JP2004364496A - 瞬時電磁トルクを調整する方法及びシステム、及び当該方法を実行するための記憶媒体 - Google Patents
瞬時電磁トルクを調整する方法及びシステム、及び当該方法を実行するための記憶媒体 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】 広い動的範囲を有し、且つ或る一定の高調波が存在しないようにする。
【解決手段】 2つの連続の調整時点間の時間間隔Tが電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように当該時間間隔Tを決定し(ステップ86)、入力設定点を各調整時点における瞬時トルク設定点から計算し(ステップ99)、入力設定点の関数として形成されたパルス幅変調プロセスを用いて、インバータのスイッチのスイッチングを指令(ステップ112)して、インバータにより発生された電圧及び電流により多相回転電気機械の瞬時電磁トルクを調整する。
【選択図】 図4
【解決手段】 2つの連続の調整時点間の時間間隔Tが電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように当該時間間隔Tを決定し(ステップ86)、入力設定点を各調整時点における瞬時トルク設定点から計算し(ステップ99)、入力設定点の関数として形成されたパルス幅変調プロセスを用いて、インバータのスイッチのスイッチングを指令(ステップ112)して、インバータにより発生された電圧及び電流により多相回転電気機械の瞬時電磁トルクを調整する。
【選択図】 図4
Description
本発明は、多相回転電気機械の瞬時電磁トルクを調整する方法及びシステム、及びこの方法を実行するための情報記憶媒体に関する。
より正確には、本発明は、多相回転電気機械には、スイッチングが制御可能であるスイッチから形成されたインバータにより発生された電圧及び電流が供給されるステータ巻線及び/又はロータ巻線が装備され、
インバータにより発生された電圧の基本周波数と同期したパルス幅変調を用いて、インバータのスイッチのスイッチングを指令するステップであって、パルス幅変調が入力設定点の関数として形成されている、上記指令するステップと、
入力設定点を各調整時点における瞬時トルク設定点から計算するステップとを備える調整方法に関する。
より正確には、本発明は、多相回転電気機械には、スイッチングが制御可能であるスイッチから形成されたインバータにより発生された電圧及び電流が供給されるステータ巻線及び/又はロータ巻線が装備され、
インバータにより発生された電圧の基本周波数と同期したパルス幅変調を用いて、インバータのスイッチのスイッチングを指令するステップであって、パルス幅変調が入力設定点の関数として形成されている、上記指令するステップと、
入力設定点を各調整時点における瞬時トルク設定点から計算するステップとを備える調整方法に関する。
本明細書においては、用語「モータ」及び「トルク」はそれぞれ、多相回転電気機械及びこの種の機械の電磁トルクを意味する。更に、用語「基本波」及び「高調波」はそれぞれ、信号の最低周波数を持つ正弦波成分及び当該信号の第2次又はそれより高次の高調波を意味する。
従って、本明細書で用いられる用語「高調波」は、第2次又はそれより高次の高調波のみに言う。
モータの瞬時トルクを調整する方法は、多くの分野で、例えば圧延機駆動モータを制御ため等で用いられている。
インバータを用いて直流電圧をチョッピングして多相交流電圧を生成する多くの方法が存在する。そのような方法のうちで、パルス幅変調(PWM)を用いる方法が最も広く用いられている。パルス幅変調は、「非同期型」及び「同期型」の2つの系統に分けられる。
インバータを用いて直流電圧をチョッピングして多相交流電圧を生成する多くの方法が存在する。そのような方法のうちで、パルス幅変調(PWM)を用いる方法が最も広く用いられている。パルス幅変調は、「非同期型」及び「同期型」の2つの系統に分けられる。
非同期パルス幅変調は、インバータのスイッチのスイッチング時点を、インバータにより発生された電圧の基本波の周波数に対して同期されてない高周波数キャリアと要求されるステータ周波数での変調制限曲線との交点から決定する。
他方、同期パルス幅変調は、インバータにより発生された電圧の基本周波数に同期されており、そして発生された電圧の各基本周期中でのスイッチング動作の発生時点を定義する角度及びその数により定義される。典型的には、同期パルス幅変調の各形態がインバータにより発生された特定の電圧に対応するので、制御ユニットは、同期パルス幅変調の幾つかの形態を採用するよう適合されている。現在の文脈において、同期パルス幅変調の各形態は、それを構成するため用いられる角度の特定の値により定義される。従って、本明細書においては、異なる角度値を有する同期パルス幅変調の2つの形態はそれぞれ、パルス幅変調の異なる形態に対応する。
調整プロセス中に、制御ユニットは、例えばインバータが発生しなければならない電圧の振幅の関数として用いるためのパルス幅変調の形態を選択する。
変調の各形態に対して、用いられる角度の値は、一般的に、或る一定の事前定義された高調波を排除するよう事前に計算され、それは、同期パルス幅変調の1つの利点である。
変調の各形態に対して、用いられる角度の値は、一般的に、或る一定の事前定義された高調波を排除するよう事前に計算され、それは、同期パルス幅変調の1つの利点である。
モータの瞬時トルクを調整する方法のケースにおいては、変調の形態は、特に瞬時トルク設定点の関数として選択される。この種の制御方法は、同期パルス幅変調の使用と関連した有利な点をあったとしても部分的にしか達成することができない。これは、変調の各形態が或る一定の高調波を排除するよう構成されるにも拘わらず、このことは、あったとしても部分的にのみ生じるからである。
従って、本発明は、この問題を、同期パルス幅変調制御を用いそして非同期パルス幅変調を用いることに関連した利点を残しているモータの瞬時トルクを調整する方法を提案することにより解決することを意図する。
従って、本発明は、上記に記載のような調整方法において、瞬時トルク設定点が一定である限り、2つの連続の調整時点間の時間間隔(T)がインバータにより発生された電圧及び/又は電流の第2次又はそれより高次の高調波により生じた電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように当該時間間隔(T)を決定するステップを備える調整方法を提供する。
様々なタイプの変調が、インバータにより発生された電圧の或る一定の高調波を排除するよう構成されている。しかしながら、高調波の全てが排除されるのではなく、その高調波は瞬時トルクの振動を生じさせる。より正確には、瞬時トルクは、電圧の基本周波数により生成された実質的に一定の基本トルクとその電圧の高調波により生成された脈動トルクとの重畳から生じる。この脈動トルクは、電圧の基本周波数の各周期で幾らかの回数振動する。
図1は、同期パルス幅変調により制御されたインバータにより発生された電圧の基本周波数の周期T′の間のモータの瞬時トルクの進展を表す。曲線4及び6は、同期パルス幅変調の第1の形態MLI1と異なる同期パルス幅変調の第2の形態MLI2とを用いた場合の時間につれての瞬時トルクΓSの進展を表す。これらの曲線のそれぞれは、それぞれの破線の水平軸Γm1及びΓm2により表される平均値の周りでの振動を特徴として持っている。図1を単純化して示すため、変調MLI1及び変調MLI2により発生された瞬時トルクの振動の周期(Tで示す)が同一であるとして示されている。また、以降に与えられる説明を単純化するため、これらの振動は、位相があっているものとして表されている。瞬時トルク設定点は、細い水平線ΓCSにより表されている。
この例では、曲線4の各最小及び曲線6の各最大が、細い水平線ΓCS上に位置している。
ここで、調整方法が、瞬時トルク設定点に次の調整時点で到達するような正確な応答制御動作を採用する方法であると仮定する。
ここで、調整方法が、瞬時トルク設定点に次の調整時点で到達するような正確な応答制御動作を採用する方法であると仮定する。
上記の方法が前述した問題を解決する仕方を一層良く説明するため、まず第1に、調整間隔を任意に選定する従来技術の調整方法を用いると仮定して、問題の原因を以下により詳細に説明する。この例では、説明を単純化するため、任意に選定された調整間隔がT/2であると仮定する。
この状況において、時点0で、正確な応答制御方法は、設定点ΓCSに次の調整時点で到達するよう変調MLI1を選択する。
次の調整時点T/2において、正確な応答制御方法は、設定点ΓCSに時点Tで到達するよう変調MLI2を選択する。
次の調整時点T/2において、正確な応答制御方法は、設定点ΓCSに時点Tで到達するよう変調MLI2を選択する。
従って、図1の純粋に例示的文脈において、同じ一定瞬時トルク設定点ΓCSに関して、正確な応答制御方法は、変調MLI1及び変調MLI2を交互に選択する。ここで、変調の各変更は、変調MLI1及び変調MLI2の構成により限定されない高調波を生成する。
このことが、瞬時トルクを調整する従来技術方法の文脈において同期パルス幅変調を用いるとき、同期パルス幅変調を使用する利点が得られない理由を説明する。
この問題を解決するため、上記の方法は、調整時間が電流及び電圧の高調波により生じた瞬時トルク振動の周期の整数倍であるように、調整時間を決定することを提案する。従って、図1の特定のケースにおいては、決定された調整時間は周期Tの整数倍である。従って、設定点ΓCSが一定であるという条件では、正確な応答制御動作は、各調整時間でパルス幅変調の同じ形態、例えば、この例では変調MLI2を選択することにつながる。これは、変調のタイプの変更数を大幅に低減し、そして各変調タイプが、排除されねばならない高調波を排除するに十分に長い時間の間選択される。
この問題を解決するため、上記の方法は、調整時間が電流及び電圧の高調波により生じた瞬時トルク振動の周期の整数倍であるように、調整時間を決定することを提案する。従って、図1の特定のケースにおいては、決定された調整時間は周期Tの整数倍である。従って、設定点ΓCSが一定であるという条件では、正確な応答制御動作は、各調整時間でパルス幅変調の同じ形態、例えば、この例では変調MLI2を選択することにつながる。これは、変調のタイプの変更数を大幅に低減し、そして各変調タイプが、排除されねばならない高調波を排除するに十分に長い時間の間選択される。
本発明による方法の他の特徴に従って、本方法は、
−上記計算するステップが、上記瞬時トルク設定点が第1の調整時点に到達されるような正確な応答制御方法を用い、
−上記時間間隔が更に、瞬時トルク設定点、位置、及び前記電気機械のロータの角速度の関数として決定され、
−上記時間間隔(T)が、平滑な磁極を有する同期機械のため、
次の式
−上記計算するステップが、上記瞬時トルク設定点が第1の調整時点に到達されるような正確な応答制御方法を用い、
−上記時間間隔が更に、瞬時トルク設定点、位置、及び前記電気機械のロータの角速度の関数として決定され、
−上記時間間隔(T)が、平滑な磁極を有する同期機械のため、
次の式
を用いて決定され、ここで、
−Φaが磁石のロータ磁束であり、
−Lがモータのステータ・インダクタンスであり、
−Xが式X=L・ωにより定義され(但し、ωが前記ロータの角速度である。)、
−Zが式
−Φaが磁石のロータ磁束であり、
−Lがモータのステータ・インダクタンスであり、
−Xが式X=L・ωにより定義され(但し、ωが前記ロータの角速度である。)、
−Zが式
により定義され(但し、Rが前記機械のステータ抵抗である。)、
−Id(0)及びIq(0)が、ロータ磁束に対して固定された軸d,qの回転系において上記調整時点で測定された瞬時電流ベクトルの成分であり、上記のd軸が上記ロータ磁束と整列されており、
−Id(T)及びIq(T)が、軸d,qの系における瞬時トルク設定点に対応する電流ベクトル設定点の成分であり、
−ρoが、軸d,qの系と、ステータ巻線に対して固定されている軸α,βの固定した系との間の角度であり、
−上記調整時点が、T′/2pに等しい時間間隔だけ離間しており、ここで、pは上記機械の相数であり、T′はインバータにより発生された電圧の基本周波数の周期であり、
−上記調整時点が、インバータにより発生された電圧の基本波の位相がkΠ/p(但し、kは整数である。)に等しい時間に正確に対応するよう選定され、
−上記方法は、
決定された時間間隔が事前定義された時間間隔が事前定義された時間スレッショルドを横切る場合瞬時トルク設定点を補正するステップを含み、
当該補正するステップが、
a)横切った上記スレッショルドの値を上記時間間隔の値として取る動作と、
b)前記動作a)の間に確立された時間間隔値を用いて、到達されることができる一時的瞬時トルク設定点を確立する動作と
を備え、
−上記方法は、上記の制御するステップの間に用いられるべき入力設定点が事前定義された設定点限界を横切る場合、瞬時トルク設定点を補正するステップを含み、
−この第2の補正するステップが、前記事前定義された設定点限界に適合する新しい一時的瞬時トルク設定点を確立する動作を備え、
上記事前定義された設定点限界が、各調整時間において測定された前記事前定義された電流調整時点で測定される
ことを特徴とする。
−Id(0)及びIq(0)が、ロータ磁束に対して固定された軸d,qの回転系において上記調整時点で測定された瞬時電流ベクトルの成分であり、上記のd軸が上記ロータ磁束と整列されており、
−Id(T)及びIq(T)が、軸d,qの系における瞬時トルク設定点に対応する電流ベクトル設定点の成分であり、
−ρoが、軸d,qの系と、ステータ巻線に対して固定されている軸α,βの固定した系との間の角度であり、
−上記調整時点が、T′/2pに等しい時間間隔だけ離間しており、ここで、pは上記機械の相数であり、T′はインバータにより発生された電圧の基本周波数の周期であり、
−上記調整時点が、インバータにより発生された電圧の基本波の位相がkΠ/p(但し、kは整数である。)に等しい時間に正確に対応するよう選定され、
−上記方法は、
決定された時間間隔が事前定義された時間間隔が事前定義された時間スレッショルドを横切る場合瞬時トルク設定点を補正するステップを含み、
当該補正するステップが、
a)横切った上記スレッショルドの値を上記時間間隔の値として取る動作と、
b)前記動作a)の間に確立された時間間隔値を用いて、到達されることができる一時的瞬時トルク設定点を確立する動作と
を備え、
−上記方法は、上記の制御するステップの間に用いられるべき入力設定点が事前定義された設定点限界を横切る場合、瞬時トルク設定点を補正するステップを含み、
−この第2の補正するステップが、前記事前定義された設定点限界に適合する新しい一時的瞬時トルク設定点を確立する動作を備え、
上記事前定義された設定点限界が、各調整時間において測定された前記事前定義された電流調整時点で測定される
ことを特徴とする。
本発明はまた、命令が電子コンピュータにより実行されるとき、本発明に適合する瞬時トルク調整方法を実行するための上記命令を備えることを特徴とする情報記憶媒体で構成される。
本発明はまた、スイッチングが指令可能であるスイッチから形成されたインバータにより発生された電圧及び電流が供給されるステータ巻線及び/又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の瞬時トルクを調整するシステムであって、
−上記インバータにより発生された電圧の基本周波数、及び入力設定点の関数として形成された同期パルス幅変調の形式を用いて、当該インバータのスイッチのスイッチングを指令するユニットと、
−上記入力設定点を瞬時トルク設定点から計算するユニットとを備えるシステムにおいて、
瞬時トルク設定点が一定である限り、2つの連続した調整時点間の時間間隔が上記インバータにより発生された電圧及び/又は電流の第2次又はそれより高次の高調波により生じた前記電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように上記時間間隔を決定するユニットを備えることを特徴とするシステムにある。
−上記インバータにより発生された電圧の基本周波数、及び入力設定点の関数として形成された同期パルス幅変調の形式を用いて、当該インバータのスイッチのスイッチングを指令するユニットと、
−上記入力設定点を瞬時トルク設定点から計算するユニットとを備えるシステムにおいて、
瞬時トルク設定点が一定である限り、2つの連続した調整時点間の時間間隔が上記インバータにより発生された電圧及び/又は電流の第2次又はそれより高次の高調波により生じた前記電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように上記時間間隔を決定するユニットを備えることを特徴とするシステムにある。
本発明は、例示としてのみ且つ図面を参照して与えられる以下の説明を読めばより良く理解されるであろう。
図2は、ステータ及びロータを有するモータ4の瞬時電磁トルクを調整するシステム2を示す。以下では、モータ4がロータの表面に取り付けられた永久磁石を備える平滑な磁極3相同期モータである特定の状況に言及する。モータ4には、ステータ巻線が装備されている。
このため、システム2は、その入力で、瞬時トルク設定点ΓCSを受け取るよう、且つその出力で、従来の3相インバータ8のための制御信号を供給するよう適合されている。3相インバータ8は、電力を直流電圧源10により供給される。
3相インバータ8は、従来通り、それぞれが中心点を介して直列に接続された2つのスイッチから形成されており且つ「脚部」として知られている3つの分岐を備える。各脚部の中心点は、モータ4のステータ巻線に接続されて、当該モータ4の各相に電圧及び電流を供給する。
システム2は、3相インバータ8を入力設定点の関数として制御する制御ユニット20と、その入力設定点を瞬時トルク設定点ΓCSの関数として計算するユニット22とを含む。この例では、入力設定点は、ステータに対して固定された軸α,βの固定直交系(fixed orthonomic system)における、そのモジュラス(modulus)
及び角度β0により定義される電圧ベクトルV→(本明細書では、記号「X→」は記号Xの上に→を付した記号を表す。)である。角度β0は、この軸の系の軸αに対して定義される。この軸の系は、頻繁に用いられており、詳細には説明しない。
制御ユニット20は、パルス幅変調を用いて、3相インバータ8のスイッチのスイッチングを制御するモジュール26、及び変調選択器モジュール28を含む。
モジュール26は、3相インバータ8のスイッチのスイッチングを、角度β0の値と変調選択器モジュール28により選択された角度αiの値との関数として指令するよう適合されている。このため、モジュール26は、3相インバータ8により発生された電圧の基本周波数を有する従来の同期パルス幅変調プロセスを用いる。図3は、モジュール26により発生された制御信号の1例を表す。
モジュール26は、3相インバータ8のスイッチのスイッチングを、角度β0の値と変調選択器モジュール28により選択された角度αiの値との関数として指令するよう適合されている。このため、モジュール26は、3相インバータ8により発生された電圧の基本周波数を有する従来の同期パルス幅変調プロセスを用いる。図3は、モジュール26により発生された制御信号の1例を表す。
図3は、3相インバータ8の1つの脚部の上側スイッチの制御信号を時間の関数として表す。ここで、例えば、制御信号の値0は、スイッチの開きを指令することを示し、その値1は、スイッチの閉じを指令することを示す。図3は、調整時間を、3相インバータ8により発生された電圧の基本周波数の位相の関数として表す。範囲[0,2Π]が、等しい大きさの4つの副範囲Π1,Π2,Π3及びΠ4に分割される。範囲Π1においては、スイッチのスイッチング時間が、角度αiにより定義される。この例では、7つの角度αiが、間隔Π1の間におけるスイッチのスイッチングを定義するため必要であり、従って、ここに表されたパルス幅変調の形態は、「7角度(seven−angle)」形態である。間隔Π2からΠ4におけるスイッチング時間は、従来の変換により間隔Π1に対して定義されたスイッチング時間から推論される。他のスイッチの制御信号は、図2からの信号を2Π/pだけシフトすることにより図2の信号から推論される。なお、pは、モータ4の相数である。
偶数高調波、及び高調波の次数が3の倍数である高調波を排除するため、制御信号は、ここで、2つの対称軸を横座標Π/2及び3Π/2に、且つ対称点P横座標Πに有する。
従って、変調の形態は、一度角度αiの値が知られると、定義される。
従って、変調の形態は、一度角度αiの値が知られると、定義される。
角度αiの値は、3相インバータ8により発生された電圧の基本周波数のモジュラスを、従って3相インバータ8の平均トルクを固定する。
変調選択器モジュール28は、上記入力で受け取られた電圧モジュラス
変調選択器モジュール28は、上記入力で受け取られた電圧モジュラス
の値に対応する角度αiの値を選択し供給するよう適合されている。このため、変調選択器モジュール28は、次の形式の表TPを含むメモリ32と関連付けられている。
この表TPは、電圧モジュラス
の各正規化された値
と関連し、角度αikの値は、3相インバータ8が、基本周波数の電圧モジュラスが電圧モジュラス
に等しい電圧を発生するのを可能にする。電圧モジュラス
の正規化された値からモジュール24により生成される値に変える式は、次のとおりである。
ここで、V^Mは、直流電圧源10の端子での電圧の瞬時値である。
正規化された値
正規化された値
が表TPの中に事前に格納された2つの値の間である場合、選択モジュール28は、直線補間により角度αiの対応する値を計算することができる。
計算ユニット22は、変換モジュール40及び正確な応答制御モジュール42を含む。
計算ユニット22は、変換モジュール40及び正確な応答制御モジュール42を含む。
変換モジュール40は、瞬時トルク設定点ΓCSを電流設定点I→(T)に従来の方法で変換するよう適合されている。電流設定点I→(T)は、本明細書においては、ロータ磁束に対して固定されている軸d,qの回転直交系におけるその成分Id(T)及びIq(T)により定義される。なお、軸dはロータ磁束と整列されている。この軸のd,q系は、従来のものであり、そして軸のα,β系で表される座標を軸のd,q系で表される座標へ変更することは、単純に、基準軸を回転することにより実行される。
応答制御モジュール42は、その入力で成分Iq(T)及びId(T)を受け取り、そしてその出力において制御ユニット20へモジュラス
の値、及び電圧ベクトルの角度β0を供給する。
応答制御モジュール42は、電流設定点I→(T)に対応する瞬時トルク設定点が次の調整時点に到達されるように電圧ベクトルV→の値を計算するよう適合されている。このため、モジュール24は、「速示制御プロセス(deadbeat control process)」としても知られている正確な応答制御プロセスを用いる。本明細書で用いられるプロセスは、例えば、特許出願EP−A−12335 06に記載されている。従って、電圧ベクトルV→の値を電流設定点I→(T)の関数として計算するため用いられる式は次のとおりであると言えば十分である。
応答制御モジュール42は、電流設定点I→(T)に対応する瞬時トルク設定点が次の調整時点に到達されるように電圧ベクトルV→の値を計算するよう適合されている。このため、モジュール24は、「速示制御プロセス(deadbeat control process)」としても知られている正確な応答制御プロセスを用いる。本明細書で用いられるプロセスは、例えば、特許出願EP−A−12335 06に記載されている。従って、電圧ベクトルV→の値を電流設定点I→(T)の関数として計算するため用いられる式は次のとおりであると言えば十分である。
ここで、
及び
は、前の電流測定及び調整時点におけるステータ電流の元の状態から調整間隔Tを経た後に短絡されたときのモータのステータの瞬時電流の自然進展(national evolution)である。
Tは現在の調整時点と次の調整時点との間の時間間隔であり、Rはモータのステータ抵抗であり、Lはモータのステータ・インダクタンスであり、τはステータ時定数(τ=L/R)である。
角度β0が、制御モジュール26に直接送信され、そしてモジュラス
が、選択モジュール28に送信される。
電圧ベクトルV→を確立するため、応答制御モジュール42は、2つの調整時点間の時間間隔Tを知る必要があることに注目すべきである。
電圧ベクトルV→を確立するため、応答制御モジュール42は、2つの調整時点間の時間間隔Tを知る必要があることに注目すべきである。
このため、システム2は、時間間隔の値を電流設定点I→(T)の関数として決定するよう適合されているユニット44を含む。
ここで説明される特定の実施形態において、システム2はまた、瞬時トルク設定点がシステム2又は3相インバータ8の機能的限界故に次の調整時点に到達されない場合当該瞬時トルク設定点を補正するユニット46を含む。より正確には、ユニット46は、ユニット44により決定された時間間隔Tが事前定義されたスレッショルドTmin及びTmaxを超えた場合瞬時トルク設定点を補正するモジュール48を含む。ユニット46はまた、応答制御モジュール42により供給されたモジュラス
ここで説明される特定の実施形態において、システム2はまた、瞬時トルク設定点がシステム2又は3相インバータ8の機能的限界故に次の調整時点に到達されない場合当該瞬時トルク設定点を補正するユニット46を含む。より正確には、ユニット46は、ユニット44により決定された時間間隔Tが事前定義されたスレッショルドTmin及びTmaxを超えた場合瞬時トルク設定点を補正するモジュール48を含む。ユニット46はまた、応答制御モジュール42により供給されたモジュラス
が事前定義された最大直流電圧限界VMの限界を定める場合瞬時トルク設定点を補正するモジュール49を含む。このため、ユニット46は、それが時間間隔Tの値を知るようにユニット44に接続され、そしてそれが
の値を知るように応答制御モジュール42の出力に接続される。ユニット46がまた、応答制御モジュール42の出力に直接接続され、それによりユニット46が応答制御モジュール42に、補正された瞬時トルク設定点を電流設定点の形式で供給することができる。
より正確には、ユニット44及び46は、図4を参照して説明されることになる計算を実行するよう適合されている。
最後に、システム2は、ステータ巻線の電流I→(0)に関するセンサ50、直流電圧源10により発生された直流電圧VMに関するセンサ52、モータ4のロータの角速度ωに関するセンサ54、及びモータ4のロータの角度位置ρ0に関するセンサ56を含む。
最後に、システム2は、ステータ巻線の電流I→(0)に関するセンサ50、直流電圧源10により発生された直流電圧VMに関するセンサ52、モータ4のロータの角速度ωに関するセンサ54、及びモータ4のロータの角度位置ρ0に関するセンサ56を含む。
センサ50は、複数の個別電流センサから形成され、各電流センサは、瞬時電流ベクトルを測定するため、モータ4の1つの相のステータ巻線の電流を測定するよう適合されている。このセンサ50は更に、多相システムに対して一般化されたコンコルディア変換(Concordia transformation)により測定された瞬時電流ベクトルを変換し、それにより、直接その出力において瞬時電流ベクトルの2つの成分Id(0)及びIq(0)を供給するよう適合されている。
これらのセンサは、特に、ユニット44及び46に接続されている。しかしながら、図2を単純化するため、これらの接続は図示されてない。
システム2は、典型的には、情報記憶媒体に格納された命令を実行するよう適合されている従来のプログラム可能電子コンピュータに基づいている。このため、システム2は、図4の方法を実行するための命令を含むメモリ60と関連付けられる。
システム2は、典型的には、情報記憶媒体に格納された命令を実行するよう適合されている従来のプログラム可能電子コンピュータに基づいている。このため、システム2は、図4の方法を実行するための命令を含むメモリ60と関連付けられる。
次に、システム2の動作を図4の方法と関連して説明する。
その方法は、2つの主要段階、即ち調整段階72が続く初期化段階70を備える。
段階70の間に、様々な形式の変調が、動作74の間に構成されて、或る一定の事前定義された高調波を排除する。例えば、動作74は、3相インバータ8及びモータ4のディジタル・モデルをシミュレートするソフトウエアを利用して実行される。変調の各形式に対して角度αiの値が、この動作74の間に決定される。
その方法は、2つの主要段階、即ち調整段階72が続く初期化段階70を備える。
段階70の間に、様々な形式の変調が、動作74の間に構成されて、或る一定の事前定義された高調波を排除する。例えば、動作74は、3相インバータ8及びモータ4のディジタル・モデルをシミュレートするソフトウエアを利用して実行される。変調の各形式に対して角度αiの値が、この動作74の間に決定される。
動作74の終わりに、決定された角度値αiの組が、動作76の間に、メモリ32格納され、そこにおいて、それら角度値αiは、表TPの形態に対応するモジュラス
の正規化された値と関連付けられる。
この段階70の間に、モータ4の様々な一定パラメータがまた、決定され、そして動作78の間にメモリ60に格納される。例えば、この動作70中に、モータ4のステータ・インダクタンスL及びステータ抵抗Rの値、及び磁束Φaの値が、メモリ60に格納される。
この段階70の間に、モータ4の様々な一定パラメータがまた、決定され、そして動作78の間にメモリ60に格納される。例えば、この動作70中に、モータ4のステータ・インダクタンスL及びステータ抵抗Rの値、及び磁束Φaの値が、メモリ60に格納される。
一度初期化段階が完了すると、調整段階が始まる。
現在の調整時点で、電流I→(0)、直流電圧VM、角度位置ρ0及び角速度ωが、それぞれセンサ50、52、56及び54によりステップ80の間に測定される。
現在の調整時点で、電流I→(0)、直流電圧VM、角度位置ρ0及び角速度ωが、それぞれセンサ50、52、56及び54によりステップ80の間に測定される。
次いで、変換モジュール40は、瞬時トルク設定点ΓCSの値を獲得し、そして従来の方法でその瞬間トルク設定点ΓCSを電流設定点I→(T)にステップ82の間に変換する。
次いで、ステップ86の間に、ユニット44は、現在の調整時点と次の電流調整時点との間の時間間隔Tの値を決定する。このステップは、動作90で始まり、その動作90の間に、ユニット44は、次の式を用いて、パラメータId D(0)、Iq D(0)、Id D(T)及びIq D(T)の値を確立する。
ここで、
−Φaが磁石からのロータ磁束であり、
−Lがモータ4のステータ・インダクタンスであり、
−Xが式X=L・ωにより定義され(但し、ωは、この調整時点に測定された角速度である。)、
−Zが式
−Φaが磁石からのロータ磁束であり、
−Lがモータ4のステータ・インダクタンスであり、
−Xが式X=L・ωにより定義され(但し、ωは、この調整時点に測定された角速度である。)、
−Zが式
により定義され(但し、Rがモータ4のステータ抵抗である。)、
−Id(0)及びIq(0)が、センサ50によりこの調整時点に測定された瞬時電流ベクトルI→(0)の軸d,qの系における座標であり、
−Id(T)及びIq(T)が、変換モジュール40により供給される電流ベクトル設定点の成分である。
−Id(0)及びIq(0)が、センサ50によりこの調整時点に測定された瞬時電流ベクトルI→(0)の軸d,qの系における座標であり、
−Id(T)及びIq(T)が、変換モジュール40により供給される電流ベクトル設定点の成分である。
動作90の間に確立されたパラメータId D(0)、Iq D(0)、Id D(T)及びIq D(T)の値から、ユニット44は、次式を用いて、角度φd及びφ0の値を確立する。
そこにおいて、記号
は、ベクトルのモジュラスを表す。
上記で説明したように、瞬時トルクは、実質的に一定のトルクΓm及び脈動トルクにより構成される。これがそうである場合、パルス幅変調の形態は、偶数次高調波及び3n次の高調波を排除するよう構成される(ここで、nは整数である。)。それは、脈動トルクの周期がT′/2pであることが確立されたからである。なお、T′はインバータにより発生された電圧の基本周波数の周期であり、pはモータ4の相数である。より正確には、瞬時トルクは、電圧ベクトルV→が軸α,βの系の軸αに対して角度kΠ/pにある時点毎に繰り返すことが分かった。
上記で説明したように、瞬時トルクは、実質的に一定のトルクΓm及び脈動トルクにより構成される。これがそうである場合、パルス幅変調の形態は、偶数次高調波及び3n次の高調波を排除するよう構成される(ここで、nは整数である。)。それは、脈動トルクの周期がT′/2pであることが確立されたからである。なお、T′はインバータにより発生された電圧の基本周波数の周期であり、pはモータ4の相数である。より正確には、瞬時トルクは、電圧ベクトルV→が軸α,βの系の軸αに対して角度kΠ/pにある時点毎に繰り返すことが分かった。
このため、時間間隔Tを決定するため、式(1)の系に、電圧ベクトルV→の位相がk×Π/3の倍数でなければならないことを表す更なる式が追加される。例えば、これは、次の数学的関係式により表される。
ここで、Vα及びVβは、軸α,βの系における電圧ベクトルV→の座標である。
式(1)の系が3つの未知数(T,Vd及びVq)における2つの式の系であること、従って、たとえ追加の制約が上記未知数Vd及びVqに追加されても、式(1)の系に対する解を見つけることが常に可能であるが注目されるであろう。
式(1)の系が3つの未知数(T,Vd及びVq)における2つの式の系であること、従って、たとえ追加の制約が上記未知数Vd及びVqに追加されても、式(1)の系に対する解を見つけることが常に可能であるが注目されるであろう。
式(4)が追加される式(1)の系に対する解析的解法は、次の式により表される。
ここで、
−ρ0は軸α,βの系に対する軸d,qの系の角度であり、この角度ρ0はセンサ56により測定され、そして
−kは、集合{0,1,2,3,4,5}からの1つの整数である。
−ρ0は軸α,βの系に対する軸d,qの系の角度であり、この角度ρ0はセンサ56により測定され、そして
−kは、集合{0,1,2,3,4,5}からの1つの整数である。
上記の式の他の変数は、既に動作90及び92に関係して定義され済みである。
ユニット44は、式(5)を連続的反復法により解くことにより時間間隔Tの値を決定する。より正確には、動作94の間に、ユニット44は、時間間隔Tに対する初期値TSを設定し、そしてこの値TSに対して式(5)の右辺の要素(right−hand member)を計算する。結果に向けての早い収束を得るため、値TSが1/(6・NP・Fm)に等しくされ、ここで、NPはモータ4の磁極の対数であり、そしてFmはセンサ54により測定されたモータ4のロータの機械的周波数である。
ユニット44は、式(5)を連続的反復法により解くことにより時間間隔Tの値を決定する。より正確には、動作94の間に、ユニット44は、時間間隔Tに対する初期値TSを設定し、そしてこの値TSに対して式(5)の右辺の要素(right−hand member)を計算する。結果に向けての早い収束を得るため、値TSが1/(6・NP・Fm)に等しくされ、ここで、NPはモータ4の磁極の対数であり、そしてFmはセンサ54により測定されたモータ4のロータの機械的周波数である。
次いで、動作96の間に、ユニット44は、動作94の間の右辺の要素のため確立された値に一致するため左辺の要素に関する時間間隔Tの値を計算する。
次いで、ユニット44は、動作94に戻り、動作96の間に時間間隔Tに関して確立された初期値TSを選定する。
次いで、ユニット44は、動作94に戻り、動作96の間に時間間隔Tに関して確立された初期値TSを選定する。
こうして、動作94及び96は、時間間隔Tの値が十分な精度で確立されるまで、反復される。
次いで、動作98の間に、時間間隔Tの値は、時間スレッショルドTmin及びTmaxと比較される。スレッショルドTminより下では、時間間隔Tは計算を実時間で実行するには短すぎる。スレッショルドTmaxより上では、調整時点同士が余りに離れ過ぎ、それは、モータ4を余りに長い時間制御外に留めて置く。
次いで、動作98の間に、時間間隔Tの値は、時間スレッショルドTmin及びTmaxと比較される。スレッショルドTminより下では、時間間隔Tは計算を実時間で実行するには短すぎる。スレッショルドTmaxより上では、調整時点同士が余りに離れ過ぎ、それは、モータ4を余りに長い時間制御外に留めて置く。
時間間隔Tの値が2つのスレッショルドTminとTmaxとの間にある場合、モジュラス
及び角度β0を計算するステップ99が実行される。
比較動作98の間に、前に確立された時間間隔Tの値がこれらのスレッショルドのうちの1つを超えた場合、モジュール48は、瞬時トルク設定点を補正する第1のステップ100を実行する。
比較動作98の間に、前に確立された時間間隔Tの値がこれらのスレッショルドのうちの1つを超えた場合、モジュール48は、瞬時トルク設定点を補正する第1のステップ100を実行する。
ステップ100を開始して、動作102の間に、時間間隔Tの値は、超えられたスレッショルドの値、即ちスレッショルドTmin又はスレッショルドTmaxの値に設定される。
次いで、動作104の間に、動作102中に固定された時間間隔Tに到達され得る新しい一時的瞬時トルク設定点が確立される。このため、関係式(5)は、時間間隔Tの値が動作102の間に且つ且つId(T)又はIq(T)のいずれかの値を固定することにより確立された時間間隔Tの値である状況に対して解かれる。例えば、目的がトルクを維持することにある場合、Iq(T)の値は、変換モジュール40により確立されたIq(T)の値に等しくされ、そして値Id(T)は未知数である。従って、式(5)は、次の形式で書ける。
ここで、Tmは、動作102の間に固定された時間間隔Tの値である。
目的が逆励起(de−excitation)を維持することにある場合、Id(T)の値は、変換モジュール40により確立されたId(T)の値に設定され、そしてId(T)の値は、次の式を用いて確立される。
目的が逆励起(de−excitation)を維持することにある場合、Id(T)の値は、変換モジュール40により確立されたId(T)の値に設定され、そしてId(T)の値は、次の式を用いて確立される。
ユニット44は、動作94及び96を参照して説明したのと似た要領で連続的反復法により式(6)又は式(7)を解く。
ステップ100の終わりに、この方法はステップ99に進む。
ステップ100の終わりに、この方法はステップ99に進む。
ステップ99の間に、正確な応答制御方法が実行されて、電圧ベクトルV→を電流設定点I→(T)及び時間間隔Tの値から確立する。この方法は特許EPA 123 35 06に説明されているので、それをここで詳細に説明することは必要でない。
ステップ110の間に、ユニット46は、応答制御モジュール42により発生されたモジュラス
を、センサ52により測定された電圧限界値VMと比較する。モジュラス
が電圧限界値VM以下である場合、この方法は、3相インバータ8のスイッチのスイッチングを指令するステップ112を継続する。
さもなければ、ユニット46は、瞬時トルク設定点を補正するステップ114を実行する。
さもなければ、ユニット46は、瞬時トルク設定点を補正するステップ114を実行する。
一時的瞬時トルク設定点が、ステップ114の間に計算される。この目的のため、式(5)は、それによりモジュラス
が電圧限界値VMを超えないようにし得る追加の制約を入れて解かれる。この追加の制約は、次の式により表される。
ここで、Id 0D(T)及びIq 0D(T)は、ヌル電圧に対するモータの自然の進展を表し、そして特許出願EPA 1233506に定義されている。
式(5)及び(8)から成る式の系は、等しく次の形式で書き得る。
式(5)及び(8)から成る式の系は、等しく次の形式で書き得る。
式(9)の系は2つの式から成り、その2つの式の両方が、時間間隔Tを電流設定点I→(T)の座標から計算するのを可能にする。電圧限界値VMに到達する場合、一般的にもはや、Iq(T)、Id(T)、及び時間間隔Tの対応の値を課すのは可能でない。従って、電圧限界値VMに到達することにより、1自由度が失われる。動作116の間に、系(9)を解くため、モジュール49は、電流ベクトルI→(T)の2つの成分のうちの1つを固定し、そして系(9)の2つの式のうちの1つを用いて時間間隔Tを計算する。次いで、動作118の間に、系26の他の式、及び動作116中に計算された時間間隔値Tを用いて、電流設定点ベクトルI→(T)の他の座標の値が計算される。
例えば、成分Iq(T)の値が応答制御モジュール42の入力に印加される値に等しくされる場合、時間間隔Tの値は、次の式により定義される。
別の可能性は、成分Id(T)の値を設定し、且つ次の式を用いて時間間隔Tを計算することである。
ステップ114の終わりに、この方法は、時間間隔Tの値をスレッショルドTmin及びTmaxと比較するステップ98に戻る。
ステップ112において、動作130の間に、選択モジュール28は、メモリ32の中で、モジュラス
ステップ112において、動作130の間に、選択モジュール28は、メモリ32の中で、モジュラス
に対応する角度αiの値を選択し、そしてそれらの角度をモジュール26に供給する。
次いで、動作132の間に、モジュール26は、受け取られた角度αiにより定義されるパルス幅変調の形式を用いて、3相インバータ8のスイッチのスイッチングを指令する。
次いで、動作132の間に、モジュール26は、受け取られた角度αiにより定義されるパルス幅変調の形式を用いて、3相インバータ8のスイッチのスイッチングを指令する。
次の調整時点まで、モジュール26は、同じ形式の変調を用いて3相インバータ8のスイッチを指令し続ける。
ステップ112の終わりで、且つ次の調整時点に、この方法はステップ80に戻る。
ステップ112の終わりで、且つ次の調整時点に、この方法はステップ80に戻る。
こうして、上記の方法は、電圧ベクトルV→の位相が軸α,βの系の軸αに対して角度k×Π/3である時点でのみ瞬時トルクを調整する。この特性のおかげで、瞬時トルクは、電圧高調波により発生された瞬時トルクの発振の周期の整数倍でのみ調整される。図1を参照して説明されたように、これは、変調の変化(変更)、従って無制御の高調波の発生を制限する。
こうして、図4の方法は、正確な応答制御方法の利点と、同期パルス幅変調の使用と関連した利点とを組み合わせる。特に、この方法は、広い動的範囲を有し、そして或る一定の高調波の不在を保証する。
2 システム
4 モータ
8 3相インバータ
10 直流電圧源
22 計算ユニット
20 制御ユニット
26 モジュール
28 変調選択器モジュール
32 メモリ
40 変換モジュール
42 応答制御モジュール
44,46,48,49 ユニット
50,52,54,56 センサ
60 メモリ
4 モータ
8 3相インバータ
10 直流電圧源
22 計算ユニット
20 制御ユニット
26 モジュール
28 変調選択器モジュール
32 メモリ
40 変換モジュール
42 応答制御モジュール
44,46,48,49 ユニット
50,52,54,56 センサ
60 メモリ
Claims (11)
- スイッチングが制御可能であるスイッチから形成されたインバータにより発生された電圧及び電流が供給されるステータ巻線及び/又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の瞬時電磁トルクを調整する方法であって、
−前記インバータにより発生された電圧の基本周波数と同期したパルス幅変調を用いて、前記インバータのスイッチのスイッチングを指令するステップ(112)であって、前記パルス幅変調が入力設定点の関数として形成されている、前記指令するステップ(112)と、
−入力設定点を各調整時点における瞬時トルク設定点から計算するステップ(99)と、を備える方法において、
瞬時トルク設定点が一定である限り、2つの連続の調整時点間の時間間隔(T)が前記インバータにより発生された電圧及び/又は電流の第2次又はそれより高次の高調波により生じた前記電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように前記時間間隔(T)を決定するステップ(86)を備えることを特徴とする方法。 - 前記計算するステップが、前記瞬時トルク設定点が第1の調整時点に到達されるように正確な応答制御方法を用いることを特徴とする請求項1記載の方法。
- ロータを装備した機械のための請求項1又は2記載の方法であって、
前記時間間隔が更に、瞬時トルク設定点(ΓCS)、位置(ρo)、及び前記機械のロータの角速度(ω)の関数として決定されることを特徴とする方法。 - 前記時間間隔(T)が、平滑な磁極を有する同期機械のため、
次の式
−Φaが磁石のロータ磁束であり、
−Lがモータのステータのインダクタンスであり、
−Xが式X=L・ωにより定義され(但し、ωは前記ロータの角速度である。)、
−Zが式
−Id(0)及びIq(0)が、ロータ磁束に対して固定された軸d,qの回転系において前記調整時点で測定された瞬時電流ベクトルの成分であり、前記のd軸が前記ロータ磁束と整列されており、
−Id(T)及びIq(T)が、前記の軸d,qの系における瞬時トルク設定点に対応する電流ベクトル設定点の成分であり、
−ρoが、前記の軸d,qの系と、前記ステータ巻線に対して固定されている軸α,βの固定された系との間の角度である
ことを特徴とする請求項3記載の方法。 - 前記調整時点がT′/2pに等しい時間間隔だけ離間しており、ここで、pは前記機械の相数であり、T′は前記インバータにより発生された電圧の基本周波数の周期であることを特徴とする請求項1から4のいずれか一項に記載の方法。
- 前記調整時点が、前記インバータにより発生された電圧の基本周波数の位相がkΠ/p(但し、kは整数である。)に等しい時点に正確に対応するよう選定されることを特徴とする請求項5記載の方法。
- 決定された時間間隔(T)が事前定義された時間スレッショルドを横切る場合瞬時トルク設定点を補正するステップ(100)を含み、
当該補正するステップが、
a)横切られた前記スレッショルドの値を前記時間間隔の値として取る動作(102)と、
b)前記動作a)の間に確立された時間間隔値を用いて、到達されることができる一時的瞬時トルク設定点を確立する動作(104)と
を備える
ことを特徴とする請求項1から5のいずれか一項に記載の方法。 - 前記の制御ステップ(112)の間に用いられるべき入力設定点が事前定義された設定点限界を横切る場合、瞬時トルク設定点を補正するステップ(114)を含み、
この第2の補正するステップが、前記事前定義された設定点限界に適合する新しい一時的瞬時トルク設定点を確立する動作(118)を有する
ことを特徴とする請求項1から7のいずれか一項に記載の方法。 - 前記事前定義された設定点限界が、各電流調整時点で測定される(動作80)ことを特徴とする請求項8記載の方法。
- 命令が電子コンピュータにより実行されるとき請求項1から9のいずれか一項に記載の方法に適合する調整方法を実行するための前記命令を備える情報記憶媒体(60)。
- スイッチングが指令可能であるスイッチから形成されたインバータにより発生された電圧及び電流が供給されるステータ巻線及び/又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の瞬時電磁トルクを調整するシステムであって、
−前記インバータにより発生された電圧の基本周波数と同期したパルス幅変調を用いて、前記インバータのスイッチのスイッチングを指令するユニット(20)であって、前記パルス幅変調が入力設定点の関数として形成される、前記ユニット(20)と、
−前記入力設定点を瞬時トルク設定点から計算するユニット(22)と、を備えるシステムにおいて、
瞬時トルク設定点が一定である限り、2つの連続の調整時点間の時間間隔(T)が前記インバータにより発生された電圧及び/又は電流の第2次又はそれより高次の高調波により生じた前記電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように前記時間間隔(T)を決定するユニット(44)を備えることを特徴とするシステム。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR0306634A FR2855679B1 (fr) | 2003-06-02 | 2003-06-02 | Procede et systeme de regulation du couple electromagnetique instantane, et support d'enregistrement pour la mise en oeuvre du procede |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004364496A true JP2004364496A (ja) | 2004-12-24 |
Family
ID=33155638
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004164332A Pending JP2004364496A (ja) | 2003-06-02 | 2004-06-02 | 瞬時電磁トルクを調整する方法及びシステム、及び当該方法を実行するための記憶媒体 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7095197B2 (ja) |
EP (1) | EP1484835B1 (ja) |
JP (1) | JP2004364496A (ja) |
DK (1) | DK1484835T3 (ja) |
ES (1) | ES2569918T3 (ja) |
FR (1) | FR2855679B1 (ja) |
PT (1) | PT1484835E (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7161316B2 (en) * | 2004-11-02 | 2007-01-09 | General Electric Company | Method and apparatus for discrete speed compensated torque step motor control |
FR2918819B1 (fr) * | 2007-07-10 | 2012-10-05 | Alstom Transport Sa | Procede de commande d'un moteur synchrone a aimants permanents enterres |
US8903577B2 (en) | 2009-10-30 | 2014-12-02 | Lsi Industries, Inc. | Traction system for electrically powered vehicles |
US8604709B2 (en) | 2007-07-31 | 2013-12-10 | Lsi Industries, Inc. | Methods and systems for controlling electrical power to DC loads |
US7598683B1 (en) | 2007-07-31 | 2009-10-06 | Lsi Industries, Inc. | Control of light intensity using pulses of a fixed duration and frequency |
JP5558752B2 (ja) * | 2009-07-30 | 2014-07-23 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
FR3027748B1 (fr) * | 2014-10-27 | 2016-11-04 | Valeo Equip Electr Moteur | Procede et dispositif de commande d'une machine electrique tournante synchrone polyphasee, et machine electrique reversible de vehicule automobile correspondant |
JP6414513B2 (ja) * | 2015-06-05 | 2018-10-31 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 回転電機制御装置 |
Family Cites Families (22)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4023083A (en) * | 1975-04-14 | 1977-05-10 | General Electric Company | Torque regulating induction motor system |
US4047083A (en) * | 1976-03-08 | 1977-09-06 | General Electric Company | Adjustable speed A-C motor drive with smooth transition between operational modes and with reduced harmonic distortion |
JPS5833998A (ja) * | 1981-08-21 | 1983-02-28 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御方式 |
US5223775A (en) * | 1991-10-28 | 1993-06-29 | Eml Research, Inc. | Apparatus and related method to compensate for torque ripple in a permanent magnet electric motor |
US5619114A (en) * | 1995-03-20 | 1997-04-08 | Allen-Bradley Company, Inc. | Signal averager for use with motor controller |
FI106231B (fi) * | 1996-02-13 | 2000-12-15 | Abb Industry Oy | Invertterijärjestely |
JP3276135B2 (ja) * | 1996-03-11 | 2002-04-22 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
JP3267524B2 (ja) * | 1996-12-13 | 2002-03-18 | 株式会社東芝 | インバータ制御装置 |
JP3281561B2 (ja) * | 1996-12-25 | 2002-05-13 | シャープ株式会社 | モータ速度制御装置 |
US5850132A (en) * | 1997-07-02 | 1998-12-15 | Allin-Bradley Company, Llc | Apparatus used with AC motors for compensating for turn on delay errors |
WO1999023750A1 (fr) * | 1997-10-31 | 1999-05-14 | Hitachi, Ltd. | Convertisseur de courant |
EP1219014A4 (en) * | 1999-09-16 | 2007-08-15 | Delphi Tech Inc | METHOD FOR MINIMALLY REDUCING THE TORQUE OF THE MOTOR TORQUE DUE TO IMBALANCES |
EP1400009B1 (en) * | 1999-09-17 | 2013-01-02 | GM Global Technology Operations LLC | Extended speed range operation of permanent magnet brushless machines using optimal phase angle control in the voltage mode operation |
JP3454212B2 (ja) * | 1999-12-02 | 2003-10-06 | 株式会社日立製作所 | モータ制御装置 |
KR100778190B1 (ko) * | 2000-11-09 | 2007-11-22 | 다이킨 고교 가부시키가이샤 | 동기 모터 제어 방법 및 그 장치 |
EP1211798B1 (en) * | 2000-11-22 | 2018-01-10 | Nissan Motor Co., Ltd. | Motor control apparatus and motor control method |
US6541933B1 (en) * | 2001-11-20 | 2003-04-01 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Angle control of modulating wave to reduce reflected wave overvoltage transients |
JP2003244992A (ja) * | 2002-02-21 | 2003-08-29 | Nissan Motor Co Ltd | 回転電機の電流制御方法 |
EP3190696A1 (en) * | 2002-02-25 | 2017-07-12 | Daikin Industries, Ltd. | Motor controlling method and apparatus thereof |
US6847186B1 (en) * | 2002-10-18 | 2005-01-25 | Raser Technologies, Inc. | Resonant motor system |
FR2855678B1 (fr) * | 2003-06-02 | 2005-07-22 | Alstom | Procede et systeme de regulation du couple electromagnetique moyen d'une machine electrique tournante, support d'enregistrement et structure de donnees pour la mise en oeuvre du procede |
US6882550B1 (en) * | 2003-10-27 | 2005-04-19 | Curtiss-Wright Electro-Mechanical Corporation | Harmonic neutralized frequency changer |
-
2003
- 2003-06-02 FR FR0306634A patent/FR2855679B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-05-28 DK DK04291356.6T patent/DK1484835T3/en active
- 2004-05-28 PT PT04291356T patent/PT1484835E/pt unknown
- 2004-05-28 ES ES04291356.6T patent/ES2569918T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2004-05-28 US US10/855,890 patent/US7095197B2/en active Active
- 2004-05-28 EP EP04291356.6A patent/EP1484835B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 2004-06-02 JP JP2004164332A patent/JP2004364496A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
ES2569918T3 (es) | 2016-05-13 |
DK1484835T3 (en) | 2016-05-23 |
US20050001571A1 (en) | 2005-01-06 |
PT1484835E (pt) | 2016-06-06 |
FR2855679B1 (fr) | 2005-07-22 |
US7095197B2 (en) | 2006-08-22 |
EP1484835A3 (fr) | 2006-01-18 |
FR2855679A1 (fr) | 2004-12-03 |
EP1484835B1 (fr) | 2016-03-09 |
EP1484835A2 (fr) | 2004-12-08 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070511 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20091120 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100413 |