JP2003536312A - 複合増幅器 - Google Patents
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Abstract
Description
主電力増幅器および補助電力増幅器を具備する複合増幅器に関するものである。
帯域幅に拡散された多数の高周波(RF)キャリアが、同一の高出力電力増幅器
(HPAまたはPA)によって同時に増幅される。その結果、電力増幅器側では
、瞬間送信電力が急速に広範囲に変化するという現象が発生する。その理由は、
多くの独立したRFキャリアを合成する(マルチキャリア信号にする)と、ピー
ク対平均電力比率が大きくなる傾向があるためである。また、その振幅の分布は
、レイリー分布形状を有する、単側波帯限定帯域ガウス雑音に似ている。
増幅器は、効率が出力振幅に比例し、負荷に対してピーク電力を供給するときに
DC−RF電力変換効率が最大になる。合成された送信信号の振幅の擬似レイリ
ー分布は、平均電力とピーク電力の差が大きいため、従来のB級増幅器において
この種の信号を増幅するときの全体的な効率は非常に低い。ピーク対平均電力比
率が10dBである擬似レイリー分布信号の場合、理想のB級増幅器ですら、効
率は28%に過ぎない(文献1参照)。
AM−PM(PM=位相変調)歪特性によって決まる。非線形性は、信号エネル
ギーを不適当なチャネルに漏洩させてしまう、信号の各成分間の相互混合として
現れる。送信信号を、全体的な電圧スイングのうち、より小さい部分に送信する
ように制限することで、線形性を向上させることができる。しかし、これは増幅
器の効率をさらに劣化させてしまう。また、増幅器が飽和してしまう(出力電圧
がクリップされる)と、電力増幅器の線形性がさらに低下する。よって、増幅器
を飽和させると、歪が許容できないレベルに到達する結果を招くため、そのよう
にして効率を上げることができる可能性は低い。
(Doherty)増幅器と呼ばれるこの増幅器は、その基本形態では、主増幅器(キ
ャリア増幅器ともいう)と補助増幅器(ピーキング増幅器ともいう)からなる。
負荷は補助増幅器に接続され、主増幅器はインピーダンスインバータ、通常は1
/4波長伝送線または同等の集合ネットワーク等を介して負荷に接続される。
移点(通常は最大出力電圧)を超えると、補助増幅器が作動し、負荷に対して電
流を供給し、1/4波長伝送線のインピーダンスインバータ作用によって、主増
幅器の出力の実効インピーダンスを減少させ、主増幅器を一定(ピーク)電圧に
維持する。これは、マイナス負荷プル(negative load pulling)と呼ばれ、転
移点を超えるレベルについて、主増幅器が最大効率で動作することを意味する。
同時に、補助増幅器の負荷は増加し、これはプラス負荷プル(positive load pu
lling)と呼ばれる。その結果、出力電力対入力電力の関係がほぼ線形になるが
、従来の増幅器より効率が良い。
ーダンスがピーク電力時のインピーダンスより高く(通常は2倍に)なり、この
領域における効率も増加(倍増)する。補助増幅器で失われる電力によって、転
移点を超えるレベルにおける全体的な効率は若干低下してしまうものの、この手
法によって得られる効率の向上と比較すると、その効果は小さく、無視できる程
度のものである。
点を移動することもできる。ピーク対平均電力比率10dBの擬似レイリー分布
信号に最適化された転移点を有する理想ドハティ増幅器の電力効率は、60%に
もなるが、これは、理想のB級増幅器の効率(28%)に比べて非常に高い(文
献1参照)。
、4、5等のように、文献1に記載されたものに少し改良を加えた程度のものが
ほとんどである。ドハティ技術は、多段構造にも適用されている(文献1、4、
5)。その結果、より広範囲の出力電力レベルに亘って効率を高く維持すること
が可能になった。
れた従来のドハティ増幅器は、転移点未満では補助増幅器が完全にオフ状態にな
ることを共通の特徴としている。
転移点において歪が発生する。また、主増幅器が飽和状態に達することを予想し
ており(文献1)、これは増幅器の特徴を大きく変化させる。飽和状態に達する
と、歪が多く発生することは一般的に認識されている(文献6、第7章、179
〜218頁)。
発生するところで、従来のB級、AB級またはA級の電力増幅器に現れる歪と大
きく異なる。これは、ピーク電力より6dB低い点から相互変調歪が急増するこ
とを示す文献2の図9を見ると明らかである。従来の電力増幅器において、ほと
んどの歪はマルチキャリア信号の存在率が低いピーク電力側で発生する。転移点
をレイリー分布の極大により近く移動させることで最適化されたドハティ増幅器
においては、この効果はなおさら強く現れる。
非常に多くの項(すなわち、電圧の累乗)を使用しないと表すことができない。
従って、逆関数、すなわち、いわゆるプレディストーションを増幅器に導入する
ことでこの歪を補正したい場合、プレディストーションも高次のものでなければ
ならない。よって、プレディストーション発生手段の帯域幅が非常に広いことが
必要であるが、プレディストーション発生手段としてディジタル処理が使用され
る場合、大きな問題となる。また、帯域幅が非常に広い場合、周波数変換チェー
ンの全長に対して、使用される帯域幅全体に亘って、利得および位相を一定に保
持することは難しい。
およびインピーダンス整合条件を満たすことが必要であるため、補助増幅器の出
力の帯域幅も問題になり得る。インピーダンスインバータは、基本的には狭帯域
の装置であるが、補助増幅器の出力信号の帯域幅は非常に広い。インピーダンス
インバータの最適化の範囲外の補助増幅器信号成分は、キャリア増幅器の出力に
おいて適正な位相や振幅を有しないため、歪が発生する。
が強く、補正することが難しいことが言える。
" Chapter 7, pp. 179-218 and Chapter 8, pp. 225-239, Artech House, 1999.
ハティ増幅器なる概念による効率と簡素性をほとんどそのまま維持することがで
きる新規の複合増幅器を提供することを目的とする。
る特徴を、拡張された(ゼロからピーク電力までの範囲に亘る可能性もある)漸
次転移領域を有する円滑な低次特徴に変えるものである。
置との連携に優れ、インピーダンスインバータにおける信号の帯域幅が狭いもの
である。同時に、ドハティ増幅器の効率はほとんどそのまま維持される。
0および補助電力増幅器12への入力信号は、駆動制御部16に接続された包絡
線検出部14により、高周波(RF)入力信号から作成される。RF入力信号は
、乗算部18、20において、それぞれ駆動制御信号に乗算されてから、増幅器
10、12に転送される。補助電力増幅器12への入力信号は、さらに、移相部
22において90°の移相が加えられる。
のインピーダンスインバータ24からなるドハティネットワークを介して相互接
続される。補助電力増幅器12の出力は、負荷(アンテナ)26に直接接続され
るが、主電力増幅器10の出力は、インピーダンスインバータ24を介して負荷
に接続される。
2はオフ状態になり、転移点に達すると、主電力増幅器10が飽和状態になり、
転移点を超えると、図2に示すように、補助電力増幅器12がオン状態になる。
転移点を超えると増幅器10が飽和するという特徴は、従来ではドハティ増幅器
の一つの機能として扱われてきた(例えば、文献1を参照)が、補助電力増幅器
12がオン状態になる前に、(電圧源として効果を発揮するために)主電力増幅
器10が飽和状態になる必要があるといった誤解を招いてしまう可能性がある。
実際には、下記のとおり、必要がないのである。
って接続することで得られる逆負荷プル効果は、あらゆる出力レベルで同様に作
用する。これは、システムにおける電圧と電流の関係を観測することで確認する
ことができる。増幅器が両方ともオン状態であるが、飽和状態には達しておらず
、電流i1およびi2を発生する理想の制御RF電流源として機能するものと考え
られる。ピーク出力電力における増幅器10、12間の電力比率はαであり、ピ
ーク出力電力全体のうち、主電力増幅器10がα、補助電力増幅器12が1−α
を寄与する。各増幅器へ供給される電圧vddが等しい場合、1/4伝送線24の
インピーダンスRLは、R0/αである。
いことを考慮すると、次の式が成立する。 i3・v0=i1・v1 インピーダンスインバータ24は、電圧を電流に、電流を電圧に変換し、その結
果として、次の式が得られる。 i3=v1/RL v0=i1・RL インピーダンスは、さらに、次の関係に従って変換される。 R1・R3=RL 2
は一定とする)で変化するパラメータは電圧v1とそれに関連する電流i3のみで
ある。また、 i0=i2+i3 であるため、i0を一定に保つためにはi2が増加すると、その分i3を減らす必
要がある。さらに、電流i0は、i1により発生するv0のみに依存する。従って
、制御電流i1が単独で出力電力を決定し、i2は、i2とi3の電流比率を、すな
わち、主電力増幅器10が供給する電力と補助電力増幅器12が供給する電力と
の電力比率を決定する。
を示している場合、電力は1/2・i0・v0である。)
が可能であり、何れの増幅器も飽和状態になることは必要ないことが解る。
状態に入るようにするか、飽和状態に全く達しないようにすることが考えられる
。同時に、補助電力増幅器12が、転移点における急激な起動ではなく、漸次的
に電力の供給を始めるようにすることができる。これは、i2を、出力電圧v0(
または、電流i1)の関数として変更することで達成される。図3に、転移点が
転移領域に拡張された簡単な例を示す。その効果として、転移点における高次の
歪が、広い範囲に亘って延ばされ、低次のものになる。この歪は、帯域幅が狭く
なるため、プレディストーションによって相殺し易くなる。
は、信号の絶対値のみを変え、位相を変えないもの、すなわち実関数であること
が望ましい。ただし、補助電力増幅器12のAM−PM歪に対するプレディスト
ーションを含ませたい場合、この減衰関数に含ませることも考えられる。
と比較して若干低下してしまうことである。これは、主電力増幅器10の出力電
圧v1が、ドハティ増幅器と比較して若干低く、さらに、補助増幅器がより多く
の損失を伴うためである。
ることが考えられる。これは、低次の多項式に実質的に基づく減衰関数を用いて
補助電力増幅器12への入力を変更することで達成される。この関数は、索引テ
ーブルに保存することができ、高次特性を実質的に含まないことを必須条件とす
る。
狭くなるところにある。これは、周波数変換チェーンにおける信号処理装置、フ
ィルタ、ミクサおよび増幅器が、ドハティ構成の中のものより帯域幅がかなり狭
くて済むことを意味する。インピーダンスインバータは狭帯域装置であるので、
この装置で変換される信号の帯域幅を小さくすることで、増幅器間の位相および
振幅の整合がより上手く取れることになる。従って、損失も低減される。本実施
形態による複合増幅器のために必要な帯域幅は、少なくて済むため、使用可能な
信号帯域幅をより大きくすることが可能である。
(b)非ゼロ補助増幅器出力電流が低い場合、補助合増幅器出力電流が高い場合
より傾きが浅い。
、中間周波数(IF)またはRFで作成することができる。好ましくは、信号と
減衰関数の積として作成される。この乗算過程は、ベースバンドからRFまで、
何れの帯域においても行うことができる。RFの場合は、アナログ乗算器で減衰
関数を適用することで行うことが好ましい。場合によって、乗算機能付きディジ
タル/アナログ変換機(DAC)を使用することができる。最も簡単に実施する
ことができるのは、補助増幅器のために別個に周波数変換チェーンを設ける必要
がない、乗算過程がRF帯域で実行される場合である。
には、図1に示した従来のドハティ増幅器と同様のドハティ出力ネットワークが
設けてある。入力側では、ベースバンドまたはIFディジタル信号が、D/A変
換機30に供給される。アナログ信号は、周波数変換機32に供給され、RF信
号に変換される。RF信号は、主電力増幅器10に供給される。ディジタル入力
信号は、さらに、索引テーブルのような減衰部34にも転送され、図3または図
4に示すような特徴を得るために、入力信号が減衰される。減衰信号は、D/A
変換機36に供給される。D/A変換機36のアナログ信号は、乗算器38に供
給され、移相器40によって90°移相された、主電力増幅器10への入力信号
の変形に乗算される。乗算後の信号は、補助電力増幅器12に供給される。補助
電力増幅器12のための90°の移相は、主増幅器および補助増幅器が、出力に
おいて位相整合されていることを保障するために行う。
の実施形態は、補助電力増幅器12のために別個の周波数変換機42が使用され
ており、この周波数変換機の後方に移相器44が設けてある点で図5の実施形態
と異なる。
、ピーク対平均電力比率が10dBである擬似レイリー分布信号を発生するドハ
ティ増幅器における(効率に関して)最適値である(文献1)。本発明による増
幅器は、i2を発生するために、(減衰部34において)図7に示す円滑減衰関
数を使用する。i2は、図4に似た関数を有するため、補助電力増幅器12は完
全にはオフ状態にならない。
(すなわち、信号の絶対値の二乗の累乗のみを含むもの)である。その例として
、次のような式がある。 A(v)=2.151・|v|2―1.151・|v|4 ここで、vは、正規化入力信号振幅である。この減衰関数を、図7に示す。この
減衰関数から、図8に示す次の電流関数を導出することができる。 i2(v)=A(v)・v (ここで、i2も正規化される。)
スペクトルの質的特徴を図9に示す。本発明による複合増幅器における補助増幅
器の電流スペクトルが、ドハティ増幅器に比べて非常に狭いことが解る。また、
参考のために、入力信号のスペクトルも示してある。
率と、理想のドハティ増幅器の効率を、図10に示す。実際のシステムにおいて
は、主電力増幅器と補助電力増幅器との間の不整合による損失はドハティ増幅器
のほうが大きい上、他の要因による損失も寄与するため、効率の差はもっと小さ
くなる。図11に、レイリー分布で重み付けした損失を示す。この損失を出力電
圧範囲に亘って積分したものが、各増幅器の平均効率を求めるために使用される
平均損失である。
線によると、各増幅器の平均効率は次のとおりである。 ドハティ: η=60% 本発明: η=52%
、すべての補助増幅器あるいは一部の補助増幅器に適用することができる。すべ
ての補助増幅器に拡張転移領域を設けない場合、このアイデアを1つまたは少数
の補助増幅器に適用することが考えられる。それに適するものとして、転移点が
レイリー分布のピークに一致する補助増幅器等がある。
。しかし、これは便宜であるが、必須ではなく、インピーダンスインバータに他
のインピーダンスを使用することで供給電圧を適切変えることができる。
から連続して増加していくことが前提である。しかし、それは必ずしも必要では
なく、(ドハティ転移点より低い)特定点未満では電流関数がオフ状態になる変
形も考えられる。このアイデアは、転移点の反対側にも適用することができ、曲
線の両端に線形の部分を有する「部分多項式」特徴とすることも可能である。
よる複合増幅器の効率を向上することができる。これは、帯域幅、歪、効率間に
トレードオフが存在することを意味し、実際の設計状況に応じてそれを活用する
ことができると有用である。
電力における効率は、その周辺のレイリー分布の値が低いため、さほど重要では
ないので、ピーク電力において、効率を犠牲にする代りに多項式を低次のものに
するといったトレードオフが可能である。この場合、補助増幅器は、ピーク電力
において、電力分配比率が示す割合より多くの電力を供給することになり、場合
によっては100%にも達することもあり得る。ピーク電力においてピーク効率
を犠牲にするこのようなトレードオフを、多項式の特定の項について、総合効率
を引上げるために利用することも可能である。これは重要なトレードオフである
ため、ここで、2次減衰関数を有する増幅器を例として説明する。
を使用する。これは、ドハティ増幅器の最適値に近く、ドハティ増幅器の効率が
約60%になる。本発明の本実施形態による複合増幅器において、i2を発生す
るために2次減衰関数を使用する。これに対応する電流関数を図12に示す。ピ
ーク電力において、電力が専ら補助増幅器から供給され、主増幅器が電流のみ(
インピーダンスインバータによって出力電圧に変換される)を寄与する関数が選
択される。
流関数のスペクトルを図13に示す。本実施形態による複合増幅器の補助増幅器
の電流スペクトルは、図7〜9に示した実施形態のものより(約3/5)狭く、
ドハティ増幅器のものより遥かに狭いことが解る。本実施形態による理想の複合
増幅器の効率を理想のドハティ増幅器の効率と比較したものを図14に示す。複
合増幅器のピーク電力における効率が、理論上の最高値である78.5%に達し
ていないことが解る。各増幅器の平均効率は、第1の実施形態と同じである。す
なわち、ドハティ増幅器においては60%であり、本発明の複合増幅器において
は52%である。ここで、帯域幅が狭くなった代償として、ピーク電力能力は、
両方の増幅器間で分けるのではなく、片方の(補助)増幅器にのみ存在する。
ドハティネットワーク)を使用する複合増幅器として、今まで知られていたもの
は、はっきりとした転移点を堺に補助増幅器が完全にオフ状態になるものに限ら
れていたため、本明細書に記載する増幅器は、新種の複合増幅器である。この新
種の増幅器において、転移点パラメータαは、電流関数の選択可能領域の下限を
規定するものであり、ピーク電力における電力分配比率を決定するものではなく
てもよい。
く、線形化装置との連携作業に優れ、インピーダンスインバータにおける信号の
帯域幅が狭いものである。同時に、ドハティ増幅器の効率はほとんどそのまま維
持される。
発明の技術範囲から逸脱せずに、様々な改良や変更を行うことが可能であること
を理解するであろう。
を示すものである。
器出力電流の関係を示すものである。
器出力電流の関係を示すものである。
のである。
の効率を示すものである。
の電力損失を示すものである。
示すものである。
器の効率を示すものである。
Claims (10)
- 【請求項1】 ドハティ出力ネットワークを介して負荷に接続された主増幅
器および補助増幅器を具備する複合増幅器であって、 補助増幅器において、複合増幅器の出力電圧に依存し、 (a)主増幅器の飽和点未満における補助増幅器の出力電流(i2)が非ゼロで
あり、 (b)補助増幅器の非ゼロの低出力電流側の傾きが、補助増幅器の高出力電流側
の傾きより小さいことを特徴とする出力電流関数を設けることにより、該主増幅
器が飽和する前に、該補助増幅器を起動させるための手段を有する複合増幅器。 - 【請求項2】 所定の減衰関数に従って、前記補助電力増幅器の入力信号を
減衰させるための減衰部を有する請求項1に記載の複合増幅器。 - 【請求項3】 前記減衰関数が、前記入力信号の低次多項式である請求項2
に記載の複合増幅器。 - 【請求項4】 前記減衰関数が、前記入力信号の絶対値の二乗の低次多項式
である請求項2に記載の複合増幅器。 - 【請求項5】 前記減衰部が、ディジタル領域で動作する請求項2、3また
は4に記載の複合増幅器。 - 【請求項6】 前記減衰部が、ベースバンドで動作する請求項5に記載の複
合増幅器。 - 【請求項7】 前記減衰部が、中間周波数で動作する請求項5に記載の複合
増幅器。 - 【請求項8】 前記減衰部が、プレディストーション発生部を有する請求項
5ないし7のうち何れかに記載の複合増幅器。 - 【請求項9】 前記減衰部が、アナログ領域で動作する請求項2、3または
4に記載の複合増幅器。 - 【請求項10】 前記減衰部が、RF周波数で動作する請求項9に記載の複
合増幅器。
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