるパワー変換サイクルの
間に負荷に向けて入力電源からのエネルギーを単方向導
通素子を介して転送すべく接続された誘導性素子を含ん
で前記負荷に前記入力電源からの電力を変換するスイッ
チングパワー変換装置と、 前記パワー変換サイクルの一部において、前記誘導性素
子と共振してパワー変換プロセスには無関係な寄生発振
を生ずる回路容量と、 前記誘導性素子におけるエネルギーをトラップして前記
寄生発振を禁止するクランプ回路と、を含む装置。 - 【請求項2】 請求項1記載の装置であって、前記パワ
ー変換装置は、シャントスイッチを含む単極性非アイソ
レーションブーストコンバータであることを特徴とする
装置。 - 【請求項3】 請求項2記載の装置であって、前記シャ
ントスイッチが不連続モードにおいて生ずるパワー変換
を生ずるべく制御されることを特徴とする装置。 - 【請求項4】 請求項1記載の装置であって、前記クラ
ンプ回路は前記インダクタ内のエネルギーをほぼ非消費
的にトラップするようになされていることを特徴とする
装置。 - 【請求項5】 請求項1記載の装置であって、前記クラ
ンプ回路は制御された期間において前記インダクタを短
絡することによってエネルギーをトラップするようにな
された素子を含むことを特徴とする装置。 - 【請求項6】 請求項1記載の装置であって、前記誘導
性素子はチョークであることを特徴とする装置。 - 【請求項7】 請求項1記載の装置であって、前記誘導
性素子はトランスであることを特徴とする装置。 - 【請求項8】 請求項5記載の装置であって、前記素子
は前記インダクタに並列に有効接続された第2スイッチ
を含むことを特徴とする装置。 - 【請求項9】 請求項8記載の装置であって、前記第2
スイッチは前記インダクタに直接的に並列に接続されて
いることを特徴とする装置。 - 【請求項10】 請求項8記載の装置であって、前記第
2スイッチは前記インダクタに並列に誘導的に結合して
いることを特徴とする装置。 - 【請求項11】 請求項8記載の装置であって、前記第
2スイッチはダイオードに直列接続された電界効果トラ
ンジスタを含むことを特徴とする装置。 - 【請求項12】 請求項8記載の装置であって、前記パ
ワー変換装置はシャントスイッチ及びスイッチコントロ
ーラを含む単極性非アイソレーションブーストコンバー
タであって、前記スイッチコントローラは前記シャント
スイッチが開放している電力転送期間を前記シャントス
イッチが閉成しているシャント期間とのタイミングを制
御することを特徴とする装置。 - 【請求項13】 請求項12記載の装置であって、前記
シャントスイッチが非連続モードにおいてパワー変換を
生ずるように制御されることを特徴とする装置。 - 【請求項14】 請求項12記載の装置であって、前記
第2スイッチは装置における寄生容量を放電すべく前記
シャントスイッチが閉成される前にある期間だけ前記第
2スイッチが開放せしめられることを特徴とする装置。 - 【請求項15】 請求項1記載の装置であって、前記パ
ワー変換装置が単極性非アイソレーションシングルエン
ディッドフォワードコンバータであることを特徴とする
装置。 - 【請求項16】 請求項15記載の装置であって、前記
パワー変換装置はバックコンバータであることを特徴と
する装置。 - 【請求項17】 請求項15記載の装置であって、前記
パワー変換装置がフライバックコンバータであることを
特徴とする装置。 - 【請求項18】 請求項15記載の装置であって、前記
シングルエンディッドフォワードコンバータは、ゼロ電
流スイッチングコンバータであることを特徴とする装
置。 - 【請求項19】 請求項15記載の装置であって、前記
シングルエンディッドフォワードコンバータは、PWM
コンバータであることを特徴とする装置。 - 【請求項20】 請求項1記載の装置であって、前記パ
ワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコン
バータであることを特徴とする装置。 - 【請求項21】 請求項1記載の装置であって、前記パ
ワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコン
バータであることを特徴とする装置。 - 【請求項22】 請求項1記載の装置であって、前記パ
ワー変換装置は双極性非アイソレーションバックコンバ
ータであることを特徴とする装置。 - 【請求項23】 請求項1記載の装置であって、前記パ
ワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコン
バータであることを特徴とする装置。 - 【請求項24】 請求項1記載の装置であって、前記パ
ワー変換装置は双極性非アイソレーションバックコンバ
ータであることを特徴とする装置。 - 【請求項25】 引き続いて生ずるパワー変換サイクル
において入力電源からのパワーを変換して負荷に転送
し、かつ前記入力電源から前記負荷に単方向導通素子を
介してパワーを転送すべく接続された誘導性素子及び前
記パワー変換サイクルの一部において前記誘導性素子と
共振してパワー変換プロセスとは無関係な寄生発振を生
ずる回路容量を含むパワーコンバータにおける前記寄生
発振の禁止方法であって、 前記パワー変換サイクルの一部において前記誘導性素子
内のエネルギーをトラップするクランプ回路を設けるス
テップからなることを特徴とする方法。 - 【請求項26】 請求項25記載の方法であって、前記
インダクタからエネルギーを非消費的に解放するステッ
プを更に有することを特徴とする方法。 - 【請求項27】 請求項25記載の方法であって、該エ
ネルギーのトラップは制御された期間において前記誘導
性素子を短絡することによってなされることを特徴とす
る方法。 - 【請求項28】 請求項27記載の方法であって、該短
絡は前記誘導性素子に並列に有効接続された第2スイッ
チによってなされることを特徴とする方法。 - 【請求項29】 請求項28記載の方法であって、前記
パワー変換サイクルの一部において前記第2スイッチを
開放して寄生容量を放電するステップを更に含むことを
特徴とする方法。
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