JP2004363757A - 直交変復調装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】直交変調回路１８によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成する直交変調部と、直交復調回路２２により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交復調部を設けた直交変復調装置を提供する。
【解決手段】無線通信装置に設けられた直交変復調装置では、直交変調誤差検出回路３１により直交変調信号に発生する位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出し、当該検出結果に基づいて直交変調誤差補正回路１２により位相誤差や振幅誤差を補正する。また、直交復調誤差検出補正回路２７により直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して、位相誤差や振幅誤差を補正する。
【選択図】 図１
【解決手段】無線通信装置に設けられた直交変復調装置では、直交変調誤差検出回路３１により直交変調信号に発生する位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出し、当該検出結果に基づいて直交変調誤差補正回路１２により位相誤差や振幅誤差を補正する。また、直交復調誤差検出補正回路２７により直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して、位相誤差や振幅誤差を補正する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交変調回路によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成し、直交復調回路により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交変復調装置や通信装置に関し、特に、直交変調信号に発生する位相や振幅の誤差や、直交復調信号に発生する位相や振幅の誤差を補正する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、無線により信号を通信する無線通信装置では、送信対象となる情報から直交変調回路により直交変調信号を生成して送信することや、受信した直交変調信号から直交復調回路により元の情報を生成することが行われている。
このような直交変調や直交復調を行う場合における変調方式や復調方式としては、例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式や、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式などが用いられている。
【０００３】
また、直交変調回路では、Ｉ相成分の情報（Ｉ情報）及びＱ相成分の情報（Ｑ情報）のそれぞれに対して互いに位相が９０度異なるローカル周波数信号（搬送波信号）を供給することにより、直交変調信号が生成される。同様に、直交復調回路では、直交変調信号に対して互いに位相が９０度異なるローカル周波数信号（搬送波信号）を供給することにより、直交復調信号のＩ情報及びＱ情報が生成される。
【０００４】
しかしながら、上記のような直交変調回路や直交復調回路では、Ｉ相成分に対応するローカル周波数信号の位相とＱ相成分に対応するローカル周波数信号の位相との差を広帯域にわたって正確に９０度にすることが困難であった。
そして、このような９０度の位相差について誤差（位相誤差）が発生する場合には、直交変調回路により生成される直交変調信号や直交復調回路により生成される直交復調信号においてＩ相成分とＱ相成分との直交性が崩れてしまい、これにより、例えば、直交変調信号や直交復調信号の精度が劣化してしまい、広帯域にわたって直交変調方式や直交復調方式を精度よく使用することができないといった問題があった。
【０００５】
また、上記のような直交変調回路や直交復調回路では、Ｉ相成分とＱ相成分との間に、振幅の誤差（振幅誤差）が発生してしまうこともあった。
こうしたことから、広帯域の周波数に対応した直交変調回路や直交復調回路を実現することは困難なことであった。
【０００６】
なお、直交変調における誤差を補正することに関して、従来技術の例を示す。
一例として、従来では、直交変調器により入力変調信号に対して直交変調を行うに際して、直交変調された信号を帰還させて直交復調し、直交復調された信号と入力変調信号とを比較して直交変調誤差を検出し、検出される直交変調誤差に基づいて入力変調信号に対して補正を行うことが為されていた（例えば、特許文献１参照。）。
また、本発明に関連する発明が、本出願人による特願２００３−０６０８３９号に記載されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００１−３３９４５２号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例で示したように、従来の直交変調回路や直交復調回路では、直交変調信号や直交復調信号について、Ｉ相成分とＱ相成分との直交性（９０度の位相差）や振幅に関して誤差が発生してしまい、精度のよい直交変調や直交復調を実現することができないといった問題があった。また、このような問題は、特に、高い無線周波数で、広帯域にわたって直交変調や直交復調を行うような場合に、顕著であった。
【０００９】
具体的には、一例として、ソフトウエア無線機などでは、例えば３ＧＨｚ以上などの高い周波数帯である無線周波数帯を使用する無線機が用いられており、このような無線機では、直交変調誤差や直交復調誤差が大きな問題となり、Ｉ相成分とＱ相成分との直交性や振幅関係が崩れると、広帯域な直交変調や直交復調が不可能となってしまう。
【００１０】
なお、例えば、ＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ）やＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）などにおいても直交変調や直交復調が行われるところ、これらの周波数帯に関しては、既にＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）が市販されており、直交変調誤差や直交復調誤差が大きな問題となることは少ないと考えられるが、このようなシステムに後述する本発明が適用されても構わない。
【００１１】
本発明は、上記のような従来の事情に鑑み為されたもので、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交変調を行うような場合においても、直交変調信号における位相誤差や振幅誤差を補正して、精度のよい直交変調を実現することができる直交変復調装置や通信装置を提供することを目的とする。
また、本発明は、上記のような従来の事情に鑑み為されたもので、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交復調を行うような場合においても、直交復調信号における位相誤差や振幅誤差を補正して、精度のよい直交復調を実現することができる直交変復調装置や通信装置を提供することを目的とする。
【００１２】
なお、上記従来例に示したように、従来においても、上記のような位相誤差や振幅誤差を補正することに関して検討が為されていたが、未だに十分な検討が完了したとは言えず、本発明では、上記のような位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正するための新たな構成を提供し、例えば、実用上で有効な構成により精度のよい直交変調や直交復調を実現することに貢献する。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る直交変復調装置では、直交変調回路によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成する直交変調部と、直交復調回路により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交復調部を設けた構成において、次のような構成により、直交変調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する。
【００１４】
すなわち、本発明に係る直交変復調装置では、直交変調位相誤差検出回路と、直交変調位相誤差補正回路と、直交変調振幅誤差検出回路と、直交変調振幅誤差補正回路を備える。
直交変調位相誤差検出回路は、直交変調回路により生成される直交変調信号に発生する位相誤差に関する情報を検出する。
直交変調位相誤差補正回路は、直交変調位相誤差検出回路により検出される位相誤差に関する情報に基づいて、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑに対して補正を行う。
直交変調振幅誤差検出回路は、直交変調回路により生成される直交変調信号に発生する振幅誤差に関する情報を検出する。
直交変調振幅誤差補正回路は、直交変調振幅誤差検出回路により検出される振幅誤差に関する情報に基づいて、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑに対して補正を行う。
【００１５】
また、直交変調位相誤差検出回路は、２乗和値生成回路と、正負反転極性付与回路と、加算回路と、所定値乗算回路を用いて構成される。
２乗和値生成回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｘ及びＱ情報Ｄｑｘから、（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）値を生成する。
【００１６】
なお、Ｉ情報Ｄｉｘ及びＱ情報Ｄｑｘとしては、例えば、直交復調に関する誤差が補正された後にサンプリングされたＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒが用いられ、また、例えば、直交復調に関する誤差が補正されたＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅが用いられてもよく、或いは、直交復調に関する誤差が補正されていないＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏが用いられてもよい。
【００１７】
正負反転極性付与回路は、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報ＤｑのＩ−Ｑ平面上における座標が第１象限或いは第３象限に位置する場合と第２象限或いは第４象限に位置する場合とで、互いに正負が反転した極性を２乗和値生成回路により生成される（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）値に対して与える。
【００１８】
加算回路は、正負反転極性付与回路により生成される値を加算する。なお、当該値は、例えば、＋（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）又は−（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）や、この定数倍の値などとなる。
所定値乗算回路は、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ１を乗算する。なお、加算回路により生成される値は、例えば、正負反転極性付与回路により生成される値を累積的に積分した結果となる。
そして、直交変調位相誤差検出回路は、所定値乗算回路により生成される値を、位相誤差に関する情報として検出する。
【００１９】
また、直交変調位相誤差補正回路は、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑのうちの一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑ、又は、Ｉ情報Ｄｉ）を補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｃ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｃ）とするとともに、一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑ、又は、Ｉ情報Ｄｉ）と直交変調位相誤差検出回路により検出される位相誤差に関する情報とを乗算した結果を他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉ、又は、Ｑ情報Ｄｑ）と加算した結果を補正後の他方の情報（例えば、補正後のＩ情報Ｄｉｃ、又は、補正後のＱ情報Ｄｑｃ）とする。
【００２０】
また、直交変調振幅誤差検出回路は、差生成回路と、加算回路と、所定値乗算回路と、１値加算回路を用いて構成される。
差生成回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＱ情報Ｄｑｘと直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉとを乗算した結果の変動成分と、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｘと直交変調回路による直交変調前のＱ情報Ｄｑとを乗算した結果の変動成分とで、絶対値の差又は２乗値の差に関する値を生成する。
【００２１】
なお、変動成分は、例えば、時間に応じて変動する成分であり、高周波通過フィルタ（ＨＰＦ：Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を用いて抽出することができる。
また、絶対値の差又は２乗値の差に関する値としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、絶対値の差の値や、２乗値の差の値が用いられてもよく、或いは、実質的にこれらのいずれかと同一又は近似とみなすことができるような値が用いられてもよい。
【００２２】
加算回路は、差生成回路により生成される値を加算する。
所定値乗算回路は、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ２を乗算する。なお、加算回路により生成される値は、例えば、差生成回路により生成される値を累積的に積分した結果となる。
１値加算回路は、所定値乗算回路により生成される値に１値（“１”）を加算する。
そして、直交変調振幅誤差検出回路は、１値加算回路により生成される値を、振幅誤差に関する情報として検出する。
【００２３】
また、直交変調振幅誤差補正回路は、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑのうちの一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑ、又は、Ｉ情報Ｄｉ）と直交変調振幅誤差検出回路により検出される振幅誤差に関する情報とを乗算した結果を補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｃ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｃ）とするとともに、他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉ、又は、Ｑ情報Ｄｑ）を補正後の他方の情報（例えば、補正後のＩ情報Ｄｉｃ、又は、補正後のＱ情報Ｄｑｃ）とする。
【００２４】
このような構成を有する本発明に係る直交変復調装置では、直交変調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正することができる。
従って、上記のような簡易で実用的な構成により、直交変調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正して、精度のよい直交変調を実現することができる。また、本発明では、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交変調を行うような場合においても、有効に、直交変調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正することができる。
【００２５】
ここで、直交変調や直交復調が行われる場合における変調方式や復調方式としては、種々な方式が用いられてもよく、例えば、ＱＰＳＫ方式や、１６ＱＡＭや３２ＱＡＭや６４ＱＡＭなどのＱＡＭ方式などを用いることができる。
また、直交変調の対象となる情報としては、例えば、送信対象となる情報や、誤差を検出及び補正するために使用される情報などが用いられる。この場合、これらの情報は、Ｉ相成分の情報（Ｉ情報）とＱ相成分の情報（Ｑ情報）から構成される。
【００２６】
また、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報ＤｑのＩ−Ｑ平面上における座標は、例えば、Ｉ情報の座標値＞０且つＱ情報の座標値＞０である場合には第１象限に位置し、Ｉ情報の座標値＜０且つＱ情報の座標値＜０である場合には第３象限に位置し、Ｉ情報の座標値＜０且つＱ情報の座標値＞０である場合には第２象限に位置し、Ｉ情報の座標値＞０且つＱ情報の座標値＜０である場合には第４象限に位置する。
【００２７】
なお、例えば、Ｉ情報の座標値＝０である場合や、Ｑ情報の座標値＝０である場合が発生するようなときには、このような場合における（Ｉ情報、Ｑ情報）の座標がいずれの象限に位置するかについては、任意に設定されてもよい。
また、所定の値Ａ１としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、固定的に設定される一定の値が用いられてもよく、或いは、可変に制御することが可能な値が用いられてもよい。
また、所定の値Ａ２としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、固定的に設定される一定の値が用いられてもよく、或いは、可変に制御することが可能な値が用いられてもよい。
【００２８】
また、直交変調部や、直交復調部としては、種々な構成のものが用いられてもよい。
また、直交変調回路や、直交復調回路としては、種々な構成のものが用いられてもよく、例えば、直交変調回路と直交復調回路とは互いに対応するものが用いられる。
【００２９】
また、直交変調位相誤差検出回路や、直交変調位相誤差補正回路や、直交変調振幅誤差検出回路や、直交変調振幅誤差補正回路としては、種々な構成のものが用いられてもよい。また、これらを構成するそれぞれの回路としては、種々な構成のものが用いられてもよい。
また、直交変調位相誤差補正回路では、例えば、直交変調位相誤差検出回路による検出結果に基づいて、フィードバック制御が行われる。
また、直交変調振幅誤差補正回路では、例えば、直交変調振幅誤差検出回路による検出結果に基づいて、フィードバック制御が行われる。
【００３０】
また、直交変調位相誤差補正回路により位相誤差を補正する処理と、直交変調振幅誤差補正回路により振幅誤差を補正する処理との順序としては、特に限定はなく、例えば、直交変調位相誤差補正回路の後段に直交変調振幅誤差補正回路が備えられてもよく、或いは、直交変調振幅誤差補正回路の後段に直交変調位相誤差補正回路が備えられてもよい。
【００３１】
また、直交変調位相誤差検出回路により位相誤差に関する情報を検出する処理と、直交変調振幅誤差検出回路により振幅誤差に関する情報を検出する処理との順序としては、特に限定はなく、例えば、直交変調位相誤差検出回路と直交変調振幅誤差検出回路とが並列に備えられてもよく、或いは、直交変調位相誤差検出回路の後段に直交変調振幅誤差検出回路が備えられてもよく、或いは、直交変調振幅誤差検出回路の後段に直交変調位相誤差検出回路が備えられてもよい。
【００３２】
本発明に係る直交変復調装置では、直交変調回路によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成する直交変調部と、直交復調回路により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交復調部を設けた構成において、次のような構成により、直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する。
【００３３】
すなわち、本発明に係る直交変復調装置では、直交復調位相誤差検出補正回路と、直交復調振幅誤差検出補正回路を備える。
直交復調位相誤差検出補正回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏに発生する位相誤差に関する情報を検出して、当該検出される位相誤差に関する情報に基づいて、当該Ｉ情報Ｄｉｏ及び当該Ｑ情報Ｄｑｏに対して補正を行う。
直交復調振幅誤差検出補正回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏに発生する振幅誤差に関する情報を検出して、当該検出される振幅誤差に関する情報に基づいて、当該Ｉ情報Ｄｉｏ及び当該Ｑ情報Ｄｑｏに対して補正を行う。
【００３４】
また、直交復調位相誤差検出補正回路は、位相誤差補正値加算回路と、乗算回路と、加算回路と、所定値乗算回路と、位相誤差補正値生成回路を用いて構成される。
位相誤差補正値加算回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏのうちの一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑｏ、又は、Ｉ情報Ｄｉｏ）と所定の位相誤差補正値とを加算した結果を補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｅ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｑ）とする。なお、所定の位相誤差補正値は、後述する位相誤差補正値生成回路により生成される。
【００３５】
乗算回路は、補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｅ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｅ）と他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）とを乗算する。
加算回路は、乗算回路により生成される値を加算する。
所定値乗算回路は、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ３を乗算する。なお、加算回路により生成される値は、例えば、乗算回路により生成される値を累積的に積分した結果となる。
【００３６】
位相誤差補正値生成回路は、所定値乗算回路により生成される値と他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）とを乗算した結果を所定の位相誤差補正値とする。
また、直交復調位相誤差検出補正回路は、他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）を補正後の他方の情報（例えば、補正後のＩ情報Ｄｉｅ、又は、補正後のＱ情報Ｄｑｅ）とする。
【００３７】
また、直交復調振幅誤差検出補正回路は、振幅誤差補正値乗算回路と、差生成回路と、加算回路と、所定値乗算回路と、１値加算回路を用いて構成される。
振幅誤差補正値乗算回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏのうちの一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑｏ、又は、Ｉ情報Ｄｉｏ）と所定の振幅誤差補正値とを乗算した結果を補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｅ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｅ）とする。なお、所定の振幅誤差補正値は、後述する１値加算回路（例えば、振幅誤差補正値生成回路）により生成される。
【００３８】
差生成回路は、補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｅ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｅ）と他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）とで、絶対値の差又は２乗値の差に関する値を生成する。
なお、絶対値の差又は２乗値の差に関する値としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、絶対値の差の値や、２乗値の差の値が用いられてもよく、或いは、実質的にこれらのいずれかと同一又は近似とみなすことができるような値が用いられてもよい。
【００３９】
加算回路は、差生成回路により生成される値を加算する。
所定値乗算回路は、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ４を乗算する。なお、加算回路により生成される値は、例えば、差生成回路により生成される値を累積的に積分した結果となる。
１値加算回路は、所定値乗算回路により生成される値に対して１値（“１”）を加算した結果を、所定の振幅誤差補正値とする。
また、直交復調振幅誤差検出補正回路は、他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）を補正後の他方の情報（例えば、補正後のＩ情報Ｄｉｅ、又は、補正後のＱ情報Ｄｑｅ）とする。
【００４０】
このような構成を有する本発明に係る直交変復調装置では、直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正することができる。
従って、上記のような簡易で実用的な構成により、直交復調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正して、精度のよい直交復調を実現することができる。また、本発明では、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交復調を行うような場合においても、有効に、直交復調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正することができる。
【００４１】
ここで、所定の値Ａ３としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、固定的に設定される一定の値が用いられてもよく、或いは、可変に制御することが可能な値が用いられてもよい。
また、所定の値Ａ４としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、固定的に設定される一定の値が用いられてもよく、或いは、可変に制御することが可能な値が用いられてもよい。
【００４２】
また、直交復調位相誤差検出補正回路や、直交復調振幅誤差検出補正回路としては、種々な構成のものが用いられてもよい。また、これらを構成するそれぞれの回路としては、種々な構成のものが用いられてもよい。
また、直交復調位相誤差検出補正回路では、例えば、位相誤差に関する情報の検出結果に基づいて、フィードバック制御が行われる。
また、直交復調振幅誤差検出補正回路では、例えば、振幅誤差に関する情報の検出結果に基づいて、フィードバック制御が行われる。
【００４３】
また、直交復調位相誤差検出補正回路により位相誤差を補正する処理と、直交復調振幅誤差検出補正回路により振幅誤差を補正する処理との順序としては、特に限定はなく、例えば、直交復調位相誤差検出補正回路の後段に直交復調振幅誤差検出補正回路が備えられてもよく、或いは、直交復調振幅誤差検出補正回路の後段に直交復調位相誤差検出補正回路が備えられてもよい。
【００４４】
本発明に係る通信装置では、直交変調回路によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成する直交変調部と、直交復調回路により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交復調部を設けて、信号を通信する構成において、次のような構成により、直交変調信号や直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する。
【００４５】
すなわち、本発明に係る通信装置では、上記したような直交変調位相誤差検出回路と直交変調位相誤差補正回路と直交変調振幅誤差検出回路と直交変調振幅誤差補正回路を備え、また、上記したような直交復調位相誤差検出補正回路と直交復調振幅誤差検出補正回路を備える。
そして、これらの回路を並行に動作させて、直交変調部の直交変調回路によりＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑから生成される直交変調信号を直交復調部の直交復調回路に入力して、当該直交復調回路により当該直交変調信号から直交復調信号のＩ情報Ｄｉｙ及びＱ情報Ｄｑｙを生成する。これにより、直交変調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差と直交復調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差を並行して検出及び補正する。
【００４６】
従って、例えば、直交変調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差と直交復調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差を同時に補正することができ、効率的な誤差の補正が実現される。
なお、Ｉ情報Ｄｉｙ及びＱ情報Ｄｑｙとしては、例えば、直交復調に関する誤差が補正された後にサンプリングされたＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒが用いられ、また、例えば、直交復調に関する誤差が補正されたＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅが用いられてもよい。
【００４７】
ここで、通信装置では、例えば、送信対象となる情報（Ｉ情報及びＱ情報）に対して直交変調回路により直交変調を行って、これにより得られる直交変調信号を送信し、また、受信される直交変調信号に対して直交復調回路により直交復調を行って、これにより受信される情報（Ｉ情報及びＱ情報）を取得する。
また、通信装置としては、例えば、無線の通信装置が用いられてもよく、或いは、有線の通信装置が用いられてもよい。
【００４８】
以下で、更に、本発明に係る構成例を示す。
一構成例として、直交変調位相誤差補正回路及び直交変調振幅誤差補正回路を有する直交変調誤差補正回路が、直交変調回路の前段に備えられる。
一構成例として、直交復調位相誤差検出補正回路及び直交復調振幅誤差検出補正回路を有する直交復調誤差検出補正回路が、直交復調回路の後段に備えられる。
一構成例として、直交変調位相誤差検出回路及び直交変調振幅誤差検出回路を有する直交変調誤差検出回路が、直交変調誤差補正回路の前段であって、直交復調誤差検出補正回路の後段に備えられる。
【００４９】
なお、前段としては、例えば、直前である態様ばかりでなく、他の回路素子を介して前段であるような態様が用いられてもよい。
また、後段としては、例えば、直後である態様ばかりでなく、他の回路素子を介して後段であるような態様が用いられてもよい。
【００５０】
一構成例として、直交変調信号や直交復調信号に関する位相や振幅の誤差の検出や補正は、ＱＰＳＫ方式のＩ情報及びＱ情報を用いて行われる。また、このような誤差の検出や補正が行われないときには、他の種々な方式が用いられてもよい。
【００５１】
一構成例として、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）方式のように、送信周波数と受信周波数とが同一である方式が用いられる。
他の構成例として、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）方式のように、送信周波数と受信周波数とが異なる方式が用いられる。この場合、直交変調信号や直交復調信号に関する位相や振幅の誤差の検出や補正を行うときには、当該検出や当該補正のために、送信周波数と受信周波数とが同一の周波数となるように設定される。
【００５２】
一構成例として、位相の誤差や振幅の誤差を検出や補正するに際して、直交変調回路で用いられるローカル周波数信号の角周波数ω１と直交復調回路で用いられるローカル周波数信号の角周波数ω２との差が、例えばシンボルレートの１／１０００程度に相当するといったように、僅かに存在する。
一構成例として、直交復調誤差検出補正回路には、直交復調回路により生成される直交復調信号をシンボルレートの２倍以上の速度でサンプリングした結果が入力される。
【００５３】
【発明の実施の形態】
本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
まず、図５（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して、直交変調回路により生成される直交変調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する処理の原理を説明する。
本例では、直交変調回路による処理を数式により表す場合における一般的な方法として、Ｉ相成分に対応するローカル周波数信号をｃｏｓ（ω１・ｔ）で表し、Ｑ相成分に対応するローカル周波数信号をｓｉｎ（ω１・ｔ）で表す。
なお、ω１は角周波数を表し、ｔは時刻を表す。
【００５４】
まず、理想的な直交変調回路によりＩ情報Ｄｉの信号及びＱ情報Ｄｑの信号から直交変調波（直交変調信号）Ｓｃ（ｔ）が生成される場合には、当該理想的な直交変調波Ｓｃ（ｔ）は式１により表される。ここで、直交変調回路では、Ｉ情報Ｄｉの信号及びＱ情報Ｄｑの信号がそれぞれのミキサに入力され、それぞれのミキサのローカルポートには発振器からのローカル周波数信号の位相を０度及び９０度にずらした信号が入力され、これら２つのミキサからの出力の足し合わせが直交変調回路からの出力となる。
【００５５】
【数１】
【００５６】
しかしながら、ローカル周波数信号が高い場合や、ソフトウエア無線機のようにローカル周波数が広帯域に変化するような場合には、上記した９０度の位相差を正確に実現することが困難である。また、ミキサの変換損失のばらつきや、ベースバンドの増幅器利得（アンプゲイン）のばらつきなどに起因して、振幅にもずれが生じてしまう。
【００５７】
図５（ａ）には、Ｑ相成分のローカル周波数信号ｓｉｎ（ω１・ｔ）にΔθ１の位相誤差が発生するとともにＱ相成分にΔＧ１を乗算する振幅誤差が発生する直交変調回路１５７の一例を示してある。
当該直交変調回路１５７では、発振器１５１から発振されるＩ相成分のローカル周波数信号ｃｏｓ（ω１・ｔ）とＩ情報Ｄｉの信号とがミキサ１５２により混合されるとともに、発振器１５１から発振されるＩ相成分のローカル周波数信号ｃｏｓ（ω１・ｔ）が位相シフタ１５３により（９０°＋Δθ１）だけ移相されて生成されるＱ相成分のローカル周波数信号ｓｉｎ（ω１・ｔ＋Δθ１）とＱ情報Ｄｑの信号とがミキサ１５４により混合される。また、当該ミキサ１５４による混合結果に対して乗算器１５５によりΔＧ１が乗算されるのと同等な振幅誤差が発生し、当該乗算結果とＩ相成分のミキサ１５２による混合結果とが加算器（結合器）１５６により合成されて、直交変調波Ｓ（ｔ）が生成される。
【００５８】
このような位相誤差及び振幅誤差が存在する場合における直交変調波Ｓ（ｔ）は式２により表される。
【００５９】
【数２】
【００６０】
また、ｓｉｎ（ω１・ｔ＋Δθ１）＝ｓｉｎ（ω１・ｔ）・ｃｏｓ（Δθ１）＋ｃｏｓ（ω１・ｔ）・ｓｉｎ（Δθ１）となることから、上記式２は式３のように変形される。式３は、直交変調回路の位相誤差や振幅誤差は、ベースバンドの誤差へ変換することが可能であることを示す。
【００６１】
【数３】
【００６２】
図５（ｂ）には、上記図５（ａ）に示した回路と等価な回路として、理想的な直交変調回路１７０の一例と、上記図５（ａ）において直交変調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差をベースバンドのものへ変換した位相誤差及び振幅誤差を発生する回路（誤差発生回路）１６９の一例を示してある。
ここで、当該直交変調回路１７０では、発振器１６４と２つのミキサ１６５、１６７と位相シフタ１６６と加算器１６８により、上記式１に示したのと同様に、理想的な直交変調が行われる。
【００６３】
また、当該直交変調回路１７０の前段に位置する当該誤差発生回路１６９では、Ｑ情報Ｄｑの信号と｛ΔＧ１・ｓｉｎ（Δθ１）｝の信号とを乗算器１６１により乗算して当該乗算結果とＩ情報Ｄｉの信号とを加算器１６２により加算した結果｛Ｄｉ＋Ｄｑ・ΔＧ１・ｓｉｎ（Δθ１）｝が、位相誤差及び振幅誤差の成分が付与されたＩ情報Ｄｉｉの信号として直交変調回路１７０へ出力され、また、Ｑ情報Ｄｑの信号と｛ΔＧ１・ｃｏｓ（Δθ１）｝の信号とを乗算器１６３により乗算した結果｛Ｄｑ・ΔＧ１・ｃｏｓ（Δθ１）｝が、位相誤差及び振幅誤差の成分が付与されたＱ情報Ｄｑｑの信号として直交変調回路１７０へ出力される。この場合、直交変調回路１７０では、入力されるＩ情報Ｄｉｉの信号及びＱ情報Ｄｑｑの信号から、上記式３に示したのと同様な直交変調波Ｓ（ｔ）が生成される。
【００６４】
図５（ｃ）には、上記図５（ｂ）に示したのと同様に、理想的な直交変調回路１８２の一例と、ベースバンドに変換した位相誤差及び振幅誤差を発生する回路（誤差発生回路）１８３の一例を示してあるとともに、位相誤差及び振幅誤差を補正する回路（誤差補正回路）１８４の一例を示してある。
【００６５】
ここで、当該直交変調回路１８２では、発振器１７７と２つのミキサ１７８、１８０と位相シフタ１７９と加算器１８１により、上記式１に示したのと同様に、理想的な直交変調が行われる。
また、当該誤差発生回路１８３では、２つの乗算器１７４、１７６と加算器１７５により、上記図５（ｂ）に示した誤差発生回路１６９と同様に、位相誤差及び振幅誤差を発生する。
【００６６】
また、当該誤差発生回路１８３の前段に位置する当該誤差補正回路１８４では、Ｑ情報Ｄｑの信号と｛−ｓｉｎ（Δθ１）／ｃｏｓ（Δθ１）｝の信号とを乗算器１７１により乗算して当該乗算結果とＩ情報Ｄｉの信号とを加算器１７２により加算した結果｛Ｄｉ−Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）／ｃｏｓ（Δθ１）｝が、補正後のＩ情報Ｄｉｃの信号として誤差発生回路１８３へ出力され、また、Ｑ情報Ｄｑの信号と［１／｛ΔＧ１・ｃｏｓ（Δθ１）｝］の信号とを乗算器１７３により乗算した結果［Ｄｑ／｛ΔＧ１・ｃｏｓ（Δθ１）｝］が、補正後のＱ情報Ｄｑｃとして誤差発生回路１８３へ出力される。
【００６７】
この場合、誤差発生回路１８３では、入力される補正後のＩ情報Ｄｉｃの信号及び補正後のＱ情報Ｄｑｃの信号から、補正後であって且つ位相誤差及び振幅誤差が発生したＩ情報Ｄｉｉｉの信号として元のＩ情報Ｄｉと等しい情報の信号が生成されて直交変調回路１８２へ出力されるとともに、補正後であって且つ位相誤差及び振幅誤差が発生したＱ情報Ｄｑｑｑの信号として元のＱ情報Ｄｑと等しい情報の信号が生成されて直交変調回路１８２へ出力される。
そして、直交変調回路１８２では、入力されるＩ情報Ｄｉｉｉの信号及びＱ情報Ｄｑｑｑの信号から、上記式１に示したのと同様に、位相誤差や振幅誤差の無い理想的な直交変調波Ｓｃ（ｔ）が生成される。
【００６８】
また、ここでは、厳密な数式の計算に基づく理想的な位相誤差及び振幅誤差の補正処理を示したが、実用上では、例えば、位相のずれΔθ１の値が小さい場合には、ｃｏｓ（Δθ１）はおよそ１となる（ｃｏｓ（Δθ１）〜１）ため、誤差補正回路１８４による補正後のＩ情報Ｄｉｃ＝Ｄｉ−Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）となるとともに、誤差補正回路１８４による補正後のＱ情報Ｄｑｃ＝Ｄｑ／ΔＧ１となるような回路構成を用いることも可能である。本例では、当該回路構成を用いて、直交変調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差を補正する。
【００６９】
次に、図６（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して、直交復調回路により生成される直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する処理の原理を説明する。
本例では、直交復調回路による処理を数式により表す場合における一般的な方法として、Ｉ相成分に対応するローカル周波数信号をｃｏｓ（ω２・ｔ）で表し、Ｑ相成分に対応するローカル周波数信号をｓｉｎ（ω２・ｔ）で表す。
なお、ω２は角周波数を表し、ｔは時刻を表す。
【００７０】
まず、理想的な直交復調回路により直交変調信号Ｓｒ（ｔ）＝｛Ｄｉ・ｃｏｓ（ω２・ｔ）＋Ｄｑ・ｓｉｎ（ω２・ｔ）｝から直交復調波（直交復調信号）のＩ情報Ｄｉｐの信号及びＱ情報Ｄｑｐの信号が生成される場合には、当該理想的な直交復調波のＩ情報Ｄｉｐ及びＱ情報Ｄｑｐは式４により表される。ここで、直交復調回路では、直交変調信号Ｓｒ（ｔ）がそれぞれのミキサに入力されて互いに９０度の位相差を有するローカル周波数信号により検波が行われ、その後、例えば低周波通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）により高調波が除去されて、ベースバンド信号としてＩ情報Ｄｉｒｒの信号及びＱ情報Ｄｑｒｒの信号が得られる。
【００７１】
【数４】
【００７２】
しかしながら、ローカル周波数信号が高い場合や、ソフトウエア無線機のようにローカル周波数が広帯域に変化するような場合には、上記した９０度の位相差を正確に実現することが困難である。また、ミキサの変換損失のばらつきや、ベースバンドの増幅器利得（アンプゲイン）のばらつきなどに起因して、振幅にもずれが生じてしまう。
【００７３】
図６（ａ）には、Ｑ相成分のローカル周波数信号ｓｉｎ（ω２・ｔ）にΔθ２の位相誤差が発生するとともにＱ相成分にΔＧ２を乗算する振幅誤差が発生する直交復調回路１９６の一例を示してある。
当該直交復調回路１９６では、発振器１９１から発振されるＩ相成分のローカル周波数信号ｃｏｓ（ω２・ｔ）と直交変調信号Ｓｒ（ｔ）とがミキサ１９２により混合されるとともに、発振器１９１から発振されるＩ相成分のローカル周波数信号ｃｏｓ（ω２・ｔ）が位相シフタ１９３により（９０°＋Δθ２）だけ移相されて生成されるＱ相成分のローカル周波数信号ｓｉｎ（ω２・ｔ＋Δθ２）と直交変調信号Ｓｒ（ｔ）とがミキサ１９４により混合される。また、当該ミキサ１９４による混合結果に対して乗算器１９５によりΔＧ２が乗算されるのと同等な振幅誤差が発生し、当該乗算結果が直交復調信号のＱ情報Ｄｑｏの信号として出力され、Ｉ相成分のミキサ１９２による混合結果が直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏの信号として出力される。
【００７４】
このような位相誤差及び振幅誤差が存在する場合における直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏは式５により表される。
【００７５】
【数５】
【００７６】
また、ｓｉｎ（ω２・ｔ＋Δθ２）＝ｓｉｎ（ω２・ｔ）・ｃｏｓ（Δθ２）＋ｃｏｓ（ω２・ｔ）・ｓｉｎ（Δθ２）となることから、上記式５は式６のように変形される。式６は、直交復調回路の位相誤差や振幅誤差は、ベースバンドの誤差へ変換することが可能であることを示す。
【００７７】
【数６】
【００７８】
図６（ｂ）には、上記図６（ａ）に示した回路と等価な回路として、理想的な直交復調回路２１０の一例と、上記図６（ａ）において直交復調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差をベースバンドのものへ変換した位相誤差及び振幅誤差を発生する回路（誤差発生回路）２０９の一例を示してある。
ここで、当該直交復調回路２１０では、発振器２０１と２つのミキサ２０２、２０４と位相シフタ２０３により、上記式４に示したのと同様に、理想的な直交復調が行われる。
【００７９】
また、当該直交復調回路２１０の後段に位置する当該誤差発生回路２０９では、Ｉ情報Ｄｉｐの信号が、位相誤差及び振幅誤差の成分が付与されたＩ情報Ｄｉｏの信号として出力され、また、Ｑ情報Ｄｑｐの信号とｃｏｓ（Δθ２）の信号とを乗算器２０５により乗算した結果とＩ情報Ｄｉｐの信号とｓｉｎ（Δθ２）の信号とを乗算器２０６により乗算した結果との加算器２０７による加算結果に対して乗算器２０８によりΔＧ２を乗算した結果［ΔＧ２・｛Ｄｉｐ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑｐ・ｃｏｓ（Δθ２）｝］が、位相誤差及び振幅誤差の成分が付与されたＱ情報Ｄｑｏの信号として出力される。この場合、誤差発生回路２０９では、入力されるＩ情報Ｄｉｐの信号及びＱ情報Ｄｑｐの信号から、上記式６に示したのと同様なＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏが生成される。
【００８０】
図６（ｃ）には、上記図６（ｂ）に示したのと同様に、理想的な直交復調回路２２４の一例と、ベースバンドに変換した位相誤差及び振幅誤差を発生する回路（誤差発生回路）２２３の一例を示してあるとともに、位相誤差及び振幅誤差を補正する回路（誤差補正回路）２２２の一例を示してある。
【００８１】
ここで、当該直交復調回路２２４では、発振器２１１と２つのミキサ２１２、２１４と位相シフタ２１３により、上記式４に示したのと同様に、理想的な直交変調が行われる。
また、当該誤差発生回路２２３では、３つの乗算器２１５、２１６、２１８と加算器２１７により、上記図６（ｂ）に示した誤差発生回路２０９と同様に、位相誤差及び振幅誤差を発生する。
【００８２】
また、当該誤差発生回路２２３の後段に位置する当該誤差補正回路２２２では、Ｉ情報Ｄｉｏの信号が、補正後のＩ情報Ｄｉｅとして出力され、また、Ｑ情報Ｄｑｏの信号と［１／｛ΔＧ２・ｃｏｓ（Δθ２）｝］の信号とを乗算器２１９により乗算した結果とＩ情報Ｄｉｏの信号と｛−ｓｉｎ（Δθ２）／ｃｏｓ（Δθ２）｝の信号とを乗算器２２０により乗算した結果との加算器２２１による加算結果［−Ｄｉｏ・｛ｓｉｎ（Δθ２）／ｃｏｓ（Δθ２）｝＋Ｄｑｏ／｛ΔＧ２・ｃｏｓ（Δθ２）｝］＝Ｄｑｐが、補正後のＱ情報Ｄｑｅとして出力される。
【００８３】
このように、当該誤差補正回路２２２では、入力される誤差が発生したＩ情報Ｄｉｏの信号及び誤差が発生したＱ情報Ｄｑｏの信号から、補正後のＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅの信号として、元のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑと等しい情報の信号が取得される。
【００８４】
また、ここでは、厳密な数式の計算に基づく理想的な位相誤差及び振幅誤差の補正処理を示したが、実用上では、例えば、位相のずれΔθ２の値が小さい場合には、ｃｏｓ（Δθ２）はおよそ１となる（ｃｏｓ（Δθ２）〜１）ため、誤差補正回路２２２による補正後のＩ情報Ｄｉｅ＝Ｄｉｏとなるとともに、誤差補正回路２２２による補正後のＱ情報Ｄｑｅ＝｛−Ｄｉｏ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑｏ／ΔＧ２｝となるような回路構成を用いることも可能である。本例では、当該回路構成を用いて、直交復調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差を補正する。
【００８５】
図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）には、直交変調回路或いは直交復調回路に位相誤差や振幅誤差が存在する場合におけるＱＰＳＫ方式のコンステレーションの例を示してある。
同図（ａ）には、理想的な場合におけるコンステレーションの一例を示してある。
同図（ａ）の例では、Ｉ−Ｑ平面において、第１象限の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、＋１）に位置するシンボル点と、第２象限の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、＋１）に位置するシンボル点と、第３象限の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、−１）に位置するシンボル点と、第４象限の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、−１）に位置するシンボル点を示してある。
【００８６】
同図（ｂ）には、Δθ１或いはΔθ２＝１０度（°）の位相誤差が存在する場合におけるコンステレーションの一例を示してある。
同図の例では、Ｉ−Ｑ平面において、座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、＋１）であってシンボル点が第１象限に位置する場合や座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、−１）であってシンボル点が第３象限に位置する場合には誤差を受けた｜Ｄｉ｜の値が理想的な｜Ｄｉ｜の値と比べて大きくなり、一方、座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、＋１）であってシンボル点が第２象限に位置する場合や座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、−１）であってシンボル点が第４象限に位置する場合には誤差を受けた｜Ｄｉ｜の値が理想的な｜Ｄｉ｜の値と比べて小さくなる。
なお、｜Ｘ｜は、Ｘの絶対値を表す。
【００８７】
同図（ｃ）には、ΔＧ１或いはΔＧ２＝１ｄＢの振幅誤差が存在する場合におけるコンステレーションの一例を示してある。
同図の例では、Ｉ−Ｑ平面において、４つの全てのシンボル点の場合について、誤差を受けた｜Ｄｑ｜の値が理想的な｜Ｄｑ｜の値と比べて大きくなる。
【００８８】
このように、直交変調信号や直交復調信号に位相誤差や振幅誤差が存在しない場合には直交復調後のＩ情報Ｄｉ及び直交復調後のＱ情報Ｄｑのコンステレーションの形状は正方形となり、直交変調信号や直交復調信号に位相誤差が存在する場合には当該形状はひし形となり、直交変調信号や直交復調信号に振幅誤差が存在する場合には当該形状は長方形となる。
【００８９】
次に、本実施例に係る直交変復調装置を設けた無線通信装置を説明する。
本例の無線通信装置では、高周波数である無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号を広帯域にわたって直交変調や直交復調する場合を示す。
図１には、本例の無線通信装置の構成例を示してある。
本例の無線通信装置には、送信部１と、受信部２と、スイッチ（ＳＷ）３と、アンテナ４が備えられている。
【００９０】
送信部１には、直交信号発生回路１１と、直交変調誤差補正回路１２と、２つのＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換器１３、１４と、２つの低周波通過フィルタ（ＬＰＦ）１５、１６と、発振器１７と、位相誤差や振幅誤差が発生する直交変調回路１８が備えられている。
受信部２には、発振器２１と、位相誤差や振幅誤差が発生する直交復調回路２２と、２つの低周波通過フィルタ（ＬＰＦ）２３、２４と、２つのＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器２５、２６と、直交復調誤差検出補正回路２７と、サンプリング回路２８と、識別回路２９と、遅延回路３０と、直交変調誤差検出回路３１が備えられている。
【００９１】
本例の無線通信装置により行われる概略的な動作の一例を示す。
送信部１では、直交信号発生回路１１がＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑを発生させて、直交変調誤差補正回路１２と遅延回路３０へ出力する。また、直交信号発生回路１１が、Ｉ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑを発生させるタイミングであるシンボルのタイミングに関する情報（タイミング情報）を遅延回路３０へ出力する。
【００９２】
直交変調誤差補正回路１２は、直交変調誤差検出回路３１から入力される位相誤差情報及び振幅誤差情報に基づいて、直交信号発生回路１１から入力されるＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑに対して直交変調における位相誤差や振幅誤差の補正を行い、当該補正後のＩ情報Ｄｉｃ及びＱ情報Ｄｑｃをそれぞれに対応したＤ／Ａ変換器１３、１４へ出力する。
【００９３】
一方のＤ／Ａ変換器１３は、入力されるＩ情報Ｄｉｃをデジタル信号からアナログ信号へ変換して一方のＬＰＦ１５へ出力する。
他方のＤ／Ａ変換器１４は、入力されるＱ情報Ｄｑｃをデジタル信号からアナログ信号へ変換して他方のＬＰＦ１６へ出力する。
一方のＬＰＦ１５は、入力されるＩ情報Ｄｉｃのアナログ信号をフィルタリングして直交変調回路１８へ出力する。
他方のＬＰＦ１６は、入力されるＱ情報Ｄｑｃのアナログ信号をフィルタリングして直交変調回路１８へ出力する。
【００９４】
発振器１７は、所定のローカル周波数（角周波数ω１）を有するローカル周波数信号を発生させて、直交変調回路１８へ出力する。
直交変調回路１８は、発振器１７から入力されるローカル周波数信号に基づいて、２つのＬＰＦ１５、１６から入力されるＩ情報Ｄｉｃ及びＱ情報Ｄｑｃのアナログ信号に対して直交変調を行い、これにより生成される直交変調信号をスイッチ３へ出力する。
【００９５】
スイッチ３は、送信時には送信部１から入力される直交変調信号をアンテナ４へ出力し、受信時にはアンテナ４から入力される受信した直交変調信号を受信部２へ出力する。また、本例では、直交変調回路１８や直交復調回路２２の位相誤差や振幅誤差を検出及び補正する場合になどに、送信部１からの直交変調信号が受信部２に入力される構成となっている。
アンテナ４は、スイッチ３から入力される信号を無線により送信し、また、無線により受信した信号をスイッチ３へ出力する。
【００９６】
受信部２では、発振器２１が所定のローカル周波数（角周波数ω２）を有するローカル周波数信号を発生させて、直交復調回路２２へ出力する。
直交復調回路２２は、発振器２１から入力されるローカル周波数信号に基づいて、スイッチ３を介して入力されるアナログ信号である直交変調信号に対して直交復調を行い、これにより生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏをそれぞれに対応したＬＰＦ２３、２４へ出力する。
【００９７】
一方のＬＰＦ２３は、入力されるＩ情報Ｄｉｏのアナログ信号をフィルタリングして一方のＡ／Ｄ変換器２５へ出力する。
他方のＬＰＦ２４は、入力されるＱ情報Ｄｑｏのアナログ信号をフィルタリングして他方のＡ／Ｄ変換器２６へ出力する。
一方のＡ／Ｄ変換器２５は、入力されるＩ情報Ｄｉｏのアナログ信号をデジタル信号へ変換して直交復調誤差検出補正回路２７へ出力する。
他方のＡ／Ｄ変換器２６は、入力されるＱ情報Ｄｑｏのアナログ信号をデジタル信号へ変換して直交復調誤差検出補正回路２７へ出力する。
【００９８】
直交復調誤差検出補正回路２７は、２つのＡ／Ｄ変換器２５、２６から入力されるＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏに対して直交復調における位相誤差や振幅誤差の検出と補正を行い、当該補正後のＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅをサンプリング回路２８へ出力する。
遅延回路３０は、直交信号発生回路１１から入力されるＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑを遅延させて直交変調誤差検出回路３１へ出力する。また、遅延回路３０は、直交信号発生回路１１から入力されるタイミング情報を遅延させてサンプリング回路２８へ出力する。
【００９９】
サンプリング回路２８は、遅延回路３０から入力されるタイミング情報に基づくタイミングで、直交復調誤差検出補正回路２７から入力されるＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅをサンプリングし、当該サンプリングしたＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒを識別回路２９と直交変調誤差検出回路３１へ出力する。なお、サンプリング回路２８では、例えば、シンボルレートと同一の速度でシンボルタイミングに合わせてサンプリングが行われる。
識別回路２９は、サンプリング回路２８から入力されるＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒに基づいてデータの値を識別する。
【０１００】
直交変調誤差検出回路３１は、遅延回路３０から入力されるＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑとサンプリング回路２８から入力されるＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒに基づいて、直交変調における位相誤差に関する情報（位相誤差情報）と振幅誤差に関する情報（振幅誤差情報）を検出し、検出した位相誤差情報及び振幅誤差情報を直交変調誤差補正回路１２へ出力する。
【０１０１】
本例では、送信部１から送信した信号を折り返しで受信部２により受信し、位相誤差や振幅誤差がある直交変調回路１８と直交復調回路２２について同時に補正を行う。
また、本例では、誤差の補正を行っている期間における条件として、それぞれのローカルに入力する信号（ローカル周波数信号）の角周波数ω１及びω２がシンボルレートの１／１０００程度ずれていることを必要とする。なお、このような条件における角周波数ω１、ω２とシンボルレートとの関係（当該ずれ）は、例えば、回路の時定数によりその程度が決定される。
【０１０２】
また、本例の無線通信装置では、ＴＤＤ方式のように送信周波数と受信周波数とが同一である場合について説明するが、他の例として、ＦＤＤ方式のように送信周波数と受信周波数とが違う場合においても、誤差の補正を行う期間だけ直交変調回路と直交復調回路で使用される角周波数がシンボルレートの１／１０００程度のずれとなるように切り替えを行う構成を用いることが可能である。
【０１０３】
以下では、まず、直交変調回路１８の誤差補正について説明し、次に、直交復調回路２２の誤差補正について説明し、次いで、直交変調回路１８と直交復調回路２２との両方の誤差補正を同時に行うことについて説明する。
【０１０４】
まず、直交変調回路１８の誤差補正について説明する。
直交変調回路１８の誤差補正を行うために用いられる回路は、遅延回路３０と直交変調誤差検出回路３１と直交変調誤差補正回路１２である。
本例の方式により誤差補正を行うときに用いる直交信号発生回路１１からの信号は、ＱＰＳＫ方式の信号である。なお、誤差補正を行った後においては、直交信号発生回路１１からの信号としてＱＰＳＫ方式以外の信号が用いられてもよい。
【０１０５】
遅延回路３０は、例えばシフトレジスタを用いて構成されており、直交信号発生回路１１から出力されるＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑが送信部１を通って受信部２により受信されてサンプリング回路２８からの出力信号Ｄｉｒ、Ｄｑｒとなるまでの遅延時間分だけ、入力信号を遅らせて出力する。これにより、送信部１から送信したＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑと受信部２により受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒから、直交変調回路１８の位相誤差や振幅誤差を検出することが可能となる。
【０１０６】
ここで、上記図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を参照して説明したように、例えば、位相のずれΔθ１の値が小さい場合にはｃｏｓ（Δθ１）はおよそ１と近似することができ、補正後のＩ情報Ｄｉｃ＝Ｄｉ−Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）となり、補正後のＱ情報Ｄｑｃ＝Ｄｑ／ΔＧ１となる。
また、振幅誤差が無い（つまり、ΔＧ１＝１）とすると、補正後のＩ情報Ｄｉｃ及び補正後のＱ情報Ｄｑｃは式７のように表される。
【０１０７】
【数７】
【０１０８】
このため、−ｓｉｎ（Δθ１）を位相誤差検出回路により検出することにより、位相誤差補正回路により位相誤差を補正することが可能である。
また、位相誤差がある場合のコンステレーションは上記図７（ｂ）に示したようになる。第１象限に位置する（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、＋１）のときと第３象限に位置する（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、−１）のときには位相誤差のあるＩ情報｜Ｄｉｒ｜は位相誤差の無いＩ情報｜Ｄｉ｜と比べて大きくなり、一方、第２象限に位置する（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、＋１）のときと第４象限に位置する（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、−１）のときには位相誤差のあるＩ情報｜Ｄｉｒ｜は位相誤差の無いＩ情報｜Ｄｉ｜と比べて小さくなる。
【０１０９】
つまり、位相誤差がある場合には、コンステレーションの形状がひし形になる。そこで、本例では、受信部２により受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報ＤｑｒのＩ−Ｑ平面上における対角線の長さの比が１でない場合には位相誤差があると判断し、当該長さの比が１である場合には位相誤差が無いと判断する。
【０１１０】
図２（ａ）、（ｂ）には、直交変調誤差検出回路３１の構成例を示してある。
本例の直交変調誤差検出回路３１は、同図（ａ）に示した位相誤差検出回路４１と、同図（ｂ）に示した振幅誤差検出回路４２を有している。
直交変調誤差回路３１に入力される送信信号Ｄｉ、Ｄｑや受信信号Ｄｉｒ、Ｄｑｒは、それぞれ、シンボルタイミングでサンプリングされた信号である。
【０１１１】
ここでは、図２（ａ）に示した位相誤差検出回路４１により行われる動作の一例を示す。
位相誤差検出回路４１には、２つの２乗器５１、５２と、加算器５３と、ＸＯＲ５４と、値変換器５５と、乗算器５６と、積分器６０を構成する加算器５７及びＤ型のフリップフロップ５８と、乗算器５９が備えられている。
【０１１２】
位相誤差検出回路４１では、サンプリング回路２８によりサンプリングされたＩ情報Ｄｉｒの信号が一方の２乗器５１の入力端に入力され、サンプリング回路２８によりサンプリングされたＱ情報Ｄｑｒの信号が他方の２乗器５２の入力端に入力され、送信Ｉ情報Ｄｉの信号が遅延回路３０を介してＸＯＲ５４の一方の入力端に入力され、送信Ｑ情報Ｄｑの信号が遅延回路３０を介してＸＯＲ５４の他方の入力端に入力される。
【０１１３】
一方の２乗器５１は、入力されるＩ情報Ｄｉｒの信号の絶対値を２乗して、当該２乗結果である｜Ｄｉｒ｜２値の信号を加算器５３へ出力する。
他方の２乗器５２は、入力されるＱ情報Ｄｑｒの信号の絶対値を２乗して、当該２乗結果である｜Ｄｑｒ｜２値の信号を加算器５３へ出力する。
【０１１４】
加算器５３は、一方の２乗器５１から入力される信号と他方の２乗器５２から入力される信号とを加算し、当該加算結果である（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号を乗算器５６へ出力する。
ここで、当該（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値は、Ｉ−Ｑ平面において、サンプリング回路２８によりサンプリングされるシンボル点の座標（Ｄｉｒ、Ｄｑｒ）と原点（０、０）との距離の２乗値に相当する。
【０１１５】
ＸＯＲ５４は、２つの入力端の一方から送信Ｉ情報Ｄｉの信号を入力するとともに他方から送信Ｑ情報Ｄｑの信号を入力し、これら２つの入力信号の値Ｄｉ、Ｄｑに基づくＸＯＲ値である０値又は１値の信号を値変換器５５へ出力する。一例として、ＸＯＲ５４は、送信Ｉ情報Ｄｉ＝＋１であり且つ送信Ｑ情報Ｄｑ＝＋１である場合や送信Ｉ情報Ｄｉ＝−１であり且つ送信Ｑ情報Ｄｑ＝−１である場合にＸＯＲ値として０値を出力し、送信Ｉ情報Ｄｉ＝−１であり且つ送信Ｑ情報Ｄｑ＝＋１である場合や送信Ｉ情報Ｄｉ＝＋１であり且つ送信Ｑ情報Ｄｑ＝−１である場合にＸＯＲ値として１値を出力する。
【０１１６】
これにより、本例では、Ｉ−Ｑ平面において、直交変調前のシンボル点の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）が第１象限或いは第３象限に位置する場合にはＸＯＲ５４から０値の信号が出力され、第２象限或いは第４象限に位置する場合にはＸＯＲ５４から１値の信号が出力される。
【０１１７】
値変換器５５は、ＸＯＲ５４から入力される信号の値が０値であるか或いは１値であるかに応じて、互いに正負（±）の極性が反転した信号を乗算器５６へ出力する。本例では、値変換器５５は、ＸＯＲ５４から入力される信号の値が０値である場合には＋１値の信号を乗算器５６へ出力し、ＸＯＲ５４から入力される信号の値が１値である場合には−１値の信号を乗算器５６へ出力する。
【０１１８】
これにより、本例では、Ｉ−Ｑ平面において、直交変調前のシンボル点の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）が第１象限或いは第３象限に位置する場合には値変換器５５から＋１値の信号が出力され、第２象限或いは第４象限に位置する場合には値変換器５５から−１値の信号が出力される。
【０１１９】
乗算器５６は、加算器５３から入力される（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号と、値変換器５５から入力される＋１値又は−１値の信号とを乗算し、当該乗算結果である＋（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値又は−（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号を加算器５７へ出力する。
【０１２０】
これにより、本例では、Ｉ−Ｑ平面において、直交変調前のシンボル点の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）が第１象限或いは第３象限に位置する場合には乗算器５６から＋（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号が出力され、第２象限或いは第４象限に位置する場合には乗算器５６から−（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号が出力される。
【０１２１】
ここで、上記の回路構成５１〜５６を用いることにより、サンプリング回路２８によりサンプリングされるＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報ＤｑｒのＩ−Ｑ平面における対角線の長さを比較することができる。
具体的には、例えば、上記図７（ｂ）に示されるような四角形について、第１象限に存在する頂点と第３象限に存在する頂点とを結んだ線の長さと、第２象限に存在する頂点と第４象限に存在する頂点とを結んだ線の長さとを比較すればよく、この場合には（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の平方根を計算することになるが、本例では、２つの対角線の長さが同一であるか否かを判定することができればよいため、（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値に正負（±）の極性を付与した値を乗算器５６により生成している。
【０１２２】
本例では、サンプリング回路２８によりサンプリングされるＩ情報Ｄｉｒ＝Ｄｉ＋Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）であり、サンプリング回路２８によりサンプリングされるＱ情報Ｄｑｒ＝Ｄｑであることから、例えば、シンボル点が第１象限に位置する場合には＋［｛１＋１・ｓｉｎ（Δθ１）｝２＋（１）２］値の信号が乗算器５６から出力され、シンボル点が第２象限に位置する場合には−［｛−１＋１・ｓｉｎ（Δθ１）｝２＋（１）２］値の信号が乗算器５６から出力され、シンボル点が第３象限に位置する場合には＋［｛−１＋（−１）・ｓｉｎ（Δθ１）｝２＋（−１）２］値の信号が乗算器５６から出力され、シンボル点が第４象限に位置する場合には−［｛１＋（−１）・ｓｉｎ（Δθ１）｝２＋（−１）２］値の信号が乗算器５６から出力される。
【０１２３】
加算器５７は、乗算器５６から入力される信号と、フリップフロップ５８から入力される信号とを加算し、当該加算結果をフリップフロップ５８へ出力する。
フリップフロップ５８は、加算器５７から入力される信号を、例えば加算器５７における加算のタイミングを確保するために遅延させて、加算器５７及び乗算器５９へ出力する。
【０１２４】
これにより、積分器６０では、乗算器５６から入力される信号が加算器５７により累積的に加算されていく。
例えば、第１象限に位置するシンボル点、第２象限に位置するシンボル点、第３象限に位置するシンボル点、第４象限に位置するシンボル点がそれぞれ１回ずつ送信される場合には、８・ｓｉｎ（Δθ１）の値の信号が積分器６０のフリップフロップ５８から乗算器５９へ出力される。
【０１２５】
また、通常は、送信Ｉ情報Ｄｉ及び送信Ｑ情報Ｄｑはランダムに送信されるとみなすことができるため、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときに積分器６０から出力される信号の値は、８・ｓｉｎ（Δθ１）・（Ｎ／４）となる。
【０１２６】
乗算器５９は、積分器６０のフリップフロップ５８から入力される信号と、例えば予め設定された定数Ａ１の値の信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を位相誤差情報の信号として直交変調誤差補正回路１２の位相誤差補正回路へ出力する。
ここで、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときには、乗算器５９から、８・ｓｉｎ（Δθ１）・（Ｎ／４）・Ａ１の値の信号が位相誤差情報の信号として出力される。
そして、本例では、８・（Ｎ／４）・Ａ１＝−１となったときに、つまりＮ＝−１／（２・Ａ１）となったときに、位相誤差情報の信号の値が−ｓｉｎ（Δθ１）となり、直交変調誤差補正回路１２の位相誤差補正回路において直交変調信号に発生する位相誤差が補正される。
【０１２７】
なお、本例では、上記図７（ｂ）に示されるような四角形の２つの対角線の長さが同一となる（長さの比が１となる）ように制御するフィードバック方式を用いており、位相誤差Δθ１が打ち消されてゼロ（０）となるように制御するフィードバック方式を用いている。また、このようなフィードバック制御の時定数を決定する位相誤差補正制御時定数である定数Ａ１としては、例えば、絶対値が１と比べて非常に小さく（｜Ａ１｜＜＜１）且つ負（−）である定数値が用いられる。
【０１２８】
当該定数Ａ１は、例えば、システムで要求される仕様に基づいて、シミュレーション等を行いながら、１より小さい負の値に決定される。通常は、当該定数Ａ１の値を大きく設定すると、制御の収束は速くなるが制御が粗くなり、一方、当該定数Ａ１の値を小さく設定すると、制御の収束は遅くなるが細かい制御が可能である。
【０１２９】
また、振幅誤差があり、位相誤差が無い（つまり、Δθ１＝０）とすると、補正後のＩ情報Ｄｉｃ及び補正後のＱ情報Ｄｑｃは式８のように表される。
【０１３０】
【数８】
【０１３１】
振幅誤差がある場合のコンステレーションは上記図７（ｃ）に示したようになる。
つまり、振幅誤差がある場合には、コンステレーションの形状が長方形になる。そこで、本例では、受信部２により受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報ＤｑｒのＩ−Ｑ平面上における辺の長さの比が１でない場合には振幅誤差があると判断し、当該長さの比が１である場合には振幅誤差が無いと判断する。
このように、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとの差や比を振幅誤差検出回路により検出することにより、振幅誤差補正回路により振幅誤差を補正することが可能である。
【０１３２】
ここでは、図２（ｂ）に示した振幅誤差検出回路４２により行われる動作の一例を示す。
振幅誤差検出回路４２には、２つの値変換器６１、６２と、４つの乗算器６３〜６６と、４つの高周波通過フィルタ（ＨＰＦ）６７〜７０と、４つの２乗器７１〜７４と、３つの加算器７５〜７７と、積分器８２を構成する加算器７８及びＤ型のフリップフロップ７９と、乗算器８０と、加算器８１が備えられている。
【０１３３】
振幅誤差検出回路４２では、サンプリング回路２８によりサンプリングされたＩ情報Ｄｉｒの信号が２つの乗算器６３、６５の入力端に入力され、サンプリング回路２８によりサンプリングされたＱ情報Ｄｑｒの信号が２つの乗算器６４、６６の入力端に入力され、送信Ｉ情報Ｄｉの信号が遅延回路３０を介して一方の値変換器６１の入力端に入力され、送信Ｑ情報Ｄｑの信号が遅延回路３０を介して他方の値変換器６２の入力端に入力される。
【０１３４】
一方の値変換器６１は、入力されるＩ情報Ｄｉの信号の値（Ｉ情報Ｄｉ値）を２つの乗算器６３、６４へ出力する。
他方の値変換器６２は、入力されるＱ情報Ｄｑの信号の値（Ｑ情報Ｄｑ値）を２つの乗算器６５、６６へ出力する。
【０１３５】
乗算器６３は、入力されるＩ情報Ｄｉｒの信号とＩ情報Ｄｉ値とを乗算し、当該乗算結果の信号をＨＰＦ６７へ出力する。
乗算器６４は、入力されるＱ情報Ｄｑｒの信号とＩ情報Ｄｉ値とを乗算し、当該乗算結果の信号をＨＰＦ６８へ出力する。
乗算器６５は、入力されるＩ情報Ｄｉｒの信号とＱ情報Ｄｑ値とを乗算し、当該乗算結果の信号をＨＰＦ６９へ出力する。
乗算器６６は、入力されるＱ情報Ｄｑｒの信号とＱ情報Ｄｑ値とを乗算し、当該乗算結果の信号をＨＰＦ７０へ出力する。
【０１３６】
ＨＰＦ６７は、乗算器６３から入力される信号をフィルタリングして２乗器７１へ出力する。
ＨＰＦ６８は、乗算器６４から入力される信号をフィルタリングして２乗器７２へ出力する。
ＨＰＦ６９は、乗算器６５から入力される信号をフィルタリングして２乗器７３へ出力する。
ＨＰＦ７０は、乗算器６６から入力される信号をフィルタリングして２乗器７４へ出力する。
【０１３７】
２乗器７１は、ＨＰＦ６７から入力される信号の絶対値を２乗し、当該２乗結果の信号を加算器７５へ出力する。
２乗器７２は、ＨＰＦ６８から入力される信号の絶対値を２乗し、当該２乗結果の信号を加算器７５へ出力する。
２乗器７３は、ＨＰＦ６９から入力される信号の絶対値を２乗し、当該２乗結果の信号を加算器７６へ出力する。
２乗器７４は、ＨＰＦ７０から入力される信号の絶対値を２乗し、当該２乗結果の信号を加算器７６へ出力する。
【０１３８】
加算器７５は、２つの２乗器７１、７２から入力される信号を加算し、当該加算結果の信号を加算器７７へ出力する。
加算器７６は、２つの２乗器７３、７４から入力される信号を加算し、当該加算結果の信号を加算器７７へ出力する。
加算器７７は、２つの加算器７５、７６から入力される信号を逆相で加算し、具体的には、加算器７５からの入力信号から加算器７６からの入力信号を減算するように加算を行い、当該加算結果を加算器７８へ出力する。
【０１３９】
ここで、上記した回路構成６１〜７７を用いることにより、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さを比較することができる。
具体的には、加算器７６からの出力としてＩ相の辺の長さの２乗値を得ることができる。つまり、受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒに対して直交変調前のＱ情報Ｄｑを乗算した結果としては、シンボル点が第１象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（＋１、＋ΔＧ１）×（＋１）＝（＋１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第２象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（−１、＋ΔＧ１）×（＋１）＝（−１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第３象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（−１、−ΔＧ１）×（−１）＝（＋１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第４象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（＋１、−ΔＧ１）×（−１）＝（−１、＋ΔＧ１）が得られる。
【０１４０】
このように、Ｉ相の辺の長さについては、Ｉ相の乗算結果が＋１値と−１値とで変動する一方、Ｑ相の乗算結果が常に一定値＋ΔＧ１となる。
このため、Ｉ相の乗算結果をＨＰＦ６９に通すと出力が＋１又は−１となって、絶対値をとることによりＩ相の辺の長さを得ることができる。また、Ｑ相の乗算結果をＨＰＦ７０に通すと出力が０となる。
なお、本例では、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとが違うことが判定可能であればよいため、絶対値の代わりに２乗器７３による２乗値を用いている。
【０１４１】
同様に、加算器７５からの出力としてＱ相の辺の長さの２乗値を得ることができる。つまり、受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒに対して直交変調前のＩ情報Ｄｉを乗算した結果としては、シンボル点が第１象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（＋１、＋ΔＧ１）×（＋１）＝（＋１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第２象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（−１、＋ΔＧ１）×（−１）＝（＋１、−ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第３象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（−１、−ΔＧ１）×（−１）＝（＋１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第４象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（＋１、−ΔＧ１）×（＋１）＝（＋１、−ΔＧ１）が得られる。
【０１４２】
このように、Ｑ相の辺の長さについては、Ｉ相の乗算結果が常に一定値＋１となる一方、Ｑ相の乗算結果が＋ΔＧ１と−ΔＧ１とで変動する。
このため、Ｉ相の乗算結果をＨＰＦ６７に通すと出力が０となる。また、Ｑ相の乗算結果をＨＰＦ６８に通すと出力が＋ΔＧ１又は−ΔＧ１となって、絶対値をとることによりＱ相の辺の長さを得ることができる。
なお、本例では、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとが違うことが判定可能であればよいため、絶対値の代わりに２乗器７２による２乗値を用いている。
【０１４３】
すると、加算器７７からは、Ｑ相の辺の長さの２乗値からＩ相の辺の長さの２乗値を減算した結果の値（ΔＧ１２−１）の信号が出力される。
加算器７８は、加算器７７から入力される信号と、フリップフロップ７９から入力される信号とを加算し、当該加算結果をフリップフロップ７９へ出力する。
フリップフロップ７９は、加算器７８から入力される信号を、例えば加算器７８における加算のタイミングを確保するために遅延させて、加算器７８及び乗算器８０へ出力する。
これにより、積分器８２では、加算器７７から入力される信号が加算器７８により累積的に加算されていく。
【０１４４】
乗算器８０は、積分器８２のフリップフロップ７９から入力される信号と、例えば予め設定された定数Ａ２の値の信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を加算器８１へ出力する。
加算器８１は、乗算器８０から入力される信号に基準となる１を加算し、当該加算結果の信号を振幅誤差情報の信号として直交変調誤差補正回路１２の振幅誤差補正回路へ出力する。
【０１４５】
ここで、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときには、加算器８１から、（ΔＧ１２−１）・Ｎ・Ａ２＋１の値の信号が振幅誤差情報の信号として出力される。
そして、本例では、フィードバック制御により振幅誤差の補正が行われて安定して、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとの差が無くなると、ΔＧ１＝１となることから（ΔＧ１２−１）＝０となって、積分器８２への入力が０となる。この場合、振幅誤差情報の信号の値は｛１／（補正前の振幅誤差ΔＧ１）｝に安定し、これにより、直交変調誤差補正回路１２の振幅誤差補正回路において直交変調信号に発生する振幅誤差が補正される。
【０１４６】
なお、本例では、上記図７（ｃ）に示されるような四角形の２つ（縦と横）の辺の長さが同一となる（長さの比が１となる）ように制御するフィードバック方式を用いており、振幅誤差ΔＧ１が打ち消されて１となるように制御するフィードバック方式を用いている。
また、定数Ａ２は、例えば、システムで要求される仕様に基づいて、シミュレーション等を行いながら、適当な値に決定される。通常は、当該定数Ａ２の値を大きく設定すると、制御の収束は速くなるが制御が粗くなり、一方、当該定数Ａ２の値を小さく設定すると、制御の収束は遅くなるが細かい制御が可能である。
【０１４７】
図３には、直交変調誤差補正回路１２の構成例を示してある。
本例の直交変調誤差補正回路１２は、位相誤差補正回路９１と振幅誤差補正回路９２を直列に接続して構成されている。
位相誤差補正回路９１には、乗算器１０１と、加算器１０２が備えられている。
【０１４８】
位相誤差補正回路９１では、送信Ｉ情報Ｄｉの信号が直交信号発生回路１１から加算器１０２に入力され、送信Ｑ情報Ｄｑの信号が直交信号発生回路１１から乗算器１０１に入力される。また、直交変調誤差検出回路３１の位相誤差検出回路４１から出力される位相誤差情報の信号が乗算器１０１に入力される。
また、位相誤差補正回路９１では、直交信号発生回路１１から入力される送信Ｑ情報Ｄｑの信号を、そのまま、補正後のＱ情報Ｄｑ’の信号として振幅誤差補正回路９２へ出力する。
【０１４９】
乗算器１０１は、直交信号発生回路１１から入力される送信Ｑ情報Ｄｑの信号と、位相誤差検出回路４１から入力される位相誤差情報の信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を加算器１０２へ出力する。
加算器１０２は、直交変調回路１１から入力される送信Ｉ情報Ｄｉの信号と、乗算器１０１から入力される信号とを加算し、当該加算結果の信号を補正後のＩ情報Ｄｉ’の信号として振幅誤差補正回路９２へ出力する。
【０１５０】
ここで、振幅誤差を省略して位相誤差について考えると、位相誤差検出回路４１から乗算器１０１に入力される位相誤差情報の信号の値が−ｓｉｎ（Δθ１）となった場合には、補正後のＩ情報Ｄｉ’＝Ｄｉ−Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）となり、補正後のＱ情報Ｄｑ’＝Ｄｑとなる。そして、この場合には、上記図５（ｃ）を参照して説明したように、直交変調回路１８により直交変調信号が生成されるに際して発生する位相誤差が、位相誤差補正回路９１により予め与えられた補正により打ち消されて、無くなる。
【０１５１】
振幅誤差補正回路９２には、乗算器１０３が備えられている。
振幅誤差補正回路９２では、位相誤差補正回路９１により位相誤差の補正が行われたＩ情報Ｄｉ’の信号が入力されて、そのまま、補正後のＩ情報Ｄｉｃの信号として一方のＤ／Ａ変換器１３へ出力される。
また、振幅誤差補正回路９２では、位相誤差補正回路９１により位相誤差の補正が行われたＱ情報Ｄｑ’の信号が乗算器１０３に入力される。また、直交変調誤差検出回路３１の振幅誤差検出回路４２から出力される振幅誤差情報の信号が乗算器１０３に入力される。
【０１５２】
乗算器１０３は、位相誤差補正回路９１から入力されるＱ情報Ｄｑ’の信号と、振幅誤差検出回路４２から入力される振幅誤差情報の信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を補正後のＱ情報Ｄｑｃの信号として他方のＤ／Ａ変換器１４へ出力する。
【０１５３】
ここで、位相誤差を省略して振幅誤差について考えると、振幅誤差検出回路４２から乗算器１０３に入力される振幅誤差情報の信号の値が（１／ΔＧ１）となった場合には、補正後のＩ情報Ｄｉｃ＝Ｄｉ’となり、補正後のＱ情報Ｄｑｃ＝Ｄｑ’／ΔＧ１となる。そして、この場合には、上記図５（ｃ）を参照して説明したように、直交変調回路１８により直交変調信号が生成されるに際して発生する振幅誤差が、振幅誤差補正回路９２により予め与えられた補正により打ち消されて、無くなる。
【０１５４】
ここで、上記では、位相誤差補正回路９１による位相誤差の補正と振幅誤差補正回路９２による振幅誤差の補正をそれぞれ説明したが、本例の直交変調誤差補正回路１２では、これら両方の回路９１、９２を組み合わせることにより、直交変調回路１８における位相誤差と振幅誤差との両方を補正することができる。
【０１５５】
次に、直交復調回路２２の誤差補正について説明する。
図４（ａ）には、直交復調誤差検出補正回路２７の構成例を示してある。
直交復調誤差検出補正回路２７は、位相誤差検出補正回路１１１と振幅誤差検出補正回路１１２を直列に接続して構成されている。
位相誤差検出補正回路１１１には、乗算器１２１と、加算器１２２と、乗算器１２３と、積分器１２４と、乗算器１２５が備えられている。
振幅誤差検出補正回路１１２には、乗算器１３１と、２つの絶対値器１３２、１３３と、加算器１３４と、積分器１３５と、乗算器１３６と、加算器１３７が備えられている。
【０１５６】
また、図４（ｂ）には、上記した積分器１２４、１３５として用いることが可能な積分器１４３の構成例を示してある。
同図（ｂ）に示した積分器１４３は、加算器１４１とＤ型のフリップフロップ１４２を用いて構成されており、入力信号とフリップフロップ１４２からの出力信号とを加算器１４１により加算した結果を当該フリップフロップ１４２に入力することにより、当該フリップフロップ１４２からの出力信号を積分結果として取得する。
【０１５７】
ここで、直交復調誤差検出補正回路２７により位相誤差や振幅誤差を補正する基本的な原理は、例えば、直交変調の場合と同様である。
本例の直交復調誤差検出補正回路２７では、シンボルレートの２倍や４倍などの速度でサンプリングしたＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏの信号を入力して処理を行う。本例の直交復調誤差検出補正回路２７では、シンボルタイミングの再生は行わないことから、直交復調された信号がサンプリングされるタイミングは把握されないが、シンボルレートの２倍（以上）で処理を行う場合には、直交復調回路２２の位相誤差や振幅誤差を検出することが可能である。
【０１５８】
上記図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を参照して示したように、例えば、位相のずれΔθ２の値が小さい場合には、ｃｏｓ（Δθ２）はおよそ１と近似することができ、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’＝Ｄｉｏとなり、補正後のＱ情報Ｄｑｏ’＝｛−Ｄｉｏ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑｏ／ΔＧ２｝となる。
また、振幅誤差が無い（つまり、ΔＧ２＝１）とすると、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’及び補正後のＱ情報Ｄｑｏ’は式９のように表される。
【０１５９】
【数９】
【０１６０】
本例の位相誤差検出補正回路１１１は、上記式９に示される位相誤差の補正が行われる構成となっている。
位相誤差検出補正回路１１１により行われる動作の一例を示す。
位相誤差検出補正回路１１１では、一方のＡ／Ｄ変換器２５から入力されるＩ情報Ｄｉｏの信号が、２つの乗算器１２１、１２３に入力されるとともに、そのまま、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’の信号として振幅誤差検出補正回路１１２へ出力される。
また、位相誤差検出補正回路１１１では、他方のＡ／Ｄ変換器２６から入力されるＱ情報Ｄｑｏの信号が加算器１２２に入力される。
【０１６１】
乗算器１２１は、入力されるＩ情報Ｄｉｏの信号と後述する乗算器１２５から入力される信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を加算器１２２へ出力する。
加算器１２２は、入力されるＱ情報Ｄｑｏと乗算器１２１から入力される信号とを加算し、当該加算結果の信号を、乗算器１２３に入力するとともに、そのまま、補正後のＱ情報Ｄｑｏ’として振幅誤差検出補正回路１１２へ出力する。
【０１６２】
乗算器１２３は、入力されるＩ情報Ｄｉｏの信号と加算器１２２から入力される信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を積分器１２４へ出力する。
積分器１２４は、乗算器１２３から入力される信号を順次積分していき、当該積分結果の信号を乗算器１２５へ出力する。
乗算器１２５は、積分器１２４から入力される信号と例えば予め設定された定数Ａ３の値の信号とを乗算し、当該乗算結果を乗算器１２１へ出力する。
【０１６３】
ここで、乗算器１２３では、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’の信号と補正後のＱ情報Ｄｑｏ’の信号とを乗算している。このため、当該乗算結果は、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’と補正後のＱ情報Ｄｑｏ’とが同一の符号（±）である場合には正の値となり、異なる符号（±）である場合には負の値となる。つまり、シンボル点が第１象限や第３象限に位置する場合には当該乗算結果は正の値となり、シンボル点が第２象限や第４象限に位置する場合には当該乗算結果は負の値となる。
【０１６４】
具体的に、仮にシンボル点でサンプリングしたとして、乗算器１２３に入力される位相誤差のあるＩ情報Ｄｉｏ＝Ｄｉ、位相誤差のあるＱ情報Ｄｑｏ＝Ｄｉ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑと表すと、シンボル点が第１象限に位置する場合には（＋１）・｛（＋１）・ｓｉｎ（Δθ２）＋（＋１）｝＝１＋ｓｉｎ（Δθ２）値の信号が積分器１２４に入力され、シンボル点が第２象限に位置する場合には（−１）・｛（−１）・ｓｉｎ（Δθ２）＋（＋１）｝＝−１＋ｓｉｎ（Δθ２）値の信号が積分器１２４に入力され、シンボル点が第３象限に位置する場合には（−１）・｛（−１）・ｓｉｎ（Δθ２）＋（−１）｝＝１＋ｓｉｎ（Δθ２）値の信号が積分器１２４に入力され、シンボル点が第４象限に位置する場合には（＋１）・｛（＋１）・ｓｉｎ（Δθ２）＋（−１）｝＝−１＋ｓｉｎ（Δθ２）値の信号が積分器１２４に入力される。
【０１６５】
また、通常は、送信Ｉ情報Ｄｉ及び送信Ｑ情報Ｄｑはランダムに送信されるとみなすことができるため、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときに積分器１２４から出力される信号の値は、±１値の部分が平均化されてゼロ（０）となることにより、Ｎ・ｓｉｎ（Δθ２）となる。
すると、乗算器１２５から出力される信号の値は、Ａ３・Ｎ・ｓｉｎ（Δθ２）となる。
【０１６６】
そして、Ａ３・Ｎ＝−１となると、乗算器１２５から出力される位相誤差情報の値が−ｓｉｎ（Δθ２）となり、加算器１２２から出力される補正後のＱ情報Ｄｑｏ’＝−Ｄｉｏ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑｏとなることから、直交復調信号に発生する位相誤差が補正される。
【０１６７】
なお、本例では、上記図７（ｂ）に示されるような四角形の２つの対角線の長さが同一となる（長さの比が１となる）ように制御するフィードバック方式を用いており、位相誤差Δθ２が打ち消されてゼロ（０）となるように制御するフィードバック方式を用いている。また、このようなフィードバック制御の時定数を決定する位相誤差補正制御時定数である定数Ａ３としては、例えば、絶対値が１と比べて非常に小さく（｜Ａ３｜＜＜１）且つ負（−）である定数値が用いられる。
【０１６８】
当該定数Ａ３は、例えば、システムで要求される仕様に基づいて、シミュレーション等を行いながら、１より小さい負の値に決定される。通常は、当該定数Ａ３の値を大きく設定すると、制御の収束は速くなるが制御が粗くなり、一方、当該定数Ａ３の値を小さく設定すると、制御の収束は遅くなるが細かい制御が可能である。
【０１６９】
また、上記図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を参照して示したように、例えば、位相誤差が無い（つまり、Δθ２＝０）とすると、補正後のＩ情報Ｄｉｅ及び補正後のＱ情報Ｄｑｅは式１０のように表される。
【０１７０】
【数１０】
【０１７１】
本例の振幅誤差検出補正回路１１２は、上記式１０に示される振幅誤差の補正が行われる構成となっている。
振幅誤差検出補正回路１１２により行われる動作の一例を示す。
振幅誤差検出補正回路１１２では、位相誤差検出補正回路１１１から入力されるＩ情報Ｄｉｏ’の信号が、絶対値器１３２に入力されるとともに、そのまま、補正後のＩ情報Ｄｉｅの信号としてサンプリング回路２８へ出力される。
また、位相誤差検出補正回路１１１では、位相誤差検出補正回路１１１から入力されるＱ情報Ｄｑｏ’の信号が乗算器１３１に入力される。
【０１７２】
乗算器１３１は、入力されるＱ情報Ｄｑｏ’の信号と後述する加算器１３７から入力される信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を、絶対値器１３３へ出力するとともに、そのまま、補正後のＱ情報Ｄｑｅの信号としてサンプリング回路２８へ出力する。
【０１７３】
一方の絶対値器１３２は、入力されるＩ情報Ｄｉｅの信号の絶対値｜Ｄｉｅ｜を加算器１３４へ出力する。
他方の絶対値器１３３は、入力されるＱ情報Ｄｑｅの信号の絶対値｜Ｄｑｅ｜を加算器１３４へ出力する。
加算器１３４は、２つの絶対値器１３２、１３３から入力される信号を逆相で加算し、具体的には、一方の絶対値器１３２からの入力信号から他方の絶対値器１３３からの入力信号を減算するように加算を行い、当該加算結果を積分器１３５へ出力する。
【０１７４】
積分器１３５は、加算器１３４から入力される信号を順次積分していき、当該積分結果の信号を乗算器１３６へ出力する。
乗算器１３６は、積分器１３５から入力される信号と例えば予め設定された定数Ａ４の値の信号とを乗算し、当該乗算結果を加算器１３７へ出力する。
加算器１３７は、乗算器１３６から入力される信号と１値の信号とを加算し、当該加算結果の信号を乗算器１３１へ出力する。
【０１７５】
ここで、加算器１３４では、補正後のＩ情報Ｄｉｅの信号の絶対値と補正後のＱ情報Ｄｑｅの信号の絶対値との差を算出しており、これにより、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとの違い（例えば、比）が得られる。
具体的に、仮にシンボル点でサンプリングしたとして、２つの絶対値器１３２、１３３に入力される振幅誤差のあるＩ情報Ｄｉｏ’＝Ｄｉ、振幅誤差のあるＱ情報Ｄｑｏ’＝ΔＧ２・Ｄｑと表すと、加算器１３４から出力される信号の値は（１−ΔＧ２）となる。
【０１７６】
また、通常は、送信Ｉ情報Ｄｉ及び送信Ｑ情報Ｄｑはランダムに送信されるとみなすことができ、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときに積分器１３５から出力される信号の値は、Ｎ・（１−ΔＧ２）となる。
すると、乗算器１３６から出力される信号の値は、Ａ４・Ｎ・（１−ΔＧ２）となり、加算器１３７から出力される振幅誤差情報の信号の値は、｛Ａ４・Ｎ・（１−ΔＧ２）＋１｝となる。
【０１７７】
そして、本例では、フィードバック制御により振幅誤差の補正が行われて安定して、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとの差が無くなると、ΔＧ２＝１となることから（１−ΔＧ２）＝０となって、積分器１３５への入力が０となる。この場合、振幅誤差情報の信号の値は｛１／（補正前の振幅誤差ΔＧ２）｝に安定し、これにより、直交復調信号に発生する振幅誤差が補正される。
【０１７８】
なお、本例では、上記図７（ｃ）に示されるような四角形の２つ（縦と横）の辺の長さが同一となる（長さの比が１となる）ように制御するフィードバック方式を用いており、振幅誤差ΔＧ２が打ち消されて１となるように制御するフィードバック方式を用いている。
また、定数Ａ４は、例えば、システムで要求される仕様に基づいて、シミュレーション等を行いながら、適当な値に決定される。通常は、当該定数Ａ４の値を大きく設定すると、制御の収束は速くなるが制御が粗くなり、一方、当該定数Ａ４の値を小さく設定すると、制御の収束は遅くなるが細かい制御が可能である。
【０１７９】
次いで、直交変調回路１８と直交復調回路２２との両方の誤差補正を同時に行うことについて説明する。
このときの条件は、直交変調回路１８で使用されるローカル周波数信号の角周波数ω１と直交復調回路２２で使用されるローカル周波数信号の角周波数ω２とが僅かにずれていることである。フィードバック制御の時定数としては、これら２つの角周波数の差｜ω１−ω２｜から求められる周波数の逆数（時間）と比べて十分に長い時定数が必要になる。
【０１８０】
上記した２つの角周波数ω１、ω２にずれがある場合、直交復調誤差検出補正回路２７に入力される信号Ｄｉｏ、Ｄｑｏは、角周波数｜ω１−ω２｜の速度で回転しているように見える。
当該信号Ｄｉｏ、Ｄｑｏは、シンボルレートの２倍や４倍などの速度でサンプリングされているため、回転していても不都合は無い。更に、当該回転によって直交変調回路１８の位相誤差及び振幅誤差のＩ相とＱ相の関係が逆になり、当該回転の速度に対して十分に長い時定数でフィードバック制御を行うことにより、直交変調回路１８の位相誤差及び振幅誤差は、平均化されて、直交復調誤差検出補正回路２７により検出することができない。
【０１８１】
このため、本例では、直交変調回路１８における位相や振幅の誤差と、直交復調回路２２における位相や振幅の誤差を分離することができ、これにより、同時に、直交変調回路１８における位相や振幅の誤差と直交復調回路２２における位相や振幅の誤差をそれぞれ補正することができる。
【０１８２】
以上のように、本例の直交変復調装置を設けた無線通信装置では、位相誤差や振幅誤差が発生する直交変調回路１８や直交復調回路２２について、送信側では受信側の直交変調誤差検出回路３１により検出した誤差情報に基づいて直交変調回路１８における位相や振幅の誤差を直交変調誤差補正回路１２により補正することができ、また、受信側では直交復調誤差検出補正回路２７により直交復調回路２２における位相や振幅の誤差を検出して補正することができ、また、直交変調に係る誤差と直交復調に係る誤差を同時に補正することができる。
【０１８３】
従って、本例の直交変復調装置を設けた無線通信装置では、例えば、高い周波数の信号や広帯域の周波数の信号を処理するような場合においても、位相誤差や振幅誤差による影響が少ない直交変調や直交復調を実現することができ、これにより、通信におけるエラーレートを改善することが可能であり、品質の良い通信を行うことが可能となる。
【０１８４】
また、本例の直交変復調装置を設けた無線通信装置では、例えば、高い周波数で広帯域にわたって直交変調や直交復調を行うような場合においても、簡易で実用的な構成により、直交変調信号や直交復調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出してこれらの誤差を補正して、精度のよい直交変調や直交復調を実現することができる。
【０１８５】
なお、本例の無線通信装置に設けられた直交変復調装置では、直交変調回路１８や発振器１７により或いはその周辺の回路を含めて直交変調部が構成されており、直交復調回路２２や発振器２１により或いはその周辺の回路を含めて直交復調部が構成されている。
【０１８６】
また、本例の直交変調位相誤差検出回路４１では、２つの２乗器５１、５２と加算器５３から２乗和値生成回路が構成されており、ＸＯＲ５４と値変換器５５と乗算器５６から正負反転極性付与回路が構成されており、加算器５７とフリップフロップ５８から加算回路が構成されており、乗算器５９から所定値乗算回路が構成されている。
【０１８７】
また、本例の直交変調振幅誤差検出回路４２では、２つの値変換器６１、６２と４つの乗算器６３〜６６と４つのＨＰＦ６７〜７０と４つの２乗器７１〜７４と３つの加算器７５〜７７から差生成回路が構成されており、加算器７８とフリップフロップ７９から加算回路が構成されており、乗算器８０から所定値乗算回路が構成されており、加算器８１から１値加算回路が構成されている。
【０１８８】
また、本例の直交復調位相誤差検出補正回路１１１では、加算器１２２から位相誤差補正値加算回路が構成されており、乗算器１２３から乗算回路が構成されており、積分器１２４から加算回路が構成されており、乗算器１２５から所定値乗算回路が構成されており、乗算器１２１から位相誤差補正値生成回路が構成されている。
【０１８９】
また、本例の直交復調振幅誤差検出補正回路１１２では、乗算器１３１から振幅誤差補正値乗算回路が構成されており、２つの絶対値器１３２、１３３と加算器１３４から差生成回路が構成されており、積分器１３５から加算回路が構成されており、乗算器１３６から所定値乗算回路が構成されており、加算器１３７から１値加算回路が構成されている。
【０１９０】
ここで、本発明に係る直交変復調装置や通信装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。なお、本発明は、例えば本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムなどとして提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
【０１９１】
また、本発明に係る直交変復調装置や通信装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【０１９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る直交変復調装置や通信装置では、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交変調や直交復調を行うような場合においても、直交変調信号や直交復調信号における位相誤差や振幅誤差を補正して、精度のよい直交変調や直交復調を実現することができ、また、直交変調信号における位相誤差や振幅誤差と直交復調信号における位相誤差や振幅誤差を同時に補正することが可能であり、精度のよい誤差補正を効率的に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係る無線通信装置の構成例を示す図である。
【図２】直交変調誤差検出回路の構成例を示す図である。
【図３】直交変調誤差補正回路の構成例を示す図である。
【図４】直交復調誤差検出補正回路の構成例を示す図である。
【図５】直交変調回路において発生する誤差を補正する処理の原理を説明するための図である。
【図６】直交復調回路において発生する誤差を補正する処理の原理を説明するための図である。
【図７】ＱＰＳＫのコンステレーションの例を示す図である。
【符号の説明】
１・・送信部、 ２・・受信部、 ３・・スイッチ、 ４・・アンテナ、
１１・・直交信号発生回路、 １２・・直交変調誤差補正回路、
１３、１４・・Ｄ／Ａ変換器、 １５、１６、２３、２４・・ＬＰＦ、
１７、２１、１５１、１６４、１７７、１９１、２０１、２１１・・発振器、
１８、１５７、１７０、１８２・・直交変調回路、
２２、１９６、２１０、２２４・・直交復調回路、
２５、２６・・Ａ／Ｄ変換器、 ２７・・直交復調誤差検出補正回路、
２８・・サンプリング回路、 ２９・・識別回路、 ３０・・遅延回路、
３１・・直交変調誤差検出回路、 ４１・・位相誤差検出回路、
４２・・振幅誤差検出回路、 ５１、５２、７１〜７４・・２乗器、
５３、５７、７５〜７８、８１、１０２、１２２、１３４、１３７、１４１、１５６、１６２、１６８、１７２、１７５、１８１、２０７、２１７、２２１・・加算器、
５４・・ＸＯＲ、 ５５、６１、６２・・値変換器、
５６、５９、６３〜６６、８０、１０１、１０３、１２１、１２３、１２５、１３１、１３６、１５５、１６１、１６３、１７１、１７３、１７４、１７６、１９５、２０５、２０６、２０８、２１５、２１６、２１８〜２２０・・乗算器、
５８、７９、１４２・・フリップフロップ、
６０、８２、１２４、１３５、１４３・・積分器、 ６７〜７０・・ＨＰＦ、
９１・・位相誤差補正回路、 ９２・・振幅誤差補正回路、
１１１・・位相誤差検出補正回路、 １１２・・振幅誤差検出補正回路、
１３２、１３３・・絶対値器、
１５２、１５４、１６５、１６７、１７８、１８０、１９２、１９４、２０２、２０４、２１２、２１４・・ミキサ、
１５３、１６６、１７９、１９３、２０３、２１３・・位相シフタ、
１６９、１８３、２０９、２２３・・誤差発生回路、
１８４、２２２・・誤差補正回路、
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交変調回路によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成し、直交復調回路により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交変復調装置や通信装置に関し、特に、直交変調信号に発生する位相や振幅の誤差や、直交復調信号に発生する位相や振幅の誤差を補正する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、無線により信号を通信する無線通信装置では、送信対象となる情報から直交変調回路により直交変調信号を生成して送信することや、受信した直交変調信号から直交復調回路により元の情報を生成することが行われている。
このような直交変調や直交復調を行う場合における変調方式や復調方式としては、例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式や、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式などが用いられている。
【０００３】
また、直交変調回路では、Ｉ相成分の情報（Ｉ情報）及びＱ相成分の情報（Ｑ情報）のそれぞれに対して互いに位相が９０度異なるローカル周波数信号（搬送波信号）を供給することにより、直交変調信号が生成される。同様に、直交復調回路では、直交変調信号に対して互いに位相が９０度異なるローカル周波数信号（搬送波信号）を供給することにより、直交復調信号のＩ情報及びＱ情報が生成される。
【０００４】
しかしながら、上記のような直交変調回路や直交復調回路では、Ｉ相成分に対応するローカル周波数信号の位相とＱ相成分に対応するローカル周波数信号の位相との差を広帯域にわたって正確に９０度にすることが困難であった。
そして、このような９０度の位相差について誤差（位相誤差）が発生する場合には、直交変調回路により生成される直交変調信号や直交復調回路により生成される直交復調信号においてＩ相成分とＱ相成分との直交性が崩れてしまい、これにより、例えば、直交変調信号や直交復調信号の精度が劣化してしまい、広帯域にわたって直交変調方式や直交復調方式を精度よく使用することができないといった問題があった。
【０００５】
また、上記のような直交変調回路や直交復調回路では、Ｉ相成分とＱ相成分との間に、振幅の誤差（振幅誤差）が発生してしまうこともあった。
こうしたことから、広帯域の周波数に対応した直交変調回路や直交復調回路を実現することは困難なことであった。
【０００６】
なお、直交変調における誤差を補正することに関して、従来技術の例を示す。
一例として、従来では、直交変調器により入力変調信号に対して直交変調を行うに際して、直交変調された信号を帰還させて直交復調し、直交復調された信号と入力変調信号とを比較して直交変調誤差を検出し、検出される直交変調誤差に基づいて入力変調信号に対して補正を行うことが為されていた（例えば、特許文献１参照。）。
また、本発明に関連する発明が、本出願人による特願２００３−０６０８３９号に記載されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００１−３３９４５２号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例で示したように、従来の直交変調回路や直交復調回路では、直交変調信号や直交復調信号について、Ｉ相成分とＱ相成分との直交性（９０度の位相差）や振幅に関して誤差が発生してしまい、精度のよい直交変調や直交復調を実現することができないといった問題があった。また、このような問題は、特に、高い無線周波数で、広帯域にわたって直交変調や直交復調を行うような場合に、顕著であった。
【０００９】
具体的には、一例として、ソフトウエア無線機などでは、例えば３ＧＨｚ以上などの高い周波数帯である無線周波数帯を使用する無線機が用いられており、このような無線機では、直交変調誤差や直交復調誤差が大きな問題となり、Ｉ相成分とＱ相成分との直交性や振幅関係が崩れると、広帯域な直交変調や直交復調が不可能となってしまう。
【００１０】
なお、例えば、ＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ）やＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）などにおいても直交変調や直交復調が行われるところ、これらの周波数帯に関しては、既にＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）が市販されており、直交変調誤差や直交復調誤差が大きな問題となることは少ないと考えられるが、このようなシステムに後述する本発明が適用されても構わない。
【００１１】
本発明は、上記のような従来の事情に鑑み為されたもので、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交変調を行うような場合においても、直交変調信号における位相誤差や振幅誤差を補正して、精度のよい直交変調を実現することができる直交変復調装置や通信装置を提供することを目的とする。
また、本発明は、上記のような従来の事情に鑑み為されたもので、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交復調を行うような場合においても、直交復調信号における位相誤差や振幅誤差を補正して、精度のよい直交復調を実現することができる直交変復調装置や通信装置を提供することを目的とする。
【００１２】
なお、上記従来例に示したように、従来においても、上記のような位相誤差や振幅誤差を補正することに関して検討が為されていたが、未だに十分な検討が完了したとは言えず、本発明では、上記のような位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正するための新たな構成を提供し、例えば、実用上で有効な構成により精度のよい直交変調や直交復調を実現することに貢献する。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る直交変復調装置では、直交変調回路によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成する直交変調部と、直交復調回路により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交復調部を設けた構成において、次のような構成により、直交変調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する。
【００１４】
すなわち、本発明に係る直交変復調装置では、直交変調位相誤差検出回路と、直交変調位相誤差補正回路と、直交変調振幅誤差検出回路と、直交変調振幅誤差補正回路を備える。
直交変調位相誤差検出回路は、直交変調回路により生成される直交変調信号に発生する位相誤差に関する情報を検出する。
直交変調位相誤差補正回路は、直交変調位相誤差検出回路により検出される位相誤差に関する情報に基づいて、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑに対して補正を行う。
直交変調振幅誤差検出回路は、直交変調回路により生成される直交変調信号に発生する振幅誤差に関する情報を検出する。
直交変調振幅誤差補正回路は、直交変調振幅誤差検出回路により検出される振幅誤差に関する情報に基づいて、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑに対して補正を行う。
【００１５】
また、直交変調位相誤差検出回路は、２乗和値生成回路と、正負反転極性付与回路と、加算回路と、所定値乗算回路を用いて構成される。
２乗和値生成回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｘ及びＱ情報Ｄｑｘから、（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）値を生成する。
【００１６】
なお、Ｉ情報Ｄｉｘ及びＱ情報Ｄｑｘとしては、例えば、直交復調に関する誤差が補正された後にサンプリングされたＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒが用いられ、また、例えば、直交復調に関する誤差が補正されたＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅが用いられてもよく、或いは、直交復調に関する誤差が補正されていないＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏが用いられてもよい。
【００１７】
正負反転極性付与回路は、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報ＤｑのＩ−Ｑ平面上における座標が第１象限或いは第３象限に位置する場合と第２象限或いは第４象限に位置する場合とで、互いに正負が反転した極性を２乗和値生成回路により生成される（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）値に対して与える。
【００１８】
加算回路は、正負反転極性付与回路により生成される値を加算する。なお、当該値は、例えば、＋（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）又は−（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）や、この定数倍の値などとなる。
所定値乗算回路は、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ１を乗算する。なお、加算回路により生成される値は、例えば、正負反転極性付与回路により生成される値を累積的に積分した結果となる。
そして、直交変調位相誤差検出回路は、所定値乗算回路により生成される値を、位相誤差に関する情報として検出する。
【００１９】
また、直交変調位相誤差補正回路は、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑのうちの一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑ、又は、Ｉ情報Ｄｉ）を補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｃ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｃ）とするとともに、一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑ、又は、Ｉ情報Ｄｉ）と直交変調位相誤差検出回路により検出される位相誤差に関する情報とを乗算した結果を他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉ、又は、Ｑ情報Ｄｑ）と加算した結果を補正後の他方の情報（例えば、補正後のＩ情報Ｄｉｃ、又は、補正後のＱ情報Ｄｑｃ）とする。
【００２０】
また、直交変調振幅誤差検出回路は、差生成回路と、加算回路と、所定値乗算回路と、１値加算回路を用いて構成される。
差生成回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＱ情報Ｄｑｘと直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉとを乗算した結果の変動成分と、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｘと直交変調回路による直交変調前のＱ情報Ｄｑとを乗算した結果の変動成分とで、絶対値の差又は２乗値の差に関する値を生成する。
【００２１】
なお、変動成分は、例えば、時間に応じて変動する成分であり、高周波通過フィルタ（ＨＰＦ：Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を用いて抽出することができる。
また、絶対値の差又は２乗値の差に関する値としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、絶対値の差の値や、２乗値の差の値が用いられてもよく、或いは、実質的にこれらのいずれかと同一又は近似とみなすことができるような値が用いられてもよい。
【００２２】
加算回路は、差生成回路により生成される値を加算する。
所定値乗算回路は、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ２を乗算する。なお、加算回路により生成される値は、例えば、差生成回路により生成される値を累積的に積分した結果となる。
１値加算回路は、所定値乗算回路により生成される値に１値（“１”）を加算する。
そして、直交変調振幅誤差検出回路は、１値加算回路により生成される値を、振幅誤差に関する情報として検出する。
【００２３】
また、直交変調振幅誤差補正回路は、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑのうちの一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑ、又は、Ｉ情報Ｄｉ）と直交変調振幅誤差検出回路により検出される振幅誤差に関する情報とを乗算した結果を補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｃ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｃ）とするとともに、他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉ、又は、Ｑ情報Ｄｑ）を補正後の他方の情報（例えば、補正後のＩ情報Ｄｉｃ、又は、補正後のＱ情報Ｄｑｃ）とする。
【００２４】
このような構成を有する本発明に係る直交変復調装置では、直交変調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正することができる。
従って、上記のような簡易で実用的な構成により、直交変調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正して、精度のよい直交変調を実現することができる。また、本発明では、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交変調を行うような場合においても、有効に、直交変調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正することができる。
【００２５】
ここで、直交変調や直交復調が行われる場合における変調方式や復調方式としては、種々な方式が用いられてもよく、例えば、ＱＰＳＫ方式や、１６ＱＡＭや３２ＱＡＭや６４ＱＡＭなどのＱＡＭ方式などを用いることができる。
また、直交変調の対象となる情報としては、例えば、送信対象となる情報や、誤差を検出及び補正するために使用される情報などが用いられる。この場合、これらの情報は、Ｉ相成分の情報（Ｉ情報）とＱ相成分の情報（Ｑ情報）から構成される。
【００２６】
また、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報ＤｑのＩ−Ｑ平面上における座標は、例えば、Ｉ情報の座標値＞０且つＱ情報の座標値＞０である場合には第１象限に位置し、Ｉ情報の座標値＜０且つＱ情報の座標値＜０である場合には第３象限に位置し、Ｉ情報の座標値＜０且つＱ情報の座標値＞０である場合には第２象限に位置し、Ｉ情報の座標値＞０且つＱ情報の座標値＜０である場合には第４象限に位置する。
【００２７】
なお、例えば、Ｉ情報の座標値＝０である場合や、Ｑ情報の座標値＝０である場合が発生するようなときには、このような場合における（Ｉ情報、Ｑ情報）の座標がいずれの象限に位置するかについては、任意に設定されてもよい。
また、所定の値Ａ１としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、固定的に設定される一定の値が用いられてもよく、或いは、可変に制御することが可能な値が用いられてもよい。
また、所定の値Ａ２としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、固定的に設定される一定の値が用いられてもよく、或いは、可変に制御することが可能な値が用いられてもよい。
【００２８】
また、直交変調部や、直交復調部としては、種々な構成のものが用いられてもよい。
また、直交変調回路や、直交復調回路としては、種々な構成のものが用いられてもよく、例えば、直交変調回路と直交復調回路とは互いに対応するものが用いられる。
【００２９】
また、直交変調位相誤差検出回路や、直交変調位相誤差補正回路や、直交変調振幅誤差検出回路や、直交変調振幅誤差補正回路としては、種々な構成のものが用いられてもよい。また、これらを構成するそれぞれの回路としては、種々な構成のものが用いられてもよい。
また、直交変調位相誤差補正回路では、例えば、直交変調位相誤差検出回路による検出結果に基づいて、フィードバック制御が行われる。
また、直交変調振幅誤差補正回路では、例えば、直交変調振幅誤差検出回路による検出結果に基づいて、フィードバック制御が行われる。
【００３０】
また、直交変調位相誤差補正回路により位相誤差を補正する処理と、直交変調振幅誤差補正回路により振幅誤差を補正する処理との順序としては、特に限定はなく、例えば、直交変調位相誤差補正回路の後段に直交変調振幅誤差補正回路が備えられてもよく、或いは、直交変調振幅誤差補正回路の後段に直交変調位相誤差補正回路が備えられてもよい。
【００３１】
また、直交変調位相誤差検出回路により位相誤差に関する情報を検出する処理と、直交変調振幅誤差検出回路により振幅誤差に関する情報を検出する処理との順序としては、特に限定はなく、例えば、直交変調位相誤差検出回路と直交変調振幅誤差検出回路とが並列に備えられてもよく、或いは、直交変調位相誤差検出回路の後段に直交変調振幅誤差検出回路が備えられてもよく、或いは、直交変調振幅誤差検出回路の後段に直交変調位相誤差検出回路が備えられてもよい。
【００３２】
本発明に係る直交変復調装置では、直交変調回路によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成する直交変調部と、直交復調回路により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交復調部を設けた構成において、次のような構成により、直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する。
【００３３】
すなわち、本発明に係る直交変復調装置では、直交復調位相誤差検出補正回路と、直交復調振幅誤差検出補正回路を備える。
直交復調位相誤差検出補正回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏに発生する位相誤差に関する情報を検出して、当該検出される位相誤差に関する情報に基づいて、当該Ｉ情報Ｄｉｏ及び当該Ｑ情報Ｄｑｏに対して補正を行う。
直交復調振幅誤差検出補正回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏに発生する振幅誤差に関する情報を検出して、当該検出される振幅誤差に関する情報に基づいて、当該Ｉ情報Ｄｉｏ及び当該Ｑ情報Ｄｑｏに対して補正を行う。
【００３４】
また、直交復調位相誤差検出補正回路は、位相誤差補正値加算回路と、乗算回路と、加算回路と、所定値乗算回路と、位相誤差補正値生成回路を用いて構成される。
位相誤差補正値加算回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏのうちの一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑｏ、又は、Ｉ情報Ｄｉｏ）と所定の位相誤差補正値とを加算した結果を補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｅ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｑ）とする。なお、所定の位相誤差補正値は、後述する位相誤差補正値生成回路により生成される。
【００３５】
乗算回路は、補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｅ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｅ）と他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）とを乗算する。
加算回路は、乗算回路により生成される値を加算する。
所定値乗算回路は、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ３を乗算する。なお、加算回路により生成される値は、例えば、乗算回路により生成される値を累積的に積分した結果となる。
【００３６】
位相誤差補正値生成回路は、所定値乗算回路により生成される値と他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）とを乗算した結果を所定の位相誤差補正値とする。
また、直交復調位相誤差検出補正回路は、他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）を補正後の他方の情報（例えば、補正後のＩ情報Ｄｉｅ、又は、補正後のＱ情報Ｄｑｅ）とする。
【００３７】
また、直交復調振幅誤差検出補正回路は、振幅誤差補正値乗算回路と、差生成回路と、加算回路と、所定値乗算回路と、１値加算回路を用いて構成される。
振幅誤差補正値乗算回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏのうちの一方の情報（例えば、Ｑ情報Ｄｑｏ、又は、Ｉ情報Ｄｉｏ）と所定の振幅誤差補正値とを乗算した結果を補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｅ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｅ）とする。なお、所定の振幅誤差補正値は、後述する１値加算回路（例えば、振幅誤差補正値生成回路）により生成される。
【００３８】
差生成回路は、補正後の一方の情報（例えば、補正後のＱ情報Ｄｑｅ、又は、補正後のＩ情報Ｄｉｅ）と他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）とで、絶対値の差又は２乗値の差に関する値を生成する。
なお、絶対値の差又は２乗値の差に関する値としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、絶対値の差の値や、２乗値の差の値が用いられてもよく、或いは、実質的にこれらのいずれかと同一又は近似とみなすことができるような値が用いられてもよい。
【００３９】
加算回路は、差生成回路により生成される値を加算する。
所定値乗算回路は、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ４を乗算する。なお、加算回路により生成される値は、例えば、差生成回路により生成される値を累積的に積分した結果となる。
１値加算回路は、所定値乗算回路により生成される値に対して１値（“１”）を加算した結果を、所定の振幅誤差補正値とする。
また、直交復調振幅誤差検出補正回路は、他方の情報（例えば、Ｉ情報Ｄｉｏ、又は、Ｑ情報Ｄｑｏ）を補正後の他方の情報（例えば、補正後のＩ情報Ｄｉｅ、又は、補正後のＱ情報Ｄｑｅ）とする。
【００４０】
このような構成を有する本発明に係る直交変復調装置では、直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正することができる。
従って、上記のような簡易で実用的な構成により、直交復調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正して、精度のよい直交復調を実現することができる。また、本発明では、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交復調を行うような場合においても、有効に、直交復調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出して当該位相誤差や当該振幅誤差を補正することができる。
【００４１】
ここで、所定の値Ａ３としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、固定的に設定される一定の値が用いられてもよく、或いは、可変に制御することが可能な値が用いられてもよい。
また、所定の値Ａ４としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、固定的に設定される一定の値が用いられてもよく、或いは、可変に制御することが可能な値が用いられてもよい。
【００４２】
また、直交復調位相誤差検出補正回路や、直交復調振幅誤差検出補正回路としては、種々な構成のものが用いられてもよい。また、これらを構成するそれぞれの回路としては、種々な構成のものが用いられてもよい。
また、直交復調位相誤差検出補正回路では、例えば、位相誤差に関する情報の検出結果に基づいて、フィードバック制御が行われる。
また、直交復調振幅誤差検出補正回路では、例えば、振幅誤差に関する情報の検出結果に基づいて、フィードバック制御が行われる。
【００４３】
また、直交復調位相誤差検出補正回路により位相誤差を補正する処理と、直交復調振幅誤差検出補正回路により振幅誤差を補正する処理との順序としては、特に限定はなく、例えば、直交復調位相誤差検出補正回路の後段に直交復調振幅誤差検出補正回路が備えられてもよく、或いは、直交復調振幅誤差検出補正回路の後段に直交復調位相誤差検出補正回路が備えられてもよい。
【００４４】
本発明に係る通信装置では、直交変調回路によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成する直交変調部と、直交復調回路により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交復調部を設けて、信号を通信する構成において、次のような構成により、直交変調信号や直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する。
【００４５】
すなわち、本発明に係る通信装置では、上記したような直交変調位相誤差検出回路と直交変調位相誤差補正回路と直交変調振幅誤差検出回路と直交変調振幅誤差補正回路を備え、また、上記したような直交復調位相誤差検出補正回路と直交復調振幅誤差検出補正回路を備える。
そして、これらの回路を並行に動作させて、直交変調部の直交変調回路によりＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑから生成される直交変調信号を直交復調部の直交復調回路に入力して、当該直交復調回路により当該直交変調信号から直交復調信号のＩ情報Ｄｉｙ及びＱ情報Ｄｑｙを生成する。これにより、直交変調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差と直交復調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差を並行して検出及び補正する。
【００４６】
従って、例えば、直交変調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差と直交復調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差を同時に補正することができ、効率的な誤差の補正が実現される。
なお、Ｉ情報Ｄｉｙ及びＱ情報Ｄｑｙとしては、例えば、直交復調に関する誤差が補正された後にサンプリングされたＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒが用いられ、また、例えば、直交復調に関する誤差が補正されたＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅが用いられてもよい。
【００４７】
ここで、通信装置では、例えば、送信対象となる情報（Ｉ情報及びＱ情報）に対して直交変調回路により直交変調を行って、これにより得られる直交変調信号を送信し、また、受信される直交変調信号に対して直交復調回路により直交復調を行って、これにより受信される情報（Ｉ情報及びＱ情報）を取得する。
また、通信装置としては、例えば、無線の通信装置が用いられてもよく、或いは、有線の通信装置が用いられてもよい。
【００４８】
以下で、更に、本発明に係る構成例を示す。
一構成例として、直交変調位相誤差補正回路及び直交変調振幅誤差補正回路を有する直交変調誤差補正回路が、直交変調回路の前段に備えられる。
一構成例として、直交復調位相誤差検出補正回路及び直交復調振幅誤差検出補正回路を有する直交復調誤差検出補正回路が、直交復調回路の後段に備えられる。
一構成例として、直交変調位相誤差検出回路及び直交変調振幅誤差検出回路を有する直交変調誤差検出回路が、直交変調誤差補正回路の前段であって、直交復調誤差検出補正回路の後段に備えられる。
【００４９】
なお、前段としては、例えば、直前である態様ばかりでなく、他の回路素子を介して前段であるような態様が用いられてもよい。
また、後段としては、例えば、直後である態様ばかりでなく、他の回路素子を介して後段であるような態様が用いられてもよい。
【００５０】
一構成例として、直交変調信号や直交復調信号に関する位相や振幅の誤差の検出や補正は、ＱＰＳＫ方式のＩ情報及びＱ情報を用いて行われる。また、このような誤差の検出や補正が行われないときには、他の種々な方式が用いられてもよい。
【００５１】
一構成例として、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）方式のように、送信周波数と受信周波数とが同一である方式が用いられる。
他の構成例として、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）方式のように、送信周波数と受信周波数とが異なる方式が用いられる。この場合、直交変調信号や直交復調信号に関する位相や振幅の誤差の検出や補正を行うときには、当該検出や当該補正のために、送信周波数と受信周波数とが同一の周波数となるように設定される。
【００５２】
一構成例として、位相の誤差や振幅の誤差を検出や補正するに際して、直交変調回路で用いられるローカル周波数信号の角周波数ω１と直交復調回路で用いられるローカル周波数信号の角周波数ω２との差が、例えばシンボルレートの１／１０００程度に相当するといったように、僅かに存在する。
一構成例として、直交復調誤差検出補正回路には、直交復調回路により生成される直交復調信号をシンボルレートの２倍以上の速度でサンプリングした結果が入力される。
【００５３】
【発明の実施の形態】
本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
まず、図５（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して、直交変調回路により生成される直交変調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する処理の原理を説明する。
本例では、直交変調回路による処理を数式により表す場合における一般的な方法として、Ｉ相成分に対応するローカル周波数信号をｃｏｓ（ω１・ｔ）で表し、Ｑ相成分に対応するローカル周波数信号をｓｉｎ（ω１・ｔ）で表す。
なお、ω１は角周波数を表し、ｔは時刻を表す。
【００５４】
まず、理想的な直交変調回路によりＩ情報Ｄｉの信号及びＱ情報Ｄｑの信号から直交変調波（直交変調信号）Ｓｃ（ｔ）が生成される場合には、当該理想的な直交変調波Ｓｃ（ｔ）は式１により表される。ここで、直交変調回路では、Ｉ情報Ｄｉの信号及びＱ情報Ｄｑの信号がそれぞれのミキサに入力され、それぞれのミキサのローカルポートには発振器からのローカル周波数信号の位相を０度及び９０度にずらした信号が入力され、これら２つのミキサからの出力の足し合わせが直交変調回路からの出力となる。
【００５５】
【数１】
しかしながら、ローカル周波数信号が高い場合や、ソフトウエア無線機のようにローカル周波数が広帯域に変化するような場合には、上記した９０度の位相差を正確に実現することが困難である。また、ミキサの変換損失のばらつきや、ベースバンドの増幅器利得（アンプゲイン）のばらつきなどに起因して、振幅にもずれが生じてしまう。
【００５７】
図５（ａ）には、Ｑ相成分のローカル周波数信号ｓｉｎ（ω１・ｔ）にΔθ１の位相誤差が発生するとともにＱ相成分にΔＧ１を乗算する振幅誤差が発生する直交変調回路１５７の一例を示してある。
当該直交変調回路１５７では、発振器１５１から発振されるＩ相成分のローカル周波数信号ｃｏｓ（ω１・ｔ）とＩ情報Ｄｉの信号とがミキサ１５２により混合されるとともに、発振器１５１から発振されるＩ相成分のローカル周波数信号ｃｏｓ（ω１・ｔ）が位相シフタ１５３により（９０°＋Δθ１）だけ移相されて生成されるＱ相成分のローカル周波数信号ｓｉｎ（ω１・ｔ＋Δθ１）とＱ情報Ｄｑの信号とがミキサ１５４により混合される。また、当該ミキサ１５４による混合結果に対して乗算器１５５によりΔＧ１が乗算されるのと同等な振幅誤差が発生し、当該乗算結果とＩ相成分のミキサ１５２による混合結果とが加算器（結合器）１５６により合成されて、直交変調波Ｓ（ｔ）が生成される。
【００５８】
このような位相誤差及び振幅誤差が存在する場合における直交変調波Ｓ（ｔ）は式２により表される。
【００５９】
【数２】
また、ｓｉｎ（ω１・ｔ＋Δθ１）＝ｓｉｎ（ω１・ｔ）・ｃｏｓ（Δθ１）＋ｃｏｓ（ω１・ｔ）・ｓｉｎ（Δθ１）となることから、上記式２は式３のように変形される。式３は、直交変調回路の位相誤差や振幅誤差は、ベースバンドの誤差へ変換することが可能であることを示す。
【００６１】
【数３】
図５（ｂ）には、上記図５（ａ）に示した回路と等価な回路として、理想的な直交変調回路１７０の一例と、上記図５（ａ）において直交変調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差をベースバンドのものへ変換した位相誤差及び振幅誤差を発生する回路（誤差発生回路）１６９の一例を示してある。
ここで、当該直交変調回路１７０では、発振器１６４と２つのミキサ１６５、１６７と位相シフタ１６６と加算器１６８により、上記式１に示したのと同様に、理想的な直交変調が行われる。
【００６３】
また、当該直交変調回路１７０の前段に位置する当該誤差発生回路１６９では、Ｑ情報Ｄｑの信号と｛ΔＧ１・ｓｉｎ（Δθ１）｝の信号とを乗算器１６１により乗算して当該乗算結果とＩ情報Ｄｉの信号とを加算器１６２により加算した結果｛Ｄｉ＋Ｄｑ・ΔＧ１・ｓｉｎ（Δθ１）｝が、位相誤差及び振幅誤差の成分が付与されたＩ情報Ｄｉｉの信号として直交変調回路１７０へ出力され、また、Ｑ情報Ｄｑの信号と｛ΔＧ１・ｃｏｓ（Δθ１）｝の信号とを乗算器１６３により乗算した結果｛Ｄｑ・ΔＧ１・ｃｏｓ（Δθ１）｝が、位相誤差及び振幅誤差の成分が付与されたＱ情報Ｄｑｑの信号として直交変調回路１７０へ出力される。この場合、直交変調回路１７０では、入力されるＩ情報Ｄｉｉの信号及びＱ情報Ｄｑｑの信号から、上記式３に示したのと同様な直交変調波Ｓ（ｔ）が生成される。
【００６４】
図５（ｃ）には、上記図５（ｂ）に示したのと同様に、理想的な直交変調回路１８２の一例と、ベースバンドに変換した位相誤差及び振幅誤差を発生する回路（誤差発生回路）１８３の一例を示してあるとともに、位相誤差及び振幅誤差を補正する回路（誤差補正回路）１８４の一例を示してある。
【００６５】
ここで、当該直交変調回路１８２では、発振器１７７と２つのミキサ１７８、１８０と位相シフタ１７９と加算器１８１により、上記式１に示したのと同様に、理想的な直交変調が行われる。
また、当該誤差発生回路１８３では、２つの乗算器１７４、１７６と加算器１７５により、上記図５（ｂ）に示した誤差発生回路１６９と同様に、位相誤差及び振幅誤差を発生する。
【００６６】
また、当該誤差発生回路１８３の前段に位置する当該誤差補正回路１８４では、Ｑ情報Ｄｑの信号と｛−ｓｉｎ（Δθ１）／ｃｏｓ（Δθ１）｝の信号とを乗算器１７１により乗算して当該乗算結果とＩ情報Ｄｉの信号とを加算器１７２により加算した結果｛Ｄｉ−Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）／ｃｏｓ（Δθ１）｝が、補正後のＩ情報Ｄｉｃの信号として誤差発生回路１８３へ出力され、また、Ｑ情報Ｄｑの信号と［１／｛ΔＧ１・ｃｏｓ（Δθ１）｝］の信号とを乗算器１７３により乗算した結果［Ｄｑ／｛ΔＧ１・ｃｏｓ（Δθ１）｝］が、補正後のＱ情報Ｄｑｃとして誤差発生回路１８３へ出力される。
【００６７】
この場合、誤差発生回路１８３では、入力される補正後のＩ情報Ｄｉｃの信号及び補正後のＱ情報Ｄｑｃの信号から、補正後であって且つ位相誤差及び振幅誤差が発生したＩ情報Ｄｉｉｉの信号として元のＩ情報Ｄｉと等しい情報の信号が生成されて直交変調回路１８２へ出力されるとともに、補正後であって且つ位相誤差及び振幅誤差が発生したＱ情報Ｄｑｑｑの信号として元のＱ情報Ｄｑと等しい情報の信号が生成されて直交変調回路１８２へ出力される。
そして、直交変調回路１８２では、入力されるＩ情報Ｄｉｉｉの信号及びＱ情報Ｄｑｑｑの信号から、上記式１に示したのと同様に、位相誤差や振幅誤差の無い理想的な直交変調波Ｓｃ（ｔ）が生成される。
【００６８】
また、ここでは、厳密な数式の計算に基づく理想的な位相誤差及び振幅誤差の補正処理を示したが、実用上では、例えば、位相のずれΔθ１の値が小さい場合には、ｃｏｓ（Δθ１）はおよそ１となる（ｃｏｓ（Δθ１）〜１）ため、誤差補正回路１８４による補正後のＩ情報Ｄｉｃ＝Ｄｉ−Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）となるとともに、誤差補正回路１８４による補正後のＱ情報Ｄｑｃ＝Ｄｑ／ΔＧ１となるような回路構成を用いることも可能である。本例では、当該回路構成を用いて、直交変調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差を補正する。
【００６９】
次に、図６（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して、直交復調回路により生成される直交復調信号に発生する位相誤差や振幅誤差を補正する処理の原理を説明する。
本例では、直交復調回路による処理を数式により表す場合における一般的な方法として、Ｉ相成分に対応するローカル周波数信号をｃｏｓ（ω２・ｔ）で表し、Ｑ相成分に対応するローカル周波数信号をｓｉｎ（ω２・ｔ）で表す。
なお、ω２は角周波数を表し、ｔは時刻を表す。
【００７０】
まず、理想的な直交復調回路により直交変調信号Ｓｒ（ｔ）＝｛Ｄｉ・ｃｏｓ（ω２・ｔ）＋Ｄｑ・ｓｉｎ（ω２・ｔ）｝から直交復調波（直交復調信号）のＩ情報Ｄｉｐの信号及びＱ情報Ｄｑｐの信号が生成される場合には、当該理想的な直交復調波のＩ情報Ｄｉｐ及びＱ情報Ｄｑｐは式４により表される。ここで、直交復調回路では、直交変調信号Ｓｒ（ｔ）がそれぞれのミキサに入力されて互いに９０度の位相差を有するローカル周波数信号により検波が行われ、その後、例えば低周波通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）により高調波が除去されて、ベースバンド信号としてＩ情報Ｄｉｒｒの信号及びＱ情報Ｄｑｒｒの信号が得られる。
【００７１】
【数４】
しかしながら、ローカル周波数信号が高い場合や、ソフトウエア無線機のようにローカル周波数が広帯域に変化するような場合には、上記した９０度の位相差を正確に実現することが困難である。また、ミキサの変換損失のばらつきや、ベースバンドの増幅器利得（アンプゲイン）のばらつきなどに起因して、振幅にもずれが生じてしまう。
【００７３】
図６（ａ）には、Ｑ相成分のローカル周波数信号ｓｉｎ（ω２・ｔ）にΔθ２の位相誤差が発生するとともにＱ相成分にΔＧ２を乗算する振幅誤差が発生する直交復調回路１９６の一例を示してある。
当該直交復調回路１９６では、発振器１９１から発振されるＩ相成分のローカル周波数信号ｃｏｓ（ω２・ｔ）と直交変調信号Ｓｒ（ｔ）とがミキサ１９２により混合されるとともに、発振器１９１から発振されるＩ相成分のローカル周波数信号ｃｏｓ（ω２・ｔ）が位相シフタ１９３により（９０°＋Δθ２）だけ移相されて生成されるＱ相成分のローカル周波数信号ｓｉｎ（ω２・ｔ＋Δθ２）と直交変調信号Ｓｒ（ｔ）とがミキサ１９４により混合される。また、当該ミキサ１９４による混合結果に対して乗算器１９５によりΔＧ２が乗算されるのと同等な振幅誤差が発生し、当該乗算結果が直交復調信号のＱ情報Ｄｑｏの信号として出力され、Ｉ相成分のミキサ１９２による混合結果が直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏの信号として出力される。
【００７４】
このような位相誤差及び振幅誤差が存在する場合における直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏは式５により表される。
【００７５】
【数５】
また、ｓｉｎ（ω２・ｔ＋Δθ２）＝ｓｉｎ（ω２・ｔ）・ｃｏｓ（Δθ２）＋ｃｏｓ（ω２・ｔ）・ｓｉｎ（Δθ２）となることから、上記式５は式６のように変形される。式６は、直交復調回路の位相誤差や振幅誤差は、ベースバンドの誤差へ変換することが可能であることを示す。
【００７７】
【数６】
図６（ｂ）には、上記図６（ａ）に示した回路と等価な回路として、理想的な直交復調回路２１０の一例と、上記図６（ａ）において直交復調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差をベースバンドのものへ変換した位相誤差及び振幅誤差を発生する回路（誤差発生回路）２０９の一例を示してある。
ここで、当該直交復調回路２１０では、発振器２０１と２つのミキサ２０２、２０４と位相シフタ２０３により、上記式４に示したのと同様に、理想的な直交復調が行われる。
【００７９】
また、当該直交復調回路２１０の後段に位置する当該誤差発生回路２０９では、Ｉ情報Ｄｉｐの信号が、位相誤差及び振幅誤差の成分が付与されたＩ情報Ｄｉｏの信号として出力され、また、Ｑ情報Ｄｑｐの信号とｃｏｓ（Δθ２）の信号とを乗算器２０５により乗算した結果とＩ情報Ｄｉｐの信号とｓｉｎ（Δθ２）の信号とを乗算器２０６により乗算した結果との加算器２０７による加算結果に対して乗算器２０８によりΔＧ２を乗算した結果［ΔＧ２・｛Ｄｉｐ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑｐ・ｃｏｓ（Δθ２）｝］が、位相誤差及び振幅誤差の成分が付与されたＱ情報Ｄｑｏの信号として出力される。この場合、誤差発生回路２０９では、入力されるＩ情報Ｄｉｐの信号及びＱ情報Ｄｑｐの信号から、上記式６に示したのと同様なＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏが生成される。
【００８０】
図６（ｃ）には、上記図６（ｂ）に示したのと同様に、理想的な直交復調回路２２４の一例と、ベースバンドに変換した位相誤差及び振幅誤差を発生する回路（誤差発生回路）２２３の一例を示してあるとともに、位相誤差及び振幅誤差を補正する回路（誤差補正回路）２２２の一例を示してある。
【００８１】
ここで、当該直交復調回路２２４では、発振器２１１と２つのミキサ２１２、２１４と位相シフタ２１３により、上記式４に示したのと同様に、理想的な直交変調が行われる。
また、当該誤差発生回路２２３では、３つの乗算器２１５、２１６、２１８と加算器２１７により、上記図６（ｂ）に示した誤差発生回路２０９と同様に、位相誤差及び振幅誤差を発生する。
【００８２】
また、当該誤差発生回路２２３の後段に位置する当該誤差補正回路２２２では、Ｉ情報Ｄｉｏの信号が、補正後のＩ情報Ｄｉｅとして出力され、また、Ｑ情報Ｄｑｏの信号と［１／｛ΔＧ２・ｃｏｓ（Δθ２）｝］の信号とを乗算器２１９により乗算した結果とＩ情報Ｄｉｏの信号と｛−ｓｉｎ（Δθ２）／ｃｏｓ（Δθ２）｝の信号とを乗算器２２０により乗算した結果との加算器２２１による加算結果［−Ｄｉｏ・｛ｓｉｎ（Δθ２）／ｃｏｓ（Δθ２）｝＋Ｄｑｏ／｛ΔＧ２・ｃｏｓ（Δθ２）｝］＝Ｄｑｐが、補正後のＱ情報Ｄｑｅとして出力される。
【００８３】
このように、当該誤差補正回路２２２では、入力される誤差が発生したＩ情報Ｄｉｏの信号及び誤差が発生したＱ情報Ｄｑｏの信号から、補正後のＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅの信号として、元のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑと等しい情報の信号が取得される。
【００８４】
また、ここでは、厳密な数式の計算に基づく理想的な位相誤差及び振幅誤差の補正処理を示したが、実用上では、例えば、位相のずれΔθ２の値が小さい場合には、ｃｏｓ（Δθ２）はおよそ１となる（ｃｏｓ（Δθ２）〜１）ため、誤差補正回路２２２による補正後のＩ情報Ｄｉｅ＝Ｄｉｏとなるとともに、誤差補正回路２２２による補正後のＱ情報Ｄｑｅ＝｛−Ｄｉｏ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑｏ／ΔＧ２｝となるような回路構成を用いることも可能である。本例では、当該回路構成を用いて、直交復調信号に発生する位相誤差及び振幅誤差を補正する。
【００８５】
図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）には、直交変調回路或いは直交復調回路に位相誤差や振幅誤差が存在する場合におけるＱＰＳＫ方式のコンステレーションの例を示してある。
同図（ａ）には、理想的な場合におけるコンステレーションの一例を示してある。
同図（ａ）の例では、Ｉ−Ｑ平面において、第１象限の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、＋１）に位置するシンボル点と、第２象限の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、＋１）に位置するシンボル点と、第３象限の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、−１）に位置するシンボル点と、第４象限の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、−１）に位置するシンボル点を示してある。
【００８６】
同図（ｂ）には、Δθ１或いはΔθ２＝１０度（°）の位相誤差が存在する場合におけるコンステレーションの一例を示してある。
同図の例では、Ｉ−Ｑ平面において、座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、＋１）であってシンボル点が第１象限に位置する場合や座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、−１）であってシンボル点が第３象限に位置する場合には誤差を受けた｜Ｄｉ｜の値が理想的な｜Ｄｉ｜の値と比べて大きくなり、一方、座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、＋１）であってシンボル点が第２象限に位置する場合や座標（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、−１）であってシンボル点が第４象限に位置する場合には誤差を受けた｜Ｄｉ｜の値が理想的な｜Ｄｉ｜の値と比べて小さくなる。
なお、｜Ｘ｜は、Ｘの絶対値を表す。
【００８７】
同図（ｃ）には、ΔＧ１或いはΔＧ２＝１ｄＢの振幅誤差が存在する場合におけるコンステレーションの一例を示してある。
同図の例では、Ｉ−Ｑ平面において、４つの全てのシンボル点の場合について、誤差を受けた｜Ｄｑ｜の値が理想的な｜Ｄｑ｜の値と比べて大きくなる。
【００８８】
このように、直交変調信号や直交復調信号に位相誤差や振幅誤差が存在しない場合には直交復調後のＩ情報Ｄｉ及び直交復調後のＱ情報Ｄｑのコンステレーションの形状は正方形となり、直交変調信号や直交復調信号に位相誤差が存在する場合には当該形状はひし形となり、直交変調信号や直交復調信号に振幅誤差が存在する場合には当該形状は長方形となる。
【００８９】
次に、本実施例に係る直交変復調装置を設けた無線通信装置を説明する。
本例の無線通信装置では、高周波数である無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号を広帯域にわたって直交変調や直交復調する場合を示す。
図１には、本例の無線通信装置の構成例を示してある。
本例の無線通信装置には、送信部１と、受信部２と、スイッチ（ＳＷ）３と、アンテナ４が備えられている。
【００９０】
送信部１には、直交信号発生回路１１と、直交変調誤差補正回路１２と、２つのＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換器１３、１４と、２つの低周波通過フィルタ（ＬＰＦ）１５、１６と、発振器１７と、位相誤差や振幅誤差が発生する直交変調回路１８が備えられている。
受信部２には、発振器２１と、位相誤差や振幅誤差が発生する直交復調回路２２と、２つの低周波通過フィルタ（ＬＰＦ）２３、２４と、２つのＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器２５、２６と、直交復調誤差検出補正回路２７と、サンプリング回路２８と、識別回路２９と、遅延回路３０と、直交変調誤差検出回路３１が備えられている。
【００９１】
本例の無線通信装置により行われる概略的な動作の一例を示す。
送信部１では、直交信号発生回路１１がＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑを発生させて、直交変調誤差補正回路１２と遅延回路３０へ出力する。また、直交信号発生回路１１が、Ｉ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑを発生させるタイミングであるシンボルのタイミングに関する情報（タイミング情報）を遅延回路３０へ出力する。
【００９２】
直交変調誤差補正回路１２は、直交変調誤差検出回路３１から入力される位相誤差情報及び振幅誤差情報に基づいて、直交信号発生回路１１から入力されるＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑに対して直交変調における位相誤差や振幅誤差の補正を行い、当該補正後のＩ情報Ｄｉｃ及びＱ情報Ｄｑｃをそれぞれに対応したＤ／Ａ変換器１３、１４へ出力する。
【００９３】
一方のＤ／Ａ変換器１３は、入力されるＩ情報Ｄｉｃをデジタル信号からアナログ信号へ変換して一方のＬＰＦ１５へ出力する。
他方のＤ／Ａ変換器１４は、入力されるＱ情報Ｄｑｃをデジタル信号からアナログ信号へ変換して他方のＬＰＦ１６へ出力する。
一方のＬＰＦ１５は、入力されるＩ情報Ｄｉｃのアナログ信号をフィルタリングして直交変調回路１８へ出力する。
他方のＬＰＦ１６は、入力されるＱ情報Ｄｑｃのアナログ信号をフィルタリングして直交変調回路１８へ出力する。
【００９４】
発振器１７は、所定のローカル周波数（角周波数ω１）を有するローカル周波数信号を発生させて、直交変調回路１８へ出力する。
直交変調回路１８は、発振器１７から入力されるローカル周波数信号に基づいて、２つのＬＰＦ１５、１６から入力されるＩ情報Ｄｉｃ及びＱ情報Ｄｑｃのアナログ信号に対して直交変調を行い、これにより生成される直交変調信号をスイッチ３へ出力する。
【００９５】
スイッチ３は、送信時には送信部１から入力される直交変調信号をアンテナ４へ出力し、受信時にはアンテナ４から入力される受信した直交変調信号を受信部２へ出力する。また、本例では、直交変調回路１８や直交復調回路２２の位相誤差や振幅誤差を検出及び補正する場合になどに、送信部１からの直交変調信号が受信部２に入力される構成となっている。
アンテナ４は、スイッチ３から入力される信号を無線により送信し、また、無線により受信した信号をスイッチ３へ出力する。
【００９６】
受信部２では、発振器２１が所定のローカル周波数（角周波数ω２）を有するローカル周波数信号を発生させて、直交復調回路２２へ出力する。
直交復調回路２２は、発振器２１から入力されるローカル周波数信号に基づいて、スイッチ３を介して入力されるアナログ信号である直交変調信号に対して直交復調を行い、これにより生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏをそれぞれに対応したＬＰＦ２３、２４へ出力する。
【００９７】
一方のＬＰＦ２３は、入力されるＩ情報Ｄｉｏのアナログ信号をフィルタリングして一方のＡ／Ｄ変換器２５へ出力する。
他方のＬＰＦ２４は、入力されるＱ情報Ｄｑｏのアナログ信号をフィルタリングして他方のＡ／Ｄ変換器２６へ出力する。
一方のＡ／Ｄ変換器２５は、入力されるＩ情報Ｄｉｏのアナログ信号をデジタル信号へ変換して直交復調誤差検出補正回路２７へ出力する。
他方のＡ／Ｄ変換器２６は、入力されるＱ情報Ｄｑｏのアナログ信号をデジタル信号へ変換して直交復調誤差検出補正回路２７へ出力する。
【００９８】
直交復調誤差検出補正回路２７は、２つのＡ／Ｄ変換器２５、２６から入力されるＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏに対して直交復調における位相誤差や振幅誤差の検出と補正を行い、当該補正後のＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅをサンプリング回路２８へ出力する。
遅延回路３０は、直交信号発生回路１１から入力されるＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑを遅延させて直交変調誤差検出回路３１へ出力する。また、遅延回路３０は、直交信号発生回路１１から入力されるタイミング情報を遅延させてサンプリング回路２８へ出力する。
【００９９】
サンプリング回路２８は、遅延回路３０から入力されるタイミング情報に基づくタイミングで、直交復調誤差検出補正回路２７から入力されるＩ情報Ｄｉｅ及びＱ情報Ｄｑｅをサンプリングし、当該サンプリングしたＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒを識別回路２９と直交変調誤差検出回路３１へ出力する。なお、サンプリング回路２８では、例えば、シンボルレートと同一の速度でシンボルタイミングに合わせてサンプリングが行われる。
識別回路２９は、サンプリング回路２８から入力されるＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒに基づいてデータの値を識別する。
【０１００】
直交変調誤差検出回路３１は、遅延回路３０から入力されるＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑとサンプリング回路２８から入力されるＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒに基づいて、直交変調における位相誤差に関する情報（位相誤差情報）と振幅誤差に関する情報（振幅誤差情報）を検出し、検出した位相誤差情報及び振幅誤差情報を直交変調誤差補正回路１２へ出力する。
【０１０１】
本例では、送信部１から送信した信号を折り返しで受信部２により受信し、位相誤差や振幅誤差がある直交変調回路１８と直交復調回路２２について同時に補正を行う。
また、本例では、誤差の補正を行っている期間における条件として、それぞれのローカルに入力する信号（ローカル周波数信号）の角周波数ω１及びω２がシンボルレートの１／１０００程度ずれていることを必要とする。なお、このような条件における角周波数ω１、ω２とシンボルレートとの関係（当該ずれ）は、例えば、回路の時定数によりその程度が決定される。
【０１０２】
また、本例の無線通信装置では、ＴＤＤ方式のように送信周波数と受信周波数とが同一である場合について説明するが、他の例として、ＦＤＤ方式のように送信周波数と受信周波数とが違う場合においても、誤差の補正を行う期間だけ直交変調回路と直交復調回路で使用される角周波数がシンボルレートの１／１０００程度のずれとなるように切り替えを行う構成を用いることが可能である。
【０１０３】
以下では、まず、直交変調回路１８の誤差補正について説明し、次に、直交復調回路２２の誤差補正について説明し、次いで、直交変調回路１８と直交復調回路２２との両方の誤差補正を同時に行うことについて説明する。
【０１０４】
まず、直交変調回路１８の誤差補正について説明する。
直交変調回路１８の誤差補正を行うために用いられる回路は、遅延回路３０と直交変調誤差検出回路３１と直交変調誤差補正回路１２である。
本例の方式により誤差補正を行うときに用いる直交信号発生回路１１からの信号は、ＱＰＳＫ方式の信号である。なお、誤差補正を行った後においては、直交信号発生回路１１からの信号としてＱＰＳＫ方式以外の信号が用いられてもよい。
【０１０５】
遅延回路３０は、例えばシフトレジスタを用いて構成されており、直交信号発生回路１１から出力されるＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑが送信部１を通って受信部２により受信されてサンプリング回路２８からの出力信号Ｄｉｒ、Ｄｑｒとなるまでの遅延時間分だけ、入力信号を遅らせて出力する。これにより、送信部１から送信したＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑと受信部２により受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒから、直交変調回路１８の位相誤差や振幅誤差を検出することが可能となる。
【０１０６】
ここで、上記図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を参照して説明したように、例えば、位相のずれΔθ１の値が小さい場合にはｃｏｓ（Δθ１）はおよそ１と近似することができ、補正後のＩ情報Ｄｉｃ＝Ｄｉ−Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）となり、補正後のＱ情報Ｄｑｃ＝Ｄｑ／ΔＧ１となる。
また、振幅誤差が無い（つまり、ΔＧ１＝１）とすると、補正後のＩ情報Ｄｉｃ及び補正後のＱ情報Ｄｑｃは式７のように表される。
【０１０７】
【数７】
このため、−ｓｉｎ（Δθ１）を位相誤差検出回路により検出することにより、位相誤差補正回路により位相誤差を補正することが可能である。
また、位相誤差がある場合のコンステレーションは上記図７（ｂ）に示したようになる。第１象限に位置する（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、＋１）のときと第３象限に位置する（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、−１）のときには位相誤差のあるＩ情報｜Ｄｉｒ｜は位相誤差の無いＩ情報｜Ｄｉ｜と比べて大きくなり、一方、第２象限に位置する（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（−１、＋１）のときと第４象限に位置する（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（＋１、−１）のときには位相誤差のあるＩ情報｜Ｄｉｒ｜は位相誤差の無いＩ情報｜Ｄｉ｜と比べて小さくなる。
【０１０９】
つまり、位相誤差がある場合には、コンステレーションの形状がひし形になる。そこで、本例では、受信部２により受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報ＤｑｒのＩ−Ｑ平面上における対角線の長さの比が１でない場合には位相誤差があると判断し、当該長さの比が１である場合には位相誤差が無いと判断する。
【０１１０】
図２（ａ）、（ｂ）には、直交変調誤差検出回路３１の構成例を示してある。
本例の直交変調誤差検出回路３１は、同図（ａ）に示した位相誤差検出回路４１と、同図（ｂ）に示した振幅誤差検出回路４２を有している。
直交変調誤差回路３１に入力される送信信号Ｄｉ、Ｄｑや受信信号Ｄｉｒ、Ｄｑｒは、それぞれ、シンボルタイミングでサンプリングされた信号である。
【０１１１】
ここでは、図２（ａ）に示した位相誤差検出回路４１により行われる動作の一例を示す。
位相誤差検出回路４１には、２つの２乗器５１、５２と、加算器５３と、ＸＯＲ５４と、値変換器５５と、乗算器５６と、積分器６０を構成する加算器５７及びＤ型のフリップフロップ５８と、乗算器５９が備えられている。
【０１１２】
位相誤差検出回路４１では、サンプリング回路２８によりサンプリングされたＩ情報Ｄｉｒの信号が一方の２乗器５１の入力端に入力され、サンプリング回路２８によりサンプリングされたＱ情報Ｄｑｒの信号が他方の２乗器５２の入力端に入力され、送信Ｉ情報Ｄｉの信号が遅延回路３０を介してＸＯＲ５４の一方の入力端に入力され、送信Ｑ情報Ｄｑの信号が遅延回路３０を介してＸＯＲ５４の他方の入力端に入力される。
【０１１３】
一方の２乗器５１は、入力されるＩ情報Ｄｉｒの信号の絶対値を２乗して、当該２乗結果である｜Ｄｉｒ｜２値の信号を加算器５３へ出力する。
他方の２乗器５２は、入力されるＱ情報Ｄｑｒの信号の絶対値を２乗して、当該２乗結果である｜Ｄｑｒ｜２値の信号を加算器５３へ出力する。
【０１１４】
加算器５３は、一方の２乗器５１から入力される信号と他方の２乗器５２から入力される信号とを加算し、当該加算結果である（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号を乗算器５６へ出力する。
ここで、当該（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値は、Ｉ−Ｑ平面において、サンプリング回路２８によりサンプリングされるシンボル点の座標（Ｄｉｒ、Ｄｑｒ）と原点（０、０）との距離の２乗値に相当する。
【０１１５】
ＸＯＲ５４は、２つの入力端の一方から送信Ｉ情報Ｄｉの信号を入力するとともに他方から送信Ｑ情報Ｄｑの信号を入力し、これら２つの入力信号の値Ｄｉ、Ｄｑに基づくＸＯＲ値である０値又は１値の信号を値変換器５５へ出力する。一例として、ＸＯＲ５４は、送信Ｉ情報Ｄｉ＝＋１であり且つ送信Ｑ情報Ｄｑ＝＋１である場合や送信Ｉ情報Ｄｉ＝−１であり且つ送信Ｑ情報Ｄｑ＝−１である場合にＸＯＲ値として０値を出力し、送信Ｉ情報Ｄｉ＝−１であり且つ送信Ｑ情報Ｄｑ＝＋１である場合や送信Ｉ情報Ｄｉ＝＋１であり且つ送信Ｑ情報Ｄｑ＝−１である場合にＸＯＲ値として１値を出力する。
【０１１６】
これにより、本例では、Ｉ−Ｑ平面において、直交変調前のシンボル点の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）が第１象限或いは第３象限に位置する場合にはＸＯＲ５４から０値の信号が出力され、第２象限或いは第４象限に位置する場合にはＸＯＲ５４から１値の信号が出力される。
【０１１７】
値変換器５５は、ＸＯＲ５４から入力される信号の値が０値であるか或いは１値であるかに応じて、互いに正負（±）の極性が反転した信号を乗算器５６へ出力する。本例では、値変換器５５は、ＸＯＲ５４から入力される信号の値が０値である場合には＋１値の信号を乗算器５６へ出力し、ＸＯＲ５４から入力される信号の値が１値である場合には−１値の信号を乗算器５６へ出力する。
【０１１８】
これにより、本例では、Ｉ−Ｑ平面において、直交変調前のシンボル点の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）が第１象限或いは第３象限に位置する場合には値変換器５５から＋１値の信号が出力され、第２象限或いは第４象限に位置する場合には値変換器５５から−１値の信号が出力される。
【０１１９】
乗算器５６は、加算器５３から入力される（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号と、値変換器５５から入力される＋１値又は−１値の信号とを乗算し、当該乗算結果である＋（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値又は−（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号を加算器５７へ出力する。
【０１２０】
これにより、本例では、Ｉ−Ｑ平面において、直交変調前のシンボル点の座標（Ｄｉ、Ｄｑ）が第１象限或いは第３象限に位置する場合には乗算器５６から＋（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号が出力され、第２象限或いは第４象限に位置する場合には乗算器５６から−（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の信号が出力される。
【０１２１】
ここで、上記の回路構成５１〜５６を用いることにより、サンプリング回路２８によりサンプリングされるＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報ＤｑｒのＩ−Ｑ平面における対角線の長さを比較することができる。
具体的には、例えば、上記図７（ｂ）に示されるような四角形について、第１象限に存在する頂点と第３象限に存在する頂点とを結んだ線の長さと、第２象限に存在する頂点と第４象限に存在する頂点とを結んだ線の長さとを比較すればよく、この場合には（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値の平方根を計算することになるが、本例では、２つの対角線の長さが同一であるか否かを判定することができればよいため、（｜Ｄｉｒ｜２＋｜Ｄｑｒ｜２）値に正負（±）の極性を付与した値を乗算器５６により生成している。
【０１２２】
本例では、サンプリング回路２８によりサンプリングされるＩ情報Ｄｉｒ＝Ｄｉ＋Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）であり、サンプリング回路２８によりサンプリングされるＱ情報Ｄｑｒ＝Ｄｑであることから、例えば、シンボル点が第１象限に位置する場合には＋［｛１＋１・ｓｉｎ（Δθ１）｝２＋（１）２］値の信号が乗算器５６から出力され、シンボル点が第２象限に位置する場合には−［｛−１＋１・ｓｉｎ（Δθ１）｝２＋（１）２］値の信号が乗算器５６から出力され、シンボル点が第３象限に位置する場合には＋［｛−１＋（−１）・ｓｉｎ（Δθ１）｝２＋（−１）２］値の信号が乗算器５６から出力され、シンボル点が第４象限に位置する場合には−［｛１＋（−１）・ｓｉｎ（Δθ１）｝２＋（−１）２］値の信号が乗算器５６から出力される。
【０１２３】
加算器５７は、乗算器５６から入力される信号と、フリップフロップ５８から入力される信号とを加算し、当該加算結果をフリップフロップ５８へ出力する。
フリップフロップ５８は、加算器５７から入力される信号を、例えば加算器５７における加算のタイミングを確保するために遅延させて、加算器５７及び乗算器５９へ出力する。
【０１２４】
これにより、積分器６０では、乗算器５６から入力される信号が加算器５７により累積的に加算されていく。
例えば、第１象限に位置するシンボル点、第２象限に位置するシンボル点、第３象限に位置するシンボル点、第４象限に位置するシンボル点がそれぞれ１回ずつ送信される場合には、８・ｓｉｎ（Δθ１）の値の信号が積分器６０のフリップフロップ５８から乗算器５９へ出力される。
【０１２５】
また、通常は、送信Ｉ情報Ｄｉ及び送信Ｑ情報Ｄｑはランダムに送信されるとみなすことができるため、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときに積分器６０から出力される信号の値は、８・ｓｉｎ（Δθ１）・（Ｎ／４）となる。
【０１２６】
乗算器５９は、積分器６０のフリップフロップ５８から入力される信号と、例えば予め設定された定数Ａ１の値の信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を位相誤差情報の信号として直交変調誤差補正回路１２の位相誤差補正回路へ出力する。
ここで、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときには、乗算器５９から、８・ｓｉｎ（Δθ１）・（Ｎ／４）・Ａ１の値の信号が位相誤差情報の信号として出力される。
そして、本例では、８・（Ｎ／４）・Ａ１＝−１となったときに、つまりＮ＝−１／（２・Ａ１）となったときに、位相誤差情報の信号の値が−ｓｉｎ（Δθ１）となり、直交変調誤差補正回路１２の位相誤差補正回路において直交変調信号に発生する位相誤差が補正される。
【０１２７】
なお、本例では、上記図７（ｂ）に示されるような四角形の２つの対角線の長さが同一となる（長さの比が１となる）ように制御するフィードバック方式を用いており、位相誤差Δθ１が打ち消されてゼロ（０）となるように制御するフィードバック方式を用いている。また、このようなフィードバック制御の時定数を決定する位相誤差補正制御時定数である定数Ａ１としては、例えば、絶対値が１と比べて非常に小さく（｜Ａ１｜＜＜１）且つ負（−）である定数値が用いられる。
【０１２８】
当該定数Ａ１は、例えば、システムで要求される仕様に基づいて、シミュレーション等を行いながら、１より小さい負の値に決定される。通常は、当該定数Ａ１の値を大きく設定すると、制御の収束は速くなるが制御が粗くなり、一方、当該定数Ａ１の値を小さく設定すると、制御の収束は遅くなるが細かい制御が可能である。
【０１２９】
また、振幅誤差があり、位相誤差が無い（つまり、Δθ１＝０）とすると、補正後のＩ情報Ｄｉｃ及び補正後のＱ情報Ｄｑｃは式８のように表される。
【０１３０】
【数８】
振幅誤差がある場合のコンステレーションは上記図７（ｃ）に示したようになる。
つまり、振幅誤差がある場合には、コンステレーションの形状が長方形になる。そこで、本例では、受信部２により受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報ＤｑｒのＩ−Ｑ平面上における辺の長さの比が１でない場合には振幅誤差があると判断し、当該長さの比が１である場合には振幅誤差が無いと判断する。
このように、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとの差や比を振幅誤差検出回路により検出することにより、振幅誤差補正回路により振幅誤差を補正することが可能である。
【０１３２】
ここでは、図２（ｂ）に示した振幅誤差検出回路４２により行われる動作の一例を示す。
振幅誤差検出回路４２には、２つの値変換器６１、６２と、４つの乗算器６３〜６６と、４つの高周波通過フィルタ（ＨＰＦ）６７〜７０と、４つの２乗器７１〜７４と、３つの加算器７５〜７７と、積分器８２を構成する加算器７８及びＤ型のフリップフロップ７９と、乗算器８０と、加算器８１が備えられている。
【０１３３】
振幅誤差検出回路４２では、サンプリング回路２８によりサンプリングされたＩ情報Ｄｉｒの信号が２つの乗算器６３、６５の入力端に入力され、サンプリング回路２８によりサンプリングされたＱ情報Ｄｑｒの信号が２つの乗算器６４、６６の入力端に入力され、送信Ｉ情報Ｄｉの信号が遅延回路３０を介して一方の値変換器６１の入力端に入力され、送信Ｑ情報Ｄｑの信号が遅延回路３０を介して他方の値変換器６２の入力端に入力される。
【０１３４】
一方の値変換器６１は、入力されるＩ情報Ｄｉの信号の値（Ｉ情報Ｄｉ値）を２つの乗算器６３、６４へ出力する。
他方の値変換器６２は、入力されるＱ情報Ｄｑの信号の値（Ｑ情報Ｄｑ値）を２つの乗算器６５、６６へ出力する。
【０１３５】
乗算器６３は、入力されるＩ情報Ｄｉｒの信号とＩ情報Ｄｉ値とを乗算し、当該乗算結果の信号をＨＰＦ６７へ出力する。
乗算器６４は、入力されるＱ情報Ｄｑｒの信号とＩ情報Ｄｉ値とを乗算し、当該乗算結果の信号をＨＰＦ６８へ出力する。
乗算器６５は、入力されるＩ情報Ｄｉｒの信号とＱ情報Ｄｑ値とを乗算し、当該乗算結果の信号をＨＰＦ６９へ出力する。
乗算器６６は、入力されるＱ情報Ｄｑｒの信号とＱ情報Ｄｑ値とを乗算し、当該乗算結果の信号をＨＰＦ７０へ出力する。
【０１３６】
ＨＰＦ６７は、乗算器６３から入力される信号をフィルタリングして２乗器７１へ出力する。
ＨＰＦ６８は、乗算器６４から入力される信号をフィルタリングして２乗器７２へ出力する。
ＨＰＦ６９は、乗算器６５から入力される信号をフィルタリングして２乗器７３へ出力する。
ＨＰＦ７０は、乗算器６６から入力される信号をフィルタリングして２乗器７４へ出力する。
【０１３７】
２乗器７１は、ＨＰＦ６７から入力される信号の絶対値を２乗し、当該２乗結果の信号を加算器７５へ出力する。
２乗器７２は、ＨＰＦ６８から入力される信号の絶対値を２乗し、当該２乗結果の信号を加算器７５へ出力する。
２乗器７３は、ＨＰＦ６９から入力される信号の絶対値を２乗し、当該２乗結果の信号を加算器７６へ出力する。
２乗器７４は、ＨＰＦ７０から入力される信号の絶対値を２乗し、当該２乗結果の信号を加算器７６へ出力する。
【０１３８】
加算器７５は、２つの２乗器７１、７２から入力される信号を加算し、当該加算結果の信号を加算器７７へ出力する。
加算器７６は、２つの２乗器７３、７４から入力される信号を加算し、当該加算結果の信号を加算器７７へ出力する。
加算器７７は、２つの加算器７５、７６から入力される信号を逆相で加算し、具体的には、加算器７５からの入力信号から加算器７６からの入力信号を減算するように加算を行い、当該加算結果を加算器７８へ出力する。
【０１３９】
ここで、上記した回路構成６１〜７７を用いることにより、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さを比較することができる。
具体的には、加算器７６からの出力としてＩ相の辺の長さの２乗値を得ることができる。つまり、受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒに対して直交変調前のＱ情報Ｄｑを乗算した結果としては、シンボル点が第１象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（＋１、＋ΔＧ１）×（＋１）＝（＋１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第２象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（−１、＋ΔＧ１）×（＋１）＝（−１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第３象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（−１、−ΔＧ１）×（−１）＝（＋１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第４象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（＋１、−ΔＧ１）×（−１）＝（−１、＋ΔＧ１）が得られる。
【０１４０】
このように、Ｉ相の辺の長さについては、Ｉ相の乗算結果が＋１値と−１値とで変動する一方、Ｑ相の乗算結果が常に一定値＋ΔＧ１となる。
このため、Ｉ相の乗算結果をＨＰＦ６９に通すと出力が＋１又は−１となって、絶対値をとることによりＩ相の辺の長さを得ることができる。また、Ｑ相の乗算結果をＨＰＦ７０に通すと出力が０となる。
なお、本例では、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとが違うことが判定可能であればよいため、絶対値の代わりに２乗器７３による２乗値を用いている。
【０１４１】
同様に、加算器７５からの出力としてＱ相の辺の長さの２乗値を得ることができる。つまり、受信したＩ情報Ｄｉｒ及びＱ情報Ｄｑｒに対して直交変調前のＩ情報Ｄｉを乗算した結果としては、シンボル点が第１象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（＋１、＋ΔＧ１）×（＋１）＝（＋１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第２象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（−１、＋ΔＧ１）×（−１）＝（＋１、−ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第３象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（−１、−ΔＧ１）×（−１）＝（＋１、＋ΔＧ１）が得られ、シンボル点が第４象限にある場合には（Ｉ相の乗算結果、Ｑ相の乗算結果）＝（＋１、−ΔＧ１）×（＋１）＝（＋１、−ΔＧ１）が得られる。
【０１４２】
このように、Ｑ相の辺の長さについては、Ｉ相の乗算結果が常に一定値＋１となる一方、Ｑ相の乗算結果が＋ΔＧ１と−ΔＧ１とで変動する。
このため、Ｉ相の乗算結果をＨＰＦ６７に通すと出力が０となる。また、Ｑ相の乗算結果をＨＰＦ６８に通すと出力が＋ΔＧ１又は−ΔＧ１となって、絶対値をとることによりＱ相の辺の長さを得ることができる。
なお、本例では、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとが違うことが判定可能であればよいため、絶対値の代わりに２乗器７２による２乗値を用いている。
【０１４３】
すると、加算器７７からは、Ｑ相の辺の長さの２乗値からＩ相の辺の長さの２乗値を減算した結果の値（ΔＧ１２−１）の信号が出力される。
加算器７８は、加算器７７から入力される信号と、フリップフロップ７９から入力される信号とを加算し、当該加算結果をフリップフロップ７９へ出力する。
フリップフロップ７９は、加算器７８から入力される信号を、例えば加算器７８における加算のタイミングを確保するために遅延させて、加算器７８及び乗算器８０へ出力する。
これにより、積分器８２では、加算器７７から入力される信号が加算器７８により累積的に加算されていく。
【０１４４】
乗算器８０は、積分器８２のフリップフロップ７９から入力される信号と、例えば予め設定された定数Ａ２の値の信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を加算器８１へ出力する。
加算器８１は、乗算器８０から入力される信号に基準となる１を加算し、当該加算結果の信号を振幅誤差情報の信号として直交変調誤差補正回路１２の振幅誤差補正回路へ出力する。
【０１４５】
ここで、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときには、加算器８１から、（ΔＧ１２−１）・Ｎ・Ａ２＋１の値の信号が振幅誤差情報の信号として出力される。
そして、本例では、フィードバック制御により振幅誤差の補正が行われて安定して、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとの差が無くなると、ΔＧ１＝１となることから（ΔＧ１２−１）＝０となって、積分器８２への入力が０となる。この場合、振幅誤差情報の信号の値は｛１／（補正前の振幅誤差ΔＧ１）｝に安定し、これにより、直交変調誤差補正回路１２の振幅誤差補正回路において直交変調信号に発生する振幅誤差が補正される。
【０１４６】
なお、本例では、上記図７（ｃ）に示されるような四角形の２つ（縦と横）の辺の長さが同一となる（長さの比が１となる）ように制御するフィードバック方式を用いており、振幅誤差ΔＧ１が打ち消されて１となるように制御するフィードバック方式を用いている。
また、定数Ａ２は、例えば、システムで要求される仕様に基づいて、シミュレーション等を行いながら、適当な値に決定される。通常は、当該定数Ａ２の値を大きく設定すると、制御の収束は速くなるが制御が粗くなり、一方、当該定数Ａ２の値を小さく設定すると、制御の収束は遅くなるが細かい制御が可能である。
【０１４７】
図３には、直交変調誤差補正回路１２の構成例を示してある。
本例の直交変調誤差補正回路１２は、位相誤差補正回路９１と振幅誤差補正回路９２を直列に接続して構成されている。
位相誤差補正回路９１には、乗算器１０１と、加算器１０２が備えられている。
【０１４８】
位相誤差補正回路９１では、送信Ｉ情報Ｄｉの信号が直交信号発生回路１１から加算器１０２に入力され、送信Ｑ情報Ｄｑの信号が直交信号発生回路１１から乗算器１０１に入力される。また、直交変調誤差検出回路３１の位相誤差検出回路４１から出力される位相誤差情報の信号が乗算器１０１に入力される。
また、位相誤差補正回路９１では、直交信号発生回路１１から入力される送信Ｑ情報Ｄｑの信号を、そのまま、補正後のＱ情報Ｄｑ’の信号として振幅誤差補正回路９２へ出力する。
【０１４９】
乗算器１０１は、直交信号発生回路１１から入力される送信Ｑ情報Ｄｑの信号と、位相誤差検出回路４１から入力される位相誤差情報の信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を加算器１０２へ出力する。
加算器１０２は、直交変調回路１１から入力される送信Ｉ情報Ｄｉの信号と、乗算器１０１から入力される信号とを加算し、当該加算結果の信号を補正後のＩ情報Ｄｉ’の信号として振幅誤差補正回路９２へ出力する。
【０１５０】
ここで、振幅誤差を省略して位相誤差について考えると、位相誤差検出回路４１から乗算器１０１に入力される位相誤差情報の信号の値が−ｓｉｎ（Δθ１）となった場合には、補正後のＩ情報Ｄｉ’＝Ｄｉ−Ｄｑ・ｓｉｎ（Δθ１）となり、補正後のＱ情報Ｄｑ’＝Ｄｑとなる。そして、この場合には、上記図５（ｃ）を参照して説明したように、直交変調回路１８により直交変調信号が生成されるに際して発生する位相誤差が、位相誤差補正回路９１により予め与えられた補正により打ち消されて、無くなる。
【０１５１】
振幅誤差補正回路９２には、乗算器１０３が備えられている。
振幅誤差補正回路９２では、位相誤差補正回路９１により位相誤差の補正が行われたＩ情報Ｄｉ’の信号が入力されて、そのまま、補正後のＩ情報Ｄｉｃの信号として一方のＤ／Ａ変換器１３へ出力される。
また、振幅誤差補正回路９２では、位相誤差補正回路９１により位相誤差の補正が行われたＱ情報Ｄｑ’の信号が乗算器１０３に入力される。また、直交変調誤差検出回路３１の振幅誤差検出回路４２から出力される振幅誤差情報の信号が乗算器１０３に入力される。
【０１５２】
乗算器１０３は、位相誤差補正回路９１から入力されるＱ情報Ｄｑ’の信号と、振幅誤差検出回路４２から入力される振幅誤差情報の信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を補正後のＱ情報Ｄｑｃの信号として他方のＤ／Ａ変換器１４へ出力する。
【０１５３】
ここで、位相誤差を省略して振幅誤差について考えると、振幅誤差検出回路４２から乗算器１０３に入力される振幅誤差情報の信号の値が（１／ΔＧ１）となった場合には、補正後のＩ情報Ｄｉｃ＝Ｄｉ’となり、補正後のＱ情報Ｄｑｃ＝Ｄｑ’／ΔＧ１となる。そして、この場合には、上記図５（ｃ）を参照して説明したように、直交変調回路１８により直交変調信号が生成されるに際して発生する振幅誤差が、振幅誤差補正回路９２により予め与えられた補正により打ち消されて、無くなる。
【０１５４】
ここで、上記では、位相誤差補正回路９１による位相誤差の補正と振幅誤差補正回路９２による振幅誤差の補正をそれぞれ説明したが、本例の直交変調誤差補正回路１２では、これら両方の回路９１、９２を組み合わせることにより、直交変調回路１８における位相誤差と振幅誤差との両方を補正することができる。
【０１５５】
次に、直交復調回路２２の誤差補正について説明する。
図４（ａ）には、直交復調誤差検出補正回路２７の構成例を示してある。
直交復調誤差検出補正回路２７は、位相誤差検出補正回路１１１と振幅誤差検出補正回路１１２を直列に接続して構成されている。
位相誤差検出補正回路１１１には、乗算器１２１と、加算器１２２と、乗算器１２３と、積分器１２４と、乗算器１２５が備えられている。
振幅誤差検出補正回路１１２には、乗算器１３１と、２つの絶対値器１３２、１３３と、加算器１３４と、積分器１３５と、乗算器１３６と、加算器１３７が備えられている。
【０１５６】
また、図４（ｂ）には、上記した積分器１２４、１３５として用いることが可能な積分器１４３の構成例を示してある。
同図（ｂ）に示した積分器１４３は、加算器１４１とＤ型のフリップフロップ１４２を用いて構成されており、入力信号とフリップフロップ１４２からの出力信号とを加算器１４１により加算した結果を当該フリップフロップ１４２に入力することにより、当該フリップフロップ１４２からの出力信号を積分結果として取得する。
【０１５７】
ここで、直交復調誤差検出補正回路２７により位相誤差や振幅誤差を補正する基本的な原理は、例えば、直交変調の場合と同様である。
本例の直交復調誤差検出補正回路２７では、シンボルレートの２倍や４倍などの速度でサンプリングしたＩ情報Ｄｉｏ及びＱ情報Ｄｑｏの信号を入力して処理を行う。本例の直交復調誤差検出補正回路２７では、シンボルタイミングの再生は行わないことから、直交復調された信号がサンプリングされるタイミングは把握されないが、シンボルレートの２倍（以上）で処理を行う場合には、直交復調回路２２の位相誤差や振幅誤差を検出することが可能である。
【０１５８】
上記図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を参照して示したように、例えば、位相のずれΔθ２の値が小さい場合には、ｃｏｓ（Δθ２）はおよそ１と近似することができ、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’＝Ｄｉｏとなり、補正後のＱ情報Ｄｑｏ’＝｛−Ｄｉｏ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑｏ／ΔＧ２｝となる。
また、振幅誤差が無い（つまり、ΔＧ２＝１）とすると、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’及び補正後のＱ情報Ｄｑｏ’は式９のように表される。
【０１５９】
【数９】
本例の位相誤差検出補正回路１１１は、上記式９に示される位相誤差の補正が行われる構成となっている。
位相誤差検出補正回路１１１により行われる動作の一例を示す。
位相誤差検出補正回路１１１では、一方のＡ／Ｄ変換器２５から入力されるＩ情報Ｄｉｏの信号が、２つの乗算器１２１、１２３に入力されるとともに、そのまま、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’の信号として振幅誤差検出補正回路１１２へ出力される。
また、位相誤差検出補正回路１１１では、他方のＡ／Ｄ変換器２６から入力されるＱ情報Ｄｑｏの信号が加算器１２２に入力される。
【０１６１】
乗算器１２１は、入力されるＩ情報Ｄｉｏの信号と後述する乗算器１２５から入力される信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を加算器１２２へ出力する。
加算器１２２は、入力されるＱ情報Ｄｑｏと乗算器１２１から入力される信号とを加算し、当該加算結果の信号を、乗算器１２３に入力するとともに、そのまま、補正後のＱ情報Ｄｑｏ’として振幅誤差検出補正回路１１２へ出力する。
【０１６２】
乗算器１２３は、入力されるＩ情報Ｄｉｏの信号と加算器１２２から入力される信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を積分器１２４へ出力する。
積分器１２４は、乗算器１２３から入力される信号を順次積分していき、当該積分結果の信号を乗算器１２５へ出力する。
乗算器１２５は、積分器１２４から入力される信号と例えば予め設定された定数Ａ３の値の信号とを乗算し、当該乗算結果を乗算器１２１へ出力する。
【０１６３】
ここで、乗算器１２３では、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’の信号と補正後のＱ情報Ｄｑｏ’の信号とを乗算している。このため、当該乗算結果は、補正後のＩ情報Ｄｉｏ’と補正後のＱ情報Ｄｑｏ’とが同一の符号（±）である場合には正の値となり、異なる符号（±）である場合には負の値となる。つまり、シンボル点が第１象限や第３象限に位置する場合には当該乗算結果は正の値となり、シンボル点が第２象限や第４象限に位置する場合には当該乗算結果は負の値となる。
【０１６４】
具体的に、仮にシンボル点でサンプリングしたとして、乗算器１２３に入力される位相誤差のあるＩ情報Ｄｉｏ＝Ｄｉ、位相誤差のあるＱ情報Ｄｑｏ＝Ｄｉ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑと表すと、シンボル点が第１象限に位置する場合には（＋１）・｛（＋１）・ｓｉｎ（Δθ２）＋（＋１）｝＝１＋ｓｉｎ（Δθ２）値の信号が積分器１２４に入力され、シンボル点が第２象限に位置する場合には（−１）・｛（−１）・ｓｉｎ（Δθ２）＋（＋１）｝＝−１＋ｓｉｎ（Δθ２）値の信号が積分器１２４に入力され、シンボル点が第３象限に位置する場合には（−１）・｛（−１）・ｓｉｎ（Δθ２）＋（−１）｝＝１＋ｓｉｎ（Δθ２）値の信号が積分器１２４に入力され、シンボル点が第４象限に位置する場合には（＋１）・｛（＋１）・ｓｉｎ（Δθ２）＋（−１）｝＝−１＋ｓｉｎ（Δθ２）値の信号が積分器１２４に入力される。
【０１６５】
また、通常は、送信Ｉ情報Ｄｉ及び送信Ｑ情報Ｄｑはランダムに送信されるとみなすことができるため、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときに積分器１２４から出力される信号の値は、±１値の部分が平均化されてゼロ（０）となることにより、Ｎ・ｓｉｎ（Δθ２）となる。
すると、乗算器１２５から出力される信号の値は、Ａ３・Ｎ・ｓｉｎ（Δθ２）となる。
【０１６６】
そして、Ａ３・Ｎ＝−１となると、乗算器１２５から出力される位相誤差情報の値が−ｓｉｎ（Δθ２）となり、加算器１２２から出力される補正後のＱ情報Ｄｑｏ’＝−Ｄｉｏ・ｓｉｎ（Δθ２）＋Ｄｑｏとなることから、直交復調信号に発生する位相誤差が補正される。
【０１６７】
なお、本例では、上記図７（ｂ）に示されるような四角形の２つの対角線の長さが同一となる（長さの比が１となる）ように制御するフィードバック方式を用いており、位相誤差Δθ２が打ち消されてゼロ（０）となるように制御するフィードバック方式を用いている。また、このようなフィードバック制御の時定数を決定する位相誤差補正制御時定数である定数Ａ３としては、例えば、絶対値が１と比べて非常に小さく（｜Ａ３｜＜＜１）且つ負（−）である定数値が用いられる。
【０１６８】
当該定数Ａ３は、例えば、システムで要求される仕様に基づいて、シミュレーション等を行いながら、１より小さい負の値に決定される。通常は、当該定数Ａ３の値を大きく設定すると、制御の収束は速くなるが制御が粗くなり、一方、当該定数Ａ３の値を小さく設定すると、制御の収束は遅くなるが細かい制御が可能である。
【０１６９】
また、上記図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を参照して示したように、例えば、位相誤差が無い（つまり、Δθ２＝０）とすると、補正後のＩ情報Ｄｉｅ及び補正後のＱ情報Ｄｑｅは式１０のように表される。
【０１７０】
【数１０】
本例の振幅誤差検出補正回路１１２は、上記式１０に示される振幅誤差の補正が行われる構成となっている。
振幅誤差検出補正回路１１２により行われる動作の一例を示す。
振幅誤差検出補正回路１１２では、位相誤差検出補正回路１１１から入力されるＩ情報Ｄｉｏ’の信号が、絶対値器１３２に入力されるとともに、そのまま、補正後のＩ情報Ｄｉｅの信号としてサンプリング回路２８へ出力される。
また、位相誤差検出補正回路１１１では、位相誤差検出補正回路１１１から入力されるＱ情報Ｄｑｏ’の信号が乗算器１３１に入力される。
【０１７２】
乗算器１３１は、入力されるＱ情報Ｄｑｏ’の信号と後述する加算器１３７から入力される信号とを乗算し、当該乗算結果の信号を、絶対値器１３３へ出力するとともに、そのまま、補正後のＱ情報Ｄｑｅの信号としてサンプリング回路２８へ出力する。
【０１７３】
一方の絶対値器１３２は、入力されるＩ情報Ｄｉｅの信号の絶対値｜Ｄｉｅ｜を加算器１３４へ出力する。
他方の絶対値器１３３は、入力されるＱ情報Ｄｑｅの信号の絶対値｜Ｄｑｅ｜を加算器１３４へ出力する。
加算器１３４は、２つの絶対値器１３２、１３３から入力される信号を逆相で加算し、具体的には、一方の絶対値器１３２からの入力信号から他方の絶対値器１３３からの入力信号を減算するように加算を行い、当該加算結果を積分器１３５へ出力する。
【０１７４】
積分器１３５は、加算器１３４から入力される信号を順次積分していき、当該積分結果の信号を乗算器１３６へ出力する。
乗算器１３６は、積分器１３５から入力される信号と例えば予め設定された定数Ａ４の値の信号とを乗算し、当該乗算結果を加算器１３７へ出力する。
加算器１３７は、乗算器１３６から入力される信号と１値の信号とを加算し、当該加算結果の信号を乗算器１３１へ出力する。
【０１７５】
ここで、加算器１３４では、補正後のＩ情報Ｄｉｅの信号の絶対値と補正後のＱ情報Ｄｑｅの信号の絶対値との差を算出しており、これにより、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとの違い（例えば、比）が得られる。
具体的に、仮にシンボル点でサンプリングしたとして、２つの絶対値器１３２、１３３に入力される振幅誤差のあるＩ情報Ｄｉｏ’＝Ｄｉ、振幅誤差のあるＱ情報Ｄｑｏ’＝ΔＧ２・Ｄｑと表すと、加算器１３４から出力される信号の値は（１−ΔＧ２）となる。
【０１７６】
また、通常は、送信Ｉ情報Ｄｉ及び送信Ｑ情報Ｄｑはランダムに送信されるとみなすことができ、十分に長いシンボル数であるＮ個のシンボルを送信したときに積分器１３５から出力される信号の値は、Ｎ・（１−ΔＧ２）となる。
すると、乗算器１３６から出力される信号の値は、Ａ４・Ｎ・（１−ΔＧ２）となり、加算器１３７から出力される振幅誤差情報の信号の値は、｛Ａ４・Ｎ・（１−ΔＧ２）＋１｝となる。
【０１７７】
そして、本例では、フィードバック制御により振幅誤差の補正が行われて安定して、Ｉ相の辺の長さとＱ相の辺の長さとの差が無くなると、ΔＧ２＝１となることから（１−ΔＧ２）＝０となって、積分器１３５への入力が０となる。この場合、振幅誤差情報の信号の値は｛１／（補正前の振幅誤差ΔＧ２）｝に安定し、これにより、直交復調信号に発生する振幅誤差が補正される。
【０１７８】
なお、本例では、上記図７（ｃ）に示されるような四角形の２つ（縦と横）の辺の長さが同一となる（長さの比が１となる）ように制御するフィードバック方式を用いており、振幅誤差ΔＧ２が打ち消されて１となるように制御するフィードバック方式を用いている。
また、定数Ａ４は、例えば、システムで要求される仕様に基づいて、シミュレーション等を行いながら、適当な値に決定される。通常は、当該定数Ａ４の値を大きく設定すると、制御の収束は速くなるが制御が粗くなり、一方、当該定数Ａ４の値を小さく設定すると、制御の収束は遅くなるが細かい制御が可能である。
【０１７９】
次いで、直交変調回路１８と直交復調回路２２との両方の誤差補正を同時に行うことについて説明する。
このときの条件は、直交変調回路１８で使用されるローカル周波数信号の角周波数ω１と直交復調回路２２で使用されるローカル周波数信号の角周波数ω２とが僅かにずれていることである。フィードバック制御の時定数としては、これら２つの角周波数の差｜ω１−ω２｜から求められる周波数の逆数（時間）と比べて十分に長い時定数が必要になる。
【０１８０】
上記した２つの角周波数ω１、ω２にずれがある場合、直交復調誤差検出補正回路２７に入力される信号Ｄｉｏ、Ｄｑｏは、角周波数｜ω１−ω２｜の速度で回転しているように見える。
当該信号Ｄｉｏ、Ｄｑｏは、シンボルレートの２倍や４倍などの速度でサンプリングされているため、回転していても不都合は無い。更に、当該回転によって直交変調回路１８の位相誤差及び振幅誤差のＩ相とＱ相の関係が逆になり、当該回転の速度に対して十分に長い時定数でフィードバック制御を行うことにより、直交変調回路１８の位相誤差及び振幅誤差は、平均化されて、直交復調誤差検出補正回路２７により検出することができない。
【０１８１】
このため、本例では、直交変調回路１８における位相や振幅の誤差と、直交復調回路２２における位相や振幅の誤差を分離することができ、これにより、同時に、直交変調回路１８における位相や振幅の誤差と直交復調回路２２における位相や振幅の誤差をそれぞれ補正することができる。
【０１８２】
以上のように、本例の直交変復調装置を設けた無線通信装置では、位相誤差や振幅誤差が発生する直交変調回路１８や直交復調回路２２について、送信側では受信側の直交変調誤差検出回路３１により検出した誤差情報に基づいて直交変調回路１８における位相や振幅の誤差を直交変調誤差補正回路１２により補正することができ、また、受信側では直交復調誤差検出補正回路２７により直交復調回路２２における位相や振幅の誤差を検出して補正することができ、また、直交変調に係る誤差と直交復調に係る誤差を同時に補正することができる。
【０１８３】
従って、本例の直交変復調装置を設けた無線通信装置では、例えば、高い周波数の信号や広帯域の周波数の信号を処理するような場合においても、位相誤差や振幅誤差による影響が少ない直交変調や直交復調を実現することができ、これにより、通信におけるエラーレートを改善することが可能であり、品質の良い通信を行うことが可能となる。
【０１８４】
また、本例の直交変復調装置を設けた無線通信装置では、例えば、高い周波数で広帯域にわたって直交変調や直交復調を行うような場合においても、簡易で実用的な構成により、直交変調信号や直交復調信号における位相誤差や振幅誤差に関する情報を検出してこれらの誤差を補正して、精度のよい直交変調や直交復調を実現することができる。
【０１８５】
なお、本例の無線通信装置に設けられた直交変復調装置では、直交変調回路１８や発振器１７により或いはその周辺の回路を含めて直交変調部が構成されており、直交復調回路２２や発振器２１により或いはその周辺の回路を含めて直交復調部が構成されている。
【０１８６】
また、本例の直交変調位相誤差検出回路４１では、２つの２乗器５１、５２と加算器５３から２乗和値生成回路が構成されており、ＸＯＲ５４と値変換器５５と乗算器５６から正負反転極性付与回路が構成されており、加算器５７とフリップフロップ５８から加算回路が構成されており、乗算器５９から所定値乗算回路が構成されている。
【０１８７】
また、本例の直交変調振幅誤差検出回路４２では、２つの値変換器６１、６２と４つの乗算器６３〜６６と４つのＨＰＦ６７〜７０と４つの２乗器７１〜７４と３つの加算器７５〜７７から差生成回路が構成されており、加算器７８とフリップフロップ７９から加算回路が構成されており、乗算器８０から所定値乗算回路が構成されており、加算器８１から１値加算回路が構成されている。
【０１８８】
また、本例の直交復調位相誤差検出補正回路１１１では、加算器１２２から位相誤差補正値加算回路が構成されており、乗算器１２３から乗算回路が構成されており、積分器１２４から加算回路が構成されており、乗算器１２５から所定値乗算回路が構成されており、乗算器１２１から位相誤差補正値生成回路が構成されている。
【０１８９】
また、本例の直交復調振幅誤差検出補正回路１１２では、乗算器１３１から振幅誤差補正値乗算回路が構成されており、２つの絶対値器１３２、１３３と加算器１３４から差生成回路が構成されており、積分器１３５から加算回路が構成されており、乗算器１３６から所定値乗算回路が構成されており、加算器１３７から１値加算回路が構成されている。
【０１９０】
ここで、本発明に係る直交変復調装置や通信装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。なお、本発明は、例えば本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムなどとして提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
【０１９１】
また、本発明に係る直交変復調装置や通信装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【０１９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る直交変復調装置や通信装置では、例えば高い周波数で広帯域にわたって直交変調や直交復調を行うような場合においても、直交変調信号や直交復調信号における位相誤差や振幅誤差を補正して、精度のよい直交変調や直交復調を実現することができ、また、直交変調信号における位相誤差や振幅誤差と直交復調信号における位相誤差や振幅誤差を同時に補正することが可能であり、精度のよい誤差補正を効率的に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係る無線通信装置の構成例を示す図である。
【図２】直交変調誤差検出回路の構成例を示す図である。
【図３】直交変調誤差補正回路の構成例を示す図である。
【図４】直交復調誤差検出補正回路の構成例を示す図である。
【図５】直交変調回路において発生する誤差を補正する処理の原理を説明するための図である。
【図６】直交復調回路において発生する誤差を補正する処理の原理を説明するための図である。
【図７】ＱＰＳＫのコンステレーションの例を示す図である。
【符号の説明】
１・・送信部、 ２・・受信部、 ３・・スイッチ、 ４・・アンテナ、
１１・・直交信号発生回路、 １２・・直交変調誤差補正回路、
１３、１４・・Ｄ／Ａ変換器、 １５、１６、２３、２４・・ＬＰＦ、
１７、２１、１５１、１６４、１７７、１９１、２０１、２１１・・発振器、
１８、１５７、１７０、１８２・・直交変調回路、
２２、１９６、２１０、２２４・・直交復調回路、
２５、２６・・Ａ／Ｄ変換器、 ２７・・直交復調誤差検出補正回路、
２８・・サンプリング回路、 ２９・・識別回路、 ３０・・遅延回路、
３１・・直交変調誤差検出回路、 ４１・・位相誤差検出回路、
４２・・振幅誤差検出回路、 ５１、５２、７１〜７４・・２乗器、
５３、５７、７５〜７８、８１、１０２、１２２、１３４、１３７、１４１、１５６、１６２、１６８、１７２、１７５、１８１、２０７、２１７、２２１・・加算器、
５４・・ＸＯＲ、 ５５、６１、６２・・値変換器、
５６、５９、６３〜６６、８０、１０１、１０３、１２１、１２３、１２５、１３１、１３６、１５５、１６１、１６３、１７１、１７３、１７４、１７６、１９５、２０５、２０６、２０８、２１５、２１６、２１８〜２２０・・乗算器、
５８、７９、１４２・・フリップフロップ、
６０、８２、１２４、１３５、１４３・・積分器、 ６７〜７０・・ＨＰＦ、
９１・・位相誤差補正回路、 ９２・・振幅誤差補正回路、
１１１・・位相誤差検出補正回路、 １１２・・振幅誤差検出補正回路、
１３２、１３３・・絶対値器、
１５２、１５４、１６５、１６７、１７８、１８０、１９２、１９４、２０２、２０４、２１２、２１４・・ミキサ、
１５３、１６６、１７９、１９３、２０３、２１３・・位相シフタ、
１６９、１８３、２０９、２２３・・誤差発生回路、
１８４、２２２・・誤差補正回路、
Claims (1)
- 直交変調回路によりＩ情報及びＱ情報から直交変調信号を生成する直交変調部と、直交復調回路により直交変調信号から直交復調信号のＩ情報及びＱ情報を生成する直交復調部を設けた直交変復調装置において、
直交変調回路により生成される直交変調信号に発生する位相誤差に関する情報を検出する直交変調位相誤差検出回路と、直交変調位相誤差検出回路により検出される位相誤差に関する情報に基づいて直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑに対して補正を行う直交変調位相誤差補正回路と、直交変調回路により生成される直交変調信号に発生する振幅誤差に関する情報を検出する直交変調振幅誤差検出回路と、直交変調振幅誤差検出回路により検出される振幅誤差に関する情報に基づいて直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑに対して補正を行う直交変調振幅誤差補正回路と、を備え、
直交変調位相誤差検出回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｘ及びＱ情報Ｄｑｘから（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）値を生成する２乗和値生成回路と、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報ＤｑのＩ−Ｑ平面上における座標が第１象限或いは第３象限に位置する場合と第２象限或いは第４象限に位置する場合とで互いに正負が反転した極性を２乗和値生成回路により生成される（Ｄｉｘ２＋Ｄｑｘ２）値に対して与える正負反転極性付与回路と、正負反転極性付与回路により生成される値を加算する加算回路と、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ１を乗算する所定値乗算回路とを用いて構成され、所定値乗算回路により生成される値を位相誤差に関する情報として検出し、
直交変調位相誤差補正回路は、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑのうちの一方の情報を補正後の一方の情報とするとともに、一方の情報と直交変調位相誤差検出回路により検出される位相誤差に関する情報とを乗算した結果を他方の情報と加算した結果を補正後の他方の情報とし、
直交変調振幅誤差検出回路は、直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＱ情報Ｄｑｘと直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉとを乗算した結果の変動成分と直交復調回路により直交変調信号から生成される直交復調信号のＩ情報Ｄｉｘと直交変調回路による直交変調前のＱ情報Ｄｑとを乗算した結果の変動成分とで絶対値の差又は２乗値の差に関する値を生成する差生成回路と、差生成回路により生成される値を加算する加算回路と、加算回路により生成される値に対して所定の値Ａ２を乗算する所定値乗算回路と、所定値乗算回路により生成される値に１値を加算する１値加算回路とを用いて構成され、１値加算回路により生成される値を振幅誤差に関する情報として検出し、
直交変調振幅誤差補正回路は、直交変調回路による直交変調前のＩ情報Ｄｉ及びＱ情報Ｄｑのうちの一方の情報と直交変調振幅誤差検出回路により検出される振幅誤差に関する情報とを乗算した結果を補正後の一方の情報とするとともに、他方の情報を補正後の他方の情報とする、
ことを特徴とする直交変復調装置。
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