JP2004074258A - アーク加工用電源装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】第1素子乃至第4素子からブリッジを形成し、直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、第1導通期間、第1循環期間、第2導通期間及び第2循環期間によって位相シフト期間を設け、フィードバック制御によって位相シフト制御を行う位相シフト制御回路と、高周波交流電圧をアーク加工に適した直流電圧に変換して出力するアーク加工用電源装置において、位相シフト制御回路が第n回目の位相シフト期間中は前記位相シフト制御を行い、第n+1回目の前記位相シフト期間中は第1循環期間と第2循環期間とを入れ替えて位相シフト制御を行い、以後第n回目と第n+1回目の位相シフト制御とを交互に繰り返すことを特徴とするアーク加工用電源装置である。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明はアーク加工用電源装置において、位相シフトを用いて出力制御を行う位相シフト制御方式の溶接電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図7は、従来技術のアーク加工用電源装置のブロック図である。図7において、三相交流商用電源ACの出力を整流して直流電圧に変換する一次整流回路DR1と、上記一次整流回路DR1で直流に変換した電力を平滑する平滑コンデンサC1とから直流電源回路が形成されている。
【0003】
図7に示すブリッジ接続されたインバータ回路は、第1のスイッチング素子TR1乃至第4のスイッチング素子TR4によって形成され、相対向する辺を形成する第1のスイッチング素子(以下、第1素子という)TR1及び第4のスイッチング素子(以下、第4素子という)TR4と、第2のスイッチング素子(以下、第2素子という)TR2及び第3のスイッチング素子(以下、第3素子という)TR3とがそれぞれ一対となり、後述する位相シフト回路PSから出力する位相シフト信号である第1のスイッチング素子駆動信号(以下、第1素子駆動信号という)Ps1乃至第4のスイッチング素子駆動信号(以下、第4素子駆動信号という)Ps4によって、これらの対をなす2個素子(以下、一対複数個素子という)に与える上記駆動信号にずれを設け位相シフトさせて、一対複数個素子が交互に導通と遮断を繰り返して直流電圧を高周波交流電圧に変換する。
【0004】
第1の逆導通ダイオードD1乃至第4の逆導通ダイオードダイオードD4は、第1素子TR1乃至第4素子TR4にそれぞれ逆極性で並列に接続されている。
【0005】
主変圧器INTは、一次側の高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する。二次整流回路DR2は、上記主変圧器INTの出力を整流してアーク加工用直流電圧」に変換し直流リアクトルDCLを通じてトーチ1と被溶接物2との間に直流電圧を供給する。
【0006】
出力電流検出回路IDは、出力電流検出信号Idを出力する。比較演算回路ERは、出力電流設定器IRの出力電流設定信号Irと出力電流検出回路IDの出力電流検出信号Idとを比較演算して、比較演算信号Er=Ir−Idの値を出力する。
【0007】
位相シフト回路PSは、比較演算回路ERからの比較演算信号Er=Ir−Idの値に応じて、位相シフト信号である第1素子駆動信号Ps1及び第4素子駆動信号Ps4並びに第2素子駆動信号Ps2及び第3素子駆動信号Ps3に位相シフトを設けて出力する。
【0008】
図8及び図9は、図7に示す従来技術の溶接電源装置の動作モードを説明するための構成図1/2及び2/2であり、図10は動作を説明するための波形図である。
【0009】
図10(A)の波形は第1素子駆動信号Ps1の波形を示し、図10(B)の波形は第2素子駆動信号Ps2の波形を示し、図10(C)の波形は第3素子駆動信号Ps3の波形を示し、図10(D)の波形は第4素子駆動信号Ps4の波形を示す。図10(E)の波形は、主変圧器INTの一次巻線の一次電圧Vtを示し、図10(F)の波形は、主変圧器INTの一次巻線の一次電流Viを示す。
【0010】
図10に示す、従来技術の溶接電源装置の位相シフト期間は、前周期と後半周期とで形成され、前半周期は第1導通期間A(t1〜t2)と、第1循環期間C(t3〜t4)と、第1還流期間B及び第2回生期間D(t2〜t3及びt4〜t5)とを有し、後半周期は第2導通期間E(t5〜t6)と、第2循環期間G(t7〜t8)と、第3還流期間F及び第4回生期間H(t6〜t7及びt8〜t1)とを有する。
【0011】
(前半周期T1)
図10に示す第1導通期間A(t1〜t2)において、図8(A)に示す第1素子TR1及び第4素子TR4は導通状態にあり、主変圧器INTの一次巻線の両端に一次電圧Vtが供給され、これにより一次巻線に図10(F)に示す一次電流Viが流れる。
【0012】
第1還流期間B(t2〜t3)において、第1素子TR1が遮断状態になる。しかし、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギが、図8(B)に示す、第2の逆導通ダイオードD2に流れて一次電流Viを継続する。このとき主変圧器INTの一次側は短絡状態になり一次電圧Vtは供給されない。
【0013】
図10に示す時刻t=t3において、第2素子TR2は主変圧器INTの一次側が短絡状態で導通するために、零電位で導通することができる。さらに、第1循環期間C(t3〜t4)において、一次電流Viは図8(C)に第4素子TR4及び第2の逆導通ダイオードD2を循環し、主変圧器INTの一次巻線を通して流れる。また、主変圧器INTの一次電圧Vtは第2素子TR2及び第4素子TR4により零電圧付近にクランプされる。
【0014】
第2回生期間D(t4〜t5)において、第4素子TR4が遮断状態になると、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギを図8(D)に示す、主変圧器INTの一次巻線及び第3の逆導通ダイオードD3に一次電流Viを流して放電される。
【0015】
(後半周期T2)
図10に示す時刻t=t5において、第3素子TR3は零電位で導通することができる。さらに、第2導通期間E(t5〜t6)において、図8(E)に示す第2素子TR2及び第3素子TR3は導通状態にあり、主変圧器INTの一次巻線の両端に一次電圧Vtが供給されるが、上記(前半周期)とは逆が極性となり、これにより一次巻線に図10(F)に示す負の一次電流Viが流れる。
【0016】
第3還流期間F(t6〜t7)において、第2素子TR2が遮断状態になる。しかし、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギが、図8(F)に示す、第1の逆導通ダイオードD1に流れて負の一次電流Viを継続する。このとき主変圧器INTの一次側は短絡状態になり一次電圧Vtは供給されない。
【0017】
図10に示す時刻t=t7において、第1素子TR1は主変圧器INTの一次側が短絡状態で導通するために、零電位で導通することができる。さらに、第2循環期間G(t7〜t8)において、負の一次電流Viは図8(G)に第1素子TR1及び第1の逆導通ダイオードD1を循環し、主変圧器INTの一次巻線を通して流れる。また、主変圧器INTの一次電圧Viは第1素子TR1及び第3素子TR3により零電圧付近にクランプされる。
【0018】
第4回生期間H(t8〜t1)において、第3素子TR3が遮断状態になると、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギを図8(H)に示す、主変圧器INTの一次巻線及び第4の逆導通ダイオードD4に負の一次電流Viを流して放電される。
【0019】
【発明が解決しようとする課題】
図11は、従来技術の溶接電源装置の各動作モード時(導通期間、循環期間及び還流期間)の各スイッチング素子及び各ダイオードに流れる電流状態を示す図であり、上記図11より第3スイッチング素子TR3及び第4スイッチング素子TR4並びに第1の逆導通ダイオードD1及び第2の逆導通ダイオードD2に通電する電流比率が多く、インバータ回路を構成する各素子の熱損失に大きな差が生じ、上記各素子を効率良く利用できない。
【0020】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と、上記直流電源回路のプラス側出力に接続される第1のスイッチング素子TR1及び第3のスイッチング素子TR3と上記第1のスイッチング素子TR1に相対向する第4のスイッチング素子TR4と上記第3のスイッチング素子TR3に相対向する第2のスイッチング素子TR2とからブリッジを形成し、上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、第1導通期間、第1循環期間、第2導通期間及び第2循環期間からなる予め定めた位相シフト期間を設け、アーク負荷の電圧又は電流のフィードバック制御によって定まる上記第1導通期間中は相対向する第1のスイッチング素子TR1及び第4のスイッチング素子TR4を導通状態にさせ続いて上記位相シフト期間の半周期までの上記第1循環期間中は平行する上記第2のスイッチング素子TR2及び上記第4のスイッチング素子TR4を導通状態にさせて循環電流を通電させ続いて上記第1導通期間と同じ時間長さの上記第2導通期間中は相対向する上記第2のスイッチング素子TR2及び第3のスイッチング素子TR3を導通状態にさせ続いて上記第1循環期間と同じ時間長さの上記第2循環期間中は平行する前記第1のスイッチング素子TR1及び上記第3のスイッチング素子TR3を導通状態にさせて循環電流を通電させる位相シフト制御を行う位相シフト制御回路PSAと、高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換し主変圧器INTと、上記主変圧器INTの出力を整流して直流電圧を出力するアーク加工用電源装置において、上記位相シフト制御回路PSAが第n回目の上記位相シフト期間中は上記位相シフト制御を行い第n+1回目の上記位相シフト期間中は上記第1循環期間と上記第2循環期間とを入れ替えて位相シフト制御を行い、以後第n回目の位相シフト制御と第n+1回目の位相シフト制御とを交互に繰り返す位相シフト制御回路PSAであることを特徴とするアーク加工用電源装置である。
【0021】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。図1は、本発明のアーク加工用電源装置のブロック図である。同図において、従来技術のアーク加工用電源装置のブロック図7と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【0022】
位相シフト制御回路PSAは、比較演算回路ERからの比較演算信号Er=Ir−Idの値に応じて、位相シフト制御信号である第1素子駆動信号Pa1及び第4素子駆動信号Pa4並びに第2素子駆動信号Pa2及び第3素子駆動信号Pa3に位相シフトを設けて出力する。
【0023】
図2乃至図5は、図1に示す本発明のアーク加工用電源装置の動作モードを説明するための構成図1/4乃至4/4であり、図6は動作を説明するための波形図である。
【0024】
図6(A)の波形は第1素子駆動信号Pa1の波形を示し、図6(B)の波形は第2素子駆動信号Pa2の波形を示し、図6(C)の波形は第3素子駆動信号Pa3の波形を示し、図6(D)の波形は第4素子駆動信号Pa4の波形を示す。図6(E)の波形は、主変圧器INTの一次巻線の一次電圧Vtを示し、図6(F)の波形は、主変圧器INTの一次巻線の一次電流Viを示す。
【0025】
図1に示す、本発明の溶接電源装置は第n回目の位相シフト期間及び第n+1回目の位相シフト期間を有し、第n回目の位相シフト期間は前半周期と後半周期とで形成され、上記前半周期は、第1導通期間A(t1〜t2)と第1循環期間C(t3〜t4)と第1還流期間B及び第2回生期間D(t2〜t3及びt4〜t5)とを有し、上記後半周期は第2導通期間E(t5〜t6)と第2循環期間G(t7〜t8)と第3還流期間F及び第4回生期間H(t6〜t7及びt8〜t9)とを有する。また、第n+1回目の位相シフト期間も前半周期と後半周期とで形成され、第n+1回目の位相シフト期間の前半周期は、第3導通期間I(t9〜t10)と第3循環期間K(t11〜t12)と第5還流期間J及び第6回生期間L(t10〜t11及びt12〜t13)とを有し、第n+1回目の位相シフト期間の後半周期は、第4導通期間M(t13〜t14)と第4循環期間O(t15〜t16)と第7還流期間N及び第8回生期間P(t14〜t15及びt16〜t1)とを有する。
【0026】
(第n回目の位相シフト期間の前半周期T1)
図6に示す第1導通期間A(t1〜t2)において、図2(A)に示す第1素子TR1及び第4素子TR4は導通状態にあり、主変圧器INTの一次巻線の両端に一次電圧Vtが供給され、これにより一次巻線に図6(E)に示す一次電流Viが流れる。
【0027】
第1還流期間B(t2〜t3)において、第1素子TR1が遮断状態になる。しかし、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギが、図2(B)に示す、第2の逆導通ダイオードD2に流れて一次電流Viを継続する。このとき主変圧器INTの一次側は短絡状態になり一次電圧Vtは供給されない。
【0028】
図6に示す時刻t=t3において、第2素子TR2は主変圧器INTの一次側が短絡状態で導通するために零電位で導通する。さらに、第1循環期間(t3〜t4)において、一次電流Viは図2(C)に第4素子TR4及び第2の逆導通ダイオードD2を循環し、主変圧器INTの一次巻線を通して流れる。また、主変圧器INTの一次電圧Vtは第2素子TR2及び第4素子TR4により零電圧付近にクランプされる。
【0029】
第2回生期間D(t4〜t5)において、第4素子TR4が遮断状態になると、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギを図2(D)に示す、主変圧器INTの一次巻線及び第3の逆導通ダイオードD3に一次電流Viを流して放電される。
【0030】
(後半周期T2)
図6に示す時刻t=t5において、第3素子TR3は零電位で導通する。さらに、第2導通期間E(t5〜t6)において、図3(E)に示す第2素子TR2及び第3素子TR3は導通状態にあり、主変圧器INTの一次巻線の両端に一次電圧Vtが供給されが、上記(前半周期)とは逆が極性となり、これにより一次巻線に図6(F)に示す負の一次電流Viが流れる。
【0031】
第3還流期間F(t6〜t7)において、第2素子TR2が遮断状態になる。しかし、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギが、図3(F)に示す、第1の逆導通ダイオードD1に流れて負の一次電流Viを継続する。このとき主変圧器INTの一次側は短絡状態になり一次電圧Vtは供給されない。
【0032】
図6に示す時刻t=t7において、第1素子TR1は主変圧器INTの一次側が短絡状態で導通するために、零電位で導通することができる。さらに、第2循環期間G(t7〜t8)において、負の一次電流Viは図3(G)に第3素子TR3及び第1の逆導通ダイオードD1を循環し、主変圧器INTの一次巻線を通して流れる。また、主変圧器INTの一次電圧Viは第1素子TR1及び第3素子TR3により零電圧付近にクランプされる。
【0033】
第4回生期間H(t8〜t9)において、第3素子TR3が遮断状態になると、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギを図3(H)に示す、主変圧器INTの一次巻線及び第4の逆導通ダイオードD4に負の一次電流Viを流して放電される。
【0034】
(第n+1回目の位相シフト期間の前半周期T3)
図6に示す第3導通期間I(t9〜t10)において、図4(I)に示す第1素子TR1及び第4素子TR4は導通状態にあり、主変圧器INTの一次巻線の両端に一次電圧Vtが供給され、これにより一次巻線に図6(E)に示す一次電流Viが流れる。
【0035】
第5還流期間J(t10〜t11)において、第4素子TR4が遮断状態になる。しかし、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギが、図4(J)に示す、第3の逆導通ダイオードD3に流れて一次電流Viを継続する。このとき主変圧器INTの一次側は短絡状態になり一次電圧Vtは供給されない。
【0036】
図6に示す時刻t=t11において、第3素子TR3は主変圧器INTの一次側が短絡状態で導通するために、零電位で導通することができる。さらに、第3循環期間K(t11〜t12)において、一次電流Viは図4(K)に第1素子TR1及び第3の逆導通ダイオードD3を循環し、主変圧器INTの一次巻線を通して流れる。
【0037】
第6回生期間L(t12〜t13)において、第1素子TR1が遮断状態になると、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギを図4(L)に示す、主変圧器INTの一次巻線及び第2の逆導通ダイオードD2に一次電流Viを流して放電される。
【0038】
(第n+1回目の位相シフト期間の後半周期T4)
図6に示す時刻t=t13において、第2素子TR2は零電位で導通することができる。さらに、第4導通期間M(t13〜t14)において、図5(M)に示す第2素子TR2及び第3素子TR3は導通状態にあり、主変圧器INTの一次巻線の両端に一次電圧Vtが供給されが、上記(前半周期)とは逆が極性となり、これにより一次巻線に図6(E)に示す負の一次電流Viが流れる。
【0039】
第7還流期間N(t14〜t15)において、第3素子TR3が遮断状態になる。しかし、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギが、図5(N)に示す、第4の逆導通ダイオードD4に流れて負の一次電流Viを継続する。このとき主変圧器INTの一次側は短絡状態になり一次電圧Vtは供給されない。
【0040】
図6に示す時刻t=t15において、第4素子TR4は主変圧器INTの一次側が短絡状態で導通するために、零電位で導通することができる。さらに、第4循環期間O(t15〜t16)において、負の一次電流Viは図5(N)に第2素子TR21及び第4の逆導通ダイオードD4を循環し、主変圧器INTの一次巻線を通して流れる。また、主変圧器INTの一次電圧Vtは第2素子TR2及び第4素子TR4により零電圧付近にクランプされる。
【0041】
第8回生期間P(t16〜t1)において、第1素子TR1が導通し、第2素子TR2及び第4素子TR4が遮断状態すると、漏洩インダクタンスによって蓄積されたエネルギを図5(P)に示す、主変圧器INTの一次巻線及び第1の逆導通ダイオードD14に負の一次電流Viを流して放電される。
【0042】
図12は、上記より第n回目の位相シフト期間及び第n+1回目の位相シフト期間の各スイッチング素子及び各ダイオードに流れる電流状態をまとめた図であり、上記より各素子に通電比率が均等になっていることを示している。
【0043】
【発明の効果】
本発明は、上述より第スイッチング素子乃至第4スイッチング素子並びに第1の逆導通ダイオード乃至第4の逆導通ダイオードに通電する電流比率が均等し、インバータを構成する各素子の電流バランスが良くなり各素子の熱損失の差を小さくすることが可能となる。よって、上記よりスイッチング素子又は逆導通ダイオードの電流容量の大きいものを選択する必要がなくなり、スイッチング素子等の選定も容易になる。更に、本発明は位相シフト制御回路の変更のみで容易に各素子の電流バランスを改善することも可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の位相シフト制御を実施するアーク加工用電源装置のブロック図である。
【図2】図1に示すアーク加工用電源装置の動作モードを説明する1/4構成図である。
【図3】図1に示すアーク加工用電源装置の動作モードを説明する2/4構成図である。
【図4】図1に示すアーク加工用電源装置の動作モードを説明する3/4構成図である。
【図5】図1に示すアーク加工用電源装置の動作モードを説明する4/4構成図である。
【図6】図1に示すアーク加工用電源装置の動作を説明するための波形図である。
【図7】従来技術のアーク加工用電源装置のブロック図である。
【図8】図7に示す従来技術のアーク加工用電源装置の動作モードを説明する1/2構成図である。
【図9】図7に示す従来技術のアーク加工用電源装置の動作モードを説明する2/2構成図である。
【図10】図7に示す従来技術のアーク加工用電源装置の動作を説明するための波形図である。
【図11】図7に示す従来技術のアーク加工用電源装置の各動作モード時の各素子に流れる電流を示す状態図である。
【図12】図1に示す本発明のアーク加工用電源装置の各動作期間の各素子に流れる電流を示す状態図である。
【符号の説明】
1 トーチ
2 被溶接物
AC 三相交流商用電源
C1 平滑コンデンサー
D1 第1の逆導通ダイオード
D2 第2の逆導通ダイオード
D3 第3の逆導通ダイオード
D4 第4の逆導通ダイオード
DCL 直流リアクトル
DR1 一次整流回路
DR2 二次整流回路
ER 比較演算回路
ID 出力電流検出回路
IR 出力電流設定回路
INT 主変圧器
PSA 位相シフト制御回路
PS 位相シフト回路
TS 起動スイッチ
TR1 第1のスイッチング素子(第1素子)
TR2 第2のスイッチング素子(第2素子)
TR3 第3のスイッチング素子(第3素子)
TR4 第4のスイッチング素子(第4素子)
Er 比較演算信号
Id 出力電流検出信号
Ir 出力電流設定信号
Pa1 第1のスイッチング素子駆動信号(第1素子駆動信号)
Pa2 第2のスイッチング素子駆動信号(第2素子駆動信号)
Pa3 第3のスイッチング素子駆動信号(第3素子駆動信号)
Pa4 第4のスイッチング素子駆動信号(第4素子駆動信号)
Ps1 第1のスイッチング素子駆動信号(第1素子駆動信号)
Ps2 第2のスイッチング素子駆動信号(第2素子駆動信号)
Ps3 第3のスイッチング素子駆動信号(第3素子駆動信号)
Ps4 第4のスイッチング素子駆動信号(第4素子駆動信号)
Ts 起動信号
Vt 主変圧器一次巻線の一次電圧
Vi 主変圧器一次巻線の一次電流
T1 第n回目の位相シフト期間の前半周期
T2 第n回目の位相シフト期間の後半周期
T3 第n+1回目の位相シフト期間の前半周期
T4 第n+1回目の位相シフト期間の後半周期
Claims (1)
- 直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に接続される第1のスイッチング素子及び第3のスイッチング素子と前記第1のスイッチング素子に相対向する第4のスイッチング素子と前記第3のスイッチング素子に相対向する第2のスイッチング素子とからブリッジを形成し前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、第1導通期間、第1循環期間、第2導通期間及び第2循環期間からなる予め定めた位相シフト期間を設け、アーク負荷の電圧又は電流のフィードバック制御によって定まる前記第1導通期間中は相対向する第1のスイッチング素子及び第4のスイッチング素子を導通状態にさせ続いて前記位相シフト期間の半周期までの前記第1循環期間中は平行する前記第2のスイッチング素子及び前記第4のスイッチング素子を導通状態にさせて循環電流を通電させ続いて前記第1導通期間と同じ時間長さの前記第2導通期間中は相対向する前記第2のスイッチング素子及び第3のスイッチング素子を導通状態にさせ続いて前記第1循環期間と同じ時間長さの前記第2循環期間中は平行する前記第1のスイッチング素子及び前記第3のスイッチング素子を導通状態にさせて循環電流を通電させる位相シフト制御を行う位相シフト制御回路と、高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換し主変圧器と、前記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力するアーク加工用電源装置において、前記位相シフト制御回路が、第n回目の前記位相シフト期間中は前記位相シフト制御を行い第n+1回目の前記位相シフト期間中は前記第1循環期間と前記第2循環期間とを入れ替えて位相シフト制御を行い以後第n回目の位相シフト制御と第n+1回目の位相シフト制御とを交互に繰り返す位相シフト制御回路であることを特徴とするアーク加工用電源装置。
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