JP2004180471A - 直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ - Google Patents

直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ Download PDF

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Abstract

【課題】二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に半導体スイッチ回路を設け、この半導体スイッチ回路の各スイッチをＰＷＭして定電流制御するインバータにおいて、待機状態に移行させる際の過大電流の発生を防止すること。
【解決手段】インバータにおいて、半導体スイッチ回路の各スイッチをＰＷＭして定電流制御するとともに、運転・停止信号停止を指示する状態になると、制御回路部の電源を遮断して待機状態にする。運転・停止信号が停止を指示する状態になると同時に、半導体スイッチ回路中のスイッチをオンさせているスイッチ駆動信号をオフにする。
【選択図】 図３

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気機器付属の電源アダプタや、バッテリーなどの直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生する直流ー交流変換装置（以下、インバータという）、及びそのコントローラＩＣに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ノートパソコンの液晶モニタや、液晶テレビ受像機などの液晶ディスプレイのバックライト光源として、冷陰極蛍光灯（ＣＣＦＬ）が用いられるようになってきている。このＣＣＦＬは、通常の熱陰極蛍光灯とほぼ同様の高い効率と長い寿命を持っており、そして、熱陰極蛍光灯が持っているフィラメントを省いている。
【０００３】
このＣＣＦＬを起動及び動作させるためには、高い交流電圧を必要とする。例えば、起動電圧は約１０００ｖであり、動作電圧は約６００ｖである。この高い交流電圧を、インバータを用いて、ノートパソコンや液晶テレビ受像機などの直流電源から発生させる。
【０００４】
以前から、ＣＣＦＬ用インバータとして、ロイヤー（Ｒｏｙｅｒ）回路が一般的に用いられている。このロイヤー回路は、可飽和磁芯変圧器、制御トランジスタなどから構成され、そして、可飽和磁芯変圧器の非線形透磁率、制御トランジスタの非線形電流ゲイン特性により自己発振する。ロイヤー回路自身は外部クロックやドライバー回路を必要としない。
【０００５】
しかし、ロイヤー回路は、基本的には一定電圧インバータであり、入力電圧や負荷電流が変化する場合には一定出力電圧を維持できない。したがって、ロイヤー回路に電力を供給するためのレギュレータを必要とする。このようなことから、ロイヤー回路を用いたインバータは、小型化が難しく、また、電力変換効率も低い。
【０００６】
電力変換効率を高めるようにしたＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特許文献１参照）。このインバータは、変圧器の一次巻線に第１半導体スイッチを直列に接続し、直列接続された第２半導体スイッチとコンデンサを変圧器の一次巻線に並列に接続し、かつ、変圧器の二次巻線に結合コンデンサと負荷とを直列に接続する。そして、変圧器の一次側電流を制御回路に帰還し、基準電圧と比較することにより制御信号を形成し、その制御信号により、第１，第２半導体スイッチをオン・オフ制御して、負荷に所定の交流電力を供給するようにしている。
【０００７】
また、４つの半導体スイッチを用いてフルブリッジ（Ｈブリッジ）型のＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特許文献２参照）。このインバータでは、変圧器の一次巻線に、共振用コンデンサを直列に介して、Ｈブリッジの出力端を接続し、変圧器の二次巻線に負荷を接続する。Ｈブリッジを構成する４つの半導体スイッチのうちの、第１組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第１方向の電流経路を形成し、第２組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第２方向の電流経路を形成する。そして、変圧器の二次巻線に流れる電流を制御回路に帰還し基準電圧と比較することにより、固定された同一パルス幅で、そのパルスの相対位置が制御された制御信号を発生して、Ｈブリッジの半導体スイッチに供給し、負荷への供給電力を調整している。また、変圧器の二次巻線の電圧を検出して、過電圧保護を行うようにしている。
【０００８】
【特許文献１】
特開平１０−５０４８９号公報
【特許文献２】
米国特許第６２５９６１５号明細書
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１、２等のインバータでは一般に、ＣＣＦＬの動作を一時停止する場合に、運転・停止信号により、制御回路部の電源を遮断して、待機状態にすることが行われる。
【００１０】
この待機状態では、制御回路部の電源遮断に伴ってインバータ用半導体スイッチへの駆動信号の供給が停止される。しかし、半導体スイッチの駆動信号が供給されるゲートには静電容量があり、導通（オン）されている半導体スイッチの駆動信号が停止されても、直ちに不導通（オフ）にはならず、電流が流れ続ける。この電流は、半導体スイッチのゲート静電容量の電荷がプルダウン（あるいはプルアップ）抵抗を通して放電されるまで流れるため、通常よりオン時間が長くなり、その大きさは通常の負荷電流の数倍の大きさになってしまう。
【００１１】
この過大な負荷電流が停止する毎に流れるから、負荷であるＣＣＦＬに強いストレスとなり、その寿命を短くするなどの原因となっていた。
【００１２】
そこで、本発明は、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に半導体スイッチ回路を設け、この半導体スイッチ回路の各スイッチをパルス幅変調（ＰＷＭ）して定電流制御するとともに、待機状態に移行させる際の過大電流の発生を防止するインバータ及びそのコントローラＩＣを提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載のインバータは、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器ＴＲと、直流電源ＢＡＴから前記一次巻線に第１方向及び第２方向に電流を流すための半導体スイッチ回路１０１〜１０４と、
前記二次巻線に接続された負荷ＦＬに流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路による電流検出信号ＩＳに基づく誤差信号ＦＢと三角波信号ＣＴとを比較してＰＷＭ制御信号Ｐ１〜Ｎ２を発生するＰＷＭ制御信号発生部と、
前記ＰＷＭ制御信号と運転・停止信号ＳＴとが入力され、前記運転・停止信号ＳＴが運転を指示する状態にある時は、前記ＰＷＭ制御信号に応じたスイッチ駆動信号を前記半導体スイッチ回路に供給するスイッチ駆動回路部とを有し、
前記運転・停止信号ＳＴが停止を指示する状態になると、前記ＰＷＭ制御信号発生部と前記スイッチ駆動回路部への電源を遮断すると共に、前記スイッチ駆動回路部はさらに前記半導体スイッチ回路中のスイッチをオンさせているスイッチ駆動信号の少なくとも１つを当該スイッチがオフするように制御することを特徴とする。
【００１４】
請求項２記載のインバータは、請求項１記載のインバータにおいて、前記スイッチ駆動回路部は、前記ＰＷＭ制御信号と前記運転・停止信号ＳＴを入力とする論理回路を有し、該論理回路の出力にしたがって前記スイッチ駆動信号Ｐ１〜Ｎ２を形成することを特徴とする。
【００１５】
請求項３記載のコントローラＩＣは、負荷ＦＬを駆動する半導体スイッチ回路１０１〜１０４を制御するためのコントローラＩＣ２００であって、
前記負荷ＦＬに流れる電流を検出した電流検出信号ＩＳに基づく誤差信号ＦＢと三角波信号ＣＴとを比較してＰＷＭ制御信号Ｐ１〜Ｎ２を発生させるためのＰＷＭ制御信号発生回路と、
前記ＰＷＭ制御信号と運転・停止信号ＳＴとが入力され、前記運転・停止信号ＳＴが運転を指示する状態にある時は、前記ＰＷＭ制御信号に応じたスイッチ駆動信号を前記半導体スイッチ回路に供給するスイッチ駆動回路部とを有し、
前記運転・停止信号ＳＴが停止を指示する状態になると、前記ＰＷＭ制御信号発生部と前記スイッチ駆動回路部への電源を遮断すると共に、前記スイッチ駆動回路部はさらに前記半導体スイッチ回路中のスイッチをオンさせているスイッチ駆動信号の少なくとも１つを当該スイッチがオフするように制御することを特徴とする。
【００１６】
請求項４記載のコントローラＩＣは、請求項３記載のコントローラＩＣにおいて、前記スイッチ駆動回路部は、前記ＰＷＭ制御信号と前記運転・停止信号ＳＴを入力とする論理回路を有し、該論理回路の出力にしたがって前記スイッチ駆動信号Ｐ１〜Ｎ２を形成することを特徴とする。
【００１７】
請求項５記載のコントローラＩＣは、請求項４記載のコントローラＩＣにおいて、前記運転・停止信号ＳＴを入力する起動端子１１Ｐ、前記電流検出信号ＩＳを入力する入力端子９Ｐを備えていることを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するインバータ、及びそのコントローラＩＣの実施の形態について説明する。
【００１９】
図１は、絶縁変圧器、フルブリッジ（Ｈブリッジ）のスイッチ回路を用いて、ＰＷＭ制御する本発明の実施の形態に係るインバータの全体構成を示す図であり、図２は、そのためのインバータ制御用のコントローラＩＣの内部構成を示す図である。
【００２０】
図１において、第１スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳ）１０１と第２スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳ）１０２とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第１方向の電流経路を形成する。また、第３スイッチであるＰＭＯＳ１０３と第４スイッチであるＮＭＯＳ１０４とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第２方向の電流経路を形成する。これらのＰＭＯＳ１０１，１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
【００２１】
直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＣＣがＰＭＯＳ１０１，１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４を介して変圧器ＴＲの一次巻線１０５に供給され、その２次巻線１０６に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯ＦＬに供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯する。
【００２２】
コンデンサ１１１，コンデンサ１１２は、抵抗１１７，抵抗１１８とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。抵抗１１４，抵抗１１５は、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。また、コンデンサ１１１は、そのキャパシタンスと変圧器ＴＲのインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬの寄生キャパシタンスも寄与する。１１３，１１６，１１９，１２０は、ダイオードである。また、１５１、１５２は電源電圧安定用のコンデンサである。
【００２３】
コントローラＩＣ２００は複数の入出力ピンを有している。第１ピン１Ｐは、ＰＷＭモードと間欠動作（以下、バースト）モードの切替端子であり、外部からそれらモードの切替及びバーストモード時のデューティ比を決定するデューティ信号ＤＵＴＹが入力される。第２ピン２Ｐは、バーストモード発振器（ＢＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子であり、設定用コンデンサ１３１が接続され、バースト用三角波信号ＢＣＴが発生する。
【００２４】
第３ピン３Ｐは、ＰＷＭモード発振器（ＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子であり、設定用コンデンサ１３２が接続され、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴが発生する。第４ピン４Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子であり、設定用抵抗１３３が接続され、その電位ＲＴと抵抗値に応じた電流が流れる。第５ピン５Ｐは、接地端子であり、グランド電位ＧＮＤにある。
【００２５】
第６ピン６Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子であり、設定用抵抗１３４が接続され、内部回路の制御によりこの抵抗１３４が設定用抵抗１３３に並列に接続されるかあるいは切り離され、その電位ＳＲＴはグランド電位ＧＮＤか、第４ピン４Ｐの電位ＲＴになる。第７ピン７Ｐは、タイマーラッチ設定容量接続端子であり、内部の保護動作用の動作時限を決定するためのコンデンサ１３５が接続され、コンデンサ１３５の電荷に応じた電位ＳＣＰが発生する。
【００２６】
第９ピン９Ｐは、抵抗１４０を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流に応じた電流検出信号（以下、検出電流）ＩＳが入力され、第１誤差増幅器に入力される。第８ピン８Ｐは、第１誤差増幅器出力端子であり、この第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間にコンデンサ１３６が接続される。第８ピン８Ｐの電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ制御のための制御電圧になる。以下、各電圧は、特に断らない限り、グランド電位を基準としている。
【００２７】
第１０ピン１０Ｐは、抵抗１３９を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧に応じた電圧検出信号（以下、検出電圧）ＶＳが入力され、第２誤差増幅器に入力される。第１０ピン１０Ｐには、コンデンサ１３７が第８ピン８Ｐとの間に接続される。
【００２８】
第１１ピン１１Ｐは、起動及び起動時間設定端子であり、抵抗１４３とコンデンサ１４２により、運転・停止信号である起動信号ＳＴが遅延された信号ＳＴＢが印加される。第１２ピン１２Ｐは、スロースタート設定容量接続端子であり、コンデンサ１４１がグランドとの間に接続され、起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電圧ＳＳが発生する。
【００２９】
第１３ピン１３Ｐは、同期用端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。第１４ピン１４Ｐは、内部クロック入出力端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。
【００３０】
第１５ピン１５Ｐは、外付けＦＥＴドライブ回路のグランド端子である。第１６ピン１６Ｐは、ＮＭＯＳ１０２のゲート駆動信号Ｎ１を出力する端子である。第１７ピン１７Ｐは、ＮＭＯＳ１０４のゲート駆動信号Ｎ２を出力する端子である。第１８ピン１８Ｐは、ＰＭＯＳ１０３のゲート駆動信号Ｐ２を出力する端子である。第１９ピン１９Ｐは、ＰＭＯＳ１０１のゲート駆動信号Ｐ１を出力する端子である。第２０ピン２０Ｐは、電源電圧ＶＣＣを入力する電源端子である。
【００３１】
コントローラＩＣ２００の内部構成を示す図２において、ＯＳＣブロック２０１は、第３ピン３Ｐに接続されたコンデンサ１３２と第４ピン４Ｐに接続された抵抗１３３、１３４により決定されるＰＷＭ三角波信号ＣＴを発生し、ＰＷＭ比較器２１４に供給すると共に、内部クロックを発生しロジックブロック２０３に供給する。
【００３２】
ＢＯＳＣブロック２０２は、第２ピン２Ｐに接続されたコンデンサ１３１により決定されるバースト用三角波信号ＢＣＴを発生する。ＢＣＴ周波数は、ＣＴ周波数より、著しく低く設定される（ＢＣＴ周波数＜ＣＴ周波数）。第１ピン１Ｐに供給されるアナログのデューティ信号ＤＵＴＹと三角波信号ＢＣＴを比較器２２１で比較し、この比較出力でオア回路２３９を介して、ＮＰＮトランジスタ（以下、ＮＰＮ）２３４を駆動する。なお、第１ピン１Ｐにディジタルのデューティ信号ＤＵＴＹが供給される場合には、第２ピン２Ｐに抵抗を接続しＢＯＳＣブロック２０２からバースト用所定電圧を発生させる。
【００３３】
ロジックブロック２０３は、ＰＷＭ制御信号などが入力され、所定のロジックにしたがってスイッチ駆動信号を生成し、出力ブロック２０４を介して、ゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２を、ＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２，１０４のゲートに印加する。
【００３４】
スロースタートブロック２０５は、起動信号ＳＴが入力され、コンデンサ１４２、抵抗１４３により緩やかに上昇する電圧ＳＴＢである比較器２１７への入力がその基準電圧Ｖｒｅｆ６を越えると、比較器２１７の出力により起動する。比較器２１７の出力は、ロジックブロック２０３を駆動可能にする。なお、２４９は、反転回路である。
【００３５】
また、比較器２１７の出力により、オア回路２４３を介してフリップフロップ（ＦＦ）回路２４２をリセットする。スタートブロック２０５が起動すると、スロースタート電圧ＳＳが徐々に上昇し、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。したがって、起動時には、ＰＷＭ制御は、スロースタート電圧ＳＳにしたがって行われる。また、比較器２１７のＬレベル出力によりコントローラＩＣ２００の電源電圧ＶＣＣが立ち上がる。
【００３６】
なお、起動時に、比較器２１６は、入力が基準電圧Ｖｒｅｆ５を越えた時点で、オア回路２４７を介して、ＮＭＯＳ２４６をオフする。これにより、抵抗１３４を切り離し、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数を変更する。また、オア回路２４７には、比較器２１３の出力も入力される。
【００３７】
第１誤差増幅器２１１には、冷陰極蛍光灯ＦＬの電流に比例した検出電流ＩＳが入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ２（例、１．２５ｖ）と比較され、その誤差に応じた出力により、定電流源Ｉ１に接続されたＮＰＮ２３５を制御する。このＮＰＮ２３５のコレクタは第８ピン８Ｐに接続されており、この接続点の電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。
【００３８】
ＰＷＭ比較器２１４では、三角波信号ＣＴと、帰還電圧ＦＢあるいはスロースタート電圧ＳＳの低い方の電圧とを比較して、ＰＷＭ制御信号を発生し、アンド回路２４８を介してロジックブロック２０３に、供給する。起動終了後の定常状態では、三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢとが比較され、設定された電流が冷陰極蛍光灯ＦＬに流れるように自動的に制御される。
【００３９】
なお、第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間には、コンデンサ１３６が接続されているから、帰還電圧ＦＢは滑らかに増加あるいは減少する。したがって、ＰＷＭ制御はショックなく、円滑に行われる。
【００４０】
第２誤差増幅器２１２には、冷陰極蛍光灯ＦＬの電圧に比例した検出電圧ＶＳが入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ３（例、１．２５ｖ）と比較され、その誤差に応じた出力により、ダブルコレクタの一方が定電流源Ｉ１に接続されたダブルコレクタ構造のＮＰＮ２３８を制御する。このＮＰＮ２３８のコレクタはやはり第８ピン８Ｐに接続されているから、検出電圧ＶＳによっても 帰還電圧ＦＢが制御される。なお、帰還電圧ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１（例、３ｖ）を越えると、ＰＮＰトランジスタ（以下、ＰＮＰ）２３１がオンし、帰還電圧ＦＢの過上昇を制限する。
【００４１】
比較器２１５は、電源電圧ＶＣＣを抵抗２４０、２４１で分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ７（例、２．２ｖ）とを比較し、電源電圧ＶＣＣが所定値に達した時点でその出力を反転し、オア回路２４３を介してＦＦ回路２４２をリセットする。
【００４２】
比較器２１８は、スロースタート電圧ＳＳを基準電圧Ｖｒｅｆ８（例、２．２ｖ）と比較し、電圧ＳＳが大きくなるとアンド回路２４４及びオア回路２３９を介してＮＰＮ２３４をオンする。ＮＰＮ２３４のオンにより、ダイオード２３２が電流源Ｉ２により逆バイアスされ、その結果第１誤差増幅器２１１の通常動作を可能にする。
【００４３】
比較器２１９は、ダブルコレクタの他方が定電流源Ｉ３に接続されたＮＰＮ２３８が第２誤差増幅器２１２によりオンされると、その電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ９（例、３．０ｖ）より低下し、比較出力が反転する。比較器２２０は、帰還電圧ＦＢを基準電圧Ｖｒｅｆ１０（例、３．０ｖ）と比較し、帰還電圧ＦＢが高くなると、比較出力が反転する。比較器２１９、２２０の出力及び比較器２１８の出力の反転信号をオア回路２４５を介してタイマーブロック２０６に印加し、所定時間を計測して出力する。このタイマーブロック２０６の出力により、ＦＦ２４２をセットし、このＦＦ回路２４２のＱ出力によりロジックブロック２０３の動作を停止する。
【００４４】
次に、以上のように構成されるインバータの動作、特に起動時、通常運転時及び停止時の動作を、図３，図４及び図５をも参照して説明する。図３は、図１及び図２から起動時、停止時の動作に関係する部分を取り出した説明用の回路図であり、図４は、出力ブロック２０４の構成例を半導体スイッチ回路とともに示す図である。図５はそれらの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【００４５】
図４の出力ブロック２０４において、ゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２を出力するドライブ回路２０４ー１〜２０４−４を備えている。各ドライブ回路２０４ー１〜２０４−４は、ＰＭＯＳＱｐとＮＭＯＳＱｎとからなるＣＭＯＳ型反転回路と、プルアップもしくはプルダウン用の抵抗Ｒｐとから構成されている。なお、Ｃｐは、半導体スイッチ１０１〜１０４のゲート−ソース間に形成される静電容量である。これら静電容量Ｃｐはゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２の大きさにしたがって充電され、この静電容量Ｃｐの充電電荷は抵抗Ｒｐを介して放電される。
【００４６】
さて、電源電圧ＶＣＣがコントローラＩＣ２００に供給されている状態で、起動信号ＳＴがＨレベルになると、抵抗１４３、コンデンサ１４２による時定数にしたがって信号ＳＴＢが立ち上がり、基準電圧Ｖｒｅｆ６を越えると比較器２１７の出力がＨレベルからＬレベルになる。これにより、システムオフが解除され、コントローラＩＣ２００内の他の部分に電源電圧が供給される。
【００４７】
比較器２１７からＬレベルの出力がスロースタート回路であるスタートブロック２０５に供給されると、スタートブロック２０５内部の定電流源が駆動されて、その定電流がコンデンサ１４１に流れ込み始める。この定電流によってコンデンサ１４１が充電され、スロースタート電圧ＳＳが上昇を開始する。即ち、起動時のスロースタートが開始される。
【００４８】
ＰＷＭ比較器２１４の２つの（−）入力端子の一方に入力される帰還電圧ＦＢは、電源電圧ＶＣＣが供給されて、定電流源Ｉ１、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８から構成される共通化回路により高い値（上限値）になる。なお、この帰還電圧ＦＢの値はＰＮＰ２３１と基準電圧Ｖｒｅｆ１とにより、一定値に制限される。
【００４９】
ＰＷＭ比較器２１４では、徐々に上昇するスロースタート電圧ＳＳと三角波信号ＣＴとが比較され、スロースタート電圧ＳＳの値に応じたＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１が出力される。なお、ＰＷＭ比較器２１４は、三角波信号ＣＴがスロースタート電圧ＳＳと帰還電圧ＦＢを下回っているときに、ＨレベルのＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１を出力する。一方、反転回路２４９の出力はＨレベルになっているので、ＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１がアンド回路２４８を通ってＰＷＭ制御信号ＰＷＭ２になる。このＰＷＭ制御信号ＰＷＭ２に基づいてロジックブロック２０３、出力ブロック２０４にてゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２が形成され、ＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４に供給されて、インバータ動作が行われる。
【００５０】
インバータの負荷である冷陰極蛍光灯ＦＬは、印加される電圧が所定の値になるまでは点灯しないから、スロースタートの最初の段階では出力電圧Ｖｏがスロースタート電圧ＳＳの上昇に連れて上昇する。したがって、従来のように、上限値にある帰還電圧ＦＢにしたがって過大な出力電圧Ｖｏ（例えば、２０００〜２５００ｖ）が冷陰極蛍光灯ＦＬに印加されることがない。また、過大な出力電圧Ｖｏの印加に伴う、突入電流の発生もないから、冷陰極蛍光灯ＦＬやインバータの主回路部品（ＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４、変圧器ＴＲ、電池ＢＡＴなど）に与える損傷やストレスを著しく低減する。
【００５１】
出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏが検出され、その検出電圧ＶＳ、検出電流ＩＳが第１誤差増幅器２１１、第２誤差増幅器２１２で基準電圧Ｖｒｅｆ２、基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較され、その比較出力でＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８を制御する。ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還電圧ＦＢが上限値から低下してくる。
【００５２】
出力電圧Ｖｏが上昇し、起動電圧（約１０００ｖ）に達すると、出力電流Ｉｏが流れ始めて冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯すると共に、出力電圧Ｖｏは動作電圧（約６００ｖ）に低下する。この時点においても、過大な突入電流が流れることはない。そして、出力電流Ｉｏが徐々に上昇する一方、出力電圧Ｖｏはほぼ一定の動作電圧に維持される。また、帰還電圧ＦＢは、出力電圧Ｖｏあるいは出力電流Ｉｏが上昇し、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還用のコンデンサ１３６、１３７を介した帰還作用により、上限値から徐々に低下してくる。
【００５３】
スロースタート電圧ＳＳが上昇すると共に、出力電流Ｉｏが増加して帰還電圧ＦＢが低下してくる。帰還電圧ＦＢがスロースタート電圧ＳＳと等しくなった時点において、ＰＷＭ比較器２１４での三角波信号ＣＴとの比較対象が、それまでのスロースタート電圧ＳＳから帰還電圧ＦＢに移る。これによりスロースタートが終了したことになる。このスロースタートに要する時間は、冷陰極蛍光灯ＦＬが停止している状態から立ち上がるために、比較的に長い。
【００５４】
出力電流Ｉｏは基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる所定値に一定制御される。冷陰極蛍光灯ＦＬの明るさは、それに流れる電流により決まり、この電流を維持するためにほぼ一定の動作電圧が印加される。したがって、電圧Ｖｏは、起動時に冷陰極蛍光灯ＦＬを点灯するために高い電圧が印加され、一旦点灯した後は低い動作電圧でよい。このため、定常状態では、帰還電圧ＦＢは、出力電流Ｉｏに基づいて決定されることになる。
【００５５】
図５を参照して、スロースタートが終了し、定常状態になると、起動信号ＳＴがＨレベルにあるから、ＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１に基づいて形成されたゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２により、半導体スイッチ回路が駆動される。変圧器ＴＲの一次巻線１０５に流れる電流（ここでは負荷電流Ｉｏとして表現している）は、第１方向、第２方向に交互に流れる。
【００５６】
第１方向の電流Ｉｏは、ゲート駆動信号Ｐ１がＬレベルかつゲート駆動信号Ｎ１がＨレベルの時、即ちゲート駆動信号Ｎ１がＨレベルになったときに流れ始め、ゲート駆動信号Ｎ１がＨレベルの間は増加する。ゲート駆動信号Ｎ１がＨレベルからＬレベルになると、第１方向の電流Ｉｏは減少に転じ、一次巻線１０５に蓄積されたエネルギーを放出する。
【００５７】
第２方向の電流Ｉｏは、同様であり、ゲート駆動信号Ｎ２がＨレベルになったときに流れ始め、ゲート駆動信号Ｎ２がＨレベルの間は増加する。ゲート駆動信号Ｎ２がＨレベルからＬレベルになると、第２方向の電流Ｉｏは減少に転じ、一次巻線１０５に蓄積されたエネルギーを放出する。このようにして、ＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１に応じた大きさの電流Ｉｏが交互に一次巻線１０５に流れて、インバータ動作が行われる。なお、Ｔｏｆｆは、貫通電流を防止するために設けられている期間である。
【００５８】
さて、インバータの運転中に待機状態にするために、起動信号ＳＴがＨレベルからＬレベルに変更される。この変更は、任意の時点に行われるから、ＰＷＭ制御動作とは非同期である。
【００５９】
ゲート駆動信号Ｎ１がＨレベルで、第１方向の電流Ｉｏが流れている時点ｔ１で起動信号ＳＴがＬレベルに変更された場合を想定する。なお、起動信号ＳＴが変化してから比較器２１７の出力が反転するまでには多少の時間が経過するが、比較器２１７の出力が反転する時点が基準となるから、この時間は問題とならない。
【００６０】
起動信号ＳＴがＬレベルに変更された時点ｔ１で、アンド回路２４８は閉じられるから、アンド回路２４８の出力ＰＷＭ２はＨレベルから直ちにＬレベルになる。これによりロジックブロック２０３からドライブ回路２０４ー２の反転回路に供給される信号レベルがＬレベルからＨレベルに反転し、それまでオンしていたＰＭＯＳＱｐがオフし、オフしていたＮＭＯＳＱｎがオンする。
【００６１】
これにより、ＮＭＯＳ１０２の静電容量Ｃｐに充電されていた電荷は、抵抗Ｒｐを介することなく、ＮＭＯＳＱｎを通って放電される。この放電に要する時間は、極めて短く、例えば５００ｎｓ程度である。この結果、第１方向の電流Ｉｏは、時点ｔ１までは増加しているが、ＮＭＯＳ１０２がオフされることにより時点ｔ１から直ちに減少する。なお、その後、ドライブ回路のＰＭＯＳＱｐ、ＮＭＯＳＱｎは、ともにオフする。このように、待機状態への移行時に負荷電流Ｉｏが過渡的に増加することはない。
【００６２】
起動信号ＳＴがＬレベルに変更されると、システムオフ信号ＳＹＳＴＥＭＯＦＦが発生される。このシステムオフ信号ＳＹＳＴＥＭＯＦＦによって、コントローラＩＣ２００内の待機時にも電源を供給しておく部分（比較器２１７等）以外の部分への電源電圧の供給が停止される。この電源供給が停止され、各構成要素（例えば、ＰＷＭ比較器２１４、ロジックブロック２０３、出力ブロック２０４等）へ供給される電圧が低下し、それらの動作が停止するまでには、数１０〜数１００μＳの時間が経過する。
【００６３】
この動作停止に要する時間（数１０〜数１００μＳ）は、静電容量Ｃｐに充電されていた電荷がＮＭＯＳＱｎを通って放電されるに要する時間（例えば５００ｎｓ程度）に比べて極めて短いから、ＮＭＯＳ１０２を時点ｔ１で直ちにオフさせることに支障はない。
【００６４】
これに比べて、従来のインバータでは、待機状態に移行するときには、起動信号ＳＴによりシステムオフ信号ＳＹＳＴＥＭＯＦＦを発生して、待機時にも電源を供給しておく部分以外の部分への電源電圧の供給を停止する。しかし、本発明のように、ＰＷＭ制御信号ＰＷＭを、起動信号ＳＴによりコントロールしていない。
【００６５】
この従来のインバータにおいては、図４、図５を参照して、ドライブ回路２０４ー２、ＮＭＯＳ１０２の動作について同様に考察する。電源電圧の供給停止により、その電源電圧ＶＣＣは徐々に低下するが、しばらくの間はＰＭＯＳＱｐはオンを継続しその後オフになり、また、ＮＭＯＳＱｎはずっとオフ状態のままである。
【００６６】
この場合、静電容量Ｃｐの充電電荷は抵抗Ｒｐを介して放電されるだけであるから、ゲート駆動信号Ｎ１は図５中に破線で示すように、その時定数Ｃｐ・Ｒｐにしたがって緩やかに減少していく。そして、ゲート駆動信号Ｎ１の大きさがＮＭＯＳ１０２をオンさせておく閾値電圧以下になった時点ｔ２で、ＮＭＯＳ１０２がオフすることになる。このような動作は、ドライブ回路２０４ー１、ＰＭＯＳ１０１においても同様である。
【００６７】
したがって、従来のインバータでは、負荷電流Ｉｏは、図５中の破線で示すように、時点ｔ１以後も、ＮＭＯＳ１０２がオフする時点ｔ２まで増加し続ける。時点ｔ２以後、負荷電流Ｉｏは徐々に減少する。このときの負荷電流Ｉｏの大きさは、１パルスではあるが、通常の負荷電流の数倍（実測例では、４倍）に達する。
【００６８】
以上のように、本発明では、待機状態に移行するときに、起動信号ＳＴによりシステムオフ信号ＳＹＳＴＥＭＯＦＦを発生して、待機時にも電源を供給しておく部分以外の部分への電源電圧の供給を停止するとともに、スイッチ駆動回路部である出力ブロック２０４からのオン状態にあるスイッチ駆動信号をオフ状態にさせる。これにより、待機状態に移行するときに、従来のインバータでは発生していた過大電流を、無くすことができる。
【００６９】
また、そのために必要とされる構成要素は、ＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１と起動信号ＳＴとのアンドをとるだけで良いから、簡易に構成することができる。
【００７０】
なお、起動信号ＳＴが停止を指示する状態になると、スイッチ駆動信号Ｐ１〜Ｎ２のうち、半導体スイッチ回路中のスイッチをオンさせているスイッチ駆動信号の少なくとも１つを、当該スイッチがオフするようにすれば良い。したがって、アンド回路２４８や反転回路２４９を設ける代わりに、起動信号ＳＴをロジックブロック２０３や出力ブロック２０４に直接入力して、同様な作用を果たすようにしてもよい。
【００７１】
【発明の効果】
本発明によれば、半導体スイッチ回路の各スイッチをＰＷＭして定電流制御するとともに、運転・停止信号により制御回路部の電源を遮断して待機状態にするインバータやそのためのコントローラＩＣにおいて、運転・停止信号が停止を指示する状態になると、半導体スイッチ回路中のスイッチをオンさせているスイッチ駆動信号をオフにすることにより、待機状態に移行させる際の過大電流の発生を防止することができる。
【００７２】
また、ＰＷＭ制御信号と運転・停止信号を入力とする論理回路の出力にしたがってスイッチ駆動信号を形成することにより、必要とされる構成を簡易にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るインバータの全体構成図。
【図２】図１のためのコントローラＩＣの内部構成図。
【図３】起動時、停止時の動作に関係する説明用の回路図。
【図４】出力ブロックの構成例を、半導体スイッチ回路とともに示す図。
【図５】本発明の動作を説明するためのタイミングチャート。
【符号の説明】
ＴＲ 変圧器
ＦＬ 冷陰極蛍光灯
ＢＡＴ 直流電源
１０１、１０３ Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
１０２、１０４ Ｎ型ＭＯＳトランジスタ
Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２ ゲート駆動信号
２００ コントローラＩＣ
２０１ ＯＳＣブロック
２０２ ＢＯＳＣブロック
２０３ ロジックブロック
２０４ 出力ブロック
２０４−１〜２０４−４ ドライブ回路
２０５ スロースタートブロック
２１１ 第１誤差増幅器
２１２ 第２誤差増幅器
２１４ ＰＷＭ比較器
２１７ 比較器
２３１ ＰＮＰトランジスタ
２３５、２３８ ＮＰＮトランジスタ
２４８ アンド回路
２４９ 反転回路
１３２、１３６、１３７、１４１、１４２ コンデンサ
１３３、１３９、１４０、１４３ 抵抗
Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ６ 基準電圧
Ｉ１ 定電流源
ＣＴ ＰＷＭ用三角波信号
ＦＢ 帰還電圧
ＰＷＭ１、ＰＷＭ２ ＰＷＭ制御信号
ＳＳ スロースタート電圧
ＩＳ 検出電流
ＶＳ 検出電圧
Ｖｏ 出力電圧
Ｉｏ 出力電流
ＳＴ 起動信号

Claims (5)

  1. 一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
    直流電源から前記一次巻線に第１方向及び第２方向に電流を流すための半導体スイッチ回路と、
    前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
    前記電流検出回路による電流検出信号に基づく誤差信号と三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生部と、
    前記ＰＷＭ制御信号と運転・停止信号とが入力され、前記運転・停止信号が運転を指示する状態にある時は、前記ＰＷＭ制御信号に応じたスイッチ駆動信号を前記半導体スイッチ回路に供給するスイッチ駆動回路部とを有し、
    前記運転・停止信号が停止を指示する状態になると、前記ＰＷＭ制御信号発生部と前記スイッチ駆動回路部への電源を遮断すると共に、前記スイッチ駆動回路部はさらに前記半導体スイッチ回路中のスイッチをオンさせているスイッチ駆動信号の少なくとも１つを当該スイッチがオフするように制御することを特徴とする直流−交流変換装置。
  2. 前記スイッチ駆動回路部は、前記ＰＷＭ制御信号と前記運転・停止信号を入力とする論理回路を有し、該論理回路の出力にしたがって前記スイッチ駆動信号を形成することを特徴とする、請求項１記載の直流−交流変換装置。
  3. 負荷を駆動する半導体スイッチ回路を制御するためのコントローラＩＣであって、
    前記負荷に流れる電流を検出した電流検出信号に基づく誤差信号と三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生させるためのＰＷＭ制御信号発生回路と、
    前記ＰＷＭ制御信号と運転・停止信号とが入力され、前記運転・停止信号が運転を指示する状態にある時は、前記ＰＷＭ制御信号に応じたスイッチ駆動信号を前記半導体スイッチ回路に供給するスイッチ駆動回路部とを有し、
    前記運転・停止信号が停止を指示する状態になると、前記ＰＷＭ制御信号発生部と前記スイッチ駆動回路部への電源を遮断すると共に、前記スイッチ駆動回路部はさらに前記半導体スイッチ回路中のスイッチをオンさせているスイッチ駆動信号の少なくとも１つを当該スイッチがオフするように制御することを特徴とするコントローラＩＣ。
  4. 前記スイッチ駆動回路部は、前記ＰＷＭ制御信号と前記運転・停止信号を入力とする論理回路を有し、該論理回路の出力にしたがって前記スイッチ駆動信号を形成することを特徴とする、請求項３記載のコントローラＩＣ。
  5. 前記運転・停止信号を入力する起動端子、前記電流検出信号を入力する入力端子を備えていることを特徴とする、請求項４記載のコントローラＩＣ。
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