JP2746781B2 - 移相器 - Google Patents
移相器Info
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- JP2746781B2 JP2746781B2 JP3246563A JP24656391A JP2746781B2 JP 2746781 B2 JP2746781 B2 JP 2746781B2 JP 3246563 A JP3246563 A JP 3246563A JP 24656391 A JP24656391 A JP 24656391A JP 2746781 B2 JP2746781 B2 JP 2746781B2
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- signals
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、通信システムの変調装
置などに使用される90゜の位相差を有する2つの信号
を生成する移相器に関する。
置などに使用される90゜の位相差を有する2つの信号
を生成する移相器に関する。
【0002】
【従来の技術】一般に、単側波帯変調(SSB)、位相
変調(PSK)、直交振幅変調(QAM)、振幅位相変
調(AMPM)、及びある種の周波数変調(FSK)の
ような変調による狭波帯通信システムの変調装置は、9
0゜の位相差を有する2つの搬送波信号を必要とする。
変調(PSK)、直交振幅変調(QAM)、振幅位相変
調(AMPM)、及びある種の周波数変調(FSK)の
ような変調による狭波帯通信システムの変調装置は、9
0゜の位相差を有する2つの搬送波信号を必要とする。
【0003】すなわち、局部発振器からの信号を90゜
移相器を介して90゜の位相差を有する2つの直交位相
の搬送波信号とし、ミキサによりこの直交位相信号で、
Iチャンネル信号及びQチャンネル信号を変調して90
゜の位相差を有する2つの信号を生成し、電力結合器で
この2つの信号を結合しバンドパスフィルタを介して送
出する構成となっている。また受信機側では、90゜移
相器によりこの受信信号を90゜移相し、ミキサにより
0゜受信信号と90゜受信信号とを乗算して受信データ
を得る構成となっている。
移相器を介して90゜の位相差を有する2つの直交位相
の搬送波信号とし、ミキサによりこの直交位相信号で、
Iチャンネル信号及びQチャンネル信号を変調して90
゜の位相差を有する2つの信号を生成し、電力結合器で
この2つの信号を結合しバンドパスフィルタを介して送
出する構成となっている。また受信機側では、90゜移
相器によりこの受信信号を90゜移相し、ミキサにより
0゜受信信号と90゜受信信号とを乗算して受信データ
を得る構成となっている。
【0004】このような90゜の位相差を有する2つの
搬送波信号すなわち直交する信号波を集積回路により得
る技術として、次の2つの方法がある。一つの方法はR
C移相法であり、直列接続したコンデンサ及び抵抗器に
電流を流すと、コンデンサ端子間電圧はその電流に対し
て90゜の位相差を有し、抵抗器端子間電圧はその電流
と同相となることを利用したものである。
搬送波信号すなわち直交する信号波を集積回路により得
る技術として、次の2つの方法がある。一つの方法はR
C移相法であり、直列接続したコンデンサ及び抵抗器に
電流を流すと、コンデンサ端子間電圧はその電流に対し
て90゜の位相差を有し、抵抗器端子間電圧はその電流
と同相となることを利用したものである。
【0005】他の一つの方法はデジタル移相法であり、
入力された搬送波信号の周波数の2倍の周波数の信号を
つくり、これを2つのTフリップフロップのクロック信
号とし、一方のTフリップフロップをこのクロック信号
の立ち上がりエッジでセットし、他方のTフリップフロ
ップをこのクロック信号の立ち下がりエッジでセットす
ると、各フリップフロップの出力信号として90゜の位
相差を有する搬送波信号と同じ周波数の2つの信号が得
られることを利用したものである。
入力された搬送波信号の周波数の2倍の周波数の信号を
つくり、これを2つのTフリップフロップのクロック信
号とし、一方のTフリップフロップをこのクロック信号
の立ち上がりエッジでセットし、他方のTフリップフロ
ップをこのクロック信号の立ち下がりエッジでセットす
ると、各フリップフロップの出力信号として90゜の位
相差を有する搬送波信号と同じ周波数の2つの信号が得
られることを利用したものである。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】しかし上述の方法に
は、それぞれ次のような特長及び欠点がある。RC移相
法は、回路構成が簡単であるという点で優れているが、
抵抗器及びコンデンサ以外の回路部分にも必然的な寄生
抵抗、寄生静電容量があるために、得られる位相差が回
路全体の抵抗値R及び静電容量値Cの相対的な大きさに
大きく依存するという欠点がある。また得られる位相差
は動作周波数によっても変化する。このため、回路全体
の抵抗値R及び静電容量Cの相対的な大きさを調節しな
ければならず、動作周波数によって抵抗器及びコンデン
サの抵抗値R及び静電容量を変化させる必要がある。
は、それぞれ次のような特長及び欠点がある。RC移相
法は、回路構成が簡単であるという点で優れているが、
抵抗器及びコンデンサ以外の回路部分にも必然的な寄生
抵抗、寄生静電容量があるために、得られる位相差が回
路全体の抵抗値R及び静電容量値Cの相対的な大きさに
大きく依存するという欠点がある。また得られる位相差
は動作周波数によっても変化する。このため、回路全体
の抵抗値R及び静電容量Cの相対的な大きさを調節しな
ければならず、動作周波数によって抵抗器及びコンデン
サの抵抗値R及び静電容量を変化させる必要がある。
【0007】一方デジタル移相法は、本来的に正確な位
相差が得られる点で優れているが、2倍の周波数におけ
る動作を必要とするために、一般にRC移相法よりも大
きな電流を必要とするという欠点がある。このため、通
信システムの変調装置にはRC移相法の原理による移相
器が使用される。
相差が得られる点で優れているが、2倍の周波数におけ
る動作を必要とするために、一般にRC移相法よりも大
きな電流を必要とするという欠点がある。このため、通
信システムの変調装置にはRC移相法の原理による移相
器が使用される。
【0008】直交位相信号の振幅不均衡及び位相誤差
は、送信信号の誤差の直接の原因となるため、直交位相
信号の誤差を除去するいくつかの技術が提案されてい
る。例えば、特開昭63ー119339号公報に記載さ
れた発明のように、スカラ検出器により直交位相変調装
置を校正するものがあるが、その校正には出力信号の検
出を必要とし、また複雑な回路構成を必要とする。
は、送信信号の誤差の直接の原因となるため、直交位相
信号の誤差を除去するいくつかの技術が提案されてい
る。例えば、特開昭63ー119339号公報に記載さ
れた発明のように、スカラ検出器により直交位相変調装
置を校正するものがあるが、その校正には出力信号の検
出を必要とし、また複雑な回路構成を必要とする。
【0009】本発明は、RC移相法による移相器におい
て生じる比較的小さな振幅誤差及び直交位相誤差を簡単
な回路構成により除去し、抵抗及び静電容量の調節をす
ることなく広い周波数範囲で使用可能な移相器を提供す
ることを目的とする。
て生じる比較的小さな振幅誤差及び直交位相誤差を簡単
な回路構成により除去し、抵抗及び静電容量の調節をす
ることなく広い周波数範囲で使用可能な移相器を提供す
ることを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明の移相器は、所定
の信号を直列接続したコンデンサ及び抵抗器に与え、そ
の各端子電圧に相当する2つの信号を検出することによ
り、振幅がほぼ等しくかつ位相差がほぼ90゜である2
つの信号を生成する近似的移相手段と、この近似的移相
手段の出力信号をそれぞれ入力して振幅を等しくする第
1及び第2の振幅等化手段と、第1の振幅等化手段の出
力信号と第2の振幅等化手段の出力信号との差に相当す
る信号を出力する第1の減算手段と、第1の振幅等化手
段の出力信号と第2の振幅等化手段の出力信号との和に
相当する信号を出力する第1の加算手段と、前記減算手
段及び加算手段の出力信号をそれぞれ入力して振幅を等
しくする第3及び第4の振幅等化手段と、第3の振幅等
化手段の出力信号と第4の振幅等化手段の出力信号との
差に相当する信号を出力する第2の減算手段と、第3の
振幅等化手段の出力信号と第4の振幅等化手段の出力信
号との和に相当する信号を出力する第2の加算手段とか
らなることを特徴とする。
の信号を直列接続したコンデンサ及び抵抗器に与え、そ
の各端子電圧に相当する2つの信号を検出することによ
り、振幅がほぼ等しくかつ位相差がほぼ90゜である2
つの信号を生成する近似的移相手段と、この近似的移相
手段の出力信号をそれぞれ入力して振幅を等しくする第
1及び第2の振幅等化手段と、第1の振幅等化手段の出
力信号と第2の振幅等化手段の出力信号との差に相当す
る信号を出力する第1の減算手段と、第1の振幅等化手
段の出力信号と第2の振幅等化手段の出力信号との和に
相当する信号を出力する第1の加算手段と、前記減算手
段及び加算手段の出力信号をそれぞれ入力して振幅を等
しくする第3及び第4の振幅等化手段と、第3の振幅等
化手段の出力信号と第4の振幅等化手段の出力信号との
差に相当する信号を出力する第2の減算手段と、第3の
振幅等化手段の出力信号と第4の振幅等化手段の出力信
号との和に相当する信号を出力する第2の加算手段とか
らなることを特徴とする。
【0011】このように構成したことにより、簡単な回
路構成の近似的移相手段により生成された振幅が異なり
かつその位相差が正確には90゜でない2つの信号は、
まず第1及び第2の振幅等化手段によりその振幅が正確
に等しくされる。次に第1の減算手段及び第1の加算手
段によりその2つの信号の差及び和をとった結果、差の
信号及び和の信号はその位相差が正確に90゜の信号と
なる。
路構成の近似的移相手段により生成された振幅が異なり
かつその位相差が正確には90゜でない2つの信号は、
まず第1及び第2の振幅等化手段によりその振幅が正確
に等しくされる。次に第1の減算手段及び第1の加算手
段によりその2つの信号の差及び和をとった結果、差の
信号及び和の信号はその位相差が正確に90゜の信号と
なる。
【0012】この差及び和をとることは、位相差におけ
る誤差を振幅における誤差に変換することになるため、
第1の減算手段及び第1の加算手段に入力される2つの
信号の位相差が正確に90゜でない場合、差の信号及び
和の信号はその振幅に誤差を生じることになる。そこで
再度、第3及び第4の振幅等化手段と第2の減算手段及
び第2の加算手段とにより同様の信号処理を繰り返し
て、その振幅が正確に等しくかつその位相差が正確に9
0゜である2つの信号を得る。
る誤差を振幅における誤差に変換することになるため、
第1の減算手段及び第1の加算手段に入力される2つの
信号の位相差が正確に90゜でない場合、差の信号及び
和の信号はその振幅に誤差を生じることになる。そこで
再度、第3及び第4の振幅等化手段と第2の減算手段及
び第2の加算手段とにより同様の信号処理を繰り返し
て、その振幅が正確に等しくかつその位相差が正確に9
0゜である2つの信号を得る。
【0013】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して説
明する。図1において、1は前述のRC移相法による近
似的移相器であり、局部発振器の出力信号2を入力して
コンデンサの端子電圧に相当する信号3及び抵抗器の端
子電圧に相当する信号4を出力することにより、2つの
位相の信号に分配する。振幅等化回路5はコンデンサの
端子電圧に相当する信号3を入力し、振幅等化回路6は
抵抗器の端子電圧に相当する信号4を入力し、信号3及
び信号4の振幅を等しくする。この振幅等化回路5、6
は、例えば同一特性の2つの非線形増幅器を使用し、各
入力信号3、4を単にクリッピングすることにより実現
できる。
明する。図1において、1は前述のRC移相法による近
似的移相器であり、局部発振器の出力信号2を入力して
コンデンサの端子電圧に相当する信号3及び抵抗器の端
子電圧に相当する信号4を出力することにより、2つの
位相の信号に分配する。振幅等化回路5はコンデンサの
端子電圧に相当する信号3を入力し、振幅等化回路6は
抵抗器の端子電圧に相当する信号4を入力し、信号3及
び信号4の振幅を等しくする。この振幅等化回路5、6
は、例えば同一特性の2つの非線形増幅器を使用し、各
入力信号3、4を単にクリッピングすることにより実現
できる。
【0014】減算器9は、振幅等化回路5の出力信号7
と振幅等化回路6の出力信号8とを入力し、その差の信
号10を出力する。加算器11は、振幅等化回路5の出
力信号7と振幅等化回路6の出力信号8とを入力し、そ
の和の信号12を出力する。
と振幅等化回路6の出力信号8とを入力し、その差の信
号10を出力する。加算器11は、振幅等化回路5の出
力信号7と振幅等化回路6の出力信号8とを入力し、そ
の和の信号12を出力する。
【0015】さらに、信号10、12をそれぞれ振幅等
化回路13、14に入力してクリッピングにより振幅を
等しくし、その出力信号15、16の差及び和を減算器
17、加算器18により得る。なお、振幅等化回路1
3、14としては振幅等化回路5、6と同じものを使用
し、減算器17、加算器18としては減算器9、加算器
11と同じものを使用すれば良い。
化回路13、14に入力してクリッピングにより振幅を
等しくし、その出力信号15、16の差及び和を減算器
17、加算器18により得る。なお、振幅等化回路1
3、14としては振幅等化回路5、6と同じものを使用
し、減算器17、加算器18としては減算器9、加算器
11と同じものを使用すれば良い。
【0016】次に、本実施例による移相器の動作を図2
を参照して説明する。図2(a)に示すようなsin波
の電流信号2が近似的な移相器1に入力され、その出力
として2つの信号3、4が得られる。信号3、4は、図
2(b)に示すように、その振幅がほぼ等しく位相差が
90゜に近いが、正確には振幅が異なり位相差が90゜
ではないものである。この信号3、4は、振幅等化回路
5、6により図2(c)に示すような振幅の等しい信号
7、8となる。減算器9、加算器11によりこの信号
7、8の差及び和をとることにより、図2(d)に示す
ような位相差が正確に90゜となる信号10、12が得
られる。
を参照して説明する。図2(a)に示すようなsin波
の電流信号2が近似的な移相器1に入力され、その出力
として2つの信号3、4が得られる。信号3、4は、図
2(b)に示すように、その振幅がほぼ等しく位相差が
90゜に近いが、正確には振幅が異なり位相差が90゜
ではないものである。この信号3、4は、振幅等化回路
5、6により図2(c)に示すような振幅の等しい信号
7、8となる。減算器9、加算器11によりこの信号
7、8の差及び和をとることにより、図2(d)に示す
ような位相差が正確に90゜となる信号10、12が得
られる。
【0017】この原理を説明するために、2つの信号
7、8を振幅が等しく位相差が2φの2つのcos波信
号すなわち2cos(ωt+φ)及び2cos(ωt―
φ)と仮定する。この2つの信号の和は、次式で表され
る。
7、8を振幅が等しく位相差が2φの2つのcos波信
号すなわち2cos(ωt+φ)及び2cos(ωt―
φ)と仮定する。この2つの信号の和は、次式で表され
る。
【0018】
【数1】
【0019】また、その差は、次式で表される。
【数2】
【0020】数1と数2の結果を比較すると、cos
(ωt)とsin(ωt)とではその位相差が正確に9
0゜となっており、信号10、12として位相差が正確
に90゜の2つの信号が得られることがわかる。一方、
信号10、12の振幅はそれぞれ4sin(φ)、4c
os(φ)であり、振幅の異なる信号となることがわか
る。従って、入力信号7、8の和及び差をとることによ
り、その位相についての誤差が出力信号10、12の振
幅の誤差に置き換えられたことになる。
(ωt)とsin(ωt)とではその位相差が正確に9
0゜となっており、信号10、12として位相差が正確
に90゜の2つの信号が得られることがわかる。一方、
信号10、12の振幅はそれぞれ4sin(φ)、4c
os(φ)であり、振幅の異なる信号となることがわか
る。従って、入力信号7、8の和及び差をとることによ
り、その位相についての誤差が出力信号10、12の振
幅の誤差に置き換えられたことになる。
【0021】このように、入力信号7、8が振幅におい
て正確に等しいが位相差が正確には90゜でない場合、
その和及び差をとることにより修正された出力信号1
0、12は、その位相差は正確に90゜となるが、その
振幅に誤差を生じることになる。そこで再度、振幅等化
回路13、14及び減算器17、加算器18により同様
の処理を繰り返すことにより、位相及び振幅の誤差を取
り除いて、最終的に振幅が正確に等しくかつ位相差が正
確に90゜である2つの信号19、20を得る。
て正確に等しいが位相差が正確には90゜でない場合、
その和及び差をとることにより修正された出力信号1
0、12は、その位相差は正確に90゜となるが、その
振幅に誤差を生じることになる。そこで再度、振幅等化
回路13、14及び減算器17、加算器18により同様
の処理を繰り返すことにより、位相及び振幅の誤差を取
り除いて、最終的に振幅が正確に等しくかつ位相差が正
確に90゜である2つの信号19、20を得る。
【0022】次に、上述した実施例による移相器を使用
した通信システムの変調装置の一構成例について説明す
る。図3において、30は変換器であり、入力された音
声を電気信号に変換し、Iチャンネル変調信号31及び
Qチャンネル変調信号32を出力する。33は図1に示
した移相器であり、局部発振器の信号を入力して2つの
搬送波信号19、20を出力する。この搬送波信号1
9、20は振幅が正確に等しく、かつ位相差が正確に9
0゜の直交位相信号である。
した通信システムの変調装置の一構成例について説明す
る。図3において、30は変換器であり、入力された音
声を電気信号に変換し、Iチャンネル変調信号31及び
Qチャンネル変調信号32を出力する。33は図1に示
した移相器であり、局部発振器の信号を入力して2つの
搬送波信号19、20を出力する。この搬送波信号1
9、20は振幅が正確に等しく、かつ位相差が正確に9
0゜の直交位相信号である。
【0023】Iチャンネル変調信号31、Qチャンネル
変調信号32はミキサ34、35で0゜搬送波信号19
及び90゜搬送波信号19,20によりそれぞれ変調さ
れ、電力結合器36により結合される。この電力結合器
36の出力信号が、バンドパスフィルタ37を介してア
ンテナ38から送出される。従って、本発明による移相
器を使用した通信システムの変調装置では、移相器の調
節をすることなく所望の周波数における正確な変調が行
われる。
変調信号32はミキサ34、35で0゜搬送波信号19
及び90゜搬送波信号19,20によりそれぞれ変調さ
れ、電力結合器36により結合される。この電力結合器
36の出力信号が、バンドパスフィルタ37を介してア
ンテナ38から送出される。従って、本発明による移相
器を使用した通信システムの変調装置では、移相器の調
節をすることなく所望の周波数における正確な変調が行
われる。
【0024】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、R
C移相法による移相器において生じる振幅誤差及び直交
位相誤差を簡単な回路構成で除去することにより、抵抗
及び静電容量の調節をすることなく広い周波数範囲で使
用可能な移相器を提供することができる。
C移相法による移相器において生じる振幅誤差及び直交
位相誤差を簡単な回路構成で除去することにより、抵抗
及び静電容量の調節をすることなく広い周波数範囲で使
用可能な移相器を提供することができる。
【図1】本発明の一実施例による移相器の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図2】図1に示す位相器各部における信号の振幅及び
位相を示す図である。
位相を示す図である。
【図3】図1に示す位相器が使用される通信システムの
変調装置の構成例を示すブロック図である。
変調装置の構成例を示すブロック図である。
1 近似的移相器 5 振幅等化回路 6 振幅等化回路 9 減算器 11 加算器 13 振幅等化回路 14 振幅等化回路 17 減算器 18 加算器
Claims (2)
- 【請求項1】 コンデンサと抵抗から構成され、所定の
信号を入力して位相差を有する2つの信号を生成する移
相手段(1)と、 前記移相手段(1)の出力信号(3,4)をそれぞれ入
力して振幅を等しくする第1及び第2のクリッピングに
よる振幅等化手段(5,6)と、 第1の振幅等化手段(5)の出力信号(7)と第2の振
幅等化手段(6)の出力信号(8)との差に相当する信
号を出力する減算手段(9)と、 第1の振幅等化手段(5)の出力信号(7)と第2の振
幅等化手段(6)の出力信号(8)との和に相当する信
号を出力する加算手段(11)と、 前記減算手段(9)及び加算手段(11)の出力信号を
それぞれ入力して振幅を等しくする第3及び第4のクリ
ッピングによる振幅等化手段(13,14)とを有する
ことを特徴とする移相器。 - 【請求項2】 前記第3の振幅等化手段(13)の出力
信号(15)と第4の振幅等化手段(14)の出力信号
(16)との差に相当する信号を出力する減算手段(1
7)と、 前記第3の振幅等化手段(13)の出力信号(15)と
第4の振幅等化手段(14)の出力信号(16)との和
に相当する信号を出力する加算手段(18)とを更に有
することを特徴とする請求項1記載の移相器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3246563A JP2746781B2 (ja) | 1991-09-02 | 1991-09-02 | 移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3246563A JP2746781B2 (ja) | 1991-09-02 | 1991-09-02 | 移相器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05110369A JPH05110369A (ja) | 1993-04-30 |
JP2746781B2 true JP2746781B2 (ja) | 1998-05-06 |
Family
ID=17150278
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3246563A Expired - Fee Related JP2746781B2 (ja) | 1991-09-02 | 1991-09-02 | 移相器 |
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---|---|
JP (1) | JP2746781B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5438301A (en) * | 1994-07-25 | 1995-08-01 | At&T Corp. | Modem having a phase corrector and a voltage controlled oscillator implemented using a multi-stage ring oscillator |
JPH09153882A (ja) * | 1995-09-25 | 1997-06-10 | Victor Co Of Japan Ltd | 直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置 |
JP2871560B2 (ja) * | 1995-11-21 | 1999-03-17 | 日本電気株式会社 | π/2移相器 |
JP3098464B2 (ja) * | 1997-06-26 | 2000-10-16 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | 90度移相回路 |
JP4287472B2 (ja) | 2004-07-14 | 2009-07-01 | 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 | 移相回路及び位相補正方法 |
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1991
- 1991-09-02 JP JP3246563A patent/JP2746781B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05110369A (ja) | 1993-04-30 |
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