JP2007005974A - 無線通信装置及び位相バラツキ補正方法 - Google Patents

Abstract

【目的】 アレイアンテナ構成の無線通信装置における各無線受信回路の位相バラツキを推定して補正することである。
【構成】 アレイアンテナ31を構成するアンテナ31₁〜31₂毎のベースバンド信号からそれぞれ中心周波数がf₁，f₄の2つの狭帯域信号r _f1 ⁽¹⁾，ｒ_f4 ⁽¹⁾；r _f1 ⁽²⁾，ｒ_f4 ⁽²⁾を抽出し、各アンテナのこれら2つの狭帯域信号を用いて各無線受信回路32₁〜32₂の位相バラツキを推定し、該位相バラツキと逆位相となるように位相補正して各無線受信回路における位相バラツキを補正する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線通信装置及び位相バラツキ補正方法に係わり、特に、複数のアンテナで構成されるアレーアンテナと、アンテナ毎に設けられ、各アンテナ受信信号を増幅すると共にベースバンド信号に周波数変換する無線受信回路と、ベースバンド信号より受信データを復調する復調部を備えた無線通信装置およびその位相バラツキ補正方法に関する。

DS-CDMA技術を用いたデジタルセルラー無線通信システムにおけるCDMA方式は、符号によりチャネルを割り当てて同時に通信を行う方式であるが、通信を行っている他チャネルからの信号が干渉し、結果として同時通話可能なチャネル数、すなわちチャネル容量が制限される。このチャネル容量を増加するために、干渉を抑圧する技術が有効であり、アダプティブアレーアンテナ（Adaptive Array Antenna: AAA）が注目されている。
アダプティブアレーアンテナは、環境に応じて適応的に、希望ユーザに向けてビームを形成し、一方、大きな干渉源となるユーザにはヌルを形成するものであり、チャネル容量の増加を可能とする技術である。すなわち、希望ユーザの方向にビームを形成し、大きな干渉源となるユーザの方向にはヌルを向けることで、希望ユーザからは感度よく電波を受信し、大きな干渉源からは電波を受信しないようにすることができる。これにより、干渉量を減らすことができ、その結果、チャネル容量を増やすことができる。

図17はアダプティブアレーアンテナを採用した無線受信装置の構成図である。アレーアンテナAAAの各アンテナA#1〜A#nは信号を受信し、無線回路1₁〜1_nに入力する。無線回路1₁〜1_nは受信無線信号を増幅すると共に該無線信号をベースバンド信号に周波数ダウンコンバートし、AD変換部2₁〜2_nはベースバンド信号をディジタルに変換してべースバンド処理部3に入力する。ベースバンド処理部3はアンテナ素子毎に信号処理して複素ディジタル受信データを出力し、到来方向推定部4はアンテナ素子毎の複素ディジタル受信データを用いて信号の到来方向θを推定する。ビーム形成器（受信ビームフォーマ)5は到来方向推定部４から入力する信号到来方向の推定値θを用いて信号源方向にピークを有するようにビームを形成する。すなわち、受信ビームフォーマ5は干渉や雑音などを抑圧しながら希望信号を抽出して受信信号処理部6に送る。受信信号処理部6は周知の方法で受信処理を行って受信データを復調、出力する。なお、到来方向情報を利用してビームを信号源方向に向ける受信ビームフォーマ5としては、種々の構成が可能であるが、例えば、O.L. Frost、 "An algorithm for linearly constrained adaptive array processing、" Proc. IEEE、 vol. 60、no. 8、 pp. 926-935 (1975)及びJ. Xin、 H. Tsuji、 Y. Hase、 and A. Sano、 "Array beamforming based on cyclic signal detection、" Proc. IEEE 48th Vehicular Technology Conference、 pp. 890-894、 Ottawa、Canada (1998)などに記載されたビーム形成手法を活用して、希望の信号到来方向にビームを向けて受信することが可能である。
ところで、アダプティブアレーアンテナを用いた無線装置では、図17で説明したようにアンテナ毎に異なる無線回路を用いる。各無線回路が同一の振幅、位相特性を有していれば問題ないが、通常、これらの特性は異なり、この特性のバラツキにより各アンテナ受信信号は無線回路で異なる振幅特性、位相シフト特性を付与される。かかる異なる振幅、位相特性を付与された信号でビーム到来方向（移動局方向）を推定しても、正確に推定することができない。このため、アンテナキャリブレーションと呼ばれるバラツキ補正技術が種々提案されている。
第1の従来技術は基準信号を各アンテナの受信信号に混合する方法である（特許文献１参照）。この第1従来技術では、基準信号をアンテナの受信信号に混合して無線回路に入力し、無線回路の出力信号より基準信号を抽出して該無線回路のバラツキ（特に位相シフのバラツキ）を求めて補正する。
第2の従来技術はキャリブレーション用の無線受信回路を用いる方法である（非特許文献１参照）。この第2従来技術では、無線受信装置に各アンテナの無線受信回路Aに加えてキャリブレーション用無線受信回路Bを設け、該キャリブレーション用無線受信回路Bに対する各アンテナの無線受信回路Aの相対的特性に基づいて該無線受信回路Aの受信信号を補正する。
第3の従来技術は、空間中に到来方向が既知のビーコン局（キャリブレーション用無線信号送信局）を設置し、該ビーコン局の信号を用いて受信無線回路の特性誤差を測定し、該特性誤差に基づいて通信用受信信号を補正する方法である（特許文献２参照）。
特開2001−156688号公報 特開2000−295152号公報 電子情報通信学会研究会資料RCS2001-261

上記第1、第2従来技術の方法では、基準信号の注入回路やキャリブレーション用無線受信回路の追加が必要であり、また、第3従来技術ではビーコン局を設置する必要があり、それぞれ装置が煩雑になり、しかも、コスト面で必ずしも優位な方法とはいえない。
従って、本発明の目的は、基準信号挿入回路やキャリブレーション用無線受信回路、ビーコン局等の追加なしに、各無線受信回路における位相バラツキと信号到来方向を推定できるようにすることである。
本発明の別の目的は、推定した位相バラツキにより各無線受信回路における位相バラツキを補正し、かつ、信号到来方向に向けた受信ビームフォーミングを行って受信精度を向上することである
本発明の別の目的は、今後の無線通信で有望視されているマルチキャリア変調方式（OFDMを含む）において、バラツキ補正と到来方向推定を簡単な構成で行えるようにすることである。

本発明は、複数のアンテナで構成されるアレーアンテナと、アンテナ毎に設けられ、各アンテナ受信信号を増幅すると共にベースバンド信号に周波数変換する無線受信回路と、ベースバンド信号より受信データを復調する復調部を備えた無線通信装置及び位相バラツキ補正方法である。
本発明の無線通信装置は、アンテナ毎のベースバンド信号から狭帯域信号を抽出する狭帯域信号抽出部、各アンテナの狭帯域信号を用いて、各無線受信回路における位相バラツキを推定する推定部、各無線受信回路における前記位相バラツキを補正する補正部、補正された信号より受信データを復調する受信信号処理部を備えている。
更に、上記無線受信装置は、少なくとも2つのアンテナの狭帯域信号を用いて信号が到来する方向を推定する推定部、前記信号到来方向に基づいて前記各補正信号に受信ビームフォーミング処理を施すビームフォーマを備え、前記受信信号処理部は該ビームフォーミング処理された受信信号より受信データを復調する。
前記推定部は、マルチキャリア通信システムであれば、前記各アンテナの狭帯域信号として、マルチキャリアの各キャリア信号あるいはOFDMの各サブキャリア信号を使用する。また、前記推定部は、広帯域シングルキャリア伝送であれば、前記各アンテナの狭帯域信号として、フィルタを用いて抽出した狭帯域信号を使用する。
前記推定部は推定精度を向上するために、各アンテナの狭帯域信号として周波数間隔が最大の２つのキャリアの狭帯域信号を使用する。
また、前記推定部は推定精度を向上するために、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの受信信号レベルに基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであると推定する。
また、前記推定部は推定精度を向上するために、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの周波数間隔に基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであると推定する。
また、前記推定部は、広帯域伝送で無線受信回路が周波数特性をもつ場合、周波数特性がほぼ一様と見なせる複数の周波数領域に分割し、分割した領域毎に無線受信回路の位相バラツキ補正と到来方向推定を行う。
本発明の無線受信回路における位相バラツキ補正方法は、アンテナ毎のベースバンド信号からそれぞれ複数の狭帯域信号を抽出するステップ、各アンテナの複数の狭帯域信号を用いて各無線受信回路の位相バラツキを推定するステップ、該位相バラツキと逆位相の位相補正を前記各無線受信回路の出力信号に施して該各無線受信回路における位相バラツキを補正するステップを備えている。
更に、位相バラツキ補正方法は、少なくとも2つのアンテナの複数の狭帯域信号を用いて信号が到来する方向を推定するステップ、前記信号到来方向に基づいて前記各補正信号に受信ビームフォーミング処理を施すステップ、該ビームフォーミング処理された受信信号より受信データを復調するステップを有している。

本発明によれば、アンテナ毎のベースバンド信号からそれぞれ狭帯域信号を抽出し、各アンテナの狭帯域信号を用いて各無線受信回路の位相バラツキを推定し、該位相バラツキと逆位相となるように位相補正して各無線受信回路における位相バラツキを補正するから、従来技術のように位相バラツキ推定用の特別な回路追加が不要で、かつ簡単な構成で各無線受信回路の位相バラツキを推定して補正することができる。
また、本発明によれば、少なくとも2つのアンテナの狭帯域信号を用いて信号が到来する方向を推定し、該信号到来方向に基づいて各位相バラツキ補正された信号に受信ビームフォーミング処理を施し、該ビームフォーミング処理された受信信号より受信データを復調するようにしているから、受信精度を向上することができる。
また、本発明によれば、各アンテナの狭帯域信号として、マルチキャリア通信システムであればマルチキャリアの各キャリア信号あるいはOFDMの各サブキャリア信号を使用し、また、広帯域シングルキャリア伝送であればフィルタを用いて抽出した狭帯域信号を使用できるから、マルチキャリア通信および広帯域シングルキャリア伝送のいずれにおいても、各無線受信回路の位相バラツキおよび信号到来方向を推定して、バラツキ補正及びビームフォーミング処理することにより受信精度を向上することができる。
また、本発明によれば、（1）各アンテナの狭帯域信号として周波数間隔が最大の２つのキャリアの狭帯域信号を使用することにより、あるいは、（2）キャリアの複数の組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの受信信号レベルに基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであるとすることにより、あるいは、(3)キャリアの複数の組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの周波数間隔に基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであると推定することにより、位相バラツキの推定精度を向上して、受信精度を向上することができる。
また、本発明によれば、広帯域伝送で無線受信回路が周波数特性をもつ場合、周波数特性がほぼ一様と見なせる複数の周波数領域に分割し、分割した領域毎に無線受信回路の位相バラツキ補正と到来方向推定を行うようにしたから、位相バラツキの推定精度を向上して、受信精度を向上することができる。

複数のアンテナで構成されるアレーアンテナと、アンテナ毎に設けられ、各アンテナ受信信号を増幅すると共にベースバンド信号に周波数変換する無線受信回路と、ベースバンド信号より受信データを復調する復調部を備えた無線通信装置において、狭帯域信号抽出部は各アンテナのベースバンド信号から周波数間隔が最も離れた2つの狭帯域信号を抽出し、各アンテナの2つの狭帯域信号を用いて、各無線受信回路における位相バラツキを推定し、位相バラツキ補正部は各無線受信回路における前記位相バラツキを補正する。また、前記推定部は、少なくとも2つのアンテナの狭帯域信号を用いて信号が到来する方向を推定し、ビームフォーマは、信号到来方向に基づいて前記各補正信号に受信ビームフォーミング処理を施し、受信信号処理部は該ビームフォーミング処理された受信信号より受信データを復調する。

（A）本発明の原理
図１は本発明のバラツキ補正及び到来方向推定原理の説明図で、キャリア数が4で、アンテナ数が2本の場合である。11は移動局、21はアレイアンテナを有する基地局であり、移動局11からベースバンド周波数f₁，f₂，f₃，f₄の4マルチキャリアを有する無線信号が基地局21の直線アレイアンテナ（アンテナ数＝2）31に対してθの角度で入射し、各アンテナ31₁,31₂は受信信号を無線受信回路32₁,32₂ に入力し、無線受信回路32₁,32₂は受信無線信号を周波数f₁，f₂，f₃，f₄のベースバンド信号に変換して出力する。
周波数f₁，f₂，f₃，f₄に対する伝播路のフェージング特性をξ_f1，ξ_f2，ξ_f3，ξ_f4と表記し、また、無線受信回路32₁から出力する周波数f₁，f₂，f₃，f₄のベースバンド信号をr _f1 ⁽¹⁾，r_f2 ⁽¹⁾，r_f3 ⁽¹⁾，r_f4 ⁽¹⁾、無線受信回路32₂から出力する周波数f₁，f₂，f₃，f₄のベースバンド信号をr _f1 ⁽²⁾，r_f2 ⁽²⁾，r_f3 ⁽²⁾，r_f4 ⁽²⁾と表記し、更に無線受信回路32₁,32₂の振幅、位相特性をそれぞれ

と表記する。
アレイアンテナ31を構成するアンテナの数が2であれば、4つの周波数f₁〜f₄のうちの2つの周波数f₁，f₄のベースバンド信号r _f1 ⁽¹⁾，r_f4 ⁽¹⁾；r _f1 ⁽²⁾，r_f4 ⁽²⁾よりビーム到来方向θを求めることができる。すなわち、2アンテナの場合、ビーム到来方向θは最低2キャリアの信号があれば求まるため、無線受信回路32₁,32₂から出力するベースバンド信号r _f1 ⁽¹⁾，r_f4 ⁽¹⁾；r _f1 ⁽²⁾，r_f4 ⁽²⁾に着目すると、これらの信号は次式で表現できる。

ここでは光速である。（1）式はフェージングξ_f1の影響を受け、かつ、アレイアン テナの配置により

の位相遅延を生じ、更に、無線受信回路32₁で振幅、位相特性

を受けていることを示しており、（2）〜（4）式も同様に考えることができる。図2はアレイアンテナの配置による遅延説明図で、アンテナ間距離をd、ビーム入射角度をθとすれば、移動局11からアンテナ間中央Oまでの距離と、移動局11からアンテナ31₁,31₂までの距離との間に(d/2)・sinθの距離差が存在し、(d/2)・sinθ/cの到着時刻差が生じ、この差により上記のアンテナ配置による位相遅延が発生する。
さて、マルチキャリアの中心周波数fc、その波長λcとして、（3）式を（1）式により除算し、また（4）式を（2）式により除算してλ_c=c・f_cの関係式を適用すると次式が得られる。

すなわち、（3）／(1)より、

が得られ、（4）／（2）より、

が得られる。（5）,(6)式において、

が未知であり、それ以外の全ては既知である。（5）,(6)式の左辺の位相項をそれぞれ

と表現し、（5）,(6)式の右辺の特性比を

と表現して、位相項を比較すると次式が得られる。なお、φ₂₁は無線受信回路32₁，32₂の位相シフト量の差(位相バラツキ)であり、無線受信回路32₁の位相シフト量を基準にしたときの無線受信回路32₂の位相シフト量である。

（8）式−（7）式により、次式

が得られ、ビーム到来方向θは次式

となる。さらに、（7），(8)式よりsinθを除去すると、次式

が得られ、キャリブレーション(位相バラツキ補正)のための位相を求めることができる。

図3は受信信号の周波数fと位相シフト量Φとの関係を示す図であり、周波数f₁での無線受信回路32₁,32₂における位相シフト量の差はΦ_f1、周波数f₂での位相シフト量の差はΦ_f2、周波数fcでの位相シフト量の差はφ₂₁である。
以上では、キャリア数が4で、アンテナ数が2本の場合の特別の場合であるが、図4に示すようにアンテナ数がM本、キャリア数がN個の一般的な場合にも適用できる。すなわち、アンテナ31₁,31₂に対して上記の2アンテナの場合と同様に周波数f₁，f_Nのベースバンド信号r _f1 ⁽¹⁾，r_fN ⁽¹⁾；r _f1 ⁽²⁾，r_fN ⁽²⁾を用いてビーム到来方向θと位相シフトの差φ₂₁を求める。また、アンテナ31₂,31₃に対して同様に周波数f₁，f_Nのベースバンド信号r _f1 ⁽²⁾，r_fN ⁽²⁾；r _f1 ⁽³⁾，r_fN ⁽³⁾を用いて位相シフトの差φ₃₂を求め、以下同様に、アンテナ31_M-1,31_Mに対して周波数f₁，f_Nのベースバンド信号r _f1 ^(M-1)，r_fN ^(M-1)；r _f1 ^(M)，r_fN ^(M)を用いて位相シフトの差φ_M,M-1を求める。以上により、ビーム到来方向θと、第1アンテナ31₁に応じた無線受信回路32₁の位相シフト量を0としたときの他の無線受信回路32₂〜32_Mにおける位相シフト量φ₂₁〜φ_M1が求まる。なお、φ₃₁＝φ₃₂＋φ₂₁，….，φ_M1＝φ_M,M-1＋・・・＋φ₃₂＋φ₂₁である。

（B) 第1実施例
図5は第1実施例の無線受信装置の構成図であり、図1、図4と同一部分には同一符号を付している。
移動局11は周波数f₁〜f_Nのマルチキャリア信号を無線で送信し、該無線信号電波（ビーム）は基地局21の直線アレイアンテナ（アンテナ数＝M）31に対してθの角度で入射し、各アンテナ31₁〜31_Mは受信した無線信号を無線受信回路32₁〜32_M に入力する。無線受信回路32₁〜32_M は無線信号を増幅すると共に、該無線信号に周波数ダウンコンバート処理やAD変換処理等を施し、Nキャリアが合成されたベースバンド信号を出力する。狭帯域信号抽出部33₁〜33_M は、無線受信回路32₁〜32_M から入力するベースバンド信号よりそれぞれN個の周波数f₁〜f_Nの信号成分r _f1 ⁽¹⁾〜r_fN ⁽¹⁾；r _f1 ⁽²⁾〜r_fN ⁽²⁾；…..；r _f1 ^(M)〜r_fN ^(Mを分離して出力する。なお、多数のサブキャリア (例えば256個のサブキャリア) でデータを送信するOFDM通信の場合、狭帯域信号抽出部33₁〜33_M はFFT処理により各サブキャリア成分を発生する。
位相バラツキ＆到来方向推定部34は、アンテナ31₁,31₂の周波数f₁，f_Nのベースバンド信号r _f1 ⁽¹⁾，r_fN ⁽¹⁾；r _f1 ⁽²⁾，r_fN ⁽²⁾を用いて(10)式及び(11)式によりビーム到来方向θと位相シフトの差φ⁽²⁾を求める。また、位相バラツキ＆到来方向推定部34は、アンテナ31₂,31₃に対して同様に周波数f₁，f_Nのベースバンド信号r _f1 ⁽²⁾，r_fN ⁽²⁾；r _f1 ⁽³⁾，r_fN ⁽³⁾を用いて(11)式より位相シフトの差φ⁽³⁾を求め、以下同様に、アンテナ31_M-1,31_Mに対して周波数f₁，f_Nのベースバンド信号r _f1 ^(M-1)，r_fN ^(M-1)；r _f1 ^(M)，r_fN ^(M)を用いて(11)式より位相シフトの差φ^(M)を求める。以上により、ビーム到来方向θと、第1アンテナ31₁の無線受信回路32₁の位相シフト量φ⁽¹⁾を0としたときの他の無線受信回路32₂〜32_Mにおける位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)が求まる。
バラツキ補正部35の補正部35₁〜35_Mはそれぞれ入力信号に無線受信回路32₁〜32_Mにおける位相シフト量φ⁽¹⁾ 〜φ^(M)と逆符号を有する位相特性‐φ⁽¹⁾ 〜‐φ^(M)を付与し、トータルの位相シフト量を0にする。すなわち、補正部35₁は、N個の周波数f₁〜f_Nの信号成分r _f1 ⁽¹⁾〜r_fN ⁽¹⁾に‐φ⁽¹⁾(＝0)の位相特性を付与して、無線周波受信回路32₁における位相シフト量φ⁽¹⁾をキャンセルする。また、補正部35₂は、N個の周波数f₁〜f_Nの信号成分r _f1 ⁽²⁾〜r_fN ⁽²⁾に‐φ⁽²⁾の位相特性を付与して、無線周波受信回路32₂における位相シフト量φ⁽²⁾をキャンセルする。以下同様に、補正部35_Mは、N個の周波数f₁〜f_Nの信号成分r _f1 ^(M)〜r_fN ^(M)に‐φ^(M)の位相特性を付与して、無線周波受信回路32_Mにおける位相シフト量φ^(M)をキャンセルする。
受信ビームフォーマ36の周波数f₁用のビームフォーマ36₁は、各補正部35₁〜35_Mから出力するM個の周波数f₁の信号成分に到来方向θを用いて所定の重み付けをし、各重み付けされた信号成分を合成する。これにより、移動局11の方向にピークを有するように周波数f₁の信号成分S₁を形成する。また、周波数f₂用のビームフォーマ36₂は、各補正部35₁〜35_Mから出力するM個の周波数f₂の信号成分に到来方向θを用いて所定の重み付けをし、各重み付けされた信号成分を合成し、移動局11の方向にピークを有する周波数f₂の信号成分を形成する。以下同様に、周波数f_N用のビームフォーマ36_Nは、各補正部35₁〜35_Mから出力するM個の周波数f_Nの信号成分に到来方向θを用いて所定の重み付けをし、各重み付けされた信号成分を合成し、移動局11の方向にピークを有する周波数f_Nの信号成分S_Nを形成する。
受信信号処理部37は周波数f₁〜f_Nのキャリア信号S₁〜S_Nに誤り検出訂正、復号処理を施し、処理結果を出力する。
位相バラツキ＆到来方向推定部34において、周波数f₁，f_Nのベースバンド信号を用いてビーム到来方向θと位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)を推定した理由は、できるだけ周波数が離れたキャリアを用いた方が精度よく推定できるからである。すなわち、図3に示すように周波数に比例した位相シフト量Φを求めるため、周波数が接近している場合より周波数が離れているほうが推定の誤差を受けにくいためである。
以上、第1実施例によれば、従来技術のように基準信号挿入回路やキャリブレーション用無線受信回路、ビーコン局等の追加なしに、簡単な構成でバラツキ補正（キャリブレーション）と到来方向推定を行うことができる。

（C) 第2実施例
図6は第２実施例の無線受信装置の構成図であり、図1、図4と同一部分には同一符号を付している。
移動局11は周波数f₁〜f_Nのマルチキャリア信号を無線で送信し、該無線信号電波（ビーム）は基地局21の直線アレイアンテナ（アンテナ数＝M）31に対してθの角度で入射し、各アンテナ31₁〜31_Mは受信した無線信号を無線受信回路32₁〜32_Mに入力する。無線受信回路32₁〜32_M は無線信号を増幅すると共に、該無線信号に周波数ダウンコンバート処理やAD変換処理等を施し、Nキャリアが合成されたベースバンド信号を出力する。狭帯域信号抽出部41₁〜41_M はそれぞれ、無線受信回路32₁〜32_M から入力するベースバンド信号より2個の周波数f₁，f_Nの信号成分r _f1 ⁽¹⁾，r_fN ⁽¹⁾；r _f1 ⁽²⁾，r_fN ⁽²⁾；…..；r _f1 ^(M)，r_fN ^(Mを分離して出力する。
位相バラツキ＆到来方向推定部42は、アンテナ31₁,31₂の周波数f₁，f_Nのベースバンド信号r _f1 ⁽¹⁾，r_fN ⁽¹⁾；r _f1 ⁽²⁾，r_fN ⁽²⁾を用いて(10)式及び(11)式によりビーム到来方向θと位相シフト量の差φ⁽²⁾を求める。また、位相バラツキ＆到来方向推定部42は、アンテナ31₂,31₃に対して同様に周波数f₁，f_Nのベースバンド信号r _f1 ⁽²⁾，r_fN ⁽²⁾；r _f1 ⁽³⁾，r_fN ⁽³⁾を用いて(11)式より位相シフトの差φ⁽³⁾を求め、以下同様に、アンテナ31_M-1,31_Mに対して周波数f₁，f_Nのベースバンド信号r _f1 ^(M-1)，r_fN ^(M-1)；r _f1 ^(M)，r_fN ^(M)を用いて(11)式より位相シフトの差φ^(M)を求める。以上により、ビーム到来方向θと、第1アンテナ31₁の無線受信回路32₁の位相シフト量φ⁽¹⁾を0としたときの他の無線受信回路32₂〜32_Mにおける位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)が求まる。
バラツキ補正部43の補正部43₁〜43_Mはそれぞれ入力信号に無線受信回路32₁〜32_Mにおける位相シフト量φ⁽¹⁾〜φ^(M)と逆符号を有する位相特性‐φ⁽¹⁾〜‐φ^(M)を付与し、トータルの位相シフト量を0にする。すなわち、補正部43₁は、無線受信回路32₁から出力するベースバンド信号に‐φ⁽¹⁾(＝0)の位相特性を付与して無線周波受信回路32₁における位相シフト量φ⁽¹⁾をキャンセルする。また、補正部43₂は、無線受信回路32₂から出力するベースバンド信号に‐φ⁽²⁾の位相特性を付与して無線周波受信回路32₂における位相シフト量φ⁽²⁾をキャンセルする。以下同様に、補正部43_Mは、無線受信回路32_Mから出力するベースバンド信号に‐φ^(M)の位相特性を付与して無線周波受信回路32_Mにおける位相シフト量φ^(M)をキャンセルする。
受信ビームフォーマ44は、各補正部43₁〜43_Mから出力するM個のベースバンド信号に到来方向θを用いて所定の重み付けをし、各重み付けされた信号成分を合成する。これにより、受信ビームフォーマ44は移動局11の方向にピークを有するようにベースバンド信号Sを形成する。キャリア信号発生部45は、ベースバンド信号Sより周波数f₁〜f_Nのキャリア信号成分S₁〜S_Nを分離して出力する。なお、OFDM伝送の場合、キャリア信号発生部45をFFT演算部で構成し、FFT演算により各サブキャリア成分を発生することができる。
受信信号処理部46は周波数f₁〜f_Nのキャリア信号S₁〜S_Nに誤り検出訂正、復号処理を施し、処理結果を出力する。
以上、第2実施例によれば、従来技術のように基準信号挿入回路やキャリブレーション用無線受信回路、ビーコン局等の追加なしに、簡単な構成でバラツキ補正（キャリブレーション）と到来方向推定を行うことができる。また、受信ビームフォーマをキャリア毎に設ける必要がなく構成を簡単にできる。

（D）推定精度を向上する手法
第1、第2実施例では周波数f₁，f_Nのベースバンド信号を用いてビーム到来方向θと位相シフト量φ₂₁〜φ_M1を推定したが、別の周波数f_i，f_jのベースバンド信号を用いてビーム到来方向θと位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)を推定して平均化することにより推定精度を向上することができる。図7は4キャリア、2本のアンテナにおける推定精度向上の説明図である。ビーム到来方向θと位相シフト量φ⁽²⁾を推定するために使用する周波数の組み合わせは、(1) f₁，f₂、(2) f₁，f₃、(3) f₁，f₄、(4) f₂，f₃、(5) f₂，f₄、(6) f₃，f₄の6個の組み合わせがある。そこで、いくつかの組み合わせについてビーム到来方向θと位相シフト量φ⁽²⁾を推定して平均化することにより推定精度を向上する。図8はNキャリア、Mアンテナにおける推定精度向上の説明図であり、4キャリア、2本のアンテナの場合と同様に、複数の周波数の組み合わせについてビーム到来方向θと位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)を推定して平均化することにより推定精度を向上する。
平均化の方法としては、
(a) 各キャリアを単純平均する方法、
(b) 各キャリアの信頼度（受信レベル）に応じた重み付けを行って平均する方法、
(c) 周波数が離れていた方が雑音の影響を受けにくいことから、周波数の離れたものに 大きな重み付けを行って平均する方法、
(d) 上記方法の複数を組み合わせた方法、
が考えられる。

図9は単純平均する方法の位相バラツキ＆到来方向推定部34の実施例ブロック図であり、図5と同一部分には同一符号を付している。位相バラツキ＆到来方向推定部34は各周波数の組み合わせについてビーム到来方向θと位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)をそれぞれ推定する推定部51、各周波数の組み合わせについて得られた複数のビーム到来方向θ、位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)のそれぞれについて単純に平均化して出力する平均部52で構成されている。単純平均とは、全サンプルの総和をサンプル数で除算して得られた値を平均値とする方法である。
図10は受信レベルに応じた重み付けを行って平均化する位相バラツキ＆到来方向推定部34の実施例ブロック図であり、図5と同一部分には同一符号を付している。位相バラツキ＆到来方向推定部34は各周波数の組み合わせについてビーム到来方向θと位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)をそれぞれ推定する推定部51、各アンテナの各キャリア信号成分r _f1 ⁽¹⁾〜r_fN ⁽¹⁾；r _f1 ⁽²⁾〜r_fN ⁽²⁾；…..；r _f1 ^(M)，r_fN ^(M)のレベルを測定するレベル測定部53、各組み合わせについてキャリア信号成分レベルに基づいて重み係数を決定する重み決定部54、各組み合わせについて得られたビーム到来方向θ、位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)のそれぞれに重み係数を乗算して平均化する重み付け平均部55で構成されている。重み付け平均部55は、例えば、レベル測定部53で求めた各アンテナの各キャリア信号のレベルに基づいてキャリア間を最大比合成するような重み付けを行って平均化することで各アンテナの位相シフト量を求める。
図11は組み合わせの周波数間隔に応じた重み付けを行って平均化する位相バラツキ＆到来方向推定部34の実施例ブロック図であり、図5と同一部分には同一符号を付している。位相バラツキ＆到来方向推定部34は各周波数の組み合わせについてビーム到来方向θと位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)をそれぞれ推定する推定部51、各周波数の組み合わせについて周波数間隔に応じた重み係数を決定する周波数差重み決定部56、各周波数組み合わせについて得られたビーム到来方向θ、位相シフト量φ⁽²⁾〜φ^(M)のそれぞれに重み係数を乗算して平均化する重み付け平均部57で構成されている。

（E）第3実施例
以上の実施例では、無線受信回路32₁〜32_Mのそれぞれにつき1個の位相シフト量φ⁽¹⁾〜φ^(M)を推定して補正する場合であるが、OFDM伝送のような広帯域伝送では無線受信回路32₁〜32_Mが周波数特性を有し、周波数帯域毎に位相シフト量φが変動する場合がある。かかる場合には、周波数帯域毎に位相シフト量を求めて補正する必要がある。
図12は第3実施例の原理説明図であり、OFDMのサブキャリアf₁〜f_NをF個の帯域B₁〜B_Fに分割する。なお、OFDMの場合、サブキャリア数Nは128, 256, 512等である。
位相バラツキ＆到来方向推定部34は、無線受信回路32₁〜32_Mのそれぞれについて、分割帯域B₁〜B_F毎に両端の周波数f₁，f_i；f_i+1，f_j；……；f_k，f_Nを用いて各分割帯域における位相シフト量φ⁽¹⁾ [1]〜φ^(M) [1]；φ⁽¹⁾ [2]〜φ^(M) [2]；…..；φ⁽¹⁾ [F]〜φ^(M) [F]を求め、周波数帯域毎に位相シフト量の補正を行う。
図１３は第3実施例の無線受信装置の構成図であり、図5と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1)位相バラツキ＆到来方向推定部34が、無線受信回路32₁〜32_Mのそれぞれについて、分割帯域B₁〜B_F毎に位相シフト量φ⁽¹⁾ [1]〜φ^(M) [1]；φ⁽¹⁾ [2]〜φ^(M) [2]；…..；φ⁽¹⁾ [F]〜φ^(M) [F]を求めてバラツキ補正部35に入力している点、(2) 無線受信回路32₁〜32_Mに対応する補正部35₁〜35_Mが分割帯域B₁〜B_F毎に位相シフト量の補正を行っている点である。図１４は１つの無線受信回路32₂に対応する補正部35₂の構成例であり、バンドB₁用補正部61₁〜バンドB_F用補正部61_Fを備えている。バンドB₁用補正部61₁は、周波数f₁〜f_iの信号成分r _f1 ⁽²⁾〜r_fi ⁽²⁾に‐φ⁽²⁾ [1]の位相特性を付与して、無線周波受信回路32₂における帯域B₁の位相シフト量φ⁽²⁾ [1]をキャンセルする。バンドB₂用補正部61₂は、周波数f_i+1〜f_jの信号成分r _f(i+1) ⁽²⁾〜r_fj ⁽²⁾に‐φ⁽²⁾ [2]の位相特性を付与して、無線周波受信回路32₂における帯域B₂の位相シフト量φ⁽²⁾ [2]をキャンセルする。以下同様に、バンドB_F用補正部61_Fは、周波数f_k〜f_Nの信号成分r _fk ⁽²⁾〜r_fN ⁽²⁾に‐φ⁽²⁾ [F]の位相特性を付与して、無線周波受信回路32₂における帯域B_Fの位相シフト量φ⁽²⁾ [F]をキャンセルする。

（F）第4実施例
以上の実施例では、マルチキャリア通信方式（OFDMを含む）へ適用した場合について示したが、マルチキャリアのみならずシングルキャリアにも適用可能である。
図15は広帯域シングルキャリア信号に本発明を適用する場合の原理説明図であり、図1と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、移動局11が中心周波数fcの広帯域シングルキャリア信号を送信する点、狭帯域信号抽出部71を構成する２つのフィルタ71₁，71₂が無線受信回路32₁の出力信号より周波数f₁，f₄の信号成分r_f1 ⁽¹⁾，r_f4 ⁽¹⁾を抽出して出力し、狭帯域信号抽出部72を構成する２つのフィルタ72₁，72₂が無線受信回路32₂の出力信号より周波数f₁，f₄の信号成分r_f1 ⁽²⁾，r_f4 ⁽²⁾を抽出して出力する点である。周波数f₁，f₄の信号成分r_f1 ⁽¹⁾，r_f4 ⁽¹⁾；r_f1 ⁽²⁾，r_f4 ⁽²⁾を抽出すれば、これら信号を用いて第1実施例と同様に(10),(11)式より到来方向θ及び位相シフト量φ₂₁を推定してバラツキ補正およびビームフォーミングすることができる。
図16はシングルキャリア信号に適用した場合の実施例であり、図6の第2実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1)狭帯域信号抽出部71〜7Mを無線受信回路32₁〜32_Mの出力信号から周波数f₁，f_Nの信号成分r_f1 ⁽¹⁾，r_fN ⁽¹⁾〜r_f1 ^(M)，r_fN ^(M)をそれぞれ抽出して出力する2つのフィルタ(図15参照)で構成した点、(2)位相バラツキ＆到来方向推定部42がこれら信号成分r_f1 ⁽¹⁾，r_fN ⁽¹⁾〜r_f1 ^(M)，r_fN ^(M)を用いて信号到来方向θおよび位相シフト量φ⁽¹⁾〜φ^(M)を推定する点である。
以上本発明によれば、今後の無線通信において有望視されているマルチキャリア通信方式（OFDMを含む）において、基準信号の注入や無線回路を追加することなく、簡単な構成で各アンテナの無線受信回路で生じたバラツキの補正と到来方向の推定を行う無線通信装置を提供することができる。また、構成を簡単にできることによる装置のメリットとして、コストの低減、信頼度の向上、保守管理の簡素化等の効果が期待される。

・付記
（付記１） 複数のアンテナで構成されるアレーアンテナと、アンテナ毎に設けられ、各アンテナ受信信号を増幅すると共にベースバンド信号に周波数変換する無線受信回路と、ベースバンド信号より受信データを復調する復調部を備えた無線通信装置において、
アンテナ毎のベースバンド信号から狭帯域信号を抽出する狭帯域信号抽出部、
各アンテナの狭帯域信号を用いて、各無線受信回路における位相バラツキを推定する推定部、
各無線受信回路における前記位相バラツキを補正する補正部、
補正された信号より受信データを復調する受信信号処理部、
を備えたことを特徴とする無線通信装置。
（付記２） 前記アレイアンテナを直線アレイアンテナとし、隣接アンテナ間距離をd、直線アレイアンテナに対する信号入射角度をθとするとき、前記推定部は、隣接アンテナへの信号到来時刻差がd・sinθ/c（cは光速）であることを考慮して各無線受信回路における位相バラツキを推定する、
ことを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記３） 少なくとも2つのアンテナの狭帯域信号を用いて信号が到来する方向を推定する推定部、
前記信号到来方向に基づいて前記各補正信号に受信ビームフォーミング処理を施すビームフォーマ、
を備え、前記受信信号処理部は該ビームフォーミング処理された受信信号より受信データを復調することを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記４） 前記各アンテナの狭帯域信号は、マルチキャリア通信システムの各キャリア信号あるいはOFDM（直交周波数分割多重)通信システムの各サブキャリア信号である、
ことを特徴とする付記１または３記載の無線通信装置。
（付記５） 前記各アンテナの狭帯域信号は、広帯域シングルキャリア伝送において、フィルタを用いて抽出した複数の狭帯域信号である、
ことを特徴とする付記１または３記載の無線通信装置。
（付記６） 前記推定部は、各アンテナの複数の狭帯域信号として周波数間隔が最大の２つのキャリアの狭帯域信号を使用する、
ことを特徴とする付記１または３記載の無線通信装置。
（付記７） 前記推定部は、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、その単純平均値を真の位相バラツキであると推定する、
ことを特徴とする付記１または２記載の無線通信装置。
（付記８） 前記推定部は、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの受信信号レベルに基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであると推定する、
ことを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記９） 前記推定部は、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの周波数間隔に基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであると推定する、
ことを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記１０） 広帯域伝送で無線受信回路が周波数特性をもつ場合、前記推定部は、周波数特性がほぼ一様と見なせる複数の周波数領域に分割し、分割した領域毎に無線受信回路の位相バラツキの補正を行う、
ことを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記１１） 複数のアンテナで構成されるアレーアンテナと、アンテナ毎に設けられ、各アンテナ受信信号を増幅すると共にベースバンド信号に周波数変換する無線受信回路と、ベースバンド信号より受信データを復調する復調部を備えた無線通信装置における前記無線受信回路の位相バラツキ補正方法において、
アンテナ毎のベースバンド信号からそれぞれ狭帯域信号を抽出するステップ、
各アンテナの狭帯域信号を用いて各無線受信回路の位相バラツキを推定するステップ、
該位相バラツキと逆位相の位相補正を前記各無線受信回路の出力信号に施して該各無線受信回路における位相バラツキを補正するステップ、
を有することを特徴とする位相バラツキ補正方法。
（付記１２） 前記推定ステップにおいて、前記アレイアンテナを直線アレイアンテナとし、隣接アンテナ間距離をd、直線アレイアンテナに対する信号入射角度をθとするとき、隣接アンテナへの信号到来時刻差がd・sinθ/c（cは光速）であることを考慮して各無線受信回路における位相バラツキを推定する、
ことを特徴とする付記１１記載の位相バラツキ補正方法。
（付記１３） 少なくとも2つのアンテナの狭帯域信号を用いて信号が到来する方向を推定するステップ、
前記信号到来方向に基づいて前記各補正信号に受信ビームフォーミング処理を施すステップ、
該ビームフォーミング処理された受信信号より受信データを復調するステップ、
を有することを特徴とする付記１１記載の位相バラツキ補正方法。
（付記１４） 前記各アンテナの狭帯域信号は、マルチキャリア通信システムの各キャリア信号あるいはOFDM（直交周波数分割多重)通信システムの各サブキャリア信号である、
ことを特徴とする付記１１または１３記載の位相バラツキ補正方法。
（付記１５） 前記各アンテナの狭帯域信号は、広帯域シングルキャリア伝送において、フィルタを用いて抽出した複数の狭帯域信号である、
ことを特徴とする付記１１または１３記載の位相バラツキ補正方法。
（付記１６） 前記推定ステップにおいて、各アンテナの狭帯域信号として周波数間隔が最大の２つのキャリアの狭帯域信号を使用する、
ことを特徴とする付記１１または１３記載の位相バラツキ補正方法。
（付記１７） 前記推定ステップにおいて、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、その単純平均値を真の位相バラツキであると推定する、
ことを特徴とする付記１１または１２記載の位相バラツキ補正方法。
（付記１８） 前記推定ステップにおいて、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの受信信号レベルに基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであると推定する、
ことを特徴とする付記１１記載の位相バラツキ補正方法。
（付記１９） 前記推定ステップにおいて、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの周波数間隔に基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであると推定する、
ことを特徴とする付記１１記載の位相バラツキ補正方法。
（付記２０） 前記推定ステップにおいて、
広帯域伝送で無線受信回路が周波数特性をもつ場合、周波数特性がほぼ一様と見なせる複数の周波数領域に分割し、
分割した領域毎に無線受信回路の位相バラツキの補正を行う、
ことを特徴とする付記１１記載の位相バラツキ補正方法。

本発明のバラツキ補正及び到来方向推定原理の説明図である。 アレイアンテナの配置による遅延説明図である。 受信信号の周波数と位相シフト量の関係を示す図である。 アンテナ数がM本、キャリア数がN個の一般的な場合におけるバラツキ補正及び到来方向推定原理の説明図である。 第1実施例の無線受信装置の構成図である。 第２実施例の無線受信装置の構成図である。 4キャリア、2本のアンテナにおける推定精度向上法の説明図である。 Nキャリア、Mアンテナにおける推定精度向上法の説明図である。 単純平均する方法の位相バラツキ＆到来方向推定部の実施例ブロック図である。 受信レベルに応じた重み付けを行って平均化する位相バラツキ＆到来方向推定部の実施例ブロック図である。 組み合わせ周波数の間隔に応じた重み付けを行って平均化する位相バラツキ＆到来方向推定部の実施例ブロック図である。 第3実施例の原理説明図である。 第3実施例の無線受信装置の構成図である。 無線受信回路に対応する補正部の構成例である。 シングルキャリア信号に本発明を適用する場合の原理説明図である。 シングルキャリア信号に適用した場合の実施例である。 アダプティブアレーアンテナを採用した無線受信装置の構成図である。

符号の説明

11 移動局
21基地局
31直線アレイアンテナ（アンテナ数＝M）
31₁〜31_M アンテナ
32₁〜32_M 無線受信回路
33₁〜33_M 狭帯域信号抽出部
34位相バラツキ＆到来方向推定部
35バラツキ補正部
36受信ビームフォーマ
37 受信信号処理部

Claims (10)

1. 複数のアンテナで構成されるアレーアンテナと、アンテナ毎に設けられ、各アンテナ受信信号を増幅すると共にベースバンド信号に周波数変換する無線受信回路と、ベースバンド信号より受信データを復調する復調部を備えた無線通信装置において、
   アンテナ毎のベースバンド信号から狭帯域信号を抽出する狭帯域信号抽出部、
   各アンテナの狭帯域信号を用いて、各無線受信回路における位相バラツキを推定する推定部、
   各無線受信回路における前記位相バラツキを補正する補正部、
   補正された信号より受信データを復調する受信信号処理部、
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
2. 少なくとも2つのアンテナの複数の狭帯域信号を用いて信号が到来する方向を推定する推定部、
   前記信号到来方向に基づいて前記各補正信号に受信ビームフォーミング処理を施すビームフォーマ、
   を備え、前記受信信号処理部は該ビームフォーミング処理された受信信号より受信データを復調することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記各アンテナの狭帯域信号は、マルチキャリア通信システムの各キャリア信号あるいはOFDM（直交周波数分割多重)通信システムの各サブキャリア信号である、
   ことを特徴とする請求項１または２記載の無線通信装置。
4. 前記各アンテナの狭帯域信号は、広帯域シングルキャリア伝送において、フィルタを用いて抽出した複数の狭帯域信号である、
   ことを特徴とする請求項１または２記載の無線通信装置。
5. 前記推定部は、各アンテナの狭帯域信号として周波数間隔が最大の２つのキャリアの狭帯域信号を使用する、
   ことを特徴とする請求項１または２記載の無線通信装置。
6. 前記推定部は、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの受信信号レベルに基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであると推定する、
   ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
7. 前記推定部は、複数のキャリアの組について位相バラツキを求め、各組の位相バラツキをキャリアの周波数間隔に基づいて重み付けし、重み付け平均値を真の位相バラツキであると推定する、
   ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
8. 広帯域伝送で無線受信回路が周波数特性をもつ場合、前記推定部は、周波数特性がほぼ一様と見なせる複数の周波数領域に分割し、分割した領域毎に無線受信回路の位相バラツキ補正を行う、
   ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
9. 複数のアンテナで構成されるアレーアンテナと、アンテナ毎に設けられ、各アンテナ受信信号を増幅すると共にベースバンド信号に周波数変換する無線受信回路と、ベースバンド信号より受信データを復調する復調部を備えた無線通信装置における前記無線受信回路の位相バラツキ補正方法において、
   アンテナ毎のベースバンド信号からそれぞれ狭帯域信号を抽出するステップ、
   各アンテナの狭帯域信号を用いて各無線受信回路の位相バラツキを推定するステップ、
   該位相バラツキと逆位相の位相補正を前記各無線受信回路の出力信号に施して該各無線受信回路における位相バラツキを補正するステップ、
   を有することを特徴とする位相バラツキ補正方法。
10. 少なくとも2つのアンテナの複数の狭帯域信号を用いて信号が到来する方向を推定するステップ、
    前記信号到来方向に基づいて前記各補正信号に受信ビームフォーミング処理を施すステップ、
    該ビームフォーミング処理された受信信号より受信データを復調するステップ、
    を有することを特徴とする請求項９記載の位相バラツキ補正方法。

Images