JP2003009517A - パワーコンバータにおける損失及びノイズ低減 - Google Patents

パワーコンバータにおける損失及びノイズ低減

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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】パワーコンバータにおいて、スイッチング素子
オフ後、回路内の寄生容量とインダクタンスとの間のエ
ネルギーやりとりがノイズの原因となるので、これをな
くし、変換効率を高める。 【解決手段】 （ａ）引き続いて生ずるパワー変換サイ
クルの間、入力電源から単方向導電性素子を介して負荷
にエネルギーを転送すべく接続された誘導性素子を含む
スイッチングパワー変換回路、及び該パワー変換サイク
ルの一部において該誘導性素子に共振して寄生発振を生
ずる回路容量を含み、（ｂ）該誘導性素子内のエネルギ
ーをトラップして該寄生発振を抑制するクランプ回路を
設ける。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】本発明は、パワーコンバータにおけるエネ
ルギー損失及びノイズの低減に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１及び２に示すように、不連続モード
にて動作する、典型的なＰＷＭ非アイソレーションＤＣ
−ＤＣシャントブーストコンバータ２０は、例えば、連
続して生ずるパワー変換サイクル１０において、パワー
すなわち電力が処理される。スイッチ２２が開状態であ
って各パワー変換サイクル１０の電力転送帰還１２にお
いて、単極性入力電圧源２６からの入力電圧Ｖｉｎにお
いて受信した電力は、ダイオード２４を介して入力イン
ダクタ２１から単極性負荷（図示せず）に流れる電流と
して電圧Ｖｏｕｔに転送される。Ｖｏｕｔは入力電圧、
Ｖｉｎよりも高い。
【０００３】図２（Ａ）及び２（Ｂ）は、寄生容量や寄
生インダクタンスの無いかつダイオード２４の逆リカバ
リ時間がゼロである理想的なコンバータの波形を示して
いる。電力転送期間１２の間、インダクタの電流は、リ
ニアに減少して時刻ｔｃｒｏｓｓにおいてゼロ値に達す
る。時刻ｔｃｒｏｓｓにおいて、理想的ダイオードは、
直ちにスイッチオフして、負荷から入力源に向けて電流
が戻ることを禁止する。そして、インダクタの電流は、
スイッチ２２が時刻ｔｓ１ｏｆｆのおいて再び閉成する
までゼロに維持される。よって、時刻ｔｃｒｏｓｓから
ｔｓ１ｏｎまでの間においてはエネルギーの蓄積は無
い。
【０００４】前記サイクルの各々におけるシャント期間
１４において、スイッチ２２は閉成し、ダイオードの左
側（ノード２３）は接地され、ダイオードの中には電流
が流れない。代わりに、シャント電流（Ｉｓ）が閉成し
たスイッチ２２を介して電源２６からインダクタ２１に
流入する。理想的な部品の組み合わせを用いた回路にお
いては、スイッチ２２がターンオフして新たな電力転送
期間１２が始まると、インダクタを流れる電流がゼロか
ら流れ始めて時刻ｔｓｌｏｆｆまでリニアに増大する。
【０００５】寄生回路容量が存在したりダイオードが非
理想的（例えば、バイポーラダイオードにおいては逆リ
カバリ時間が存在しショットキーダイオードにおいては
ダイオード容量が存在する）であるような非理想的コン
バータにおいては、振動的リンギングが時刻ｔｃｒｏｓ
ｓの後に生ずる。一つの例においては、図１において示
された種類の非理想的コンバータについての波形が図２
（Ｃ）及び２（Ｄ）において示されている。ダイオード
の逆リカバリ特性の故に当該ダイオードは時刻ｔｃｒｏ
ｓｓにおける逆電流を阻止しない。代わりに、ダイオー
ド２４を通って逆方向に電流が流れ期間１８の間インダ
クタ２１にこの電流が流れ込む。時刻ｔｄｏｆｆにおい
て、ダイオードは完全にオフしてダイオード内の逆電流
はゼロになる。
【０００６】ダイオード逆リカバリ期間における逆電流
の故に、時刻ｔｄｏｆｆにおいて、エネルギーがインダ
クタに蓄積される（リカバリエネルギー）。加えて、図
示はしていないが、スイッチ２２、ダイオード２４及び
インダクタ２４の寄生容量などの寄生回路容量も時刻ｔ
ｄｏｆｆにおいてエネルギーを蓄積する。（例えば、ス
イッチ２２の寄生容量がＶｏｕｔに略等しい電圧にまで
充電される。
【０００７】時刻ｔｄｏｆｆの後、エネルギーが回路内
における寄生容量とインダクタとの間でやり取りされ
る。図２（Ｃ）及び２（Ｄ）において示したように、該
エネルギーのやり取りは、回路における振動的リンギン
グノイズの原因となる。更に、かかる振動的電流の存在
が、時刻ｔｓｌｏｎにおいてスイッチが閉成して、次の
シャント期間のスタートにおける回路内のエネルギーの
無駄な消費の原因となる。該エネルギー損失は１つのサ
イクルにおいて処理される全エネルギーのスーパーセン
トに達し得る。
【０００８】
【発明の概要】本発明の１つの特徴は、（ａ）次々と表
われるパワー変換サイクルの間に入力源から負荷へ単方
向導電素子を介してエネルギーを転送する誘導性素子
と、該パワー変換サイクルの１部の間において該誘導性
素子と共振して寄生発振を生ずる回路容量と、を含むス
イッチングパワー変換回路、及び（ｂ）該誘導性素子の
エネルギーをトラップして該寄生発振を抑制するクラン
プ回路を含む装置にある。
【０００９】本発明の実施例としては次のいくつかを含
んでいる。すなわち、パワー変換回路は、シャントスイ
ッチを含む単極性非アイソレーションブーストコンバー
タからなる。該パワー変換回路は不連続モードによって
動作せしめられる。該クランプ回路は該インダクタにお
けるエネルギーを非消費的にトラップするようになって
いる。該クランプ回路は制御された期間において該イン
ダクタを短絡することによって該エネルギーをトラップ
するようになっている。該誘導性素子は、チョークもし
くはトランスからなっている。該素子はインダクタに並
列に接続された第２スイッチを含んでいる。該第２スイ
ッチは、該インダクタに直接的に並列接続されているか
又は該インダクタに並列に誘導的に結合している。該第
２スイッチはダイオードに直列接続された電界効果トラ
ンジスタからなっている。
【００１０】本発明によるパワー変換回路は、シャント
スイッチを含み、単極性かつ非アイソレーションブース
トコンバータとスイッチコントローラとからなり、該ス
イッチコントローラは、該シャントスイッチが開放され
ている電力転送期間と該シャントスイッチが閉成されて
いるシャント期間とのタイミングを制御するようになっ
ている。
【００１１】該シャントスイッチは、パワー変換が不連
続モードにおいて生ずるように制御される。該第２スイ
ッチは、該シャントスイッチが閉成する前の期間におい
て開放せしめられて装置内の寄生容量を放電する。該パ
ワー変換回路は、少なくとも１つの単極性アイソレーシ
ョンシングルエンディッドフォワードコンバータ、バッ
ク（buck）コンバータ、フライバックコンバータ、ゼロ
電流スイッチングコンバータ、ＰＷＭコンバータ、双極
性非アイソレーションブーストコンバータ、双極性非ア
イソレーションバックコンバータ、双極性アイソレーシ
ョンブーストコンバータ及び双極性アイソレーションバ
ックコンバータの少なくとも１つからなる。本発明の他
の特徴は、パワー変換サイクルの一部において誘導性素
子内のエネルギーをトラップすることによって寄生発振
を抑制する方法である。
【００１２】本発明の実施例は該インダクタから非電力
消費形態にてエネルギーを解放するステップを含んでい
る。該エネルギーは、制御された期間において該誘導性
素子を短絡することによってトラップされる。該短絡
は、該誘導性素子に並列に有効接続された第２スイッチ
によってなされる。該第２スイッチは、パワー変換サイ
クルの１部において解放せしめられて寄生容量を放電せ
しめる。本発明は、コンバータ内の誘導性素子及び容量
性素子の間におけるエネルギーの振動的転送によって該
コンバータ内の生成される望ましくないリンギングノイ
ズを減少させることであり、かつこのエネルギーをリサ
イクルして、コンバータ内のスイッチング素子のターン
オンに伴うエネルギーの消費的損失を減少させることで
ある。
【００１３】他の利点もしくは特徴は以下の説明および
特許請求の範囲の記載から明らかとなる。
【００１４】
【実施の形態】図１、２（Ｃ）及び２（Ｄ）に示したよ
うに、時刻ｔｄｏｆｆにおいて、スイッチ２２の両端の
寄生容量がＶｉｎより大なる電圧（ほぼＶｏｕｔに等し
い）に充電されて、ダイオード２４内の逆リカバリによ
ってＬ１内を電流が流れる。時刻ｔｄｏｆｆの後、スイ
ッチ２２が開放状態であってダイオードが非導通である
とき、回路寄生容量とインダクタＬ１によって形成され
る共振回路内に蓄積されるエネルギーがＩｉｎ及びＶｓ
における振動的リンギングを生ずる。この振動（ここで
は「寄生振動」又は単に「ノイズ」と称される）は電力
変換プロセスには無関係であり、コンバータにノイズフ
ィルタリング部品（図示せず）を追加することを必要と
する。更に、時刻ｔｄｏｆｆの後に、スイッチ２２が閉
じると、このエネルギーの部分もしくは全ての無駄な損
失が生ずる（スイッチングロス）。
【００１５】この回路電圧をクランプするメカニズムを
加えることによって、当該ノイズを抑制することがで
き、蓄えられたエネルギーをインダクタにトラップする
事が出来、ほぼ損失なしに回路に戻すことが出来る。こ
のエネルギーの捕捉及びその後の解放は制御された時間
内においてインダクタの両端を短絡しかつ非短絡とする
ことによって達成する事が出来る。
【００１６】図３に示した実施例においては、単極性非
アイソレーション不連続ブーストコンバータ回路２８が
リカバリスイッチＲｓ３０及びダイオード３２からなる
直列回路を含み、この直列回路はインダクタ３４の両端
に接続され、制御回路３６がリカバリスイッチ３０及び
シャントスイッチ３８のオンオフ期間を制御する。リカ
バリスイッチ３０は次のようなサイクルでターンオン・
オフせしめられる。このスイッチは、インダクタの両端
電圧ＶＢ（図３）が負であるパワー転送期間１２の間の
いずれかにおいてターンオンせしめられる。なんとなれ
ばこれはダイオード３２が逆バイアスされることになる
からである。逆リカバリ期間において、ダイオード３２
はダイオード３８からリカバリスイッチ３０に電流が流
れ込むのを禁止する。かわりに逆リカバリエネルギーが
インダクタに蓄積される。
【００１７】ダイオードがオフとなった後、回路寄生容
量内に蓄積されたエネルギーがインダクタとの間でやり
取りされ、シャントスイッチ２２の両端電圧Ｖｓがリン
グダウンする。電圧Ｖｓが入力電圧Ｖｉｎにまでリング
ダウンしたとき、電圧ＶＢはゼロに等しく、リカバリダ
イオード３２が導通し、リカバリスイッチ３０及びダイ
オード３２がインダクタ３４の両端を短絡する。この状
態において、インダクタ３４は他のどの回路部品ともエ
ネルギーのやり取りをする事ができない。よってエネル
ギーはインダクタ内に“トラップ（trap）”され、主回
路におけるリンギングがほぼ取り除かれる。
【００１８】その後、シャントスイッチが閉成されてシ
ャント期間が始まる前に、リカバリスイッチが開放せし
められる。インダクタにトラップされた電流が入力源に
向かって逆に流れるので、リカバリスイッチ３０の開放
によって寄生回路容量のロスのない充放電およびシャン
トスイッチ両端の電圧Ｖｓの低減が得られる。シャント
スイッチ電圧Ｖｓの減少によって、寄生容量の放電に伴
うシャントスイッチにおけるロス（ターンオンロス）が
抑制され、あるいは場合によってはほぼ取り除かれる。
【００１９】図４に示すように、リカバリスイッチ３０
の開放とシャントスイッチ２２の閉成との間の遅延時間
は調整されて、シャントスイッチの閉成がリカバリスイ
ッチの開放に続く時刻ｔｒｓｏｆｆに続く電圧Ｖｓの最
初の極小値の生ずるタイミングにほぼ等しいタイミング
において生ずる。図４における破線は、シャントスイッ
チ２２がその時点においてターンオンされなかった場合
に電圧Ｖｓが、時刻ｔｓｌｏｎの後に振動をどのように
続けるかを示している。すなわち図示していないが、該
電圧がゼロに向かってリングダウンする場合は、シャン
トスイッチにおけるターンオンロスがほぼ取り除かれ
る。容量エネルギーは電圧の二乗に比例する故、いかな
る電圧低減も重要である。
【００２０】図５に示したように、インダクタの両端に
直接リカバリスイッチ及びダイオードの回路を設ける代
わりに、リカバリスイッチ５０及びダイオード５２がイ
ンダクタに変圧器結合した二次巻線５４に直列に接続さ
れている。この直列回路はスイッチの制御の容易さの為
に回路の接地側に接続されている。この制御スイッチは
ダイオードに直列なＭＯＳＦＥＴとして実現できる。タ
ーンオンロスがスイッチ５０の本体キャパシタの結果と
して生ずるが、スイッチダイが比較的小さいので、該容
量も比較的小さい。
【００２１】図６の実施例においては、双極性入力電源
Ｖａｃによって動作する双極性不連続ブーストコンバー
タ６０において、図４に示されたトランス結合スイッチ
ング技術が用いられている。しかしながら、この場合、
巻線６６の両端に２つのリカバリスイッチ６２、６４が
接続されている。これらのリカバリスイッチのうちの一
方は、入力電源Ｖａｃの１つの極性の為に常にオンとな
っており、残りのリカバリスイッチは図４に示したと同
じ技術を用いてターンオン及びターンオフせしめられ
る。入力電源の極性が逆になるとシナリオは逆となる。
【００２２】このシャントスイッチとリカバリスイッチ
とは同時にオンとされると電源を短絡してしまうので、
そうならないように注意すべきである。上記したエネル
ギートラップ技術は誘導性および容量性回路素子におい
てエネルギーが蓄積されてコンバータ内の寄生振動を生
ずるようなアイソレーションもしくは非アイソレーショ
ン、ＰＷＭ、もしくは共振型のどのようなパワーコンバ
ータにも適用され得る。
【００２３】図７は、例えば、ＰＷＭ単極性アイソレー
ションバックコンバータ７０を示しており、このコンバ
ータはクランプ回路７６を含んでいる。かかるコンバー
タにおいて、入力電源７２から供給される電圧Ｖｉｎは
負荷８１に供給される直流出力電圧Ｖｏｕｔよりも高電
圧である。コンバータ動作サイクルの最初の１部におい
て、スイッチ７４が閉成せしめられ、エネルギーが出力
インダクタ８２を介して入力電源７２から負荷に向けて
転送される。コンバータ動作サイクルの第２の部分にお
いて、該スイッチが開放せしめられ、インダクタ８２内
に蓄積されたエネルギーが出力電流Ｉｏとしてダイオー
ド７５を介して負荷に供給される。負荷の値がある下限
値よりも大きい限り、出力電流Ｉｏが出力インダクタＬ
ｏ８２内を連続して流れる。しかしながら、該下限値を
下回ると、出力インダクタ８２を流れる電流の瞬時値が
ゼロに低下し、逆に流れようとする。このような状態に
おいて、もしクランプ回路７６が存在しないならば、ダ
イオードがブロックして、インダクタ８２と回路寄生容
量との間をエネルギーが行き来して振動が生ずる。この
回路寄生容量は、図示していないが、例えばスイッチ７
４、ダイオード７５、インダクタ８２及びクランプ回路
７６に伴う寄生容量である。クランプ回路を伴う図７の
コンバータにおける波形が図８（Ａ）及び８（Ｂ）に示
されている。
【００２４】図８（Ａ）及び８（Ｂ）において、時刻t
＝０において、スイッチ７４がオンとなり、電圧ＶＤが
Ｖｉｎにほぼ等しく、電流ＩｏがＬｏの両端に印加され
る電圧の極性の故に増大する。時刻ｔｓｏｆｆにおい
て、スイッチ７４がターンオフし電圧ＶＤが、ダイオー
ド７５の寄生容量が放電せしめられて、ダイオードが導
通するのでほぼゼロに低下する。クランプスイッチ７８
は電圧ＶＤがＶｏｕｔ以下に低下した後のタイミングに
おいてターンオンせしめられ得る。
【００２５】時刻ｔｃｒｏｓｓにおいて、電流Ｉｏがゼ
ロに低下して逆に流れようとする。ダイオード７５が導
通を停止した後、電圧ＶＤがＤｏｕｔにほぼ等しいとき
時刻ｔｃにおいてクランプダイオード８０が導通を始め
るまでリングアップする。時刻ｔｃ及びｔｃｏｆｆの間
において、該クランプ回路はインダクタをクランプして
寄生振動を禁止する。時刻ｔｃｏｆｆにおいて、クラン
プスイッチが開放せしめられ、電圧ＶＤがＶｉｎに向け
てリングアップする。時刻ｔｓｏｎにおいて、スイッチ
７４が閉成し、次のコンバータ動作サイクルが始まる。
スイッチングコントローラ７７は２つのスイッチ７４、
７８の相対的タイミングを制御する。図４に関連して検
討されたタイミングについて、クランプスイッチ７８の
開放とスイッチ７４の間の遅延が、調整されて、スイッ
チ７４の閉成がクランプスイッチ７８の開放に続く電圧
Ｖｓの第１の極大値の生ずる時点にほぼ対応する。これ
はスイッチ７４の閉成に伴うスイッチングロスを最小に
するかもしくは取り除く。
【００２６】回路５のトランス結合クランプ回路は図７
のコンバータにおいても用いられ得る。他の実施例は特
許請求の範囲の範囲内にある。たとえば、上記した技術
は、クランプされない誘導性及び容量性エネルギー蓄積
素子の間を行き来するエネルギーの結果として生ずる好
ましくない振動が生ずる時間があるどのようなスイッチ
ングパワーコンバータにも適用され得る。
【００２７】例えば、図９（Ａ）乃至９（Ｄ）は、本発
明によるクランプ回路７６を含むアイソレーションシン
グルエンディッドコンバータを示している。図９（Ａ）
は単極性シングルエンディッドフォワードＰＷＭコンバ
ータを示し、図９（Ｂ）は単極性シングルエンディッド
ゼロ電流スイッチングフォワードコンバータ（この明細
書に組み込まれる米国特許第４，４１５，９５９号に記
載されている）を示している。図９（Ｃ）は、フライバ
ックトランスの１次巻線１０５に接続されたクランプ回
路７６を含む単極性シングルエンディッド フライバッ
クコンバータを示している。図９（Ｄ）はフライバック
トランス の二次巻線１０４に接続されたクランプ回路
を含む単極性シングルエンディッドフライバックコンバ
ータを示している。
【００２８】クランプ回路は図５において示した如き磁
気的結合のものに変形する事が出来る。また、この技術
にさらに適用され得る技術は共振、擬似共振非アイソレ
ーションブーストバック及びバックブーストコンバータ
である。図６の双極性クランプ回路及びこれに等価な回
路を用いることによって本発明による技術が単極性ＰＷ
Ｍ共振及び擬似共振非アイソレーションブーストバック
及びバックブーストコンバータの双極性均等物に適用で
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 パワー変換回路を示す回路図。
【図２】 タイミングダイヤグラム。
【図３】 リカバリスイッチを伴うパワー変換回路を示
す回路図。
【図４】 タイミングダイヤグラム。
【図５】 リカバリスイッチを伴うパワー変換回路を示
す回路図。
【図６】 リカバリスイッチを伴うパワー変換回路を示
す回路図。
【図７】 クランプ回路を含むパワー変換回路を示す回
路図。
【図８】 タイミングダイヤグラム。
【図９】 クランプ回路を含むパワー変換回路の例を示
す回路図。
【符号の説明】
２２ シャントスイッチ ３０ リカバリスイッチ ３２ リカバリダイオード ３４ インダクタ ５０ リカバリスイッチ ５２ ダイオード ５４ 二次巻線 ６２,６４ ２つのリカバリスイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 パトリツィオ ヴィンチアレッリ アメリカ合衆国 マサチューセッツ州 02114 ボストン ビーコンストリート 294 Ｆターム(参考） 5H730 AA01 AA14 AS01 BB13 BB14 BB23 BB43 DD32 DD41 EE02 EE07 EE23 EE24 FG01

Claims (29)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 引き続いて生ずるパワー変換サイクルの
    間に負荷に向けて入力電源からのエネルギーを単方向導
    通素子を介して転送すべく接続された誘導性素子を含ん
    で前記負荷に前記入力電源からの電力を変換するスイッ
    チングパワー変換装置と、 前記パワー変換サイクルの一部において、前記誘導性素
    子と共振してパワー変換プロセスには無関係な寄生発振
    を生ずる回路容量と、 前記誘導性素子におけるエネルギーをトラップして前記
    寄生発振を禁止するクランプ回路と、を含む装置。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の装置であって、前記パワ
    ー変換装置は、シャントスイッチを含む単極性非アイソ
    レーションブーストコンバータであることを特徴とする
    装置。
  3. 【請求項３】 請求項２記載の装置であって、前記シャ
    ントスイッチが不連続モードにおいて生ずるパワー変換
    を生ずるべく制御されることを特徴とする装置。
  4. 【請求項４】 請求項１記載の装置であって、前記クラ
    ンプ回路は前記インダクタ内のエネルギーをほぼ非消費
    的にトラップするようになされていることを特徴とする
    装置。
  5. 【請求項５】 請求項１記載の装置であって、前記クラ
    ンプ回路は制御された期間において前記インダクタを短
    絡することによってエネルギーをトラップするようにな
    された素子を含むことを特徴とする装置。
  6. 【請求項６】 請求項１記載の装置であって、前記誘導
    性素子はチョークであることを特徴とする装置。
  7. 【請求項７】 請求項１記載の装置であって、前記誘導
    性素子はトランスであることを特徴とする装置。
  8. 【請求項８】 請求項５記載の装置であって、前記素子
    は前記インダクタに並列に有効接続された第２スイッチ
    を含むことを特徴とする装置。
  9. 【請求項９】 請求項８記載の装置であって、前記第２
    スイッチは前記インダクタに直接的に並列に接続されて
    いることを特徴とする装置。
  10. 【請求項１０】 請求項８記載の装置であって、前記第
    ２スイッチは前記インダクタに並列に誘導的に結合して
    いることを特徴とする装置。
  11. 【請求項１１】 請求項８記載の装置であって、前記第
    ２スイッチはダイオードに直列接続された電界効果トラ
    ンジスタを含むことを特徴とする装置。
  12. 【請求項１２】 請求項８記載の装置であって、前記パ
    ワー変換装置はシャントスイッチ及びスイッチコントロ
    ーラを含む単極性非アイソレーションブーストコンバー
    タであって、前記スイッチコントローラは前記シャント
    スイッチが開放している電力転送期間を前記シャントス
    イッチが閉成しているシャント期間とのタイミングを制
    御することを特徴とする装置。
  13. 【請求項１３】 請求項１２記載の装置であって、前記
    シャントスイッチが非連続モードにおいてパワー変換を
    生ずるように制御されることを特徴とする装置。
  14. 【請求項１４】 請求項１２記載の装置であって、前記
    第２スイッチは装置における寄生容量を放電すべく前記
    シャントスイッチが閉成される前にある期間だけ前記第
    ２スイッチが開放せしめられることを特徴とする装置。
  15. 【請求項１５】 請求項１記載の装置であって、前記パ
    ワー変換装置が単極性非アイソレーションシングルエン
    ディッドフォワードコンバータであることを特徴とする
    装置。
  16. 【請求項１６】 請求項１５記載の装置であって、前記
    パワー変換装置はバックコンバータであることを特徴と
    する装置。
  17. 【請求項１７】 請求項１５記載の装置であって、前記
    パワー変換装置がフライバックコンバータであることを
    特徴とする装置。
  18. 【請求項１８】 請求項１５記載の装置であって、前記
    シングルエンディッドフォワードコンバータは、ゼロ電
    流スイッチングコンバータであることを特徴とする装
    置。
  19. 【請求項１９】 請求項１５記載の装置であって、前記
    シングルエンディッドフォワードコンバータは、ＰＷＭ
    コンバータであることを特徴とする装置。
  20. 【請求項２０】 請求項１記載の装置であって、前記パ
    ワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコン
    バータであることを特徴とする装置。
  21. 【請求項２１】 請求項１記載の装置であって、前記パ
    ワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコン
    バータであることを特徴とする装置。
  22. 【請求項２２】 請求項１記載の装置であって、前記パ
    ワー変換装置は双極性非アイソレーションバックコンバ
    ータであることを特徴とする装置。
  23. 【請求項２３】 請求項１記載の装置であって、前記パ
    ワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコン
    バータであることを特徴とする装置。
  24. 【請求項２４】 請求項１記載の装置であって、前記パ
    ワー変換装置は双極性非アイソレーションバックコンバ
    ータであることを特徴とする装置。
  25. 【請求項２５】 引き続いて生ずるパワー変換サイクル
    において入力電源からのパワーを変換して負荷に転送
    し、かつ前記入力電源から前記負荷に単方向導通素子を
    介してパワーを転送すべく接続された誘導性素子及び前
    記パワー変換サイクルの一部において前記誘導性素子と
    共振してパワー変換プロセスとは無関係な寄生発振を生
    ずる回路容量を含むパワーコンバータにおける前記寄生
    発振の禁止方法であって、 前記パワー変換サイクルの一部において前記誘導性素子
    内のエネルギーをトラップするクランプ回路を設けるス
    テップからなることを特徴とする方法。
  26. 【請求項２６】 請求項２５記載の方法であって、前記
    インダクタからエネルギーを非消費的に解放するステッ
    プを更に有することを特徴とする方法。
  27. 【請求項２７】 請求項２５記載の方法であって、該エ
    ネルギーのトラップは制御された期間において前記誘導
    性素子を短絡することによってなされることを特徴とす
    る方法。
  28. 【請求項２８】 請求項２７記載の方法であって、該短
    絡は前記誘導性素子に並列に有効接続された第２スイッ
    チによってなされることを特徴とする方法。
  29. 【請求項２９】 請求項２８記載の方法であって、前記
    パワー変換サイクルの一部において前記第２スイッチを
    開放して寄生容量を放電するステップを更に含むことを
    特徴とする方法。
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