SE516145C2 - Sammansatt förstärkare - Google Patents

Description

25 30 > - o o o - . | ø . « I o v' 516 145 En RF-effektförstärkares linjäritet beskrivs vanligen genom dess distorsions- karakteristik beträffande AM-AM (AM = amplitudmodulering) och AM-PM (PM = fasmodulering). Ickelinjäriteter kommer till uttryck som överlappning mellan olika signaldelar, vilket leder till läckage av signalenergi till oönskade kanaler. Linjäriteten kan ökas genom att begränsa signalen som ska överfö- ras till en mindre del av den totala voltsvängningen. Detta minskar emeller- tid förstärkarens effektivitet ännu mer. En effektförstärkares linjäritet minskar också betydligt ifall förstärkaren mättar (utgångsspänningen kapas). Detta minskar möjligheten att öka effektiviteten genom att driva förstärkaren till mättnad, eftersom distorsionen då skulle nå oacceptabla nivåer.

En metod att öka effektiviteten hos en RF-effektförstärkare beskrivs i [1].

Denna förstärkare, vilken kallas Doherty-förstärkare, använder i grundutfö- randet en huvudförstärkare (även kallad bärvågsförstärkare) och en hjälpför- stärkare (även kallad toppförstärkare). Belastningen är ansluten till hjålpför- stärkaren och huvudförstärkaren är ansluten till belastningen genom en impedansinverterare, vanligen en kvarts våglängds överföringsledning eller ett likvärdigt sammansatt (”lumped”) nät.

Vid låga utsignalsnivåer är endast huvudförstärkaren aktiv. När utsignalsni- vån överskrider den så kallade övergångspunkten (vanligen på halva maxi- mala utgångsspänningen) blir hjâlpförstärkaren aktiv varvid den driver ström in till belastningen och, genom det impedansinverterande beteendet hos överföringsledningen med en kvarts våglängd, minskar den effektiva impedansen vid huvudförstärkarens utgång för att hålla huvudförstärkaren på konstant (topp-)spänning. Detta kallas negativt belastningsdragande (”load-pulling”) och innebär att huvudförstärkaren arbetar med maximal effektivitet på nivåer ovanför övergångspunkten. Samtidigt upplever hjälpför- stärkaren en ökad belastning, vilket kallas positivt belastningsdragande.

Resultatet är ett approximativt linjärt samband mellan utgångs- och ingångseffekt men högre effektivitet än hos en traditionell effektförstärkare. lO 15 20 25 30 516 145 :ïïz ø q o n c I I I II Nedanför övergångspunkten är hjälpförstärkaren avstängd och huvudför- stärkaren upplever en högre (vanligen dubbelt så stor) belastningsimpedans än impedansen vid toppeffekten, vilket ökar (fördubblar) dess effektivitet även i detta område. Effekten som förloras i hjälpförstärkaren minskar den totala effekten något på nivåer ovanför övergångspunkten men denna inverkan är liten och försumbar jämfört med effektivitetsvinsten vid använd- ning av denna teknik. Övergångspunkten kan också skiftas, så att hjälpförstärkaren sätter igång vid en lägre eller högre effektnivå. Effektiviteten beträffande effekt hos en ideal Doherty-förstärkare, med övergångspunkt optimerad för en skenbart Rayleigh-fördelad signal med en kvot mellan topp- och medeleffekt på 10 dB, ökas till 60%, vilket är mycket högt jämfört med effektiviteten hos en ideal klass B-förstärkare (28%), se [l].

Ett flertal patent har beviljats för Doherty-förstärkare, vanligen med små skillnader från det som beskrivs i [l], se exempelvis [2, 3, 4, 5]. Doherty- konceptet har även utvidgats till flerstegsvarianter [1, 4, 5]. Detta möjliggör att effektiviteten hålls högre över ett vidare område med utgångseffektnivåer.

Ett vanligt drag hos Doherty-förstärkare enligt teknikens ståndpunkt som beskrivs i [1, 2, 3, 4, 5] och även i [6, kapitel 8, sid. 225-239] är att hjälpför- stärkaren är helt avstängd hos samtliga nedanför övergångspunkten(-erna).

På grund av bristande överensstämmelse mellan förstärkarnas faser och impedanser samt på grund av ickelinjära kapacitanser och resistanser uppkommer distorsion vid övergångspunkten. Huvudförstärkaren förväntas dessutom bli mättad [l], vilket förändrar många av förstärkarens drag. Det är allmänt känt att mycket distorsion uppkommer vid mättnadspunkten [6, kapitel 7, sid. 179-2181.

Den huvudsakliga skillnaden _mellan distorsionseffekterna i en Doherty- förstärkare och sådana som påträffas i en traditionell effektförstärkare, 10 15 20 25 30 516 145 n o u v u n | | | nu 4 såsom en klass B, AB eller A, är att de förekommer precis inom området med vanligast förekommande effektnivåer. Detta är tydligt vid betraktande av Fig. 9 i [2], där intermodulationsdistorsionen börjar stiga mycket kraftigt vid en punkt omkring 6 dB nedanför toppeffekten. I traditionella effektförstårkare bildas mest distorsion i änden med toppeffekt, vilken är mycket mindre upptagen av flerbärvågssignaler. Påståendet stämmer ännu bättre för den optimerade Doherty-förstärkaren, där övergångspunkten flyttats närmare Rayleigh-fördelningens maximum.

Distorsionen som bildas vid övergångspunkten är dessutom av hög ordning, d.v.s. när den beskrivs med ett distorsionspolynom behövs ett polynom med många koefñcienter (och följaktligen spänningspotenser) för att beskriva den.

Detta innebär att om vi vill korrigera för denna distorsion genom att an- bringa en inverterad funktion vid förstärkarens ingång, så kallad predistor- sion, behövs en hög ordning även för predistorsionen. Detta betyder att predistorsionsorganets bandbredd måste vara mycket stor, vilket är ett stort problem ifall digital behandling används för predistorsionsorganet. Att hålla konstant förstärkning och fas under hela uppkonverteringskedjan, över hela den använda bandbredden, utgör också ett problem ifall bandbredden är mycket stor.

Den breda bandbredden hos hjälpförstärkarens utsignal är också ett pro- blem i sig, eftersom stränga villkor för fas- och impedansöverensstämmelse måste uppfyllas mellan huvud- och hjälpförstärkaren över hela den använda bandbredden. lmpedansinverteraren är till naturen en smalbandsanordning men bandbredden hos hjälpförstärkarens utsignal är mycket stor. Hjälpför- stärkarens signalkomponenter utanför impedansinverterarens optimum kommer inte att ha rätt fas och amplitud vid bärvågsförstärkarens utgång, vilket skapar distorsion.

Slutsatsen är att distorsionen i en Doherty-förstärkare är allvarligare och svårare att korrigera för än i en traditionell RF-effektförstärkare. 10 15 20 25 30 S16 145 -1r-' v o o v ø n o ~ u o n - o ~ o ou SUMMERING Ett syfte med uppfinningen är att tillhandahålla en ny sammansatt förstär- kare som bibehåller största delen av effektiviteten och även största delen av enkelheten hos konceptet för Doherty-förstärkare, samtidigt som större linjäritet och lättare samverkan med linj äritetförbättringstekniker uppnås.

Detta syfte uppnås i enlighet med bifogade krav.

Kortfattat förändrar uppfinningen den tvära karakteristiken hos Doherty- hjälpförstärkarens därnpningsfunktion till en mjuk karakteristik av låg ordning med ett utvidgat (möjligen hela vägen från noll till toppeffekten) mjukt övergångsområde.

Förstärkare i enlighet med uppfinningen har lägre distorsion, bättre samver- kan med linjäriseringsutrustning och smalare bandbredd hos signaler i impedansinverteraren än Doherty-förstärkaren enligt teknikens ståndpunkt.

Samtidigt bibehålls största delen av Doherty-förstärkarens effektivitet.

KORTFATTAD FIGURBESKRIVNING Uppfinningen, tillsammans med ytterligare syften och fördelar därmed, förstås bäst genom hänvisning till efterföljande beskrivning tillsammans med bifogade figurer, där: Fig. l är ett förenklat blockdiagram över en Doherty-förstärkare enligt teknikens ståndpunkt; Fig. 2 är ett diagram som illustrerar sambandet mellan utgångsspän- ning och hjälpförstärkarens utgående ström i en Doherty-förstärkare enligt teknikens ståndpunkt; Fig. 3 är ett diagram som illustrerar sambandet mellan utgångsspän- ' ning och hjälpförstärkarens utgående ström i en första utföringsform av en sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen; 10 15 20 25 30 516 145 a o n v o n I U ~ u a a c c | u nu 6 Fig. 4 är ett diagram som illustrerar sambandet mellan utgångsspän- ning och hjälpförstärkarens utgående ström i en andra utföringsform av en sammansatt förstärkare í enlighet med uppfinningen; Fig. 5 är ett blockdiagram över en exemplifierande utföringsform av en sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen; Fig. 6 är ett blockdiagram över en annan exemplifierande utföringsform av en sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen; Fig. 7 är ett diagram som illustrerar en exemplifierande dämpnings- funktion för hjälpförstärkaren i en sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen; Fig. 8 är ett diagram som illustrerar strömfunktionen motsvarande dämpníngsfunktionen i fig. 7; Fig. 9 år ett diagram som illustrerar strömspektrumet motsvarande dämpníngsfunktionen i ñg. 7; Fig. 10 är ett diagram som illustrerar effektiviteten hos en ideal sam- mansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen med därnpningsfunktion hos hjälpförstärkaren enligt fig. 7; Fig. ll är ett diagram som illustrerar effektförlusten hos en ideal sam- mansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen med dämpningsfunktion hos hjälpförstärkaren enligt fig. 7; Fig. 12 är ett diagram som illustrerar en annan exemplifierande ström- funktion för hjälpförstärkaren i en sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen; Fig. 13 är ett diagram som illustrerar strömspektrumet motsvarande strömfunktionen i fig. 12; och Fig. 14 är ett diagram som illustrerar effektiviteten hos en ideal sam- mansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen med strömfunktion hos hjälpförstärkaren enligt fig. 12. 10 15 20 25 30 516 145 -° = 7 DET ALJERAD BESKRIVNING Fig. 1 är ett förenklat blockdiagram över en Doherty-förstärkare enligt tekni- kens ståndpunkt. Insignalerna till en huvudeffektförstärkare 10 och en hjälpeffektförstärkare 12 genereras från en radiofrekvent (RF) insignal över en enveloppdetektor 14 ansluten till en drivstyrenhet 16. Drivstyrsignaler multiplicerar RF-insignalen i multíplicerare 18 respektive 20 innan den förs vidare till förstärkarna 10 och 12. Insignalen till hjälpeffektförstärkaren 12 fasvrids också 90° i en fasskiftare 22.

På utgångssidan är förstärkarna sammanbundna av ett Doherty-nät vilket byggs upp av en impedansinverterare 24, till exempel en kvarts våglängds överföringsledning eller ett likvärdigt sammansatt nät. Hjälpeffektförstärka- rens 12 utsignal är direkt ansluten till en belastning (antenn) 26, medan huvudeffektförstärkarens 10 utsignal är ansluten till belastningen över impedansinverteraren 24.

I Doherty-förstärkaren stängs hjälpeffektförstärkaren 12 av vid effektnivåer nedanför en övergångspunkt, vid vilken huvudeffektförstärkaren 10 blir mättad, och slås på ovanför övergångspunkten, såsom illustreras i fig. 2.

Villkoret att förstärkaren 10 är mättad ovanför övergångspunkten sägs enligt teknikens ståndpunkt (till exempel representerad av [1}) vara en del av Doherty-förstårkarens funktion och kan felaktigt leda till slutsatsen att huvudeffektförstärkaren 10 måste bli mättad (för att effektivt bli en spän- ningskälla) innan hjälpeffektförstärkaren 12 slås på. Detta år dock i själva verket inte nödvändigt, vilket kommer att visas nedan.

I motsats till [1] fungerar den inverterade belastningsdragande effekt som erhålls genom att sammanbinda de två förstärkarna via en impedansinverte- rare lika bra vid alla utsignalsnivåer. Detta kan veriñeras genom att studera sambanden mellan systemets spänningar och strömmar. Båda förstärkarna antas vara påslagna men ej mättade, varvid de fungerar som ideala kontrol- lerade RF-strömkällor, som genererar str_ö_mmarna ii och iz. Effektkvoten 10 15 20 25 516 145 §jj¿ __.-' f; _="=s::' u u o ø o n , . ' , , , ' _ . ' " 8 mellan förstärkarna 10 och 12 vid utgångstoppeffekten är oi, varvid huvud- effektförstärkaren 10 ger oi och hjälpeffektförstärkaren 12 ger l-oi av den totala utgångstoppeffekten. Ifall de tillförda spänningarna vad till båda förstärkarna är lika, är impedansen RL hos kvarts våglängds överföringsled- ningen 24 lika med Ro/ oc.

Beaktande att samma effekt måste gå både in i och ut från en förlustfri överföringsledning, har vi att: 1.3 ' V0 : ' V1 Impedansinverteraren 24 omvandlar spänningar till strömmar och strömmar till spänningar, så att: . V1 13:? RL V0 -i1'RL Dessutom omvandlas impedanserna genom sambandet: Ri 'Ra = Rš Eftersom utgångsspänníngen vo enbart styrs av värdet på ii, är spänningen vi och den tillhörande strömmen is de enda parametrar som kan förändras ifall iz ändras (och allt annat hålls konstant). Eftersom: io I 1.2 "i" måste en ökning av iz åtföljas av en lika stor minskning av ia för att hålla io konstant. Strömmen io beror i sin tur endast av vo, vilken genererades av ii.

Således styr den kontrollerade strömmen ii på egen hand utgångseffekten e... 10 15 20 25 30 n n o I u n - o o o . ' | u o p o 9 och iz bestämmer kvoten mellan strömmarna i2 och is, och följaktligen kvoten mellan effekten levererad av huvudeffektförstårkaren 10 och effekten levererad av hjälpeffektförstärkaren 12.

Effekten P1 levererad av huvudeffektförstärkaren 10 är: P1 = 1.1 'V1 Effekten P2 levererad av hjälpeffektförstârkaren 12 är: P2 = í2 -vo Eftersom P1 kan skrivas om som: P1 = 1.3 'V0 blir summan av P1 och P2: P1 +P2 :(5 +ís)\'o Eftersom io = í2 + i3 , år detta lika med den totala utgångseffekten: P1 + P2 = io -vo (Om io och vo betecknar toppvärden av ström och spänning är effekten l/z-io- vo eftersom vågorna är sinusforrnade.) 10 15 20 25 30 516 145 f; _5--¿;;;:_ .z .;;. =. .= . 10 Resultatet av beräkningen ovan är att det i själva verket är möjligt att välja i2 mycket friare än i den klassiska Doherty-förstärkaren och att mättnad av endera förstärkaren inte är nödvändig.

En möjlig förbättring är att sträcka ut övergångspunkten till att omfatta ett bredare område, varvid huvudeffektförstärkaren 10 blir mättad på. ett mycket mjukare sätt eller inte alls blir mättad. Samtidigt kan hjälpeffektför- stärkaren 12 börja bidra med effekt mycket mjukare än vid det plötsliga påslaget vid övergångspunkten. Detta uppnås genom att modifiera ström- men ih till att vara en funktion av utgångsspänningen vo (eller likvärdigt strömmen ii). Ett enkelt exempel visas i fig. 3, där övergångspunkten har sträckts ut till ett övergångsområde. Effekten av detta är att distorsionen av hög ordning vid övergångspunkten “smetas ut” över ett bredare område, vilket gör den av mer lägordningskaraktär. Denna distorsions minskade bandbredd innebär att det blir lättare att använda predistorsion för att eliminera den.

Strömfunktionen ia kan erhållas genom att multiplicera RF-signalen med en dämpningsfunktion. Denna dämpningsfunktion ska idealt endast påverka signalens magnitud och inte dess fas, d.v.s. vara en reellvärd funktion. Ifall någon typ av predistorsion av hjälpförstärkarens 12 AM-PM-distorsion inkluderas är emellertid en möjlighet att den inkluderas i denna dämp- ningsfunktion.

Den negativa följden av den modifierade strömfunktionen är att effektiviteten hos den sammansatta förstärkaren enligt uppfinningen minskar något jämfört med hos Doherty-förstärkaren för de delar av kurvan där iz är större än motsvarande iz hos Doherty-förstärkaren. Detta beror på att utgångs- spänningen vi hos huvudeffektförstärkaren 10 minskat något jämfört med Doherty-förstärkarens och även på att hjälpförstärkaren bidrar med större förlust. 10 15 20 25 30 516 145 f; ;;;:_ .; =. .= v u u u | n | . ' q p . . n o | .- ll Ytterligare en förbättring är att göra själva strömfunktionen till en funktion av låg ordning, exempelvis såsom illustreras i fig. 4. Detta uppnås genom användning av en dämpningsfunktion, huvudsakligen baserad på ett polynom av låg ordning, för att förändra insignalen till hjälpeffektförstärka- ren 12. Denna funktion kan också lagras i en uppslagstabell. Dess huvud- sakliga fördel är avsaknad av signifikanta högre ordningens egenskaper.

Fördelen med att ha en strömfunktion av låg ordning för hjälpförstärkaren är att bandbredden hos hjälpförstärkarens signaler blir mycket smalare. Detta innebär att singnalbehandlingsanordningarna, filtren, blandarna och förstärkarna i uppkonverteringskedjan kan ha avsevärt mindre bandbredd jämfört med en Doherty-implementering. Eftersom impedansinverteraren är en smalbandsanordning, medför minskningen i bandbredd hos de signaler som omvandlas i denna anordning en bättre fas- och amplitudöverensstäm- melse mellan förstärkarna. Detta ger minskade förluster. Eftersom den extra bandbredd som behövs för den sammansatta förstärkaren i enlighet med denna utföringsform är mycket lägre, är det möjligt att i stället öka nyttosig- nalens bandbredd.

I allmänhet bör strömfunktionen inneha följande egenskaper: (a) en ickenollvärd utgående ström í2 från hjälpförstärkaren som befinner sig nedanför huvudförstärkarens mättnadspunkt; och (b) mindre lutning för ickenollvärda läga utgående strömmar från hjälp- förstärkaren än för höga utgående strömmar från hjälpförstärkaren.

Signalen till hj älpförstärkaren kan genereras i den digitala domänen, i den analoga domänen, vid basband, vid en mellanfrekvens (”intermediate fre- quency”, IF) eller vid RF. Den genereras företrädesvis som en produkt av signalen och en dämpningsfunktion. Denna multiplikation kan utföras var som helst från basband till RF. Vid RF görs den företrädesvis genom an- vändning av dämpningsfunktionen i enl analog multiplikator. I vissa fall kan en multiplicerande digital /analog-omvandlare (”digital-to-analog convertef, __ 10 15 20 25 30 516 145 2": .s"s?ïïI. 'f *- -= ~ o . « u - . ' - » . . - . . ,' 12 DAC) användas. När multiplikationen utförs vid RF fås de arrangemang som är lättast att implementera, eftersom ingen separat uppkonverteringskedja behövs för hjälpförstärkaren.

Fig. 5 är ett blockdiagram över en exemplifierande utfóringsform av en sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen. Utgångssidan innefattar ett Doherty-utgångsnät av samma slag som i den klassiska Doherty- förstärkaren i fig. 1. På ingångssidan förs en basbands- eller IF-digitalsignal vidare till en D/ A-omvandlare 30. Den analoga signalen förs vidare till en uppkonverterare 32, som konverterar signalen till RF. RF-signalen förs vidare till huvudeffektförstärkaren 10. Den digitala insignalen förs även vidare till en dämpningsenhet 34, exempelvis en uppslagstabell, som dämpar insignalen för att uppnå egenskaperna i fig. 3 eller 4. Den dämpade signalen förs vidare till en D / A-omvandlare 36. Den analoga signalen från D / A-omvandlaren 36 förs vidare till en multiplikator 38, vilken multiplicerar den med en version av insignalen till huvudeffektförstärkaren lO som har fasvridits 90 grader i en fasskiftare 40. Den multiplicerade signalen förs vidare till hjälpeffektförstärka- ren 12. Fasvridningen 90 grader för hjälpeffektförstärkaren 12 ska säkerställa att huvud- och hjälpförstärkaren är fasanpassade vid utgången.

Fig. 6 är ett blockdiagram över en annan exempliñerande utföringsform av en sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen. Denna utförings- form skiljer sig från utföringsformen i fig. 5 i det att en separat uppkonverte- rare 42 används för hjälpeffektförstärkaren 12 och i att en fasskiftare 44 tillhandahålls efter denna uppkonverterare.

Betrakta, som ett exempel på uppfinningen, en förstärkare med effektdel- ningskvoten ot = 0,36. Detta är det optimala värdet (på effektivitet) för en Doherty-förstärkare med en skenbart Rayleigh-fördelad signal som har en kvot mellan topp- och medeleffekt på 10 dB [l]. En förstärkare i enlighet med uppfinningen använder en mjuk dämpningsfunktion (i dämpningsen- heten 34), vilken illustreras »i fig. 7, för att generera ia. Eftersom ie kommer ,_-... 10 15 20 25 30 516 145 z::j_ -3 ¿:; n I I ~ u ø ~ o c | v. 13 att ha en strömfunktíon liknande fig. 4, blir resultatet att hjälpeffektförstär- karen 12 aldrig stängs av helt.

Dämpningsfunktionen är i allmänhet ett insignalspolynom av låg ordning, företrädesvis ett polynom i effekt (d.v.s. det innehåller endast potenser av signalmagnituden i kvadrat). Ett exempel är: A(v) = 2,151 - |v|2 _ 1,151 - |v|'“ där v är insignalens normaliserade amplitud. Denna dämpningsfunktion illustreras i fig. 7. Dämpningsfunktionen leder till strömfunktionen: í2 (v)= A(v)- v vilken illustreras i fig. 8 (iz är också normalíserad).

Det kvalitativa beteendet hos strömfunktionernas spektra för hjälpförstär- karna i den sammansatta förstärkaren enligt uppfinningen samt i Doherty- förstärkaren visas i fig. 9. Det noteras att hjälpförstärkarens strömspektrum för den sammansatta förstärkaren enligt uppfinningen är mycket smalare än för Doherty-förstärkaren. Även insignalens spektrum finns med för jämförel- SC.

Effektiviteten hos en ideal sammansatt förstärkare i enlighet med uppfin- ningen, vars hjälpförstärkare har dämpningsfunktion enligt fig. 7, samt effektiviteten hos en ideal Doherty-förstärkare illustreras i ñg. lO. I ett verkligt system skulle skillnaden i effektivitet bli ännu mindre, då andra förluster också skulle bidra och förlusterna pä grund av bristande överens- stämmelse mellan huvud- och hjälpeffektförstärkaren skulle vara större för Doherty-förstärkaren. I fig. 11 illustreras de respektive förlusterna viktade med Rayleigh-fördelningen. När denna förlust integreras över området för lO 15 20 25 30 516 145 2:11' -5 -- -= Oo u. 14 utgångsspänning fås den genomsnittliga förlusten som används för att beräkna medeleffektiviteten hos respektive förstärkare.

Medeleffektiviteten beräknas som: P n yno :_ , P + P/ørfui-f nyrm 77 där alla effektvärden är genomsnittliga (integrerade, Rayleigh-viktade) värden. Dä kurvorna från fig. 11 används, blir respektive förstärkares medeleffektivitet: Doherty: f1=5Û°/° Uppfinning: 11=52% Koncepten med ett utvidgat övergängsområde och en mjuk (av låg ordning) övergång kan även användas i implementeringar med flera steg, antingen för alla hjälpförstärkare eller endast för några hjälpförstärkare. Ifall inte samtli- ga hjälpförstärkare förses med ett utvidgat övergångsområde, är en möjlighet att använda detta koncept för åtminstone en eller några få hjälpförstärkare.

Lämpliga kandidater är hjälpförstärkare vars övergängspunkt befinner sig vid Rayleigh-fördelningens topp.

Matningsspänningen har i beräkningarna antagits vara densamma för båda förstärkarna. Detta är bekvämt men icke nödvändigt och genom att använda andra impedanser för impedansinverteraren kan matningsspänningarna ändras i enlighet därmed.

Hjälpförstärkarens strömfunktion har, i exemplen med dämpningsfunktioner på polynomform, antagits vara mjukt formad hela vägen från noll utgångs- effekt. Detta är inte nödvändigt och varianter på konceptet, med strömfunk- tionen fränkopplad nedanför en viss punkt (dock nedanför Doherty- övergångspunkten) kan beaktas. Detta koncept kan utvidgas också till andra 10 15 20 25 30 516 145 | o u v r u u o o ,. 15 sidan övergångspunkten, varvid en “styckvis polynomkarakteristik” erhålls med linjära delar vid kurvans extrempunkter.

Effektiviteten hos den sammansatta förstärkaren i enlighet med uppfinning- en kan ökas genom användning av högre ordningens (men fortfarande av låg ordning jämfört med Doherty) därnpningsfunktioner. Detta innebär en kompromiss mellan bandbredd, distorsion och effektivitet, vilken kan vara användbar i en verklig designsituation.

Den sammansatta förstärkaren i enlighet med uppñnningen erbjuder dessutom en annan viktig kompromissmöjlighet. Eftersom effektiviteten vid toppeffekten inte är särskilt betydelsefull, på grund av låga värden hos denna del av Rayleigh-fördelningen, är det möjligt att avsiktligt byta effekti- vitet vid toppeffekten mot ett polynom av lägre ordning. Hjälpförstärkaren tillhandahåller i detta fall mer effekt vid toppeffekten än effektdelningskvoten anger, möjligen upp till 100%. Detta byte till mindre än toppeffektivitet vid toppeffekten kan även göras för att uppnå en högre total effektivitet med en viss polynomordning. Eftersom detta är en viktig kompromiss, kommer nu ett exempel på en förstärkare med andra ordningens dämpningsfunktion att beskrivas.

I detta exempel på en implementering med optimerad bandbredd används en förstärkare med effektdelningskvoten a=O,39. Detta är nära det optimala värdet för Doherty-förstärkaren, vilket ger Doherty-förstärkaren en effektivi- tet på nästan 60%. Den sammansatta förstärkaren i enlighet med denna utföringsform av uppfinningen använder en andra ordningens dämpnings- funktion för att generera i2. Motsvarande strömfunktion illustreras i fig. 12.

Denna funktion är vald så att all effekt levereras av hjälpförstärkaren vid toppeffekten och huvudförstärkaren enbart bidrar med ström (vilken om- vandlas till utgångsspänning av impedansinverteraren).

Strömfunktionernas spektra för hjälpförstärkaren i den sammansatta förstärkaren enligt denna utföringsform av uppfinningen respektive i Do- 10 15 20 25 30 nu n: 16 herty-förstärkaren visas i fig. 13. Det noteras att strömspektrumet hos hjälpförstärkaren i den sammansatta förstärkaren enligt denna utförings- form av uppfinningen är ännu smalare (med ungefär 3/5) än enligt den utföringsform som beskrivits med hänvisning till lig. 7-9 och mycket smalare än för Doherty-förstärkaren. Effektiviteten hos en ideal sammansatt förstär- kare i enlighet med denna utföringsform av uppfinningen jämförd med effektiviteten hos den ideala Doherty-förstärkaren illustreras i fig. 14. Det noteras att effektiviteten vid toppeffekten för den sammansatta förstärkaren inte längre är det maximala teoretiska värdet 78,5%. Medeleffektiviteterna hos respektive förstärkare är desamma som i det första exemplet, nämligen 60% för Doherty-förstärkaren och 52% för den sammansatta förstärkaren enligt uppfinningen. Den smalare bandbredden erhålls här på bekostnad av att ha toppeffektkapaciteti en enda (hjälp-)förstärkare i stället för att dela upp den mellan två förstärkare.

Eftersom alla tidigare beskrivna sammansatta förstärkare, vilka använder en impedansínverterare (Doherty-utgängsnät) för att erhålla en negativ belast- ningsdragande effekt på huvudförstärkaren, har haft samma egenskaper med helt avstängda hjälpförstärkare under en skarpt definierad övergångs- punkt, representerar de förstärkare som beskrivs i detta dokument en ny klass av sammansatta förstärkare. I dessa nya förstärkare definierar para- metern a för övergängspunkten endast en lägre gräns för valet av ström- funktion och behöver inte ens definiera effektdelningskvoten vid toppeffek- ten.

De nya sammansatta förstärkare som visas i detta dokument erbjuder låg distorsion, bättre samverkan med linjäriseringsutrustning och smalare bandbredd hos signalerna i impedansinverteraren än den etablerade Doher- ty-förstärkaren. Samtidigt kan största delen av effektiviteten hos Doherty- förstärkaren bibehällas.

Fackmannen inser att olika modifikationer och förändringar av uppfinningen kan utföras utan avvikelse från dess ram, vilken definieras av bifogade krav. lO 15 [1] [2] [3] [4] [5] [6] 'I In 1:. '..' 17 REFERENSER F. H. Raab, “Efficiency of Doherty RF Power Amplifier Systems”, IEEE Trans. Broadcasting, vol. BC-33, nr. 3, sid. 77-83, sept. 1987.

D. M. Upton m. fl., det amerikanska patentet US 5,420,54l.

J. J. Schuss m. fl., det amerikanska patentet US 5,568,086.

B. E. Sigmon, det amerikanska patentet US 5,786,727.

Y. Tajima m. fl., det amerikanska patentet US 5,025,225.

S. R. Cripps, “RF Power Ampliñers for Wireless Communications”, kapitel 7, sid. 179-218 och kapitel 8, sid. 225-239, Artech House, 1999.

Claims (10)

10 15 20 25 30 516 145 .w 18 KRAV

1. En sammansatt förstärkare som innefattar en huvudförstärkare och en hjälpförstärkare, vilka är anslutna till en belastning över ett Doherty ut- gångsnät, kännetecknad av organ (34) för att aktivera nämnda hjälpförstärkare (12) innan nämnda huvudförstärkare (10) mättas genom att tillhandahålla en utgångsström- funktion för hjälpförstärkaren som beror av utgångsspänningen (vo) hos den sammansatta förstärkaren och har: (a) en icke nollvärd utgående ström (iz) från hjälpförstärkaren nedanför huvudförstärkarens mättnadspunkt; och (b) mindre lutning hos icke nollvärda låga utgående strömmar från hjälp- förstärkaren än för höga utgående strömmar från hjälpförstärkaren.

2. Den sammansatta förstärkaren enligt krav l, kännetecknad av en dämpa- re (34) för dämpning av insignalen till nämnda hjälpeffektförstärkare (12) enligt en förutbestämd dämpningsfunktion.

3. Den sammansatta förstärkaren enligt krav 2, kännetecknar! av att nämnda dämpningsfunktion är ett polynom av låg ordning av nämnda insignal.

4. Den sammansatta förstärkaren enligt krav 2, kännetecknar! av att nämnda dämpningsfunktion är ett polynom av låg ordning av nämnda insignals kvaclrerade magnitud.

5. Den sammansatta förstärkaren enligt krav 2, 3 eller 4, kännetecknad av att nämnda dämpare (34) arbetar i den digitala domänen.

6. Den sammansatta förstärkaren enligt krav 5, kännetecknad av att nämnda dämpare (34) arbetar vid basband.

7. Den sammansatta förstärkaren enligt krav 5, kännetecknad av att nämnda dämpare (34) arbetar vid mellanliggande fre__k_vens (IF). lO 516 145 19

8. Den sammansatta förstärkaren enligt något eller några av krav 5-7, kännetecknar! av att nämnda dämpare (34) innefattar ett predistorsionsor- gan.

9. Den sammansatta förstärkaren enligt krav 2, 3 eller 4, kännetecknad av att nämnda dämpare (34) arbetar i den analoga domänen.

10. Den sammansatta förstärkaren enligt krav 9, kännetecknad av att nämnda dämpare (34) arbetar vid radiofrekvens (RF).