JP2004007338A - パスサーチ回路、無線受信装置及び無線送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】アレーアンテナを備えた受信装置において、パスサーチ回路におけるパス検出精度を高めることを目的とする。
【解決手段】互いに直交する複数の直交マルチビームで指向性受信する直交マルチビーム形成部４と、直交マルチビーム形成部４の各出力と既知信号との相関演算を行う相関演算部６と、各相関演算部６の出力にビームスペースに変換したウエイトを乗算するウエイト乗算部８と、ウエイト乗算部８の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部９と、遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部１０とにより、指向性受信信号を用いたパスサーチ回路において、パス方向検出精度を高めることができ、さらにまた、パスタイミング検出精度の方向依存性を低減可能とする。
【選択図】　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信システムにおいて使用されるアレーアンテナ備えた無線基地局装置におけるパスの方向とタイミング検出に係るパスサーチ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
基地局装置が受信する信号は、様々な信号による干渉を受けて、受信品質の劣化が生ずる。この干渉を抑制し、所望の方向から到来する信号のみを強く受信する技術として、アダプティブアレーアンテナが知られている。アダプティブアレーアンテナでは、受信信号に乗算する重み付け係数（以下、この重み付け係数を「ウエイト」という。）を調整して受信信号に対して与える振幅と位相を調整することにより、所望の方向から到来する信号のみを強く受信することができる。
【０００３】
また、無線受信装置には所望信号の受信タイミングを検出するパスタイミング検出回路（以下、パスサーチ回路）が必要であり、これとアダプティブアレーアンテナ技術を組み合わせることで、さらに正確な受信タイミングの検出が可能となる。
【０００４】
パスサーチ回路を備えた従来のアダプティブアレーアンテナ装置として、特開２００１−３４５７４７号公報に開示されているものがある。図６は従来のアダプティブアレーを備えた直接拡散ＣＤＭＡ方式の受信装置の構成を示すブロック図である。以下、図６を用いて、その動作説明を行う。図６に示すｎ個のアンテナ素子５１―１〜ｎで受信されたＲＦ信号は、各アンテナ素子にそれぞれ無線受信部５２―１〜ｎに送られる。各無線受信部５２―１〜ｎでは、それぞれこれらのＲＦ信号を中間周波数（ＩＦ帯）に周波数変換し、かつ図示しない自動利得増幅器で増幅する。
【０００５】
さらに、図示しない直交検波器でＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号に直交検波した後、図示しないＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換して出力する。ビーム形成器５４は、各アンテナ素子５１―１〜ｎに受信されたベースバンド信号に対し、直接拡散ＣＤＭＡの受信装置であるため、図示しない所望波信号の符号相関値処理出力に対して、互いに直交する複数の直交ビームウエイトを掛け合わせる。ビーム形成器５４―１〜４によりビームウエイトが乗算され、その後これらが合成されることで、各アンテナ素子５１―１〜ｎの出力間の位相が補正される。
【０００６】
これにより、ビーム形成器５４−１〜４はそれぞれ１個のビームを生成して対応の遅延プロファイル推定部５５―１〜４へ出力することができる。各ビーム形成器５４−１〜４から出力されるビームａ〜ｄに基づき、遅延プロファイル推定部５５―１〜４は遅延プロファイルを生成してパス検出回路５６へ出力する。パス検出回路５６は、ビーム毎の遅延プロファイルから有効なパスを検出してそのタイミングとビーム番号を図１に示す受信タイミング及びビーム番号をフィンガー部へ通知する。
【０００７】
以上のような動作により、セルの１つのセクタを複数のビームに分けて通信させることが可能になり、かつ各ビームの通信信号に対する他のユーザからの干渉を減らすことが可能になり、干渉ユーザの影響を低減した後に、受信タイミング検出をすることで、その精度を向上することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記構成を採る従来の受信装置では、複数の直交ビームウエイトによる指向性ビームの中間方向から、所望ユーザの電波が到来する場合、指向性利得が劣化し、干渉成分が十分に抑圧されない。このように、受信タイミング検出の精度に所望ユーザの電波の到来方向依存性が生じてしまうという課題があった。
【０００９】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、アレーアンテナを備えたパスサーチ回路において、所望ユーザの電波のパス受信タイミング検出時における精度の方向依存性を低減する受信装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明のパスサーチ回路は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に直交検波する複数の無線受信部と、前記各無線受信部の出力に対し、互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力と既知信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備する構成を採る。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された複数の高周波信号を、それぞれ複数の無線受信部で周波数変換後に直交検波することにより得られた複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力と予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備するパスサーチ回路であり、所望ユーザの電波のパス受信タイミング検出時における精度の方向依存性を低減できる作用を有する。
【００１２】
本発明の請求項２に記載の発明は、各相関演算部の出力を受けて、前記出力のレベルを比較することで、予め決められた数の相関演算部の出力のみを選択して出力するビーム選択部を具備し、ウエイト乗算部は、前記ビーム選択部で選択された相関演算部の出力に対してのみウエイトを乗算する請求項１記載のパスサーチ回路であり、おおまかなパスの到来方向を推定し、パスが到来していない方向には遅延プロファイルを形成させないという作用を有する。
【００１３】
本発明の請求項３に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された複数の高周波信号を、それぞれ複数の無線受信部で周波数変換後に直交検波することにより得られた複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力に互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備するパスサーチ回路であり、所望ユーザの電波のパス受信タイミング検出時における精度の方向依存性を低減できる作用を有する。
【００１４】
本発明の請求項４に記載の発明は、直交マルチビーム形成部の出力を受けて、前記出力のレベルを比較することで、予め決められた数の直交マルチビーム形成部の出力のみを選択して出力するビーム選択部を具備し、ウエイト乗算部は、前記ビーム選択部で選択された直交マルチビーム形成部の出力に対してのみウエイトを乗算する請求項３記載のパスサーチ回路であり、おおまかなパスの到来方向を推定し、パスが到来していない方向には遅延プロファイルを形成させないという作用を有する。
【００１５】
本発明の請求項５に記載の発明は、主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルを電力合成する遅延プロファイル電力合成部と、前記遅延プロファイル電力合成部の出力から到来パスの受信タイミングを検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、複数の遅延プロファイルを電力合成した遅延プロファイルにより到来パスの受信タイミング検出性能を向上する作用を有する。
【００１６】
本発明の請求項６に記載の発明は、方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルから受信タイミング毎に最大電力値を選択することで到来方向を検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、複数の遅延プロファイルから受信タイミング毎の方向推定が可能となる作用を有する。
【００１７】
本発明の請求項７に記載の発明は、主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルから受信タイミング毎に最大電力値を選択することで到来方向を検出し、かつ、受信タイミング毎の前記最大電力値を基に生成した遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングを検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、複数の遅延プロファイルから到来パスの方向推定及び受信タイミング検出が可能となる作用を有する。
【００１８】
本発明の請求項８に記載の発明は、主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルを電力合成する遅延プロファイル電力合成部と、前記遅延プロファイル電力合成部の出力から到来パスの受信タイミングを検出し、前記各到来パスの受信タイミングでの前記複数のウエイト乗算部の出力を基に到来方向推定を行うことで、前記各到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、複数の遅延プロファイルから到来パスの方向推定及び受信タイミング検出が可能となる作用を有する。
【００１９】
本発明の請求項９に記載の発明は、主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルから、レイク合成に用いる最大フィンガ数を超える電力上位の到来パス受信タイミングを検出し、前記各到来パス受信タイミングでの前記複数のウエイト乗算部の出力を基に到来方向推定を行い、前記到来方向への指向性受信電力の高い順に最大フィンガ数以下の到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、複数の遅延プロファイルから到来パスの方向推定及び受信タイミング検出がより高精度に行えるという作用を有する。
【００２０】
本発明の請求項１０に記載の発明は、主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルを電力合成する遅延プロファイル電力合成部と、前記遅延プロファイル電力合成部の出力から、レイク合成に用いる最大フィンガ数を超える電力上位の到来パス受信タイミングを検出し、前記各到来パス受信タイミングでの直交マルチビーム形成部の出力を基に到来方向推定を行い、前記到来方向への指向性受信電力の高い順に最大フィンガ数以下の到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、複数の遅延プロファイルから到来パスの方向推定及び受信タイミング検出がより高精度に行えるという作用を有する。
【００２１】
本発明の請求項１１に記載の発明は、パス検出部において検出された各到来パスの到来方向の角度広がりを算出する角度広がり算出部と、前記角度広がりが所定値よりも小さい場合は、前記到来パスの到来方向の平均値をすべてのパスの到来方向とする角度広がり判定部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、角度広がりに応じて到来パスの方向推定及び受信タイミング検出を適応的に切り替える作用を有する。
【００２２】
本発明の請求項１２に記載の発明は、直交マルチビーム形成部は、複数の無線受信部間の振幅位相ばらつきを補正する補正係数を乗算した直交マルチビームウエイトを用いて、直交マルチビームを形成する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、理想に近いビーム形状を保つことができ、それに伴い、パスサーチ回路におけるパス検出精度の劣化を防ぐことができる作用を有する。
【００２３】
本発明の請求項１３に記載の発明は、直交マルチビーム形成部は、アレーアンテナを構成するアンテナ素子間の結合を補正する補正係数を乗算した直交マルチビームウエイトを用いて、直交マルチビームを形成する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、理想に近いビーム形状を保つことができ、それに伴い、パスサーチ回路におけるパス検出精度の劣化を防ぐことができる作用を有する。
【００２４】
本発明の請求項１４に記載の発明は、遅延プロファイル生成部は、所定回数だけ生成される遅延プロファイルを平均化したものを出力する請求項１又は３記載のパスサーチ回路であり、パス変化の追従性は劣るが、ノイズの影響を低減することができ、より安定したパスサーチ動作が行える作用を有する。
【００２５】
本発明の請求項１５に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に直交検波して複数のＩ／Ｑベースバンド信号を出力する複数の無線受信部と、前記複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力と予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部と、前記到来パスの受信タイミングで前記Ｉ／Ｑベースバンド信号からパスを分離するパス分離部と、分離された前記パス毎に前記到来パスの到来方向に指向性ビームを形成するパス受信ビーム生成部と、前記パス受信ビーム生成部の出力信号を合成して受信するパス合成部とを具備する無線受信装置であり、パスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、パス分離しパス方向に指向性を向けて受信することができる。これにより干渉波を低減することができ、高品質な通信ができる作用を有する。
【００２６】
本発明の請求項１６に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に直交検波して複数のＩ／Ｑベースバンド信号を出力する複数の無線受信部と、前記複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力に互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部と、前記到来パスの受信タイミングで前記Ｉ／Ｑベースバンド信号からパスを分離するパス分離部と、分離された前記パス毎に前記到来パスの到来方向に指向性ビームを形成するパス受信ビーム生成部と、前記パス受信ビーム生成部の出力信号を合成して受信するパス合成部とを具備する無線受信装置であり、パスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、パス分離しパス方向に指向性を向けて受信することができる。これにより干渉波を低減することができ、高品質な通信ができる作用を有する。
【００２７】
本発明の請求項１７に記載の発明は、パス受信ビーム生成部部が、前記遅延プロファイルから最大ＳＮＲを与えるパス到来方向に指向性ビームを形成する請求項１５又は１６記載の無線受信装置であり、パスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、パス分離しパス方向に指向性を向けて受信することができる。これにより干渉波を低減することができ、高品質な通信が可能となる。
【００２８】
本発明の請求項１８に記載の発明は、パス受信ビーム生成部部が、前記遅延プロファイルから最大受信電力を与えるパス到来方向に指向性ビームを形成する請求項１５又は１６記載の無線受信装置であり、パスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、パス分離しパス方向に指向性を向けて受信することができる。これにより干渉波を低減することができ、高品質な通信が可能となる。
【００２９】
本発明の請求項１９に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に直交検波して複数のＩ／Ｑベースバンド信号を出力する複数の無線受信部と、前記複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力と予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部と、前記到来パスの到来方向に、指向性ビームを形成して送信する指向性ビーム送信部を具備する無線送信装置であり、パスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、パス分離しパス方向に指向性を向けて送信することができる。これにより干渉波を低減することができ、高品質な通信が可能となる。
【００３０】
本発明の請求項２０に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に直交検波して複数のＩ／Ｑベースバンド信号を出力する複数の無線受信部と、前記複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力に互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部と、前記到来パスの到来方向に、指向性ビームを形成して送信する指向性ビーム送信部を具備する無線送信装置であり、パスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、パス方向に指向性を向けて送信することができる。これにより干渉波を低減することができ、高品質な通信が可能となる。
【００３１】
本発明の請求項２１に記載の発明は、指向性ビーム送信部が、到来パスのうち最大受信電力のパス方向に指向性ビームを形成して送信する請求項１９又は２０記載の無線送信装置であり、パスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、最大受信電力パス方向に指向性を向けて送信することができる。これにより干渉波を低減することができ、高品質な通信ができる作用を有する。
【００３２】
本発明の請求項２２に記載の発明は、指向性ビーム送信部が、到来パスのうち所定数の受信電力上位のパス方向に指向性ビームを形成して送信する請求項１９又は２０記載の無線送信装置であり、パスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、受信電力上位のパス方向に指向性を向けて送信することができる。
【００３３】
本発明の請求項２３に記載の発明は、指向性ビーム送信部が、到来パスの平均到来パス方向に指向性ビームを形成して送信する請求項１９又は２０記載の無線送信装置であり、パスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、平均到来パスパス方向に指向性を向けて送信することができる。
【００３４】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図７を用いて説明する。
【００３５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るパスサーチ回路の構成を示すブロック図である。図１に示すパスサーチ回路において、アンテナ１−１〜Ｎにて受信された高周波信号は、各アンテナ１−１〜Ｎに設けられた無線受信部２−１〜Ｎにおいて、高周波増幅、周波数変換、直交検波およびＡ／Ｄ変換を順次施されたベースバンド信号３−１〜Ｎが生成され、直交マルチビーム形成部４に入力される。
【００３６】
直交マルチビーム形成部４は、各アンテナ素子で得られたベースバンド信号３−１〜Ｎに、複素係数を乗算することで、互いに直交する複数（Ｍ個）のビームウエイトを乗算する。
【００３７】
直交マルチビームの１つの例として、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）ビームがある。この場合のビームウエイトは、Ｗｎｍは（数１）で表すことができる。ここで、ｍはビームの番号（ｍ＝１〜Ｍ）、ｎはベースバンド信号３−ｎの番号（ｎ＝１〜Ｎ）、Ｍは生成するビーム数、Ｎはアンテナ素子数を表す。ここで、Ｍは、２以上Ｎ以下の値をとることができる。
【００３８】
【数１】

【００３９】
図２は、素子間隔０．５波長の８素子直線アレー時の直交ビームパターン（Ｎ＝８、Ｍ＝８）を示す。直交ビームパターンでは、各ビームの主ビーム方向に対し、その他のビームのヌルが向く。また、ＷｍｎをＭ行Ｎ列の行列Ｗにおける第ｍ行ｎ列の要素とすると、（数２）で示される性質を持つ。ここで、Ｈは複素共役転置、Ｉ（ｋ）はｋ次の単位行列を示す。以下では、Ｗを直交ビーム生成行列と呼ぶ。
【００４０】
【数２】

【００４１】
ここでサンプリング時刻ｋＴにおけるｎ番目のベースバンド信号３−ｎをｘ_ｎ（ｋ）と表すと、直交マルチビーム形成部４の出力であるｍ番目のビームで受信されたマルチビーム信号５−ｍは（数３）で表すことができる。ここで、Ｔはサンプリング間隔、＊は複素共役を示す。（ただしｎ＝１〜Ｎ）
【００４２】
【数３】

【００４３】
相関演算部６―１〜Ｍの各々には、マルチビーム信号５−１〜Ｍがそれぞれ入力される。パイロット信号発生部７は受信信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。相関演算部６―１〜Ｍはパイロット信号との相関演算を行う。例えば、ＣＤＭＡ通信方式の場合には、スクランブリング符号と、拡散符号を用いて逆拡散処理後に、パイロット信号との相関演算を行う。また、ＴＤＭＡ通信方式の場合には、マルチビーム信号とパイロット信号との相関演算を行う。
【００４４】
ここで、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ここで、ｓ＝１〜Ｎｐ。ただし、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。第ｍ番目の相関演算部６−ｍは、マルチビーム信号５−ｍに対し、（数４）に示す相関演算を、パスサーチを行う時間範囲内のサンプル数Ｔｓに相当する回数だけ、相関演算を開始するサンプル時間ｐを変化させながら行う。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、Ｎｏはシンボルに対するオーバサンプル数である。なお、＊は複素共役を示す。
【００４５】
【数４】

【００４６】
ウエイト乗算部８―１〜Ｎｂは、相関演算部６−１〜Ｍを入力とし、それぞれ異なるウエイトベクトルを乗算する。ここで、相関演算部６―１〜Ｍで得られたサンプル時間ｐを相関演算の開始点とする相関演算値を相関演算値ベクトルｈ（ｐ）＝［ｈ１（ｐ）　ｈ２（ｐ）．．．ｈｍ（ｐ）］^Ｔで表すと、第ｋ番目のウエイト乗算部８−ｋは、複素係数からなるウエイトベクトルｕ（θｋ）を相関演算値ベクトルに（数５）で示されるように乗算する。なお、ｋ＝１〜Ｎｂ、Ｔはベクトル転置を示す。
【００４７】
【数５】

【００４８】
ここで、ウエイトベクトルｕ（θ）は、Ｎ素子のアレーアンテナにおいてθ方向に主ビームが向く指向性ビームウエイトベクトルａ（θ）とすると、直交ビーム生成行列Ｗを用いて（数６）のようにして得られる。
【００４９】
【数６】

【００５０】
Ｎ素子のアレーアンテナにおいてθ方向に主ビームが向く指向性ビームウエイトベクトルａ（θ）は、例えば、（数７）のように表すことができる。ここで、λはキャリア波長、ｄは素子間隔である。
【００５１】
【数７】

【００５２】
遅延プロファイル生成部９―１〜Ｎｂは、それぞれウエイト乗算部８−１〜Ｎｂで得られたｙ（ｐ、θｋ）を基に遅延プロファイルを生成する。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、ｋ＝１〜Ｎｂである。遅延プロファイルは、ｐ＝１〜Ｎｂのｙ（ｐ、θｋ）の絶対値あるいは２乗を取ることで、各タイミングにおけるパス電力に比例した値が求まる。第ｋ番目の遅延プロファイル生成部９―ｋは、（数２）の性質から、θｋ方向に主ビームを向けた場合のウエイトａ（θｋ）で得られる遅延プロファイルと等価であることから、無線基地局装置がカバーすべき角度範囲内で、各θｋ範囲が定まる。また、その角度間隔は、必要とされるパスの到来角度分解能から定めることができる。アレー素子数が多くなるほど、パスの分解能が高まるため、各θｋの角度間隔を狭めるで、より精度の高いパスサーチが可能となる。
【００５３】
パス検出部１０は、遅延プロファイル生成部９−１〜Ｎｂから得られる各θｋ方向の遅延プロファイルから、例えばレイク合成に用いる最大フィンガ数を所定数Ｌ個とする電力上位パスを選択し、選択されたパスのタイミングと到来方向情報を出力する。
【００５４】
パス検出部１０の別な動作は、各θｋ方向の遅延プロファイル毎に、所定数の電力上位パスを信号とみなし、それ以外のパスを雑音とみなすことで、信号対雑音電力比（ＳＩＲ）を算出する。全方向でのＳＩＲ算出後に、最大ＳＩＲを与える方向を到来パス方向とし、その方向の所定数Ｌ個の電力上位パスタイミングを到来パスのタイミング情報として出力する。
【００５５】
パス検出部１０の別な動作は、各θｋ方向の遅延プロファイル毎に、所定数Ｌ個の電力上位パスを信号とみなし、それらのパスの受信信号総電力を算出する。全方向で受信信号総電力の算出後に、最大の受信信号総電力が得られる方向を到来パス方向とし、その方向の所定数Ｌ個の電力上位パスタイミングを到来パスのタイミング情報として出力する。
【００５６】
パス検出部１０の別な動作は、（数８）に示すようにＮｂ個の遅延プロファイルを電力合成した電力遅延プロファイルｚ（ｐ）を用いて、所定数Ｌ個の電力上位パスを選択することで、パスのタイミングｐ_ｓを決定し、その後に、（数９）に示すように選択されたパスタイミングｐ_ｓで、Ｎｂ個の遅延プロファイルから受信電力値｜ｙ（ｐ_ｓ、θｋ）｜^２が最大となる最大パス方向Ｄ（ｐ_ｓ）を決定することで、到来パスのパスタイミングｐｓと到来方向情報Ｄ（ｐｓ）を出力する。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、ｓ＝１〜Ｌ、ｋ＝１〜Ｎｂである。
【００５７】
なお、ここではＮｂ個のすべての遅延プロファイルを電力合成する例を示したが、十分な到来角度分解能が得られる数の遅延プロファイルを用いる場合（例えば各θｋの間隔が１°の場合）、以下の方法を用いていもよい。１段階目に、一部の遅延プロファイルを用いて（例えば、θｋの間隔が１０°程度となるものを用いる）、電力合成を行い、所定数Ｌ個の電力上位パスを選択し、パスのタイミングｐ_ｓを決定する。２段階目で、決定されたパスタイミングｐ_ｓのみで最大パス方向Ｄ（ｐ_ｓ）を検出する方法でもよく、この場合、２段階目の方向推定時において、選択されたパスタイミングｐｓ以外のｙ（ｐ、θｋ）の算出が不要となるため、パスサーチ性能劣化を抑えた上で、大幅な演算量の低減が可能となる。
【００５８】
【数８】

【００５９】
【数９】

【００６０】
また、同様に、十分な到来角度分解能が得られる数の遅延プロファイルを用いる場合（例えば各θｋの間隔が１°の場合）、以下の方法を用いていもよい。１段階目に、一部の遅延プロファイルを用いて（例えば、θｋの間隔が１０°程度となるものを用いる）、電力合成を行い、所定数Ｌ個を超える電力上位パスＱ個を選択し、パスのタイミングｐｓを決定する。ここで、ｓ＝１〜Ｑである。２段階目で、決定されたパスタイミングｐｓのみで最大パス方向Ｄ（ｐｓ）を検出し、得られた最大パス方向の受信電力値｜ｙ（ｐ_ｓ、Ｄ（ｐ_ｓ））｜^２を用いて、再度、所定数Ｌ個の電力上位パスを選択する方法でもよく、この場合、処理量は若干増加するが、正しく到来方向指向性受信した場合のパス受信電力を用いてパスサーチを行うことができパスサーチ性能が向上する。
【００６１】
パス検出部１０の別な動作は、（数１０）に示すようにＮｂ個の遅延プロファイルから、各受信タイミングｐでの最大電力方向Ｄ（ｐ）を検出し、その後、（数１１）で示される最大電力方向Ｄ（ｐ）で得られる遅延プロファイルｚ（ｐ）を用いて、所定数Ｌ個の電力上位パスを選択することで、パスのタイミングｐｓを決定する。以上の動作から到来パスのパスタイミングｐｓと到来方向情報Ｄ（ｐｓ）を出力する。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、ｓ＝１〜Ｌである。
【００６２】
【数１０】

【００６３】
【数１１】

【００６４】
なお、ここではＮｂ個のすべての遅延プロファイルから最大電力方向を検出する例を示したが、十分な到来角度分解能が得られる数の遅延プロファイルを用いる場合（例えば各θｋの間隔が１°の場合）、以下の方法を用いていもよい。１段階目に、一部の遅延プロファイルを用いて（例えば、θｋの間隔が１０°程度となるものを用いる）、各受信タイミングｐでの最大電力方向Ｄ（ｐ）を検出し、大まかな最大電力方向を検出し、その後、（数１１）で示される最大電力方向Ｄ（ｐ）で得られる遅延プロファイルｚ（ｐ）を用いて、所定数Ｌ個の電力上位パスを選択し、パスのタイミングｐｓを決定する。２段階目に大まかな最大電力方向の精度を高めて方向推定する方法でもよく、この場合、２段階目の方向推定時において、選択されたパスタイミングｐｓ以外、及び最大電力方向周辺以外のｙ（ｐ、θｋ）の算出が不要となるため、パスサーチ性能劣化を抑えた上で、大幅な演算量の低減が可能となる。
【００６５】
また、同様に、十分な到来角度分解能が得られる数の遅延プロファイルを用いる場合（例えば各θｋの間隔が１°の場合）、以下の方法を用いていもよい。１段階目に、一部の遅延プロファイルを用いて（例えば、θｋの間隔が１０°程度となるものを用いる）、各受信タイミングｐでの最大電力方向Ｄ（ｐ）を検出し、大まかな最大電力方向を検出し、その後、（数１１）で示される最大電力方向Ｄ（ｐ）で得られる遅延プロファイルｚ（ｐ）を用いて、所定数Ｌ個を超える電力上位パスＱ個を選択し、パスのタイミングｐｓを決定する。ここで、ｓ＝１〜Ｑである。２段階目に、Ｑ個の大まかな最大電力方向の精度を高めて、最大パス方向Ｄ（ｐｓ）を検出し、得られた最大パス方向の受信電力値｜ｙ（ｐ_ｓ、Ｄ（ｐ_ｓ））｜^２を用いて、再度、所定数Ｌ個の電力上位パスを選択する方法でもよく、この場合、処理量は若干増加するが、正しく到来方向指向性受信した場合のパス受信電力を用いてパスサーチを行うことができパスサーチ性能が向上する。
【００６６】
パス検出部１０の別な動作は、前述したパス検出部を適応的に切り替える動作である。すなわち、各到来パスの到来方向の角度広がりを算出する角度広がり算出結果に応じて、動作を切り替える。一つの例は、パス検出部において検出された各到来パスの到来方向の角度広がりを算出し、角度広がりが所定値よりも小さい場合は、到来パスの到来方向の平均値をすべてのパスの到来方向とする、これにより角度広がりに応じて到来パスの方向推定及び受信タイミング検出を適応的に切り替えることが可能となる。
【００６７】
以上のように、本実施の形態により、相関演算部における相関演算値を基に指向性毎の遅延プロファイルを生成することができ、さらにその空間的な分解能は、相関演算部の後段にあるウエイト乗算部の数を増加させることで、任意に設定することができる。この方法は、無線受信部の後段での指向性ビーム数を増加させ、そのビーム数に対応して、相関演算を行い、さらにその後に遅延プロファイルを算出するよりも、演算量的に少なく、ハードウエアの規模をいたずらに増加させる必要がない。
【００６８】
これにより、指向性ビームを用いてパスサーチする場合でも、パスの到来方向の依存性を低減させることができ、どの方向からパスが到来しても、精度よくパスの方向およびタイミングを検出することができる。
【００６９】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、アイトリプルイー・トランザクション・シグナル・プロシーディング、４３巻５号１２３２頁（１９９５年）　（ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．５，ｐｐ．１２３２（１９９５））に掲載されているように、方位θに対するアレーアンテナの複素応答を表すステアリングベクトルａ_２（θ）の位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにＮ次正方行列であるユニタリ行列Ｑ_Ｎを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ_２（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。ｂ（θ）は実数化されたステアリングベクトルであり、（数１４）のように示すことができる。また、Ｑ_Ｎは（数１３）に示すように表され、（数２）の性質を満たす。よって、直交マルチビーム形成部４において、直交ビーム生成行列ＷとしてＱ_Ｎを用い、ウエイト乗算部８―１〜Ｎｂにおいて、ウエイトベクトルｕ（θ）としてｂ（θ）を用いることで、ウエイト乗算部における乗算処理を複素乗算から実数乗算にすることができ、処理量を約半減できるという効果が得られる。ここで、ｄはアンテナ素子間隔、λはキャリア周波数の波長である。
【００７０】
【数１２】

【００７１】
【数１３】

【００７２】
【数１４】

【００７３】
また、直交マルチビーム形成部４において生成するビーム数はアレー素子数よりも、小さい数のビーム数に設定することができる。この際には、パスサーチの精度劣化を抑えた上に、相関演算部の数、ウエイト乗算部における乗算回数を低減でき、回路規模を低減することができる。
【００７４】
なお、遅延プロファイル生成部は、生成される遅延プロファイルを所定回数にわたり平均化したものを出力してもよい。この場合、パス変化の追従性は劣るが、ノイズの影響を低減することができ、より安定したパスサーチ動作が行える。
【００７５】
（実施の形態２）
図３は実施の形態２におけるパスサーチ回路の構成を示すブロック図である。実施の形態１と異なる部分は、相関演算部６―１〜Ｍの出力を選択するビーム選択部２０が追加され、その出力を基にウエイト乗算部８−１〜Ｎｂにおいてウエイト乗算を行う点である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。　アンテナ１−１〜Ｎにて受信された高周波信号は、各アンテナ１−１〜Ｎに設けられた無線受信部２−１〜Ｎにおいて、高周波増幅、周波数変換、直交検波およびＡ／Ｄ変換を順次施されたベースバンド信号３−１〜Ｎが生成され、直交マルチビーム形成部４において入力される。直交マルチビーム形成部４は、各アンテナ素子で得られたベースバンド信号３−１〜Ｎに、複素係数を乗算することで、互いに直交する複数（Ｍ個）のビームウエイトを乗算する。
【００７６】
相関演算部６―１〜Ｍの各々には、マルチビーム信号５−１〜Ｍがそれぞれ入力される。パイロット信号発生部７は受信信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。相関演算部６―１〜Ｍはパイロット信号との相関演算を行う。
【００７７】
ここで、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ここで、ｓ＝１〜Ｎｐ。ただし、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。第ｍ番目の相関演算部６−ｍは、マルチビーム信号５−ｍに対し、（数４）に示す相関演算を、パスサーチを行う時間範囲内のサンプル数Ｔｓに相当する回数だけ、相関演算を開始するサンプル時間ｐを変化させながら行う。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓである。
【００７８】
ビーム選択部２０は、Ｍ個の相関演算部６−１〜Ｍの出力から、最大電力あるいは最大ＳＩＲが得られるマルチビーム信号と、それに隣接するマルチビーム信号を選択し出力する。
【００７９】
ウエイト乗算部８―１〜Ｎｂは、ビーム選択２０での選択ビームに応じて生成される直交ビーム部分行列を用いて、選択された相関ベクトル値にウエイト乗算を行う。この場合、ビーム選択２０での選択ビーム番号がＭｏで、選択する隣接ビーム数がｃの場合、直交ビーム生成行列Ｗの（Ｍｏ−ｃ）行から（Ｍｏ＋ｃ）行を取り出した（２×Ｃ＋１）行Ｎ列の直交ビーム部分行列Ｗｓを用いて、第ｋ番目のウエイト乗算部８−ｋは、（数１５）に示されるウエイトベクトルｕｓ（θ）を用いて、（数１６）に示すようにウエイト乗算を行う。なお、ｋ＝１〜Ｎｂとする。
【００８０】
Ｈは複素共役転地を示す。また、θｋが選択ビーム方向の範囲外にある場合、ウエイト乗算を行わない構成としてもよい。この場合、ウエイト乗算回数を低減でき、回路規模の低減が可能となる。また、選択ビーム番号がｃ以下の場合、最大ビーム番号Ｍｏ＝ｃ＋１とする。同様に選択ビーム番号が（Ｍｏ−ｃ）より大きい場合、Ｍｏ＝Ｍｏ−ｃとする。
【００８１】
【数１５】

【００８２】
【数１６】

【００８３】
ここで、ｈｓ（ｐ）は、相関演算部６―１〜Ｍで得られたサンプル時間ｐを相関演算の開始点とする相関演算値を相関演算値ベクトルｈ（ｐ）＝［ｈ１（ｐ）ｈ２（ｐ）．．．ｈｍ（ｐ）］^Ｔの第（Ｍｏ−ｃ）要素から第（Ｍｏ＋ｃ）要素を取り出したサブベクトルである。
【００８４】
遅延プロファイル生成部９―１〜Ｎｂは、それぞれウエイト乗算部８−１〜Ｎｂで得られたｙ（ｐ、θｋ）を基に遅延プロファイルを生成する。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、ｋ＝１〜Ｎｂである。遅延プロファイルは、ｐ＝１〜Ｎｂのｙ（ｐ、θｋ）の絶対値あるいは２乗を取ることで、各タイミングにおけるパス電力に比例した値が求まる。第ｋ番目の遅延プロファイル生成部９−ｋは、（数２）の性質から、θｋ方向に主ビームを向けた場合のウエイトａ（θｋ）で得られる遅延プロファイルと等価であることから、無線基地局装置がカバーすべき角度範囲内で、各θｋ範囲が定まる。また、その角度間隔は、必要とされるパスの到来角度分解能から定めることができる。アレー素子数が多くなるほど、パスの分解能が高まるため、各θｋの角度間隔を狭めことで、より精度の高いパスサーチが可能となる。
【００８５】
パス検出部１０は、実施の形態１で説明した同様の動作によりパスのタイミングと到来方向情報を出力する。ここでは説明は省略する。
【００８６】
以上のように、本実施の形態により、ビーム選択部において、直交マルチビーム形成部４での指向性受信で得られる信号から、あらかじめ大まかなパスの到来方向を検知することができ、その後のウエイト乗算部では、大まかなパス方向の周辺範囲で、指向性ビームでの遅延プロファイルを検出することができ、方向推定精度を向上させたパスサーチが可能となる。また、指向性ビームが到来パス方向に正しくむけて得られる遅延プロファイルを基にパス到来タイミングを検出することで、パスサーチ精度を向上させるができる。アレーアンテナの設置場所が十分高い場所にある場合、到来パスの角度広がりは１０度程度内であることが実験的に報告されており、本実施の形態では、おおまかなパスの到来方向を推定し、パスが到来していない方向には遅延プロファイルを形成させない動作が可能であり、本実施の形態の適用が特に有効である。
【００８７】
また、本実施の形態は、相関演算部における相関演算値を基に指向性毎の遅延プロファイルを生成することができ、さらにその空間的な分解能は、相関演算部の後段にあるウエイト乗算部の数を増加させることで、任意に設定することができる。この方法は、無線受信部の後段での指向性ビーム数を増加させ、そのビーム数に対応して、相関演算を行い、その後に遅延プロファイルを算出するよりも、演算量的に少なく、ハードウエアの規模をいたずらに増加させる必要がない。
【００８８】
なお、遅延プロファイル生成部は、生成される遅延プロファイルを所定回数にわたり平均化したものを出力してもよい。この場合、パス変化の追従性は劣るが、ノイズの影響を低減することができ、より安定したパスサーチ動作が行える。
【００８９】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係るパスサーチ回路の構成を示すブロック図である。実施の形態１と異なる部分は、無線受信部２−１〜Ｎの出力である各ベースバンド信号に対し、パイロット信号と相関演算を行う相関演算部６ｂ−１〜Ｎを設け、その相関演算値出力に対し直交マルチビーム形成部４ｂ、ウエイト乗算部８ｂ−１〜Ｎｂを設けている点である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。
【００９０】
図４に示すパスサーチ回路において、アンテナ１−１〜Ｎにて受信された高周波信号は、各アンテナ１−１〜Ｎに設けられた無線受信部２−１〜Ｎにおいて、高周波増幅、周波数変換、直交検波およびＡ／Ｄ変換を順次施されたベースバンド信号３−１〜Ｎが生成され、Ｎ個の相関演算部６ｂ−１〜Ｎに入力される。
【００９１】
相関演算部６ｂ―１〜Ｎの各々には、ベースバンド信号３−１〜Ｎがそれぞれ入力される。パイロット信号発生部７ｂは受信信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。相関演算部６ｂ―１〜Ｎはパイロット信号との相関演算を行う。例えば、ＣＤＭＡ通信方式の場合には、スクランブリング符号と、拡散符号を用いて逆拡散処理後に、パイロット信号との相関演算を行う。また、ＴＤＭＡ通信方式の場合には、ベースバンド信号とパイロット信号との相関演算を行う。
【００９２】
ここでサンプリング時刻ｋＴにおけるｎ番目のベースバンド信号３−ｎをｘ_ｎ（ｋ）、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ここで、ｓ＝１〜Ｎｐ。ただし、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。第ｎ番目の相関演算部６ｂ−ｎは、ベースバンド信号３−ｎに対し、（数１７）に示す相関演算を、パスサーチを行う時間範囲内のサンプル数Ｔｓに相当する回数だけ、相関演算を開始するサンプル時間ｐを変化させながら行う。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、Ｎｏはシンボルに対するオーバサンプル数である。なお、＊は複素共役を示す。
【００９３】
【数１７】

【００９４】
直交マルチビーム形成部４ｂは、各アンテナ素子で得られたベースバンド信号３−１〜Ｎに、複素係数を乗算することで、互いに直交する複数（Ｍ個）のビームウエイトを乗算する。
【００９５】
直交マルチビームの１つの例として、実施の形態１で説明したように例えばＦＦＴ（高速フーリエ変換）ビームがある。この場合の直交ビーム生成行列Ｗは、（数１）のようにで表すことができる。
【００９６】
ここでサンプリング時刻ｐにおけるｎ番目の相関演算部６ｂ−ｎの出力をｈｎ（ｐ）と表すと、直交マルチビーム形成部４ｂの出力であるｍ番目のビームで受信されたマルチビーム信号５ｂ−ｍは（数１８）で表すことができる。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、＊は複素共役を示す。（ただしｎ＝１〜Ｎ）
【００９７】
【数１８】

【００９８】
ウエイト乗算部８ｂ―１〜Ｎｂは、直交マルチビーム形成部４ｂで得られるマルチビーム信号５ｂ−１〜Ｍを入力とし、それぞれ異なるウエイトベクトルを乗算する。ここで、マルチビーム信号５ｂ−１〜Ｍのサンプル時刻ｐを出力をマルチビーム信号ベクトルＢ（ｐ）＝［Ｂ１（ｐ）　Ｂ２（ｐ）．．．Ｂｍ（ｐ）］^Ｔで表すと、第ｋ番目のウエイト乗算部８ｂ−ｋは、複素係数からなるウエイトベクトルｕ（θｋ）を相関演算値ベクトルに（数１９）で示されるように乗算する。なお、ｋ＝１〜Ｎｂ、Ｈは共役転置を示す。
【００９９】
【数１９】

【０１００】
ここで、ウエイトベクトルｕ（θ）は、Ｎ素子のアレーアンテナにおいてθ方向に主ビームが向く指向性ビームウエイトベクトルａ（θ）とすると、直交ビーム生成行列Ｗを用いて（数６）のようにして得られる。
【０１０１】
遅延プロファイル生成部９―１〜Ｎｂは、それぞれウエイト乗算部８ｂ−１〜Ｎｂで得られたｙ（ｐ、θｋ）を基に遅延プロファイルを生成する。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、ｋ＝１〜Ｎｂである。遅延プロファイルは、ｐ＝１〜Ｎｂのｙ（ｐ、θｋ）の絶対値あるいは２乗を取ることで、各タイミングにおけるパス電力に比例した値が求まる。第ｋ番目の遅延プロファイル生成部９―ｋは、（数２）の性質から、θｋ方向に主ビームを向けた場合のウエイトａ（θｋ）で得られる遅延プロファイルと等価であることから、無線基地局装置がカバーすべき角度範囲内で、各θｋ範囲が定まる。また、その角度間隔は、必要とされるパスの到来角度分解能から定めることができる。アレー素子数が多くなるほど、パスの分解能が高まるため、各θｋの角度間隔を狭めるで、より精度の高いパスサーチが可能となる。
【０１０２】
パス検出部１０は、遅延プロファイル生成部９−１〜Ｎｂから得られる各θｋ方向の遅延プロファイルから、例えばレイク合成に用いる最大フィンガ数を所定数とする電力上位パスを選択し、選択されたパスのタイミングと到来方向情報を出力する。
【０１０３】
パス検出部１０は、実施の形態１で説明した同様の動作によりパスのタイミングと到来方向情報を出力する。ここでは説明は省略する。
【０１０４】
以上のように、本実施の形態により、相関演算部における相関演算値を基に指向性毎の遅延プロファイルを生成することができ、さらにその空間的な分解能は、相関演算部の後段にあるウエイト乗算部の数を増加させることで、任意に設定することができる。この方法は、無線受信部の後段での指向性ビーム数を増加させ、そのビーム数に対応して、相関演算を行い、さらにその後に遅延プロファイルを算出するよりも、演算量的に少なく、ハードウエアの規模をいたずらに増加させる必要がない。
【０１０５】
これにより、指向性ビームを用いてパスサーチする場合でも、パスの到来方向の依存性を低減させることができ、どの方向からパスが到来しても、精度よくパスの方向およびタイミングを検出することができる。
【０１０６】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、実施の形態１で説明したように、方位θに対するアレーアンテナの複素応答を表すステアリングベクトルａ_２（θ）の位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにＮ次正方行列であるユニタリ行列ＱＮを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。この場合、直交マルチビーム形成部４ｂにおいて、直交ビーム生成行列Ｗとして（数１３）で示されるＱＮを用い、ウエイト乗算部８ｂ―１〜Ｎｂにおいて、ウエイトベクトルｕ（θ）として（数１４）で示されるｂ（θ）を用いることで、ウエイト乗算部における乗算処理を複素乗算から実数乗算にすることができ、処理量を約半減できるという効果が得られる。
【０１０７】
また、直交マルチビーム形成部４において生成するビーム数はアレー素子数よりも、小さい数のビーム数に設定することができる。この際には、パスサーチの精度劣化を抑えた上に、相関演算部の数、ウエイト乗算部における乗算回数を低減でき、回路規模を低減することができる。
【０１０８】
なお、遅延プロファイル生成部は、生成される遅延プロファイルを所定回数にわたり平均化したものを出力してもよい。この場合、パス変化の追従性は劣るが、ノイズの影響を低減することができ、より安定したパスサーチ動作が行える。
【０１０９】
（実施の形態４）
図５は実施の形態４におけるパスサーチ回路の構成を示すブロック図である。本実施の形態は、実施の形態３の別な構成を示す。実施の形態３と異なる部分は、直交マルチビーム形成部４ｂで得られるマルチビーム信号相５ｂ―１〜Ｍの出力を選択するビーム選択部２０ｂが追加され、その出力を基にウエイト乗算部８−１〜Ｎｂにおいてウエイト乗算を行う点である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。
【０１１０】
図５に示すパスサーチ回路において、アンテナ１−１〜Ｎにて受信された高周波信号は、各アンテナ１−１〜Ｎに設けられた無線受信部２−１〜Ｎにおいて、高周波増幅、周波数変換、直交検波およびＡ／Ｄ変換を順次施されたベースバンド信号３−１〜Ｎが生成され、Ｎ個の相関演算部６ｂ−１〜Ｎに入力される。
【０１１１】
相関演算部６ｂ―１〜Ｎの各々には、ベースバンド信号３−１〜Ｎがそれぞれ入力される。パイロット信号発生部７ｂは受信信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。相関演算部６ｂ―１〜Ｎはパイロット信号との相関演算を行う。
【０１１２】
ここでサンプリング時刻ｋＴにおけるｎ番目のベースバンド信号３−ｎをｘ_ｎ（ｋ）、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ここで、ｓ＝１〜Ｎｐ。ただし、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。第ｎ番目の相関演算部６ｂ−ｎは、ベースバンド信号３−ｎに対し、（数１７）に示す相関演算を、パスサーチを行う時間範囲内のサンプル数Ｔｓに相当する回数だけ、相関演算を開始するサンプル時間ｐを変化させながら行う。
【０１１３】
直交マルチビーム形成部４ｂは、各アンテナ素子で得られたベースバンド信号３−１〜Ｎに、複素係数を乗算することで、互いに直交する複数（Ｍ個）のビームウエイトを乗算する。
【０１１４】
直交マルチビームの１つの例として、実施の形態１で説明したように例えばＦＦＴ（高速フーリエ変換）ビームがある。この場合の直交ビーム生成行列Ｗは、（数１）のようにで表すことができる。
【０１１５】
ここでサンプリング時刻ｐにおけるｎ番目の相関演算部６ｂ−ｎの出力をｈｎ（ｐ）と表すと、直交マルチビーム形成部４ｂの出力であるｍ番目のビームで受信されたマルチビーム信号５ｂ−ｍは（数１８）で表すことができる。
【０１１６】
ビーム選択部２０は、Ｍ個の相関演算部６−１〜Ｍの出力から、最大電力あるいは最大ＳＩＲが得られるマルチビーム信号と、それに隣接するマルチビーム信号を選択し出力する。
【０１１７】
ウエイト乗算部８ｂ―１〜Ｎｂは、ビーム選択２０ｂでの選択ビームに応じて生成される直交ビーム部分行列を用いて、選択された相関ベクトル値にウエイト乗算を行う。この場合、ビーム選択２０ｂでの選択ビーム番号がＭｏで、選択する隣接ビーム数がｃの場合、直交ビーム生成行列Ｗの（Ｍｏ−ｃ）行から（Ｍｏ＋ｃ）行を取り出した（２×Ｃ＋１）行Ｎ列の直交ビーム部分行列Ｗｓを用いて、第ｋ番目のウエイト乗算部８−ｋは、（数１５）に示されるウエイトベクトルｕｓ（θ）を用いて、（数２０）に示すようにウエイト乗算を行う。なお、ｋ＝１〜Ｎｂ。Ｈは複素共役転地を示す。また、θｋが選択ビーム方向の範囲外にある場合、ウエイト乗算を行わない構成としてもよい。この場合、ウエイト乗算回数を低減でき、回路規模の低減が可能となる。また、選択ビーム番号がｃ以下の場合、最大ビーム番号Ｍｏ＝ｃ＋１とする。同様に選択ビーム番号が（Ｍｏ−ｃ）より大きい場合、Ｍｏ＝Ｍｏ−ｃとする。
【０１１８】
【数２０】

【０１１９】
ここで、Ｂｓ（ｐ）は、直交マルチビーム形成部４ｂで得られたマルチビーム信号５ｂ−１〜Ｍのサンプル時刻ｐの出力をマルチビーム信号ベクトルＢ（ｐ）＝［Ｂ１（ｐ）Ｂ２（ｐ）．．．Ｂｍ（ｐ）］^Ｔで表した場合の第（Ｍｏ−ｃ）要素から第（Ｍｏ＋ｃ）要素を取り出したサブベクトルである。
【０１２０】
遅延プロファイル生成部９―１〜Ｎｂは、それぞれウエイト乗算部８ｂ−１〜Ｎｂで得られたｙ（ｐ、θｋ）を基に遅延プロファイルを生成する。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、ｋ＝１〜Ｎｂである。遅延プロファイルは、ｐ＝１〜Ｎｂのｙ（ｐ、θｋ）の絶対値あるいは２乗を取ることで、各タイミングにおけるパス電力に比例した値が求まる。第ｋ番目の遅延プロファイル生成部９−ｋは、（数２）の性質から、θｋ方向に主ビームを向けた場合のウエイトａ（θｋ）で得られる遅延プロファイルと等価であることから、無線基地局装置がカバーすべき角度範囲内で、各θｋ範囲が定まる。また、その角度間隔は、必要とされるパスの到来角度分解能から定めることができる。アレー素子数が多くなるほど、パスの分解能が高まるため、各θｋの角度間隔を狭めことで、より精度の高いパスサーチが可能となる。
【０１２１】
パス検出部１０は、実施の形態１で説明した同様の動作によりパスのタイミングと到来方向情報を出力する。ここでは説明は省略する。
【０１２２】
以上のように、本実施の形態により、ビーム選択部において、直交マルチビーム形成部４ｂでの指向性受信で得られる信号から、あらかじめ大まかなパスの到来方向を検知することができ、その後のウエイト乗算部では、大まかなパス方向の周辺範囲で、指向性ビームでの遅延プロファイルを検出することができ、方向推定精度を向上させたパスサーチが可能となる。また、指向性ビームが到来パス方向に正しくむけて得られる遅延プロファイルを基にパス到来タイミングを検出することで、パスサーチ精度を向上させるができる。アレーアンテナの設置場所が十分高い場所にある場合、到来パスの角度広がりは１０度程度内であることが実験的に報告されており、本実施の形態では、おおまかなパスの到来方向を推定し、パスが到来していない方向には遅延プロファイルを形成させない動作が可能であり、本実施の形態の適用が特に有効である。
【０１２３】
また、本実施の形態は、相関演算部における相関演算値を基に指向性毎の遅延プロファイルを生成することができ、さらにその空間的な分解能は、相関演算部の後段にあるウエイト乗算部の数を増加させることで、任意に設定することができる。この方法は、無線受信部の後段での指向性ビーム数を増加させ、そのビーム数に対応して、相関演算を行い、その後に遅延プロファイルを算出するよりも、演算量的に少なく、ハードウエアの規模をいたずらに増加させる必要がない。
【０１２４】
なお、遅延プロファイル生成部は、生成される遅延プロファイルを所定回数にわたり平均化したものを出力してもよい。この場合、パス変化の追従性は劣るが、ノイズの影響を低減することができ、より安定したパスサーチ動作が行える。
【０１２５】
（実施の形態５）
図６は実施の形態１におけるパスサーチ回路の別な構成を示すブロック図である。実施の形態１と異なる部分は、アレー素子間結合および無線受信部間の位相振幅のばらつきを補正する補正行列生成部３０が追加され、直交マルチビーム形成部４にその補正行列Ｗｃが入力されている点である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。
【０１２６】
アンテナ１−１〜Ｎにて受信された高周波信号は、各アンテナ１−１〜Ｎに設けられた無線受信部２−１〜Ｎにおいて、高周波増幅、周波数変換、直交検波およびＡ／Ｄ変換を順次施されたベースバンド信号３−１〜Ｎが生成され、直交マルチビーム形成部４において入力される。
【０１２７】
補正行列生成部３０は、アレー素子間結合および無線受信部間の位相振幅のばらつきを補正する行列を生成する。アレー素子間結合を行うＮ次の補正行列Ｃ１の生成は、電波暗室内でアレーアンテナ部のみの特性を測定することで得られる。詳細は、文献Ｗｉｒｅｌ　Ｐｅｒｓ　Ｃｏｍｍｕｎ　Ｅｍｅｒｇ　Ｔｅｃｈｎｏｌ　Ｅｎｈａｎｃ　Ｃｏｍｍｕｎ　ｐ．２５９−２６８（１９９９）に開示されているので、ここではその詳細説明は省略する。無線受信部の位相振幅ばらつきの補正方法は、例えば、特開２００１−８６０４９号公報に開示されている。これは、無線受信部の前段にカプラを介して、キャリブレーション信号を重畳し、基準となるベースバンド信号（例えば３−１）に対する他のベースバンド信号（３−ｋ）、ただし、ｋ＝２〜Ｎの位相差φｋと振幅差Ａｋを周期的に算出することで得られる。これらの位相差と振幅差を複素数値で表した場合の複素共役値が補正値となる。Ｎ次の行列Ｃ２として表現した場合は、（数２１）であらわすことができる。
【０１２８】
【数２１】

【０１２９】
直交マルチビーム形成部４は、補正行列生成部３０で得られた補正行列Ｗｃを直交ビーム行列Ｗに乗算して補正を加えた後に、各アンテナ素子で得られたベースバンド信号３−１〜Ｎに、補正を加えた複素係数を乗算することで、互いに直交する複数（Ｍ個）のビームウエイトを乗算する。この場合、補正を加えた直交ビーム行列Ｗ２は（数２２）で表すことができる。
【０１３０】
【数２２】

【０１３１】
以降の動作は、実施の形態１と同様であるので以下は省略する。
【０１３２】
以上のように、本実施の形態により、実施の形態１の効果に加え、アレー素子間結合および無線受信部間の位相振幅のばらつきを補正する補正行列生成部３０が追加され、直交マルチビーム形成部４にその補正行列Ｗｃを乗算することで、理想に近いビーム形状を保つことができ、それに伴い、パスサーチ回路におけるパス検出精度の劣化を防ぐことができる。
【０１３３】
なお、本実施の形態では、アレー素子間結合と、無線受信部間の位相振幅のばらつきを同時に補正する方法で説明したが、いずれか一方の場合でもよい。すなわち、Ｃ１、Ｃ２のいずれかがＮ次の単位行列とみなして同様な処理が適用できる。
【０１３４】
また、本実施の形態では、実施の形態１に補正行列生成部３０を付加する構成について説明したが、他の実施の形態２から４のいずれの構成でも、直交マルチビーム形成部４にその補正行列Ｗｃを乗算することで、同様の効果が得られる。
【０１３５】
（実施の形態６）
図７は実施の形態１から５のいずれかのパスサーチ回路３９におけるパスサーチ結果に基づき、パス分離タイミングを決定し、さらに受信指向性ビーム形成を行う無線受信装置の構成を示すブロック図である。パスサーチ回路３９における動作は、既に説明したので、以下、パスサーチ回路以外の部分を主に説明する。なお、ここでは符号拡散多重アクセス（ＣＤＭＡ）通信方式での受信動作を扱う。
【０１３６】
アレーアンテナ１による高周波信号がベースバンド信号３−１〜Ｎに変換されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０１３７】
逆拡散部４０−１〜Ｎは、パスサーチ回路３９で検出されたＬ個のマルチパス成分（以下、第１パス〜第Ｌパスとする。）に対するタイミング情報を基にして逆拡散処理を行う。つまり、逆拡散部４０−１〜Ｌは、アンテナ１−１〜Ｎに到来する各パスの受信タイミングに合わせて逆拡散処理を行う。これにより、アンテナ１−１〜Ｎからパス数分に分配して接続されたパスｐに対する逆拡散部４０−ｐ−１〜Ｎでは、アンテナ１−１〜Ｎで受信された第ｐパスの信号がそれぞれ取り出される。ただし、ｐ＝１〜Ｌである。
【０１３８】
パス受信ビーム形成部４１―１〜Ｍは、パスサーチ回路３９で検出されたＬ個のマルチパス成分に対し、アレーアンテナ１の主ビームを、パスサーチ回路で検出された各パス方向に向けるビームウエイトベクトルを生成し、逆拡散部４０−１〜Ｌの出力に乗算する。すなわち第ｐパス方向に対するウエイトベクトルをＷｐとした場合、逆拡散部４０−ｐ−１〜Ｎの出力に乗算することで、アレー合成信号ｚｐ（ｋ）を出力する。ただし、ｐ＝１〜Ｌである。ビームウエイトベクトルＷｐとしては、例えばステアリングベクトルａ（θ）、チェビシェフビーム等を用いる。
【０１３９】
ＲＡＫＥ合成部４２は、第１〜Ｌパスに対するアレー合成信号ｚ^１（ｋ）〜ｚ^Ｌ（ｋ）に対し、チャネル推定値ｈ_１’〜ｈ_Ｌ’の複素共役値（ｈ１’）^＊〜（ｈＬ’）^＊をそれぞれ乗算し、回線変動値ｈ_１〜ｈ_Ｌが補償された後、Ｒａｋｅ合成される。ＲＡＫＥ合成された信号は、データ判定部４３で符号判定され、これにより受信データが得られる。
【０１４０】
このように、本実施の形態によれば、パスサーチ回路３９のパスサーチ結果であるパスタイミング及びパス方向情報に基づき、パス分離しパス方向に指向性を向けて受信することができる。これにより干渉波を低減することができ、高品質な通信が可能となる。
【０１４１】
なお、本実施の形態では、パスサーチ回路３９で検出されたパスタイミングで、パス毎に検出されたパス方向に指向性ビームを形成したが、パスサーチ回路で検出された遅延プロファイルから最大ＳＮＲを与えるパス到来方向にパス共通に指向性ビームを形成する構成でも良い。
【０１４２】
また、本実施の形態では、パスサーチ回路３９を無線受信装置に用いたが、パスサーチ回路で得られたパス方向の指向性で送信する無線送信装置としてもよい。この場合、パス毎に指向性に対応して、所定数の受信電力上位のパス方向の指向性で送信してもよい。あるいは、最大受信パス電力方向、最大ＳＮＲを与えるパス方向、あるいは到来パスの平均到来パス方向にのみ指向性送信してもよい。
【０１４３】
また、本実施の形態では、多重方式としてＣＤＭＡ方式を用いる通信システムに使用される基地局装置について説明したが、これに限定されるものではない。本発明は、ＴＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式の多重方式を用いる通信システムに使用される基地局装置にも適用可能なものである。
【０１４４】
なお、上記実施の形態では、ＲＡＫＥ合成を用いて各パスを通って到来した信号を合成した。しかし、これに限られるものではなく、本発明では、各パスを通って到来した信号をアンテナ毎に合成できる方法であれば、いかなる合成方法を用いてもよい。
【０１４５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、アレーアンテナを備えたパスサーチ回路において、相関演算部における相関演算値を基に指向性毎の遅延プロファイルを生成することができ、さらにその空間的な分解能は、相関演算部の後段にあるウエイト乗算部の数を増加させることで、任意に設定することができる。この方法は、無線受信部の後段での指向性ビーム数を増加させ、そのビーム数に対応して、相関演算を行いさらに遅延プロファイルを算出するよりも、演算量的に少なく、ハードウエアの規模をいたずらに増加させる必要がない。これにより、指向性ビームを用いてパスサーチする場合でも、パスの到来方向の依存性を低減させることができ、どの方向からパスが到来しても、精度よくパスの方向およびタイミングを検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるパスサーチ回路の構成を示すブロック図
【図２】同実施の形態１における直交マルチビームの指向性を示す図
【図３】同実施の形態２におけるパスサーチ回路の構成を示すブロック図
【図４】同実施の形態３におけるパスサーチ回路の構成を示すブロック図
【図５】同実施の形態４におけるパスサーチ回路の構成を示すブロック図
【図６】同実施の形態５におけるパスサーチ回路の構成を示すブロック図
【図７】同実施の形態６における無線受信装置の構成を示すブロック図
【図８】従来のパスサーチ回路の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１　アレーアンテナ
１―１〜Ｎ　アンテナ素子
２―１〜Ｎ　無線受信部
３―１〜Ｎ　ベースバンド信号
４　直交マルチビーム形成部
５―１〜Ｍ　マルチビーム信号
６―１〜Ｍ　相関演算部
７　パイロット信号発生部
８−１〜Ｎｂ　ウエイト乗算部
９−１〜Ｎｂ　遅延プロファイル生成部
１０　パス検出部

Claims (23)

1. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された複数の高周波信号を、それぞれ複数の無線受信部で周波数変換後に直交検波することにより得られた複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力と予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備するパスサーチ回路。
2. 各相関演算部の出力を受けて、前記出力のレベルを比較することで、予め決められた数の相関演算部の出力のみを選択して出力するビーム選択部を具備し、ウエイト乗算部は、前記ビーム選択部で選択された相関演算部の出力に対してのみウエイトを乗算する請求項１記載のパスサーチ回路。
3. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された複数の高周波信号を、それぞれ複数の無線受信部で周波数変換後に直交検波することにより得られた複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力に互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備するパスサーチ回路。
4. 直交マルチビーム形成部の出力を受けて、前記出力のレベルを比較することで、予め決められた数の直交マルチビーム形成部の出力のみを選択して出力するビーム選択部を具備し、ウエイト乗算部は、前記ビーム選択部で選択された直交マルチビーム形成部の出力に対してのみウエイトを乗算する請求項３記載のパスサーチ回路。
5. 主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルを電力合成する遅延プロファイル電力合成部と、前記遅延プロファイル電力合成部の出力から到来パスの受信タイミングを検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
6. 主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルから受信タイミング毎に最大電力値を選択することで到来方向を検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
7. 主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルから受信タイミング毎に最大電力値を選択することで到来方向を検出し、かつ、受信タイミング毎の前記最大電力値を基に生成した遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングを検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
8. 主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルを電力合成する遅延プロファイル電力合成部と、前記遅延プロファイル電力合成部の出力から到来パスの受信タイミングを検出し、前記各到来パスの受信タイミングでの前記複数のウエイト乗算部の出力を基に到来方向推定を行うことで、前記各到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
9. 主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルから、レイク合成に用いる最大フィンガ数を超える電力上位の到来パス受信タイミングを検出し、前記各到来パス受信タイミングでの前記複数のウエイト乗算部の出力を基に到来方向推定を行い、前記到来方向への指向性受信電力の高い順に最大フィンガ数以下の到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
10. 主ビーム方向の相異なる指向性を形成するウエイトを乗算する複数のウエイト乗算部と、前記複数のウエイト乗算部の出力信号からそれぞれ遅延プロファイルを生成する複数の遅延プロファイル生成部と、前記複数の遅延プロファイルを電力合成する遅延プロファイル電力合成部と、前記遅延プロファイル電力合成部の出力から、レイク合成に用いる最大フィンガ数を超える電力上位の到来パス受信タイミングを検出し、前記各到来パス受信タイミングでの前記複数のウエイト乗算部の出力を基に到来方向推定を行い、前記到来方向への指向性受信電力の高い順に最大フィンガ数以下の到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
11. パス検出部において検出された各到来パスの到来方向の角度広がりを算出する角度広がり算出部と、前記角度広がりが所定値よりも小さい場合は、前記到来パスの到来方向の平均値をすべてのパスの到来方向とする角度広がり判定部とを具備する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
12. 直交マルチビーム形成部は、複数の無線受信部間の振幅位相ばらつきを補正する補正係数を乗算した直交マルチビームウエイトを用いて、直交マルチビームを形成する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
13. 直交マルチビーム形成部は、アレーアンテナを構成するアンテナ素子間の結合を補正する補正係数を乗算した直交マルチビームウエイトを用いて、直交マルチビームを形成する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
14. 遅延プロファイル生成部は、所定回数だけ生成される遅延プロファイルを平均化したものを出力する請求項１又は３記載のパスサーチ回路。
15. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に直交検波して複数のＩ／Ｑベースバンド信号を出力する複数の無線受信部と、前記複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力と予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部と、前記到来パスの受信タイミングで前記Ｉ／Ｑベースバンド信号からパスを分離するパス分離部と、分離された前記パス毎に前記到来パスの到来方向に指向性ビームを形成するパス受信ビーム生成部と、前記パス受信ビーム生成部の出力信号を合成して受信するパス合成部とを具備する無線受信装置。
16. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に直交検波して複数のＩ／Ｑベースバンド信号を出力する複数の無線受信部と、前記複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力に互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部と、前記到来パスの受信タイミングで前記Ｉ／Ｑベースバンド信号からパスを分離するパス分離部と、分離された前記パス毎に前記到来パスの到来方向に指向性ビームを形成するパス受信ビーム生成部と、前記パス受信ビーム生成部の出力信号を合成して受信するパス合成部とを具備する無線受信装置。
17. パス受信ビーム生成部部が、前記遅延プロファイルから最大ＳＮＲを与えるパス到来方向に指向性ビームを形成する請求項１５又は１６記載の無線受信装置。
18. パス受信ビーム生成部部が、前記遅延プロファイルから最大受信電力を与えるパス到来方向に指向性ビームを形成する請求項１５又は１６記載の無線受信装置。
19. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に直交検波して複数のＩ／Ｑベースバンド信号を出力する複数の無線受信部と、前記複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力と予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部と、前記到来パスの到来方向に、指向性ビームを形成して送信する指向性ビーム送信部を具備する無線送信装置。
20. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に直交検波して複数のＩ／Ｑベースバンド信号を出力する複数の無線受信部と、前記複数のＩ／Ｑベースバンド信号を受信し、前記Ｉ／Ｑベースバンド信号に対して予め決められた信号との相関演算を行う相関演算部と、前記各相関演算部の出力に互いに直交する複数の指向性ウエイトを乗算する直交マルチビーム形成部と、前記直交マルチビーム形成部の各出力にウエイトを乗算するウエイト乗算部と、前記ウエイト乗算部の出力信号から遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルから到来パスの受信タイミングと到来方向を検出するパス検出部と、前記到来パスの到来方向に、指向性ビームを形成して送信する指向性ビーム送信部を具備する無線送信装置。
21. 指向性ビーム送信部が、到来パスのうち最大受信電力のパス方向に指向性ビームを形成して送信する請求項１９又は２０記載の無線送信装置。
22. 指向性ビーム送信部が、到来パスのうち所定数の受信電力上位のパス方向に指向性ビームを形成して送信する請求項１９又は２０記載の無線送信装置。
23. 指向性ビーム送信部が、到来パスの平均到来パス方向に指向性ビームを形成して送信する請求項１９又は２０記載の無線送信装置。

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