JP2002233158A - 高効率適応型ｄｃ／ａｃコンバータ - Google Patents

高効率適応型ｄｃ／ａｃコンバータ

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JP2002233158A JP2001008143A JP2001008143A JP2002233158A JP 2002233158 A JP2002233158 A JP 2002233158A JP 2001008143 A JP2001008143 A JP 2001008143A JP 2001008143 A JP2001008143 A JP 2001008143A JP 2002233158 A JP2002233158 A JP 2002233158A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷の駆動のために最適化されたシステムを
提供すること。 【解決手段】 負荷２０に対して制御しつつ電力を伝達
するためのＤＣ／ＡＣコンバータ回路であって、電源１
２と；複数のスイッチＡ〜Ｄと；パルス発生器２２と；
スイッチＡ〜Ｄの導電状態を制御するための駆動回路５
０と；変圧器ＴＸ１と；負荷２０と；フィードバックル
ープ回路と；駆動回路５０は、第１組内の複数のスイッ
チどうしの間のオーバーラップ時間を制御するととも
に、第２組内の複数のスイッチどうしの間のオーバーラ
ップ時間を制御し、これにより、負荷に供給すべき電力
を制御するようになっている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣからＡＣへの
電力コンバータに関するものである。より詳細には、本
発明は、ゼロ電圧スイッチング技術を使用して負荷に対
して供給される電力を制御するような高効率コントロー
ラ回路を提供する。本発明の一般的な用途は、冷陰極蛍
光ランプ（Cold Cathode Fluorescent Lamps, ＣＣＦＬ
ｓ）に見出される。しかしながら、当業者であれば、高
効率で正確な電力制御が要求されるような任意の負荷に
対して本発明が応用可能であることは、理解されるであ
ろう。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】図１
は、従来型のＣＣＦＬに対しての電力供給システム（１
０）を示している。このシステムは、概して、電源（１
２）と、ＣＣＦＬ駆動回路（１６）と、コントローラ
（１４）と、フィードバックループ（１８）と、ＬＣＤ
パネル（２０）付きの１つ以上のランプ（ＣＣＦＬ）
と、を備えている。電源（１２）は、回路（１６）に対
してＤＣ電圧を供給する。回路（１６）は、トランジス
タ（Ｑ３）を介してコントローラ（１４）によって制御
される。回路（１６）は、Royer回路として公知の自己
共振回路である。本質的に、回路（１６）は、自己共振
型の直流から交流へのコンバータであって、その共振周
波数は、Ｌ１とＣ１とによって設定される。Ｎ１〜Ｎ４
は、変圧器巻線のターン数を表している。動作時には、
トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）が、交互に導通して、巻線
（Ｎ１，Ｎ２）のそれぞれにわたって入力電圧を切り換
える。トランジスタ（Ｑ１）が導通しているときには、
入力電圧は、巻線（Ｎ１）にわたって印加される。対応
した極性の電圧が、他の巻線に対して印加されることと
なる。巻線（Ｎ４）に誘起される電圧は、トランジスタ
（Ｑ２）のベースをプラスとし、トランジスタ（Ｑ１）
は、非常に小さなコレクタ・エミッタ間電圧降下でもっ
て導通する。巻線（Ｎ４）に誘起された電圧は、また、
トランジスタ（Ｑ２）を遮断状態に保持する。トランジ
スタ（Ｑ１）は、変圧器（ＴＸ１）のコア内の磁束が飽
和に達するまで、導通する。
【０００３】飽和時には、トランジスタ（Ｑ１）のコレ
クタ電圧が、（ベース回路によって決定される値にま
で）急激に上昇し、変圧器に誘起される電圧は、急激に
減少する。トランジスタ（Ｑ１）は、飽和状態から外
れ、ＶCEが上昇して、巻線（Ｎ１）にわたっての電圧
が、さらに減少する。ベース駆動の減少により、トラン
ジスタ（Ｑ１）がターンオフし、これにより、コア内の
磁束がわずかに減少して、巻線（Ｎ４）に電流を誘起
し、トランジスタ（Ｑ２）をターンオンさせる。巻線
（Ｎ４）に誘起された電圧は、コアが逆向きに飽和する
までトランジスタ（Ｑ２）を飽和導通状態に維持する。
スイッチングサイクルが完了するまで、先とは同様かつ
逆向きの動作が行われる。
【０００４】インバータ回路（１６）は、比較的少数の
構成要素から構成されているものではあるけれども、回
路の適正な動作は、トランジスタと変圧器との間の複雑
な非線形的相互作用に依存している。加えて、Ｃ１，Ｑ
１，Ｑ２における誤差（典型的には、３５％という許容
誤差）のために、回路（１６）は、並列型変圧器構成に
適用することができない。その理由は、回路（１６）の
重畳が、ある種の調和周波数でもって共振するようなさ
らなる望ましくない動作周波数を発生させるからであ
る。ＣＣＦＬ負荷に適用されたときには、回路は、ＣＣ
ＦＬｓに『ビート（波打ち）』現象をもたらしてしま
う。これは、目立つ現象であって望ましくない現象であ
る。許容誤差どうしがたとえ厳密に適合しているにして
も、回路（１６）が自己共振モードで動作することのた
めに、回路の重畳が固有の動作周波数を有することによ
り、ビート現象は、除去することができない。
【０００５】他のいくつかの駆動システムは、米国特許
明細書第５，４３０，６４１号、米国特許明細書第５，
６１９，４０２号、米国特許明細書第５，６１５，０９
３号、米国特許明細書第５，８１８，１７２号、に見出
すことができる。これら文献のいずれもが、低効率のも
のであって、２段階の電力変換のものであって、周波数
変動型のものであって、および／または、負荷依存型の
ものである。加えて、負荷が、１つまたは複数のＣＣＦ
Ｌとアセンブリとを備えている場合には、浮遊キャパシ
タンスが導入されてしまって、ＣＣＦＬ自身のインピー
ダンスに悪影響を与えてしまう。適正に動作し得るよう
な回路を効果的に構成するためには、回路は、ＣＣＦＬ
負荷を駆動するための浮遊インピーダンスを考慮して構
成されなければならない。そのような努力は、時間がか
かるとともに高価なものとなるのみならず、様々な負荷
を取り扱うに際しては、最適のコンバータ構成を得るこ
とを困難なものとする。したがって、上記欠点を克服し
得るとともに、高効率であり、ＣＣＦＬｓの信頼性高い
点火を行うことができ、負荷に依存しない電力制御がで
き、単一の周波数による電力変換ができるような、回路
手段が要望されていた。
【０００６】
【課題を解決するための手段】したがって、本発明は、
負荷の駆動のために最適化されたシステムを提供するも
のであり、様々なＬＣＤパネル負荷の最適動作を得るこ
とができ、これにより、システムの信頼性を向上させ得
るものである。
【０００７】大まかに言えば、本発明は、負荷に対して
制御しつつ電力を伝達するためのＤＣ／ＡＣコンバータ
回路であって、入力電圧源と；電圧源に対して選択的に
接続される第１組をなす互いにオーバーラップする複数
のスイッチおよび第２組をなす互いにオーバーラップす
る複数のスイッチであって、この場合、第１組をなす複
数のスイッチが第１導電経路を形成し、第２組をなす複
数のスイッチが第２導電経路を形成するものとされてい
る、第１組をなす互いにオーバーラップする複数のスイ
ッチおよび第２組をなす互いにオーバーラップする複数
のスイッチと；を具備したコンバータ回路を提供する。
パルス信号を生成するためのパルス発生器が設けられ
る。駆動回路は、パルス信号を受領して、第１組および
第２組をなす複数のスイッチの導電状態を制御する。一
次側と二次側とを有しているとともに、一次側に、第１
導電経路と第２導電経路とを交互的に経由することによ
って電圧源が選択的に接続されるようになっている、変
圧器が設けられる。負荷は、変圧器の二次側に接続され
る。フィードバックループ回路は、負荷と駆動回路との
間に配置され、負荷に対して供給される電力を表すフィ
ードバック信号を供給する。駆動回路は、第１組および
第２組をなす複数のスイッチの導電状態を交互的に切り
換えて、第１組内の複数のスイッチどうしの間のオーバ
ーラップ時間を制御するとともに、第２組内の複数のス
イッチどうしの間のオーバーラップ時間を制御し、これ
により、フィードバック信号およびパルス信号に少なく
とも部分的に基づいて、電圧源と一次側とを接続するよ
うになっている。
【０００８】駆動回路は、パルス信号から第１相補パル
ス信号を生成し得るように、また、パルス信号から傾斜
信号を生成し得るように、構成されている。パルス信号
は、第１組をなす複数のスイッチのうちの第１スイッチ
に対して供給されて、第１スイッチの導通状態の制御に
供され、傾斜信号は、少なくともフィードバック信号と
比較されることにより、第２パルス信号が生成され、こ
れにより、第１組をなす複数のスイッチの第１スイッチ
の導通状態と第２スイッチの導通状態との間におけるオ
ーバーラップ状態が、制御されるようになっている。第
２パルス信号は、第１組をなす複数のスイッチのうちの
第２スイッチに対して供給されて、第２スイッチの導通
状態の制御に供される。駆動回路は、さらに、第２パル
ス信号に基づいて第２相補パルス信号を生成し、第１お
よび第２相補パルス信号が、第２組をなす複数のスイッ
チのうちの第１スイッチおよび第２スイッチのそれぞれ
の導通状態を制御する。同様に、第２組をなす複数のス
イッチの第１スイッチの導通状態と第２スイッチの導通
状態との間におけるオーバーラップ状態が、制御される
ようになっている。
【０００９】方法の態様においては、本発明は、負荷に
対して電力を伝達するに際してゼロ電圧スイッチング回
路を使用して制御を行うための方法を提供する。
【００１０】この場合、ＤＣ電圧源を準備し；電圧源と
変圧器の一次側とに対して、第１導電経路を形成するた
めの第１トランジスタおよび第２トランジスタを接続す
るとともに、電圧源と変圧器の一次側とに対して、第２
導電経路を形成するための第３トランジスタおよび第４
トランジスタを接続し；所定パルス幅を有するようにし
てパルス信号を生成し；負荷を変圧器の二次側に対して
接続し；負荷からのフィードバック信号を生成し；フィ
ードバック信号とパルス信号とを制御することによっ
て、第１トランジスタと第２トランジスタと第３トラン
ジスタと第４トランジスタとの導通状態を決定する。
【００１１】第１実施形態においては、本発明は、ＣＣ
ＦＬ負荷に対して電力を伝達するためのコンバータ回路
であって、電圧源と；一次側と二次側とを有している変
圧器と；電圧源と一次側との間において第１導電経路を
形成する、第１対をなすスイッチ、および、電圧源と一
次側との間において第２導電経路を形成する、第２対を
なすスイッチと；二次側に接続されたＣＣＦＬ負荷回路
と；パルス信号を生成するためのパルス発生器と；負荷
に対して接続されて、フィードバック信号を生成するた
めの、フィードバック回路と；パルス信号とフィードバ
ック信号とを受領するとともに、ＣＣＦＬ負荷に対して
電力を供給し得るようパルス信号とフィードバック信号
とに基づいて、第１対をなすスイッチまたは第２対をな
すスイッチを電圧源および一次側に対して接続するため
の駆動回路と；を具備するコンバータ回路を提供する。
【００１２】加えて、第１実施形態においては、所定周
波数を有したパルス信号を生成するパルス生成器が提供
される。駆動回路は、第１駆動回路、第２駆動回路、第
３駆動回路、および、第４駆動回路を備え、第１対をな
すスイッチが、第１トランジスタおよび第２トランジス
タを有し、第２対をなすスイッチが、第３トランジスタ
および第４トランジスタを有している。第１駆動回路、
第２駆動回路、第３駆動回路、および、第４駆動回路
が、第１トランジスタ、第２トランジスタ、第３トラン
ジスタ、および、第４トランジスタの各々の制御ライン
に対して接続されている。パルス信号は、第１駆動回路
に対して供給され、これにより、第１トランジスタが、
パルス信号に応じてスイッチングされる。第３駆動回路
が、パルス信号に基づいて第１相補パルス信号と傾斜信
号とを生成し、さらに、第１相補パルス信号を第３トラ
ンジスタに対して供給し、これにより、第３トランジス
タが、第１相補パルス信号に応じてスイッチングされ
る。傾斜信号とフィードバック信号とが比較されること
により、第２パルス信号が生成される。第２パルス信号
は、第２駆動回路に対して供給され、これにより、第２
トランジスタが、第２パルス信号に応じてスイッチング
される。第４駆動回路が、第２パルス信号に基づいて第
２相補パルス信号を生成し、さらに、第２相補パルス信
号を第４トランジスタに対して供給し、これにより、第
４トランジスタが、第２相補パルス信号に応じてスイッ
チングされる。本発明においては、第１トランジスタと
第２トランジスタとの間の同時導通、および、第３トラ
ンジスタと第４トランジスタとの間の同時導通、のそれ
ぞれが、負荷に対して供給される電力を制御するように
なっている。パルス信号と第２パルス信号とは、所定量
だけオーバーラップするようにして生成され、これによ
り、第１導電経路を通して負荷に対して電力が供給され
る。第１相補パルス信号と第２相補パルス信号とが、パ
ルス信号と第２パルス信号とのそれぞれから生成される
ことにより、第１相補パルス信号と第２相補パルス信号
とも、また、所定量だけオーバーラップするようにして
生成され、これにより、第１導電経路とは交互的に第２
導電経路を通して負荷に対して電力が供給される。
【００１３】また、パルス信号と第１相補パルス信号と
は、約１８０°という位相差でもって生成され、第２パ
ルス信号と第２相補パルス信号は、約１８０°という位
相差でもって生成され、これにより、第１導電経路と第
２導電経路との間の短絡の発生が防止されている。
【００１４】第１実施形態において提供されるコンバー
タ回路に加えて、第２実施形態においては、第２パルス
信号に接続されて、第３トランジスタが導通状態にスイ
ッチングされているときにだけ第２駆動回路に対して第
２パルス信号を供給するフリップフロップ回路が設けら
れる。加えて、第２実施形態は、一次側からの第１入力
信号とフィードバック信号を使用した第２入力信号とを
有した位相ロックループ（ＰＬＬ）回路を具備してい
る。ＰＬＬ回路は、第１入力と第２入力との間の位相差
を比較し、この位相差に基づいてパルス信号のパルス幅
を制御するためにパルス生成器に対して制御信号を送信
する。
【００１５】双方の実施形態において、好ましい回路
は、フィードバック信号と参照信号とを比較して第１出
力信号を生成するための第１比較器を有したフィードバ
ック制御ループを備えている。第１出力信号と傾斜信号
とを比較してこれら第１出力信号と傾斜信号との間の交
差に基づいて第２出力信号を生成するための第２比較器
が設けられている。さらに、フィードバック回路は、好
ましくは、フィードバック信号を受領してトリガー信号
を生成するための電流検出回路と、第１比較器と第２比
較器との間にスイッチ回路と、を備え、スイッチ回路
は、トリガー信号を受領し、トリガー信号の値に基づい
て、第１出力信号であるかあるいは所定最小信号である
かのいずれかを生成するものとされている。参照信号
は、例えば、負荷に対して供給されるべき望ましい電力
を示すものとして手動で生成される信号とすることがで
きる。所定最小電圧信号は、スイッチに対して供給され
るプログラム可能な最小電圧とすることができ、これに
より、過電圧が負荷に対して印加されることがない。
【００１６】同様に、双方に実施形態においては、フィ
ードバック信号を入力として受領しフィードバック信号
の値に基づいてパルス生成器を制御する過電流保護回路
を設けることができる。負荷にかかる電圧信号と第１出
力信号とを受領しこれら電圧信号と第１出力信号とを比
較して負荷にかかる電圧信号の値に基づいてパルス生成
器を制御する過電圧保護回路を設けることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下の詳細な説明においては、好
ましい実施形態および好ましい使用方法を参照して説明
を行うけれども、本発明がこれら好ましい実施形態およ
び好ましい使用方法に限定されないものであることは、
当業者であれば、理解されるであろう。むしろ、本発明
は、広い範囲を有したものであって、添付の請求範囲に
よって限定されるものである。
【００１８】本発明の他の特徴点および利点は、添付図
面を参照した以下の詳細な説明により、明瞭となるであ
ろう。
【００１９】単なる例示であって本発明を制限するもの
ではないけれども、以下の詳細な説明においては、本発
明による回路の負荷として、ＣＣＦＬパネルを参照して
説明を行う。しかしながら、本発明は、１つまたは複数
のＣＣＦＬの駆動に限定されるものではなく、特定の応
用における特定の負荷に制限されることのない一般的な
電力コンバータ回路および方法と見なされるべきであ
る。
【００２０】概観すれば、本発明は、フィードバック信
号とパルス信号とを使用して２対のスイッチのオン時間
を調節することによって、負荷に対しての電力供給を制
御するための回路を提供するものである。それぞれのオ
ン時間どうしが互いにオーバーラップするようにして一
方の対をなすスイッチのターンオンが制御されたときに
は、電力は、その一方の対をなすスイッチによって形成
された導電経路を経由して、（変圧器を介して）負荷に
対して供給される。同様に、それぞれのオン時間どうし
が互いにオーバーラップするようにして他方の対をなす
スイッチのターンオンが制御されたときには、電力は、
その他方の対をなすスイッチによって形成された導電経
路を経由して、（変圧器を介して）負荷に対して供給さ
れる。よって、選択的にスイッチをターンオンさせるこ
とによりまたスイッチどうしの間のオーバーラップを制
御することにより、本発明においては、与えられた負荷
に対して供給される電力を正確に制御することができ
る。加えて、本発明においては、回路の短絡や回路の開
放が発生したときには負荷に対しての電力供給を遮断す
るための、過電流保護回路および過電圧保護回路が備え
られている。さらに、ここで説明されるスイッチングの
制御方式であると、負荷にかかわらず、変圧器構成の共
鳴現象に無関係に単一の動作周波数でもって、回路が動
作することができる。これらの特徴点につき、添付図面
を参照して、以下において説明する。
【００２１】図２に示す回路図は、本発明による位相シ
フトタイプの全波ブリッジ型のゼロ電圧スイッチング式
の電力コンバータの好ましい一実施形態を示している。
本質的に、図２に示す回路は、電源（１２）と、交互導
通経路を形成する対角線状の複数の対をなすスイッチと
して配置された複数のスイッチ（８０）と、各スイッチ
を駆動するための回路（５０）と、駆動回路（５０）に
対して矩形波パルスを供給する周波数掃引器（２２）
と、変圧器（ＴＸ１）（変圧器（ＴＸ１）の一次側とキ
ャパシタ（Ｃ１）とによって形成された共鳴タンク回路
が付設されている）と、負荷と、を備えている。有利に
は、本発明は、さらに、複数のスイッチ対の少なくとも
一方のオン時間を制御しこれにより負荷に対しての電力
供給の制御を可能とする、オーバーラップフィードバッ
ク制御ループ（４０）を備えている。
【００２２】電源（１２）は、システムに対して適用さ
れている。まず最初に、バイアス／参照信号（３０）
が、電源から制御回路のために（制御ループ（４０）内
における制御回路のために）生成される。好ましくは、
周波数掃引器（２２）が、最大周波数によって開始され
所定速度および所定段数でもって下方に掃引するような
（すなわち、パルス幅が可変とされた矩形波信号）５０
％という負荷比率サイクルパルス信号を生成する。周波
数掃引器（２２）は、好ましくは、従来より公知の、プ
ログラム可能な周波数発生器とされる。（掃引器（２
２）からの）パルス信号（９０）は、Ｂ＿ドライブ（ス
イッチ＿Ｂを駆動するためのドライブ、すなわち、スイ
ッチ＿Ｂのゲートを制御するためのドライブ）に対して
供給され、その後、Ａ＿ドライブに対して供給される。
Ａ＿ドライブは、相補的パルス信号（９２）と傾斜信号
（２６）とを生成する。後述のように、相補的パルス信
号（９２）は、パルス信号（９０）とは位相が約１８０
°ずれたものであり、傾斜信号（２６）は、パルス信号
（９０）とは位相が約９０°ずれたものである。傾斜信
号は、好ましくは、図に示すような鋸歯状の信号とされ
る。傾斜信号（２６）は、比較器（２８）において、誤
差アンプ（３２）からの出力信号（２４）（ここでは、
ＣＭＰと称される）と比較される。これにより、信号
（９４）が生成される。比較器（２８）からの出力信号
（９４）は、同様に、５０％の負荷比率サイクルパルス
であって、Ｃ＿ドライブに対して供給される。これによ
り、スイッチ＿Ｃのターンオンが開始され、スイッチ
Ｂ、Ｃ間のおよびスイッチＡ、Ｄ間のオーバーラップ量
が決定される。信号（９４）の相補的な信号（位相が１
８０°ずれた信号）が、Ｄ＿ドライブを介して、スイッ
チ＿Ｄへと供給される。Ａ＿ドライブ〜Ｄ＿ドライブが
それぞれスイッチ＿Ａ〜スイッチ＿Ｄの制御ライン（す
なわち、ゲート）に対して接続されていて、後述のよう
にして各スイッチの導通の制御が可能とされていること
は、当業者であれば理解されるであろう。スイッチＢ、
Ｃ間のおよびスイッチＡ、Ｄ間のオーバーラップ量を調
節することによって、ランプ電流の制御が得られる。言
い換えれば、コンバータによって処理される電力量を決
定するのは、複数の対をなすスイッチの導通状態におけ
るオーバーラップ量である。よって、スイッチＢ、Ｃお
よびスイッチＡ、Ｄは、以降、互いにオーバーラップし
ているスイッチと称される。
【００２３】例示であって本発明を限定するものではな
いけれども、この実施形態においては、Ｂ＿ドライブ
は、好ましくは、トーテムポール回路、一般的な低イン
ピーダンスオペアンプ回路、または、エミッタフォロワ
回路、から形成されている。Ｃ＿ドライブは、同様に構
成されている。Ａ＿ドライブとＤ＿ドライブとが、直接
的に接地されていないこと（すなわち、浮いている）に
より、これらドライブは、当業者には公知なような、ブ
ートストラップ回路または他の高圧側駆動回路（ハイサ
イドドライブ回路）から形成されることが好ましい。加
えて、上述のように、Ａ＿ドライブとＤ＿ドライブと
は、Ｂ＿ドライブとＣ＿ドライブとのそれぞれから流れ
てくる信号を反転させる（すなわち、位相を反転させ
る）ようなインバータを備えている。
【００２４】高効率動作は、ゼロ電圧スイッチング技術
により得られる。４つのＭＯＳＦＥＴｓ（スイッチ＿Ａ
〜スイッチ＿Ｄ）（８０）は、それぞれの固有ダイオー
ド（Ｄ１〜Ｄ４）が導通した後に、ターンオンされる。
これにより、変圧器／キャパシタ（ＴＸ１／Ｃ１）構成
におけるエネルギーの電流流通経路がもたらされ、した
がって、各スイッチがターンオンする際にスイッチにわ
たっての電圧がゼロ電圧であることが確保される。この
ような制御方式においては、スイッチング損失が最小化
され、高効率が維持される。
【００２５】オーバーラップ型スイッチ（８０）の好ま
しいスイッチング動作が、図３（ａ）〜図３（ｆ）に示
されている。スイッチ＿Ｃは、スイッチ＿ＢおよびＣの
双方が導通した状態となってから所定期間後に、ターン
オフされる。タンク（図２参照）内を流れる電流は、ス
イッチ＿Ｃがターンオフされたこの時点では、スイッチ
＿Ｄ内のダイオード（Ｄ４）（図３（ｅ））と、変圧器
の一次側と、キャパシタ（Ｃ１）と、スイッチ＿Ｂと、
を通って流れる。これにより、スイッチ＿ＢおよびＣが
導通していた（図３（ｆ））ときに供給されたエネルギ
ーの結果として、キャパシタ（Ｃ１）と変圧器とにおい
て、電圧および電流の共鳴が起こる。変圧器の一次側の
電流方向が瞬時的に変化することがファラデー則を妨害
することにより、この状況が起こる必要があることに注
意されたい。よって、スイッチ＿Ｃがターンオフする際
には、電流は、ダイオード（Ｄ４）を通って流れなけれ
ばならない。同様に、スイッチ＿Ｂがターンオフされ
（図３（ａ））、電流は、スイッチ＿Ａがターンオンさ
れる前にスイッチ＿Ａに関連したダイオード（Ｄ１）を
流れる（図３（ｅ））。同様に、スイッチ＿Ｄがターン
オフされ（図３（ｄ））、電流は、この場合には、スイ
ッチ＿Ａから、キャパシタ（Ｃ１）と、変圧器の一次側
と、ダイオード（Ｄ３）と、を経由して流れる。ダイオ
ード（Ｄ３）が導通された（図３（ｅ））後に、スイッ
チ＿Ｃがターンオンされる。スイッチ＿Ａがターンオフ
された後に、スイッチ＿Ｂがターンオンされる。この場
合、スイッチ＿Ｂがターンオンするよりも先に、ダイオ
ード（Ｄ２）が導通することができるようになってい
る。対角線状スイッチＢ，ＣおよびＡ，Ｄのターンオン
時間のオーバーラップは、図３（ｆ）に示すような、変
圧器に対して供給されるべきエネルギーによって、決め
られることに注意されたい。
【００２６】この実施形態においては、図３（ｂ）は、
傾斜信号（２６）が、スイッチ＿Ａがターンオンされて
いる時にのみ生成されることを、示している。したがっ
て、傾斜信号（２６）を生成するＡ＿ドライブは、好ま
しくは、定電流生成回路（図示せず）を備えている。こ
の定電流生成回路は、傾斜信号を生成し得るよう適切な
時定数を有したキャパシタを備えている。この目的のた
めに、参照電流（図示せず）が使用されて、このキャパ
シタが充電される。このキャパシタは、放電速度が充電
速度を上回るようにして（例えば、トランジスタスイッ
チを介して）接地され、これにより、鋸歯状の傾斜信号
（２６）が生成される。当然のことながら、上述のよう
に、傾斜信号は、パルス信号（９０）を集積することに
より得ることができる。よって、傾斜信号（２６）は、
積分回路（例えば、オペアンプおよびキャパシタ）を使
用して形成することができる。
【００２７】点火期間においては、２つの対角線状スイ
ッチの間のオーバーラップ（すなわち、スイッチＡ，Ｄ
間のオーバーラップ、および、スイッチＢ，Ｃ間のオー
バーラップ）は、所定の最小のオーバーラップとされ
る。このことは、入力側から、キャパシタ（Ｃ１）と変
圧器とキャパシタ（Ｃ２，Ｃ３）とＣＣＦＬ負荷とを含
むタンク回路に対して、最小のエネルギーを与える。負
荷は、抵抗性負荷とすることも、容量性負荷とすること
も、これらの混合型の負荷とすることも、可能であるこ
とに注意されたい。駆動周波数は、所定の最大周波数か
ら開始され、タンク回路と、変圧器の二次側によって反
射された等価回路と、の共鳴周波数へと近づく。エネル
ギーの大部分は、ＣＣＦＬが接続されている負荷へと供
給される。点火前には高インピーダンス特性であること
により、ＣＣＦＬは、一次側へと供給されるエネルギー
から高電圧を受ける。この電圧は、ＣＣＦＬを点火させ
るには十分に大きなものである。ＣＣＦＬのインピーダ
ンスは、通常動作値（例えば、約１００ＫΩ〜１３０Ｋ
Ω）へと減少する。最小オーバーラップ動作に基づいて
一次側に対して供給されたエネルギーでは、ＣＣＦＬの
定常状態動作を維持するには、もはや十分ではない。誤
差アンプ（２６）からの出力が、オーバーラップを増大
させるように、その機能を開始する。この場合、オーバ
ーラップ量を決定するのは、誤差アンプからの出力レベ
ルである。例えば、次のようなものである。
【００２８】図３（ｂ）および図３（ｃ）、および、図
２のフィードバックループ（４０）に示すように、傾斜
信号（２６）（Ａ＿ドライブによって生成される）がＣ
ＭＰ信号（２４）（誤差アンプ（３２）によって生成さ
れる）の値と等しくなったことが、比較器（２８）によ
って確認されたときに、スイッチ＿Ｃがターンオンされ
ることに注意することは、重要である。このことは、図
３（ｂ）における交差ポイント（３６）として示されて
いる。回路の短絡を避けるために、スイッチＡ，Ｂおよ
びＣ，Ｄは、決して同時にオン状態となってはいけな
い。ＣＭＰレベルを制御することにより、スイッチＡ，
ＤおよびＢ，Ｃ間のオーバーラップ時間が、変圧器に対
して供給されるエネルギーを制御する。変圧器に対して
供給されるエネルギーを調節するために（そして、これ
により、ＣＣＦＬ負荷に対して供給されるエネルギーを
調節するために）、誤差アンプからの出力であるＣＭＰ
（２４）を制御することによって、スイッチＣ，Ｄが、
スイッチＡ，Ｂに対して時間的にシフトされる。タイミ
ングチャートから理解されるように、比較器（２８）の
出力からスイッチＣおよびＤ内への駆動パルスが、ＣＭ
Ｐレベルを増大させることによって右側へとシフトされ
たときには、スイッチＡ，ＣおよびＢ，Ｄ間のオーバー
ラップが増大し、これにより、変圧器に対して供給され
るエネルギーが増大する。実際には、これは、ランプの
高電流動作に対応する。逆に、（ＣＭＰ信号を減少させ
ることによって）スイッチＣおよびＤの駆動パルスを左
側へとシフトさせることにより、供給されるエネルギー
は、減少する。
【００２９】この目的のために、誤差アンプ（３２）
は、フィードバック信号（ＦＢ）と参照電圧（ＲＥＦ）
とを比較する。ＦＢは、検出抵抗（ＲS） による電流値
の測定結果である。この場合、測定電流値は、負荷（２
０）を流れる全電流を表している。ＲＥＦは、所望の負
荷状態を表す信号であり、例えば、負荷を流れる所望電
流値である。通常動作時には、ＲＥＦ＝ＦＢである。し
かしながら、負荷状態が意図的にずらされたときには、
例えば、ＬＣＤパネルディスプレイに付随した調光スイ
ッチによって負荷状態が意図的にずらされたときには、
ＲＥＦの値が、それに伴って増大または減少することと
なる。そのため、比較された値により、ＣＭＰが生成さ
れる。ＣＭＰの値は、負荷状態および／または意図的バ
イアスの反映であり、ＲＥＦとＦＢとの間の差（すなわ
ち、ＲＥＦ−ＦＢ）として求められる。
【００３０】負荷および回路を、負荷のところにおける
開放（例えば、通常動作時におけるＣＣＦＬランプ開放
条件）から保護するために、ＦＢ信号は、また、好まし
くは、検出電流比較器（４２）のところにおいて、参照
値（この参照値は図示されていないものであって、上述
のＲＥＦ信号とは別のものである）と比較される。検出
電流比較器（４２）からの出力は、後述のように、スイ
ッチ（３８）の状態を決定する。この場合の参照値は、
プログラム可能なものとすることができ、および／また
は、使用者によって設定可能なものとすることができ、
好ましくは、システムに許容された最小電流または最大
電流（例えば、特にＣＣＦＬ負荷といったような個々の
部材に対して見積もられるようなもの）を反映したもの
とされる。フィードバック信号（ＦＢ）および参照信号
の値が許容範囲内であれば（通常動作）、電流検出比較
器の出力は、１（あるいは、ＨＩＧＨ）とされる。これ
により、ＣＭＰは、スイッチ（３８）を通過することが
でき、回路は、上述のようにして動作し、負荷に対して
電力を供給する。しかしながら、フィードバック信号
（ＦＢ）および参照信号の値が許容範囲を超えている場
合（回路開放状態、または、回路短絡状態）には、電流
検出比較器の出力は、０（あるいは、ＬＯＷ）とされ、
ＣＭＰ信号は、スイッチ（３８）を通過することを禁止
される（当然のことながら、スイッチがＬＯＷ状態をト
リガーするというように、逆もまた成立する）。この場
合には、検出電流比較器が、ＲS を流れる電流が許容値
であることを示すまでは、スイッチ（３８）によって最
小電圧Ｖｍｉｎ（図示せず）が供給され、比較器（２
８）に対して供給される。したがって、スイッチ（３
８）は、検出電流出力がゼロである場合にはＶｍｉｎを
選択するような、適切なプログラム可能なセレクタを備
えている。再度図３（ｂ）を参照すると、この操作の効
果は、ＣＭＰ ＤＣ値を、公称値または最小値へと下げ
ること（すなわち、ＣＭＰ＝Ｖｍｉｎ）である。これに
より、変圧器（ＴＸ１）に高電圧条件が発生することが
ない。よって、交差ポイント３６は、左側へとシフト
し、これにより、相補的スイッチどうしの間のオーバー
ラップ量が減少する（交差ポイント（３６）においてス
イッチ＿Ｃがターンオンされることを思い起こされた
い）。同様に、検出電流比較器（４２）は、周波数発生
器（２２）に対しても接続されており、検出電流周波数
が０（あるいは、回路開放状態を示す何らかの他の予設
定値）であるときには、周波数発生器（２２）をターン
オフする。ＣＭＰは、保護回路（６２）内に供給され
る。これは、動作時にＣＣＦＬが取り外されたとき（回
路開放状態）に、周波数掃引器（２２）をターンオフさ
せるためである。
【００３１】回路を、過電圧状況から保護するために、
この実施形態においては、好ましくは、保護回路（６
０）が設けられている。保護回路（６０）の動作につい
て、以下説明する（検出電流比較器（４２）を使用して
の過電流保護については、上述の通りである）。保護回
路（６０）は、ＣＭＰ信号と、負荷（２０）から得られ
る電圧信号（６６）と、を比較するための保護用比較器
（６２）を備えている。好ましくは、電圧信号は、図２
に示すように、電圧分配器Ｃ２およびＣ３（すなわち、
負荷（２０）に対して並列に接続された電圧分配器）か
ら得られる。ランプ開放状態においては、ＯＶＰ信号
（６６）がしきい値に到達するまでは、周波数掃引器
は、掃引を続ける。ＯＶＰ信号（６６）は、変圧器（Ｔ
Ｘ１）の出力電圧を検出するために、キャパシタ型分配
器Ｃ２およびＣ３の出力から採取される。解析を単純化
するために、これらキャパシタは、また、等価負荷キャ
パシタンスのランプキャパシタを表す。しきい値は、参
照値であって、回路は、変圧器の二次側電圧が、変圧器
の評価電圧よりも小さいものの最小臨界電圧（例えば、
ＬＣＤパネルによって要求されるような最小臨界電圧）
よりは大きなものとなるように、構成されている。ＯＶ
Ｐがしきい値を超えたときには、周波数掃引器は、周波
数の掃引を停止する。一方、検出電流比較器（４２）
は、検出用抵抗（ＲS）にわたっての信号を検出しな
い。したがって、スイッチブロック（３８）の出力をな
す信号（２４）は、最小値にセットされ、スイッチＡ，
ＣおよびＢ，Ｄ間のオーバーラップ量が最小となる。好
ましくは、ＯＶＰがしきい値を超えた時点から、タイマ
ー（６４）が起動され、これにより、一時停止シーケン
スが開始される。一時停止の継続時間は、好ましくは、
負荷（例えば、ＬＣＤパネル付きのＣＣＦＬｓ）の要求
に応じて決められる。しかしながら、一時停止の継続時
間は、いくつかのプログラム可能な値にセットすること
もできる。一次停止の後には、駆動パルスが禁止され、
これにより、コンバータ回路からの出力は、安全動作と
なる。つまり、回路（６０）は、ランプの点火には十分
な電圧をもたらすものの、ランプがコンバータに対して
接続されていないときには、所定期間の後に、停止する
こととなる。このため、不用意な高電圧を出力すること
が防止される。点火しなかったランプがランプ開放状態
と同様の振舞いを示すことのために、このような一時停
止継続時間が必要である。
【００３２】図４および図５（ａ）〜図５（ｆ）は、本
発明によるＤＣ／ＡＣコンバータ回路の他の好ましい実
施形態を示している。この実施形態においては、回路
は、図２および図３（ａ）〜図３（ｆ）に関して説明し
たのと同様に動作する。しかしながら、この実施形態
は、さらに、周波数掃引器（２２）を制御するための位
相ロックループ回路（ＰＬＬ）（７０）と、Ｃ＿ドライ
ブ内への信号入力のタイミングをとるためのフリップフ
ロップ回路（７２）と、を備えている。タイミングチャ
ートから理解されるように、スイッチＣおよびＤの５０
％駆動パルスが、ＣＭＰレベルを増大させることによっ
て右側へとシフトされたときには、スイッチＡ，Ｃおよ
びＢ，Ｄ間のオーバーラップが増大し、これにより、変
圧器に対して供給されるエネルギーが増大する。実際に
は、これは、ランプの高電流動作に対応する（例えば上
述のようにＲＥＦ電圧を手動で増大させることによっ
て、必要とされる）。逆に、（ＣＭＰ信号を減少させる
ことによって）スイッチＣおよびＤの駆動パルスを左側
へとシフトさせることにより、供給されるエネルギー
は、減少する。位相ロックループ回路（７０）は、図４
に示すように、通常動作時における、（ＲS による）フ
ィードバック電流と、（ＴＸ１／Ｃ１による）タンク電
流と、の間の位相関係を維持する。ＰＬＬ回路（７０）
は、好ましくは、タンク回路（Ｃ１およびＴＸ１の一次
側）信号（９８）とＲS からの信号（上述のＦＢ信号）
とを入力信号として備えている。ＣＣＦＬが点火されて
ＣＣＦＬ内の電流がＲS によって検出された後には、Ｐ
ＬＬ回路（７０）が起動されて、ランプ電流と、一次共
鳴タンク（Ｃ１および変圧器一次側）内の電流と、の間
の位相関係がロックされる。つまり、ＰＬＬは、例えば
温度効果やコンバータとＬＣＤパネルとの間のワイヤの
ような機械的構成要素やランプとＬＣＤパネルの金属シ
ャシーとの間の距離といったようなキャパシタンスやイ
ンダクタンスに影響をもたらすすべての浮遊因子に関し
て、周波数掃引器（２２）の周波数を調節することがで
きる。好ましくは、システムは、共鳴タンク回路と、Ｒ
S を通る電流（負荷電流）と、の間の位相差を、１８０
°に維持する。よって、特定の負荷条件にもまた共鳴タ
ンク回路の動作周波数にも無関係に、システムは、最適
の動作ポイントを見出す。
【００３３】図４の回路構成におけるフィードバックル
ープの動作は、図２に関して上述したものと同様であ
る。しかしながら、図５（ｂ）に示すように、この実施
形態においては、Ｃ＿ドライブへの信号出力開始のタイ
ミングを、フリップフロップ（７２）によって制御す
る。例えば、通常動作時には、誤差アンプ（３２）から
の出力は、スイッチブロック（３８）（上述）を通して
制御され、結果的に信号（２４）として与えられる。ス
イッチＡ，ＣおよびＢ，Ｄ間のオーバーラップ量は、比
較器（２８）とフリップフロップ（７２）とを通して制
御される。フリップフロップ（７２）は、スイッチＣお
よびＤを駆動する（Ｄ＿ドライブが、Ｃ＿ドライブとは
相補的な信号を生成することを思い起こされたい）。こ
れにより、ＣＣＦＬ（パネル）負荷に対しての定常動作
がもたらされる。通常動作時にＣＣＦＬ（パネル）が取
り外されてしまったような場合には、ＣＭＰが誤差アン
プの出力のレール（基準）を引き上げて、即座に保護回
路を起動する。この機能は、点火期間には、禁止される
ようになっている。
【００３４】図５（ａ）〜図５（ｆ）に示すように、こ
の実施形態においては、Ｃ＿ドライブおよびＤ＿ドライ
ブを通してのスイッチＣおよびＤのトリガーは、フリッ
プフロップ回路（７２）の結果として交互的なものであ
る。図５（ｂ）に示すように、フリップフロップは、順
次的にトリガーを行う。このため、Ｃ＿ドライブを起動
する（そして、順次的に、Ｄ＿ドライブを起動する）。
それ以外の動作態様については、図３（ａ）〜図３
（ｆ）を参照して上述したのと同じく動作する。
【００３５】さて、図６〜図１１には、図２または４の
出力回路の実行結果が示されている。例えば、図６は、
２１Ｖという入力に対して、周波数掃引器を７５．７Ｋ
Ｈｚ（０．５μｓというオーバーラップ）としたとき
に、出力が１６．７ＫＶｐ−ｐとなることを示してい
る。この電圧は、ＣＣＦＬの点火に３３００Ｖｐ−ｐが
必要な場合には、ＣＣＦＬのターンオンには不十分なも
のである。周波数が６８ＫＨｚくらいにまで減少したと
きには、最小のオーバーラップが、出力において約３．
９ＫＶｐ−ｐを生成する。これは、ＣＣＦＬの点火には
十分なものである。この様子は、図７に示されている。
この周波数においては、オーバーラップが１．５μｓへ
と増大し、約１．９ＫＶｐ−ｐという出力がもたらさ
れ、１３０ＫΩのインピーダンスのランプを駆動する。
この様子は、図８に示されている。他の例として、図９
は、入力電圧が７Ｖとされている場合の動作を示してい
る。７１．４ＫＨｚにおいては、出力は、ランプの点火
前において７５０Ｖｐ−ｐである。周波数が減少する
と、ランプが点火するまで、出力電圧が増大する。図１
０は、６５．８ＫＨｚにおいて、出力が３５００Ｖｐ−
ｐとなることを示している。ＣＣＦＬ回路の制御は、点
火後の１３０ＫΩというインピーダンスを支持し得るよ
うにして、オーバーラップを制御することによって得ら
れる。６６０Ｖｒｍｓというランプに対しては、ＣＣＦ
Ｌにわたっての電圧は、１．９ＫＶｐ−ｐである。この
様子は、図１１に示されている。図示していないけれど
も、図４の回路の実行結果も、同様の振舞いとなる。
【００３６】第１実施形態と第２実施形態との間の相違
点（すなわち、図４におけるフリップフロップとＰＬＬ
との有無）は、図６〜図１１に示すような動作パラメー
タ全体に対しては、影響をもたらさない。しかしなが
ら、ＰＬＬの追加は、回路内において発生する望ましく
ないインピーダンスを解消するためのものであり、図２
に示す回路に対しても追加することができる。また、フ
リップフロップを追加することにより、上述のように、
定電流回路を省略することができる。
【００３７】よって、上述の目的および目標を満たすよ
うな、高効率の適応型ＤＣ／ＡＣコンバータ回路がもた
らされることは、明らかである。変更を加え得ること
は、当業者には明瞭であろう。例えば、本発明において
は、スイッチングのためにＭＯＳＦＥＴｓを使用するこ
とを記載しているけれども、当業者であれば、ＢＪＴト
ランジスタを使用するように、あるいは、ＭＯＳＦＥＴ
ｓやＢＪＴｓといったような任意のタイプのトランジス
タを組み合わせて使用するように、回路全体を組み直し
得ることは、認識されるであろう。他の変更も可能であ
る。例えば、Ｂ＿ドライブおよびＤ＿ドライブに関連し
たドライブ回路は、通常のコレクタタイプの回路を備え
ることができる。というのは、関連するトランジスタが
接地されていて、そのため、浮いていないからである。
ここに記載されたＰＬＬ回路は、好ましくは、当業者に
は公知の一般的なＰＬＬ回路（７０）であり、上述のよ
うにして入力信号を受領しさらに制御信号を生成し得る
ように適切に変更することができる。パルス発生器（２
２）は、好ましくは、当業者には周知なように、パルス
幅変調回路（ＰＷＭ）、または、周波数幅変調回路（Ｆ
ＷＭ）、または、これらの双方である。同様に、保護回
路（６２）およびタイマーは、公知の回路から構成する
ことができ、上述のようにして動作するように適切に変
更することができる。他の回路の変更も当業者には、明
瞭であろう。そのようなすべての変更は、添付の請求範
囲によって規定される本発明の精神および範囲内に属す
るものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来技術によるＤＣ／ＡＣコンバータ回路を
示す図である。
【図２】 本発明によるＤＣ／ＡＣコンバータ回路の好
ましい一実施形態を示す図である。
【図３】 図３（ａ）〜図３（ｆ）は、図２の回路にお
けるタイミングの例を示す図である。
【図４】 本発明によるＤＣ／ＡＣコンバータ回路の他
の好ましい実施形態を示す図である。
【図５】 図５（ａ）〜図５（ｆ）は、図４の回路にお
けるタイミングの例を示す図である。
【図６】 図２および図４に示す回路の実行結果を示す
図である。
【図７】 図２および図４に示す回路の実行結果を示す
図である。
【図８】 図２および図４に示す回路の実行結果を示す
図である。
【図９】 図２および図４に示す回路の実行結果を示す
図である。
【図１０】 図２および図４に示す回路の実行結果を示
す図である。
【図１１】 図２および図４に示す回路の実行結果を示
す図である。
【符号の説明】
１２ 電源 ２０ 負荷 ２２ 周波数掃引器 ２６ 傾斜信号 ２８ 比較器 ３８ スイッチブロック ４０ 制御ループ ４２ 検出電流比較器 ５０ 駆動回路 ６０ 保護回路 ６２ 保護用比較器 ６４ タイマー ７０ 位相ロックループ回路（ＰＬＬ回路） ７２ フリップフロップ回路 ８０ スイッチ ９０ パルス信号 ９２ 相補的パルス信号 ＴＸ１ 変圧器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ユン−リン・リン アメリカ合衆国・94303・カリフォルニ ア・パロ・アルト・インディアン・ドライ ヴ・2518 Ｆターム(参考） 3K072 AA19 BC03 BC07 DD04 DE02 DE04 DE06 EA02 EA06 EB01 EB05 EB07 GA03 GB18 GC04 HA06 5H007 AA06 BB03 CA02 CB04 CB05 CB09 CC32 DB01 DC02 EA03 FA01 FA03

Claims (42)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 負荷に対して制御しつつ電力を伝達する
    ためのＤＣ／ＡＣコンバータ回路であって、 入力電圧源と；該電圧源に対して選択的に接続される第
    １組をなす互いにオーバーラップする複数のスイッチお
    よび第２組をなす互いにオーバーラップする複数のスイ
    ッチであって、この場合、第１組をなす複数のスイッチ
    が第１導電経路を形成し、第２組をなす複数のスイッチ
    が第２導電経路を形成するものとされている、第１組を
    なす互いにオーバーラップする複数のスイッチおよび第
    ２組をなす互いにオーバーラップする複数のスイッチ
    と；パルス信号を生成するためのパルス発生器と；前記
    パルス信号を受領するとともに、前記第１組および前記
    第２組をなす複数のスイッチの導電状態を制御するため
    の駆動回路と；一次側と二次側とを有しているととも
    に、前記一次側に、前記第１導電経路と前記第２導電経
    路とを交互的に経由することによって前記電圧源が選択
    的に接続されるようになっている、変圧器と；該変圧器
    の前記二次側に接続された負荷と；該負荷と前記駆動回
    路との間に配置され、前記負荷に対して供給される電力
    を表すフィードバック信号を供給するための、フィード
    バックループ回路と；を具備してなり、 前記駆動回路は、前記第１組および前記第２組をなす複
    数のスイッチの導電状態を交互的に切り換えて、前記第
    １組内の複数のスイッチどうしの間のオーバーラップ時
    間を制御するとともに、前記第２組内の複数のスイッチ
    どうしの間のオーバーラップ時間を制御し、これによ
    り、前記フィードバック信号および前記パルス信号に少
    なくとも部分的に基づいて、前記電圧源と前記一次側と
    を接続するようになっていることを特徴とする回路。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の回路において、 前記入力電圧源が、ＤＣ電圧源であることを特徴とする
    回路。
  3. 【請求項３】 請求項１記載の回路において、 前記駆動回路が、前記パルス信号とは相補的な第１相補
    パルス信号と；傾斜信号と；を生成し、 前記パルス信号は、前記第１組をなす複数のスイッチの
    うちの第１スイッチに対して供給されて、該第１スイッ
    チの導通状態の制御に供され、 前記傾斜信号が、少なくとも前記フィードバック信号と
    比較されることにより、第２パルス信号が生成され、 該第２パルス信号は、前記第１組をなす複数のスイッチ
    のうちの第２スイッチに対して供給されて、該第２スイ
    ッチの導通状態の制御に供され、 これにより、前記第１組をなす複数のスイッチの前記第
    １スイッチの導通状態と前記第２スイッチの導通状態と
    の間におけるオーバーラップ状態が、制御されるように
    なっており、 前記駆動回路が、さらに、前記第２パルス信号に基づい
    て第２相補パルス信号を生成し、 前記第１および前記第２相補パルス信号が、前記第２組
    をなす複数のスイッチのうちの第１スイッチおよび第２
    スイッチのそれぞれの導通状態を制御し、 これにより、前記第２組をなす複数のスイッチの前記第
    １スイッチの導通状態と前記第２スイッチの導通状態と
    の間におけるオーバーラップ状態が、制御されるように
    なっていることを特徴とする回路。
  4. 【請求項４】 請求項３記載の回路において、 前記第１組および前記第２組をなす複数のスイッチが、
    ＭＯＳＦＥＴトランジスタを備えていることを特徴とす
    る回路。
  5. 【請求項５】 請求項４記載の回路において、 前記各トランジスタが、前記電圧源に対して逆バイアス
    とされた状態で各トランジスタに対して並列接続されて
    いる固有スイッチを備え、 これら固有スイッチの各々は、それぞれのトランジスタ
    が非導通状態とされているときには前記電圧源と前記一
    次側との間に導電経路を形成することによって前記変圧
    器の前記一次側内に貯蔵されたエネルギーを放出するよ
    うになっていることを特徴とする回路。
  6. 【請求項６】 請求項５記載の回路において、 前記固有スイッチが、ダイオードであることを特徴とす
    る回路。
  7. 【請求項７】 請求項３記載の回路において、 前記パルス信号と前記第１相補パルス信号との間の位相
    差が、約１８０°であり、 前記第２パルス信号と前記第２相補パルス信号との間の
    位相差が、約１８０°であり、 これにより、前記第１導電経路と前記第２導電経路との
    間の短絡が発生しないものとされていることを特徴とす
    る回路。
  8. 【請求項８】 請求項７記載の回路において、 前記第１組をなす複数のスイッチの導電状態と前記第２
    組をなす複数のスイッチの導電状態とが、前記負荷に対
    して供給される電力を決定するようになっていることを
    特徴とする回路。
  9. 【請求項９】 請求項３記載の回路において、 前記フィードバックループ回路は、参照信号と前記フィ
    ードバック信号とを比較して第１出力信号を生成するた
    めの第１比較器と、該第１出力信号と前記傾斜信号とを
    比較してこれら第１出力信号と傾斜信号との間の交差に
    基づいて第２出力信号を生成するための第２比較器と、
    を備えていることを特徴とする回路。
  10. 【請求項１０】 請求項９記載の回路において、 前記フィード信号は、前記負荷を通って流れる電流の測
    定値とされることを特徴とする回路。
  11. 【請求項１１】 請求項９記載の回路において、 さらに、前記フィードバック信号を受領してトリガー信
    号を生成するための電流検出回路を具備し、 前記フィードバックループ回路が、さらに、前記第１比
    較器と前記第２比較器との間にスイッチ回路を備え、 該スイッチ回路は、前記トリガー信号を受領し、該トリ
    ガー信号の値に基づいて、前記第１出力信号であるかあ
    るいは所定最小信号であるかのいずれかを生成するもの
    とされていることを特徴とする回路。
  12. 【請求項１２】 請求項９記載の回路において、 前記参照信号は、参照信号生成器によって生成されるも
    のであって、前記負荷に対して供給されるべき所望電力
    値を表したものとされることを特徴とする回路。
  13. 【請求項１３】 請求項９記載の回路において、 さらに、前記フィードバック信号を受領し、該フィード
    バック信号の値に基づいて、前記パルス生成器を制御す
    る過電流保護回路と；前記負荷にかかる電圧信号と前記
    第１出力信号とを受領し、これら電圧信号と第１出力信
    号とを比較して、前記負荷にかかる前記電圧信号の値に
    基づいて、前記パルス生成器を制御する過電圧保護回路
    と；を具備していることを特徴とする回路。
  14. 【請求項１４】 請求項１記載の回路において、 前記パルス生成器が、５０％という負荷比率サイクルで
    もって前記コンバータ回路を起動し得るようプログラム
    されているとともに所定周波数でもって起動されさらに
    所定速度かつ所定段数でもって前記周波数を下向きに掃
    引するようになっている、プログラム可能なパルス周波
    数生成回路を備えていることを特徴とする回路。
  15. 【請求項１５】 請求項１記載の回路において、 前記負荷が、１つまたは複数の冷陰極蛍光ランプ（ＣＣ
    ＦＬｓ）を備えていることを特徴とする回路。
  16. 【請求項１６】 請求項１記載の回路において、 前記一次側が、インダクタとキャパシタとを有してなる
    共鳴タンク回路を備えていることを特徴とする回路。
  17. 【請求項１７】 請求項１記載の回路において、 前記二次側が、前記負荷に対して並列接続されたインダ
    クタに対して並列接続されている電圧分割回路を備えて
    いることを特徴とする回路。
  18. 【請求項１８】 ＣＣＦＬ負荷に対して電力を伝達する
    ためのコンバータ回路であって、 電圧源と；一次側と二次側とを有している変圧器と；前
    記電圧源と前記一次側との間において第１導電経路を形
    成する、第１対をなすスイッチ、および、前記電圧源と
    前記一次側との間において第２導電経路を形成する、第
    ２対をなすスイッチと；前記二次側に接続されたＣＣＦ
    Ｌ負荷回路と；パルス信号を生成するためのパルス発生
    器と；前記負荷に対して接続されて、フィードバック信
    号を生成するための、フィードバック回路と；前記パル
    ス信号と前記フィードバック信号とを受領するととも
    に、前記負荷に対して電力を供給し得るよう制御パルス
    信号と前記フィードバック信号とに基づいて、前記第１
    対をなすスイッチまたは前記第２対をなすスイッチを前
    記電圧源および前記一次側に対して接続するための駆動
    回路と；を具備していることを特徴とする回路。
  19. 【請求項１９】 請求項１８記載の回路において、 前記パルス信号が、所定周波数を有し、 前記駆動回路が、第１駆動回路、第２駆動回路、第３駆
    動回路、および、第４駆動回路を備え、 前記第１対をなすスイッチが、第１トランジスタおよび
    第２トランジスタを有し、 前記第２対をなすスイッチが、第３トランジスタおよび
    第４トランジスタを有し、 前記第１駆動回路、前記第２駆動回路、前記第３駆動回
    路、および、前記第４駆動回路が、前記第１トランジス
    タ、前記第２トランジスタ、前記第３トランジスタ、お
    よび、前記第４トランジスタの各々の制御ラインに対し
    て接続され、 前記パルス信号が前記第１駆動回路に対して供給され、
    これにより、前記第１トランジスタが、前記パルス信号
    に応じてスイッチングされ、 前記第３駆動回路が、前記パルス信号に基づいて第１相
    補パルス信号と傾斜信号とを生成し、さらに、前記第１
    相補パルス信号を前記第３トランジスタに対して供給
    し、これにより、前記第３トランジスタが、前記第１相
    補パルス信号に応じてスイッチングされ、 前記傾斜信号と前記フィードバック信号とが比較される
    ことにより、第２パルス信号が生成され、 該第２パルス信号は、前記第２駆動回路に対して供給さ
    れ、これにより、前記第２トランジスタが、前記第２パ
    ルス信号に応じてスイッチングされ、 前記第４駆動回路が、前記第２パルス信号に基づいて第
    ２相補パルス信号を生成し、さらに、前記第２相補パル
    ス信号を前記第４トランジスタに対して供給し、これに
    より、前記第４トランジスタが、前記第２相補パルス信
    号に応じてスイッチングされ、 前記第１トランジスタと前記第２トランジスタとの間の
    同時導通、および、前記第３トランジスタと前記第４ト
    ランジスタとの間の同時導通、のそれぞれが、前記負荷
    に対して供給される電力を制御するようになっているこ
    とを特徴とする回路。
  20. 【請求項２０】 請求項１８記載の回路において、 前記パルス信号と前記第１相補パルス信号との間の位相
    差が、約１８０°であり、 前記第２パルス信号と前記第２相補パルス信号との間の
    位相差が、約１８０°であり、 前記パルス信号と前記第２パルス信号とが、前記第１導
    電経路を通っての電力供給を制御するものとされ、 前記第１相補パルス信号と前記第２相補パルス信号と
    が、前記第２導電経路を通っての電力供給を制御するも
    のとされていることを特徴とする回路。
  21. 【請求項２１】 請求項１９記載の回路において、 前記フィードバック回路が、前記フィードバック信号と
    参照信号とを比較して第１出力信号を生成するための第
    １比較器と、該第１出力信号と前記傾斜信号とを比較し
    てこれら第１出力信号と傾斜信号との間の交差に基づい
    て第２出力信号を生成するための第２比較器と、を備え
    ていることを特徴とする回路。
  22. 【請求項２２】 請求項２１記載の回路において、 前記参照信号は、参照信号生成器によって生成されるも
    のであって、前記負荷に対して供給されるべき所望電力
    値を表したものとされることを特徴とする回路。
  23. 【請求項２３】 請求項２１記載の回路において、 さらに、前記負荷と前記パルス生成器とに対して接続さ
    れた過電圧保護回路を具備し、 該過電圧保護回路が、前記負荷にかかる電圧を入力とし
    て受領し、前記負荷にかかる前記電圧の値に基づいて、
    前記パルス生成器を制御するようになっていることを特
    徴とする回路。
  24. 【請求項２４】 請求項２３記載の回路において、 前記過電圧保護回路が、前記負荷にかかる電圧信号と前
    記第１出力信号とを比較して、前記パルス生成器による
    電力供給を制御し得るよう前記パルス生成器に対して制
    御信号を供給するようになっていることを特徴とする回
    路。
  25. 【請求項２５】 請求項２４記載の回路において、 前記過電圧保護回路が、タイマー回路を備えており、 前記制御信号が、前記タイマー回路によって生成される
    所定時間にわたって制御されるようになっていることを
    特徴とする回路。
  26. 【請求項２６】 請求項２１記載の回路において、 さらに、前記パルス生成器に対して接続され、前記フィ
    ードバック信号を入力として受領し、該フィードバック
    信号の値に基づいて、前記パルス生成器を制御する過電
    流保護回路を具備していることを特徴とする回路。
  27. 【請求項２７】 請求項１９記載の回路において、 前記第１トランジスタと前記第３トランジスタとが、互
    いに直列接続されているとともに、前記電圧源および前
    記一次側に対して並列接続され、 前記第２トランジスタと前記第４トランジスタとが、互
    いに直列接続されているとともに、前記電圧源および前
    記一次側に対して並列接続されていることを特徴とする
    回路。
  28. 【請求項２８】 請求項１９記載の回路において、 さらに、前記各トランジスタに対して並列接続されてい
    る固有スイッチを具備し、 該固有スイッチは、それぞれのトランジスタが導通状態
    へとスイッチングされる前においては、前記第１導電経
    路または前記第２導電経路を通っての前記一次側からの
    エネルギー流通を許容するようになっていることを特徴
    とする回路。
  29. 【請求項２９】 請求項１８記載の回路において、 前記一次側が、単一の共鳴周波数を有してなる共鳴タン
    ク回路を形成していることを特徴とする回路。
  30. 【請求項３０】 請求項１９記載の回路において、 前記第１駆動回路および前記第３駆動回路が、トーテム
    ポール回路とされ、 前記第２駆動回路および前記第４駆動回路が、ブートス
    トラップ回路とハイサイド駆動回路とレベルシフト回路
    とからなるグループの中から選択された回路とされてい
    ることを特徴とする回路。
  31. 【請求項３１】 請求項１９記載の回路において、 前記第２駆動回路および前記第４駆動回路が、さらに、
    前記第１相補パルス信号および前記第２相補パルス信号
    のそれぞれを生成するためのインバータを備えているこ
    とを特徴とする回路。
  32. 【請求項３２】 請求項３１記載の回路において、 前記第２駆動回路が、さらに、前記傾斜信号を生成する
    ための鋸歯状波形生成回路を備え、 この場合、生成される鋸歯状波形は、前記パルス信号に
    適合した周波数を有していることを特徴とする回路。
  33. 【請求項３３】 請求項２１記載の回路において、 さらに、前記第２パルス信号に接続されて、前記第３ト
    ランジスタが導通状態にスイッチングされているときに
    だけ前記第２駆動回路に対して前記第２パルス信号を供
    給するフリップフロップ回路を具備していることを特徴
    とする回路。
  34. 【請求項３４】 請求項１８記載の回路において、 さらに、前記一次側からの第１入力信号と前記フィード
    バック信号を使用した第２入力信号とを有した位相ロッ
    クループ（ＰＬＬ）回路を具備し、 該ＰＬＬ回路は、前記第１入力と前記第２入力との間の
    位相差に基づいて前記パルス信号のパルス幅を制御する
    ために、前記パルス生成器に対して制御信号を送信する
    ことを特徴とする回路。
  35. 【請求項３５】 負荷に対して電力を伝達するに際して
    ゼロ電圧スイッチング回路を使用して制御を行うための
    方法であって、 ＤＣ電圧源を準備し；該電圧源と変圧器の一次側とに対
    して、第１導電経路を形成するための第１トランジスタ
    および第２トランジスタを接続するとともに、前記電圧
    源と前記変圧器の前記一次側とに対して、第２導電経路
    を形成するための第３トランジスタおよび第４トランジ
    スタを接続し；所定パルス幅を有するようにしてパルス
    信号を生成し；負荷と前記変圧器の二次側とを接続し；
    前記負荷からのフィードバック信号を生成し；前記フィ
    ードバック信号と前記パルス信号とを制御することによ
    って、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと
    前記第３トランジスタと前記第４トランジスタとの導通
    状態を決定する；ことを特徴とする方法。
  36. 【請求項３６】 請求項３５記載の方法において、 さらに、前記第１トランジスタと前記第３トランジスタ
    とが同時に導通しないようにかつ前記第２トランジスタ
    と前記第４トランジスタとが同時に導通しないように前
    記各トランジスタ間の導通のタイミングをとることを特
    徴とする方法。
  37. 【請求項３７】 請求項３５記載の方法において、 さらに、第１相補信号および第２相補信号を生成し；傾
    斜信号を生成し；前記傾斜信号と前記フィードバック信
    号とを比較することにより、第２パルス信号を生成し；
    前記パルス信号を前記第１トランジスタに対して供給す
    ることにより、該第１トランジスタの導通状態を制御す
    るとともに、前記第２パルス信号を前記第２トランジス
    タに対して供給することにより、該第２トランジスタの
    導通状態を制御し；前記第１相補パルス信号を前記第３
    トランジスタに対して供給することにより、該第３トラ
    ンジスタの導通状態を制御するとともに、前記第２相補
    パルス信号を前記第４トランジスタに対して供給するこ
    とにより、該第４トランジスタの導通状態を制御し；前
    記第１トランジスタと前記第２トランジスタの同時導通
    を制御しさらに前記第３トランジスタと前記第４トラン
    ジスタの同時導通を制御することにより、前記一次側に
    対して電力を供給する；ことを特徴とする方法。
  38. 【請求項３８】 請求項３７記載の方法において、 前記フィードバック信号と参照信号とを比較することに
    よりこの比較結果に基づいて第１出力信号を生成し；該
    第１出力信号と前記傾斜信号とを比較することにより前
    記第２パルス信号を生成する；ことを特徴とする方法。
  39. 【請求項３９】 請求項３５記載の方法において、 さらに、前記負荷にかかる電圧信号に基づいて前記パル
    ス生成器を制御することを特徴とする方法。
  40. 【請求項４０】 請求項３５記載の方法において、 さらに、前記フィードバック信号に基づいて前記パルス
    生成器を制御することを特徴とする方法。
  41. 【請求項４１】 請求項３５記載の方法において、 さらに、位相ロック回路に対して、前記一次側にかかる
    電圧を表す第１信号と、前記負荷を通して流れる電流を
    表す第２信号と、を供給し；前記第１信号と前記第２信
    号との間の位相差をロックして、この位相差に基づいて
    制御信号を生成し；この制御信号を前記パルス生成器に
    対して供給することにより、前記第１信号と前記第２信
    号との間の位相差に基づいて前記パルス信号のパルス幅
    を調節する；ことを特徴とする方法。
  42. 【請求項４２】 請求項３７記載の方法において、 前記第１出力信号と前記傾斜信号とを比較することによ
    り前記第２パルス信号を生成するに際しては、さらに、
    前記傾斜信号と前記第１出力信号との間の交差に基づい
    て前記第２パルス信号を生成することを特徴とする方
    法。
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