WO2005083891A1 - 送信装置及び無線通信装置 - Google Patents

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WO2005083891A1
WO2005083891A1 PCT/JP2005/003195 JP2005003195W WO2005083891A1 WO 2005083891 A1 WO2005083891 A1 WO 2005083891A1 JP 2005003195 W JP2005003195 W JP 2005003195W WO 2005083891 A1 WO2005083891 A1 WO 2005083891A1
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Noriaki Saito
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion

Definitions

  • the present invention relates to a transmission device capable of amplifying transmission power using polar modulation and a wireless communication device using the transmission device.
  • a transmission device used for mobile communication power efficiency and linearity in a transmission function are evaluated as indices for measuring the performance of the device.
  • the power efficiency and linearity of this transmission function are the most important indices for expressing the performance of the device, especially for high-frequency modulation transmission equipment such as mobile phones!
  • class AB As an amplifier at the final stage of such a high-frequency modulation transmission device, an amplifier having a so-called class AB operation is widely used. Although this class AB amplifier has little distortion, that is, excellent linearity, it always consumes power due to the DC bias component, so its power efficiency is reduced.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional variable output transmission device.
  • the output variable transmission apparatus includes a modulation input terminal 101, 102, a carrier oscillator 104, a quadrature modulator 103 for orthogonally modulating the output of the modulation input terminal 101, 102 with the output frequency of the carrier oscillator 104, A power amplifier 105, a transmission output terminal 106, an envelope generation circuit 107 for generating an envelope from outputs of the modulation input terminals 101 and 102, a designated signal input terminal 112, and a power amplifier from a designated signal input terminal 112.
  • a multi-valued DC signal generation circuit 108 which receives a signal for setting the average output level of 105 as an input and generates a DC signal corresponding to the input value, and outputs the output of the multi-valued DC signal generation circuit 108 to the output of an envelope generation circuit 107 Power to multiply envelope
  • the configuration includes an arithmetic circuit 109, a voltage control circuit 110 that controls the drain voltage of the power amplifier 105 according to the output of the multiplication circuit 109, and a power supply terminal 111.
  • Quadrature modulator 103 modulates the carrier supplied from carrier oscillator 104 with an I signal input from modulation input terminals 101 and 102 and a Q signal orthogonal to the I signal.
  • the envelope generation circuit 107 calculates an amplitude signal R of the I and Q signals.
  • An output level designation signal corresponding to the transmission output level to be output to the transmission output terminal 106 is input to the designated signal input terminal 112.
  • Multi-level DC signal generation circuit 108 generates a DC signal according to an output level designation signal from designated signal input terminal 112.
  • Multiplication circuit 109 multiplies the output of envelope generation circuit 107 by the output of multi-level DC signal generation circuit 108. As a result, a signal proportional to the envelope of the modulated wave is obtained at the output of the multiplication circuit 109.
  • the voltage control circuit 110 changes the drain voltage Vo of the power amplifier 105 according to the output of the multiplication circuit 109. As a result, the drain voltage of the power amplifier 105 is proportional to the envelope of the modulated wave. Therefore, by using the configuration of the polar modulation system as described above, the power amplifier 105 can perform linear amplification while maintaining a highly efficient saturated state.
  • Patent Document 2 Japanese Patent No. 3024515
  • Iin (t) and Qin (t) are quadrature modulated input signals
  • Rmax is an amplitude limit value
  • Rin (t) is an estimated amplitude value from which Iin (t) and Qin (t) forces are also calculated.
  • the magnitudes of the estimated amplitude value Rin (t) and the amplitude limit value Rmax are compared, and when Rin (t) is smaller than Rmax, the input signals Iin (t) and Qin (t) are If Rin (t) is equal to or greater than Rmax, the peak of the modulated signal is reduced according to equations (1) and (2).
  • the amplitude limitation is performed only when the instantaneous value of the amplitude exceeds the amplitude limitation value (hard clipping operation), and the amplitude limitation is performed. There is a problem that a sharp change occurs near the value, which tends to increase non-linear distortion as a result.
  • Patent Document 1 Patent No. 3044057 (Page 120, FIG. 1)
  • Patent Document 2 Patent No. 3024515 (Page 3, Equation 3)
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and has as its object to provide a transmission device and a radio communication device capable of performing highly efficient polar coordinate modulation while maintaining good distortion characteristics.
  • a transmitting apparatus comprises an amplitude calculating means for calculating an amplitude of an input modulation signal, and distortion compensation data for storing distortion data of a normal characteristic or an inverse characteristic for performing distortion compensation on the input modulation signal.
  • Storage means for reading distortion data having a normal characteristic or an inverse characteristic from the distortion compensation data storage means based on the output of the amplitude calculating means, and multiplying or dividing the input modulation signal by the distortion data to distort the distortion.
  • a variable gain amplifying means for amplifying the output of the quadrature modulation means, wherein the gain is controlled based on a gain control signal.
  • Power amplification means having a saturation mode for performing power amplification using a region, and amplitude modulation means for inputting an amplitude component of the output of the distortion compensation means to an output control input terminal of the power amplification means to perform polar coordinate modulation.
  • polar coordinate modulation is performed by operating the power amplifying means in a saturation mode, the input compensation signal and the positive characteristic of the positive characteristic are applied to the distortion compensating means.
  • the distortion compensating means When multiplying by the distortion data or dividing by the distortion data having the inverse characteristic and performing the linear amplification by operating the power amplifying means in the linear mode, the distortion compensating means receives the input modulated signal and The division is performed with the distortion data having the positive characteristic or the multiplication with the distortion data having the inverse characteristic.
  • the input modulation signal when polar modulation is performed by operating in the saturation mode, the input modulation signal is multiplied by the distortion data when the distortion data has a positive characteristic, and division is performed when the distortion data has the inverse characteristic.
  • distortion compensation can be performed by adding the same nonlinear distortion as when operating in the linear mode, and highly efficient polar modulation can be performed with the peak factor of the modulation signal reduced.
  • linear amplification is performed by operating in the linear mode
  • the input modulation signal is divided by the distortion data when the distortion data has a positive characteristic, and the input data is multiplied when the distortion data has the inverse characteristic. It is possible to perform nonlinear distortion compensation by adding a characteristic. This makes it possible to perform highly efficient polar modulation while maintaining good distortion characteristics.
  • a transmitting apparatus includes an amplitude calculating means for calculating an amplitude of an input modulation signal, and a distortion compensation unit for storing distortion data having normal characteristics and inverse characteristics for performing distortion compensation on the input modulation signal. Based on the output of the data storage means and the output of the amplitude calculation means, the distortion data of the normal characteristic or the inverse characteristic is read from the normal / reverse distortion compensation data storage means, and the input modulation signal is multiplied by the distortion data.
  • a variable gain amplifying means for amplifying the power of the output of the variable gain amplifying means; a linear mode for amplifying the power using a linear operation area in the input / output power characteristic; and a saturation mode for the input / output power characteristic.
  • Territory A power amplifying means having a saturation mode for performing power amplification by using a power amplifier, and an amplitude modulating means for performing polar coordinate modulation by inputting an amplitude component of an output of the distortion compensating means to an output control input terminal of the power amplifying means.
  • the distortion compensating means multiplies the input modulation signal by the distortion data of the positive characteristic.
  • the distortion compensation means compares the input modulated signal with the distortion data having the inverse characteristic. Is performed.
  • the input modulation signal is multiplied by distortion data having positive characteristics to add, for example, nonlinear distortion equivalent to that in operation in the linear mode.
  • nonlinear distortion compensation can be performed by, for example, adding the inverse distortion characteristic of the power amplification means by multiplying the input modulation signal by the distortion data of the inverse characteristic. It is.
  • the distortion compensating means can be constituted only by a multiplication function without using multi-bit division which requires a large processing in the ASIC, so that the structure of the distortion compensating means can be simplified and the processing load can be reduced.
  • a transmitting apparatus includes a quadrature modulating means for inputting an in-phase component and a quadrature component of an input modulated signal to perform quadrature modulation, and amplifies an output of the quadrature modulating means, based on a gain control signal.
  • a variable gain amplifying means whose gain is controlled; and a linear mode for amplifying the power of the output of the variable gain amplifying means and performing power amplification using a linear operation region in input / output power characteristics.
  • Power amplifying means having a saturation mode for performing power amplification using a saturation operation region in the input / output power characteristic, amplitude calculating means for calculating the amplitude of the input modulation signal, and converting the amplitude component of the input modulation signal into the power Amplitude modulation means for inputting to the output control input terminal of the amplification means to perform polar modulation, amplitude distortion data storage means for storing distortion data corresponding to the amplitude of the input modulation signal, and saturation of the power amplification means In the case where polar modulation is performed by operating in a mode, distortion data is read from the amplitude distortion data storage unit based on the output of the amplitude calculation unit, and the amplitude of the input modulation signal is multiplied by the distortion data. And a distortion adding means.
  • the amplitude of the input modulation signal is multiplied by the distortion data, and the amplitude component to which the distortion is added is input to the output control input terminal of the power amplification means.
  • distortion compensation of the power amplifying means can be performed.
  • the configuration of the amplitude distortion data storage means can be simplified by using only the distortion data for the amplitude, and the circuit configuration can be simplified by not performing the distortion compensation in the linear mode. .
  • a transmitting apparatus is a quadrature modulating unit that performs quadrature modulation by inputting an in-phase component and a quadrature component of an input modulated signal, and amplifies the output of the quadrature modulating unit.
  • First variable gain amplifying means for controlling the gain by controlling the gain, and amplifying the output of the first variable gain amplifying means, wherein the gain is controlled based on the gain control signal.
  • a second variable gain amplifying means for amplifying the power of the output of the second variable gain amplifying means, and a linear mode for amplifying the power using a linear operation region in the input / output power characteristic;
  • Power amplifying means having a saturation mode for performing power amplification using a saturation operation region in output power characteristics, amplitude detecting means for detecting an amplitude of an output of the first variable gain amplifying means, and an output of the amplitude detecting means.
  • the power amplifier And a amplitude modulating means for performing polar modulation is input to the output control input of which is also of a.
  • a transmitting apparatus includes a polar conversion unit that converts an input modulation signal composed of an in-phase component and a quadrature component into an amplitude signal and a phase signal, and distortion data for adding distortion to the amplitude signal and the phase signal.
  • a distortion data storage means for reading distortion data from the distortion data storage means based on the amplitude signal and adding distortion to the amplitude signal and the phase signal; and Distortion compensation data storage means for storing two types of distortion data for performing distortion compensation on the amplitude signal and phase signal output of the means, and the distortion compensation data storage based on the amplitude signal output of the distortion applying means.
  • a quadrature coordinate conversion means for converting any one of the amplitude signal outputs of the means and the phase signal output of the distortion compensation means into an in-phase component and a quadrature component; a quadrature modulation means for performing quadrature modulation by an output of the quadrature coordinate conversion means;
  • a variable gain amplifying means for amplifying the output of the quadrature modulating means, the gain of which is controlled based on a gain control signal; and a power amplifying the output of the variable gain amplifying means;
  • Operation area Amplifying means having a linear mode for performing power amplification using a frequency band, a saturation mode for performing power amplification using a saturation operation area in the input / output power characteristics, and an amplitude component of an output of the distortion compensating means.
  • Amplitude modulating means for inputting to an output control input terminal of the amplifying means and performing polar modulation, and performing polar coordinate modulation by inputting an amplitude signal to the orthogonal coordinate converting means and operating the power amplifying means in a saturation mode.
  • the output is a fixed value or the amplitude output of the distortion adding means.
  • the peak factor of the modulation signal can be reduced even in linear modulation, not only in polar coordinate modulation, and higher efficiency can be achieved.
  • the amplitude signal input to the orthogonal coordinate conversion unit is fixed when the operation mode is cellular communication.
  • amplitude output in the distortion adding means in the case of WLAN communication.
  • LlaZbZg suppresses the upper limit of the operating frequency of the DAC that is built into the output of the orthogonal coordinate conversion unit and narrows the transmission band! ⁇
  • Cellular communication such as GSM
  • the power amplifying unit performs the polar coordinate modulation when the transmission output power is at or near a maximum output level, Smaller than! /, In which case the linear amplification is performed.
  • the power amplifying unit may A power supply terminal used as an output control input terminal, for increasing the current capacity of the signal of the predetermined level or an amplitude-modulated signal based on an amplitude component of the input modulation signal, and transmitting the signal to the power supply terminal; Some include a power supply driver that supplies power as an output control signal.
  • the current capacity of the amplitude-modulated signal based on the amplitude component of the input modulation signal is enhanced by the power supply driver, and the signal is supplied to the power supply terminal of the power amplifying unit as a transmission output control signal, thereby achieving saturation. It is possible to perform highly efficient polar modulation in the mode.
  • the present invention also provides a wireless communication device provided with any of the transmission devices described above.
  • a wireless communication device having such a configuration high-efficiency amplification by polar coordinate modulation can be performed with the peak factor of the modulated signal reduced when operating in the saturation mode, and nonlinear distortion can be realized when operating in the linear mode.
  • Linear amplification is possible while performing compensation, and it is more effective when applied to a small and mobile wireless communication device such as a mobile phone device.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitting apparatus according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a compensation table used in the first embodiment
  • FIG. 3 is a graph showing an example of data stored in a compensation table according to the first embodiment as a graph.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a transmitting apparatus according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of a compensation table used in the second embodiment
  • FIG. 6 is a graph showing an example of data stored in a compensation table according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a transmitting apparatus according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of a distortion table used in the third embodiment
  • FIG. 9 A characteristic diagram showing an example of data stored in a distortion table according to the third embodiment in a graph.
  • 10 A block diagram showing a configuration of a transmitting apparatus according to the fourth embodiment of the present invention
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of the transmitting apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the transmitting unit 10 constituting the transmitting apparatus according to the first embodiment performs a compensation operation for performing an operation such as distortion compensation.
  • the compensation operation unit 11 includes a first amplitude calculation unit 15 for calculating the amplitude of the baseband quadrature-modulated digital signal, and a positive or inverse output level and phase characteristic corresponding to each input level of the high power amplifier 13.
  • a compensation table 16 storing characteristic distortion data, a distortion compensating section 17 for multiplying or dividing a baseband quadrature-modulated digital signal and distortion data in the compensation table 16 in accordance with a switching control signal and outputting the result, and a distortion compensating section 17
  • a second amplitude calculating unit 18 for calculating the amplitude after distortion compensation from the output signal of the second.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the compensation table 16 used in the first embodiment
  • FIG. 3 is a characteristic diagram showing an example of positive characteristic data stored in the compensation table 16 of FIG. 2 in a graph. is there.
  • the compensation table 16 corresponds to an example of compensation data storage means, and stores output level and phase distortion data corresponding to each input level of the high power amplifier 13.
  • the compensation table 16 uses the amplitude of the quadrature modulated digital signal calculated by the amplitude calculator 15 as an index, distortion data expressing the nonlinear distortion characteristics of the high power amplifier 13 can be obtained.
  • the linear modulator 12 includes a quadrature modulator (MOD) 19 that performs quadrature modulation on the output of the distortion compensator 17 to perform frequency conversion to an RF band, and a medium power amplifier that amplifies the output of the quadrature modulator 19. 20.
  • the amplitude modulation section 14 is configured to include a power supply driver 21 and enhances the current capacity of the amplitude after distortion compensation output from the amplitude calculation section 18 so that the voltage can be changed with respect to the large power amplifier 13. Supply.
  • the transmitting unit 10 includes an I input terminal 31, which is an in-phase component input terminal, a Q input terminal 32, which is a quadrature component input terminal, and a power supply for inputting a switching control signal for controlling the operation of the distortion compensating unit 17.
  • the control unit 30 is connected to these terminals, outputs a transmission modulation signal, outputs various control signals, and controls the wireless communication operation.
  • a quadrature modulated digital signal of a baseband band to be transmitted is provided.
  • the in-phase envelope component (I signal) is input to the I input terminal 31, and the quadrature envelope component (Q signal) is input to the Q input terminal 32.
  • the first amplitude calculator 15 calculates the amplitude of the quadrature-modulated digital signal from the I signal and the Q signal. The output of the first amplitude calculator 15 becomes an index of the compensation table 16.
  • the distortion compensator 17 multiplies or divides the quadrature-modulated digital signal by the distortion data output from the compensation table 16 in accordance with the instruction of the switching control signal input from the multiplication Z division switching terminal 32.
  • the output of the distortion compensator 17 is input to the quadrature modulator 19 and the second amplitude calculator 18.
  • the second amplitude calculator 18 calculates the amplitude of the quadrature modulated digital signal after distortion compensation in the distortion compensator 17, and outputs the amplitude output to the amplitude modulator 14.
  • the quadrature modulator 19 is equivalent to an example of a quadrature modulation means.
  • the quadrature modulator 19 modulates a high-frequency signal supplied from a local oscillator by a distortion-compensated I and Q signals input from the distortion compensator 17 to a quadrature modulator. By doing so, I and Q signal powers generate and output high-frequency signals in the phase-modulated RF band.
  • the medium power amplifier 20 corresponds to an example of a variable gain amplifier, and amplifies the output signal of the quadrature modulator 19 with a predetermined gain according to the level of the gain control signal input from the gain control terminal.
  • the output of the middle power amplifier 20 becomes the output of the linear modulator 12 and is input to the high power amplifier 13 as a modulation signal for transmission.
  • the large power amplifier 13 is equivalent to an example of a power amplifying unit. For example, as shown in the figure, the power of a plurality of stages of amplifying circuits is increased, and the output is controlled according to the input level of the power supply terminal 22 serving as an output control input terminal. Is a controlled power amplifier.
  • the high power amplifier 13 performs power amplification by linearly amplifying the transmission modulation signal output from the linear modulator 12 in a linear mode or amplitude-modulating (polar coordinate modulation) in a saturation mode, and outputs the amplified signal as a transmission signal. Output from terminal 34.
  • the input level of the large power amplifier 13 is kept in the saturation operation region, and the amplitude component of the modulation signal output from the second amplitude calculation unit 18 is supplied to the power supply driver 21 by the power supply driver 21.
  • the power supply driver 21 By increasing the capacity, supplying power to the high power amplifier 13, and applying amplitude modulation to the voltage of the power supply terminal 22 of the high power amplifier 13, highly efficient polar coordinate modulation is performed.
  • the output level of the medium power amplifier 20, ie, the input level of the large power amplifier 13, is controlled by a gain control signal input from the gain control terminal 34.
  • Transmission power control is performed by maintaining the gain in a linear operation region and varying the gain control signal to the medium power amplifier 20 or the power supply voltage of the large power amplifier 13.
  • the switching control signal input from the control unit 30 to the multiplication Z division switching terminal 33 is set to the multiplication, and the distortion compensation unit is set.
  • the baseband quadrature-modulated digital signal input from the I input terminal 31 and the Q input terminal 32 is multiplied by the distortion data output from the compensation table 16.
  • the output of the amplitude modulation unit 14 is fixed, and the switching control signal input to the multiplication / Z division switching terminal 33 is set to division.
  • the distortion compensator 17 divides the baseband quadrature modulated digital signal input from the I input terminal 31 and the Q input terminal 32 by the distortion data output from the compensation table 16. As a result, the inverse distortion characteristic of the high power amplifier 13 is added, the nonlinear distortion of the high power amplifier 13 is compensated, and the power amplification efficiency can be increased.
  • the switching between the saturation mode and the linear mode is performed when the transmission output power is lower than a predetermined value, for example, when the output is smaller than the maximum transmission power.
  • the high power amplifier 13 is operated in the saturation mode, that is, in the polar coordinate modulation system when the transmission output power is a high output equal to or higher than a predetermined value, for example, when the transmission output power is used near the maximum transmission power.
  • the gain control of the large power amplifier 13 may be performed at the power input level or may be changed at the power gate or base bias input level.
  • the quadrature modulation to the RF band is performed by the quadrature modulator, the direct modulator or the indirect PLL modulator or the ⁇ ⁇ modulator used in the constant amplitude modulation system such as the GSM system of European mobile phones is used. It doesn't matter if you use phase modulation means like a vessel!
  • the input baseband quadrature modulated digital signal is And the distortion data of the high power amplifier 13
  • the same nonlinear distortion as when the amplifier 13 is used in the linear mode is added, and the peak factor of the modulated signal is compressed.
  • the input baseband quadrature modulation digital signal is divided by the distortion data of the high power amplifier 13 to obtain a high power amplifier 13.
  • the inverse distortion characteristic of the amplifier 13 is added to perform nonlinear distortion compensation. As a result, it is possible to switch the nonlinear distortion compensation using the highly efficient polar modulation method and the simple predistortion method.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the transmitting apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the transmission unit 40 of the second embodiment is partially different from the configuration of the first embodiment, and is obtained by changing the configuration of the compensation calculation unit 41.
  • the compensation calculation unit 41 includes, instead of the compensation table 16 of the first embodiment, a compensation table 42 in which distortion data of normal characteristics and inverse characteristics are stored as a plurality of distortion data. 42 is provided with a forward / reverse characteristic switching terminal 43 for inputting a switching control signal. The distortion data output from the compensation table 42 is switched by the switching control signal input from the forward / reverse characteristic switching terminal 43, and the distortion is compensated only by the multiplication function.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment, and the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the compensation table 42 used in the second embodiment
  • FIGS. 6A and 6B are graphs showing an example of data stored in the compensation table 42 of FIG.
  • (A) is a normal characteristic
  • (B) is a reverse characteristic
  • the compensation table 42 corresponds to an example of the compensation data storage means, and stores the positive characteristic data and the inverse characteristic data of the output level and phase distortion data corresponding to each input level of the high power amplifier 13.
  • RU Selects the normal characteristic data or the inverse characteristic data according to the switching control signal input from the forward / reverse characteristic switching terminal 43, and refers to the compensation table 42 as an index using the amplitude of the quadrature modulated digital signal calculated by the amplitude calculator 15 as an index. By doing so, distortion data for compensating for nonlinear distortion in the high power amplifier 13 can be obtained.
  • the switching control signal input from the control unit 30 to the positive-Z reverse characteristic switching terminal 43 is set to the positive characteristic.
  • the distortion compensator 17 multiplies the baseband quadrature-modulated digital signal input from the I input terminal 31 and the Q input terminal 32 by the distortion data having positive characteristics output from the compensation table 42.
  • the distortion compensating unit 17 multiplies the baseband quadrature-modulated digital signal input from the I input terminal 31 and the Q input terminal 32 by the distortion data having the inverse characteristic output from the compensation table 42.
  • the reverse distortion characteristic of the high power amplifier 13 is added, the nonlinear distortion of the high power amplifier 13 is compensated, and the power amplification efficiency can be increased.
  • the positive characteristic data of the compensation table 42 is not limited to the distortion characteristic of the high power amplifier 13, and it is possible to use the distortion characteristic of an arbitrary amplifier.
  • the gain control of the high power amplifier is performed at the power supply input level, but may be changed at the gate or base bias input level.
  • the quadrature modulation to the RF band is performed by the orthogonal modulator, it is used in the constant amplitude modulation system such as the GSM system of the European mobile phone, and the direct modulator or the indirect PLL modulator or the ⁇ modulation is used. It doesn't matter if it's a phase modulation means like a vessel!
  • the distortion compensator when switching between the addition of the nonlinear distortion in the saturation mode and the load of the inverse distortion characteristic in the linear mode, the multiplication and the division of the distortion data are performed by switching.
  • the distortion compensator can be configured with only the multiplication function by switching the distortion data between the normal characteristic and the inverse characteristic prepared in advance. Therefore, since the division function can be omitted in the distortion compensating section, the processing load of the distortion compensating section can be reduced in addition to the effect of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the transmitting apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • the transmission unit 50 of the third embodiment is partially different from the configuration of the first embodiment, and has a configuration in which a compensation calculation unit 51 that performs distortion compensation on the amplitude component is provided.
  • Compensation calculation section 51 is output from amplitude calculation section 15 for calculating the amplitude of the baseband quadrature-modulated digital signal, distortion table 52 storing the distortion data of the amplitude component, and amplitude calculation section 15. It has a distortion adding unit 53 that adds the distortion data from the distortion table 52 to the amplitude and supplies it to the amplitude modulation unit 14.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment, and the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of a distortion table 52 used in the third embodiment
  • FIG. 9 is a characteristic diagram showing a graph of an example of data stored in the distortion table 52 of FIG.
  • the distortion table 52 corresponds to an example of compensation data storage means, and stores distortion data of an output level corresponding to each input level of the high power amplifier 13 as distortion data of an amplitude component.
  • Distortion adding section 53 multiplies the amplitude of the baseband quadrature modulated digital signal output from amplitude calculating section 15 by the amplitude distortion data output from distortion table 52, and adds nonlinear distortion to the amplitude component of the input signal. I do.
  • the amplitude calculating unit 15 when operating the high power amplifier 13 in the saturation mode, the amplitude calculating unit 15 outputs the baseband quadrature modulated digital signals input from the I input terminal 31 and the Q input terminal 32. The amplitude of the signal is calculated, and the distortion adding section 53 multiplies the calculated amplitude signal by the distortion data output from the distortion table 52.
  • the same nonlinear distortion as when the large power amplifier 13 is used in the linear mode is added, and peak modulation of the modulation signal is performed, thereby increasing the efficiency of polar modulation and increasing the power amplification efficiency. Can be improved.
  • the output of the amplitude modulation section 14 is fixed, and the baseband orthogonal modulation digital signal input from the I input terminal 31 and the Q input terminal 32 is input.
  • the signal is directly input to the quadrature modulator 19 of the linear modulator 12. Then, the output of the linear modulator 12 is linearly amplified in the high power amplifier 13.
  • the gain control of the large power amplifier 13 may be performed at the power supply input level, and may be changed at the power gate or base bias input level. Also, to the RF band Although the quadrature modulation is performed by the quadrature modulator, the phase modulation such as the direct modulator or the indirect PLL modulator and the ⁇ ⁇ ⁇ modulator used in the constant amplitude modulation system such as the GSM system of the European mobile phone is used. It doesn't even have to be a modulation means!
  • the distortion data when nonlinear distortion is added in the saturation mode, the distortion data is added to the amplitude component of the input modulation signal supplied as a power supply to the high power amplifier 13 so that the distortion is added. Compensation can be performed. By providing only amplitude data as distortion data for distortion compensation in this way, the size of the distortion table can be reduced. Further, by not performing distortion compensation in the linear mode, the circuit configuration can be simplified as compared with the first embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a transmitting apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the transmission unit 60 of the fourth embodiment is partially different from the configuration of the first embodiment in that a medium power amplifier 61 is provided to apply nonlinear distortion in an analog manner.
  • the transmitting section 60 includes a medium power amplifier 61 between the quadrature modulator 19 and the medium power amplifier 20, and the medium power amplifier 61 is provided with a distortion control terminal 63 for inputting a distortion control signal. . Further, an output terminal of the medium power amplifier 61 is connected to an amplitude detection unit 62, and the output of the amplitude detection unit 62 is supplied to the amplitude modulation unit 14.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment, and the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
  • the medium power amplifier 61 is configured such that the gain is variable by the distortion control signal input from the distortion control terminal 63, and the output of the quadrature modulator 19 without using a compensation table is analog-like within a range that satisfies the wireless standard.
  • the gain is adjusted so as to distort the amplitude and the amplitude is amplified.
  • the amplitude detector 62 detects the amplitude of the output signal of the middle power amplifier 61, and outputs the detected amplitude component to the amplitude modulator 14.
  • the gain of the middle power amplifier 20 is adjusted by the gain control signal input from the gain control terminal 34, so that the high power amplifier 13
  • the output level is readjusted in the middle power amplifier 20 so that the input level of the output becomes appropriate.
  • the gain control of the large power amplifier 13 may be performed at the power supply input level, and may be changed at the power gate or base bias input level. Also, to the RF band Although the quadrature modulation is performed by the quadrature modulator, the phase modulation such as the direct modulator or the indirect PLL modulator and the ⁇ ⁇ ⁇ modulator used in the constant amplitude modulation system such as the GSM system of the European mobile phone is used. It doesn't even have to be a modulation means!
  • the fourth embodiment it is possible to perform distortion compensation by applying nonlinear distortion in an analog manner by the medium power amplifier 61.
  • a compensation table becomes unnecessary, and the circuit configuration can be further simplified than in the third embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of the transmitting apparatus according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the transmission unit 200 of the fifth embodiment is partially different from the configuration of the first embodiment, and is a modification of the configuration of the compensation calculation unit 41.
  • the compensation calculation unit 201 includes a polar coordinate conversion unit 205, a distortion table (LUT1) 206, a distortion addition unit 207, a compensation table (LUT2, LUT3) 209, a distortion compensation unit 208, a first selection unit 212, and a second It comprises a selection unit 211 and a rectangular coordinate conversion unit 210.
  • a polar coordinate conversion unit 205 a distortion table (LUT1) 206, a distortion addition unit 207, a compensation table (LUT2, LUT3) 209, a distortion compensation unit 208, a first selection unit 212, and a second It comprises a selection unit 211 and a rectangular coordinate conversion unit 210.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment, and similar components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • Polar coordinate conversion section 205 performs polar coordinate conversion of baseband quadrature-modulated digital signals 10 and Q0, and converts them into amplitude signal R0 and phase signal P0.
  • the distortion table 206 stores output characteristic and phase positive characteristic distortion data corresponding to each input level of the high power amplifier 13.
  • the distortion adding section 207 uses the amplitude signal R0 as a parameter and adds distortion to the amplitude signal R0 and the phase signal P0 according to the contents of the distortion table 206.
  • the compensation table 209 includes output characteristic and phase inverse characteristic distortion data corresponding to each input level of the high power amplifier 13, and output level and phase inverse characteristic corresponding to the power terminal input level of the high power amplifier 13. Two of the data are stored, and either data is selected by the operation mode switching signal from the mode switching terminal 202.
  • the distortion compensator 208 uses the amplitude signal R1 as a parameter and performs distortion compensation on the amplitude signal Rl and the phase signal PI according to the selected contents of the compensation table 209.
  • the first selection unit 212 selects one of the output CO of the first fixed value output terminal 203 and the amplitude output R2 of the distortion compensation unit 208 according to the operation mode switching signal from the mode switching terminal 202. Then, it performs DA conversion and outputs it as an analog voltage.
  • the second selection unit 211 determines the output C1 of the second fixed value output terminal 204, the amplitude output R1 of the distortion addition unit 207, and the amplitude output R2 of the distortion compensation unit 208 according to the operation mode switching signal from the mode switching terminal 202. Select one of them.
  • the orthogonal coordinate converter 210 converts the amplitude output R3 of the second selector 211 and the phase output P2 of the distortion compensator 208 into an in-phase component and a quadrature component, and performs DA conversion to obtain analog voltages II and Q1. Output.
  • the configuration example of the distortion table 206 is the same as that of FIG. 2, and FIG. 3 is a characteristic diagram showing an example of the positive characteristic data stored in a graph.
  • the configuration examples of the two tables included in the compensation table 209 are the same as those in the case of the inverse characteristic in FIG. 5, and FIG. 6B is a characteristic diagram showing an example of the inverse characteristic data stored in a graph. .
  • the distortion adding means and the distortion compensating means are independently provided, so that the distortion adding means compresses the peak factor of the modulation signal, and at the same time, performs non-linear distortion by polar modulation or a simple predistortion method. Compensation can be performed, and the power amplification efficiency can be further increased as compared with the case of the first to fourth embodiments.
  • the output C 1 of the second fixed value output terminal 204 is selected and input to the orthogonal coordinate conversion unit 210. I do.
  • the operating frequency upper limit of the internal DA conversion rises, but the polar component operation approaches the ideal state by removing the amplitude component, and it is possible to meet the strict modulation spectrum specification of 60 dBc or more with 600 KHz detuning.
  • the amplitude output R1 of the distortion adding section 207 may be selected even when used in cellular communication, as a matter of course.
  • the transmitting apparatus includes various types of cellular telephone apparatuses such as the GSM scheme and the W-CDMA scheme, other wireless terminal apparatuses, wireless base station apparatuses, and IEEE802. 02. It can be applied to the transmitter of various wireless communication devices such as wireless communication devices for various WLANs such as llaZbZg method.
  • the present invention has an effect of providing a transmission unit capable of performing polar coordinate modulation with high efficiency while maintaining good distortion characteristics, and a transmission device capable of amplifying transmission power using polar modulation. It is useful for a wireless communication device or the like using this transmission device.

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Abstract

　歪特性を良好に保ちながら、高効率な極座標変調を行うことが可能な送信装置を提供する。 　大電力増幅器１３を飽和モードで動作させて極座標変調を行う場合は、乗算／除算切替端子３３へ入力する切替制御信号を乗算に設定し、歪補償部１７においてＩ入力端子３１，Ｑ入力端子３２から入力された直交変調ディジタル信号と補償テーブル１６の歪データとを乗算することにより、大電力増幅器１３を線形モードで使用するときと同等の非線形歪を付加し、変調信号のピークファクタの圧縮を行うことで、極座標変調の効率を高める。大電力増幅器１３を線形モードで動作させて線形増幅を行う場合は、切替制御信号を除算に設定し、歪補償部１７において直交変調ディジタル信号と歪データとを除算することにより、大電力増幅器１３の逆歪特性を付加し、大電力増幅器１３の非線形歪補償を行う。

Description

明 細 書
送信装置及び無線通信装置
技術分野
[0001] 本発明は、極座標変調を用いた送信電力増幅が可能な送信装置およびこの送信 装置を用いた無線通信装置に関する。
背景技術
[0002] 移動体通信に用いられる送信装置では、装置の性能を図る指標として、送信機能 における電力効率および線形性が評価されて!ヽる。この送信機能における電力効率 および線形性は、特に携帯電話等の高周波変調送信機器において、装置の性能を 表す上で最も重要な指標となって!/、る。
[0003] このような高周波変調送信機器の最終段の増幅器としては、いわゆる AB級動作の 増幅器が広く用いられている。この AB級増幅器は、歪みが少ない、すなわち線形性 には優れている反面、常時直流バイアス成分に伴う電力を消費するため電力効率は 小さくなつてしまうものである。
[0004] そこで、電力増幅器を高効率動作させる方法として、トランジスタの入出力特性の 飽和領域を用いて、ドレイン電圧またはコレクタ電圧 (電源電圧)をベースバンド信号 の振幅成分に応じて変化させて増幅する極座標変調方式が考案されて!ヽる。この種 の装置として、例えば、特許第 3044057号公報 (特許文献 1)に開示された出力可 変送信装置がある。
[0005] 図 12は、従来例の出力可変送信装置の構成を示すブロック図である。この出力可 変送信装置は、変調入力端子 101, 102と、搬送波発振器 104と、変調入力端子 10 1, 102の出力を搬送波発振器 104の出力周波数にて直交変調する直交変調器 10 3と、高周波電力増幅器 105と、送信出力端子 106と、変調入力端子 101, 102の出 力から包絡線を生成する包絡線生成回路 107と、指定信号入力端子 112と、指定信 号入力端子 112からの電力増幅器 105の平均出力レベルを設定する信号を入力と しその入力値に対応する直流信号を発生する多値直流信号発生回路 108と、多値 直流信号発生回路 108の出力を包絡線生成回路 107の出力包絡線に乗算する乗 算回路 109と、乗算回路 109の出力に応じて電力増幅器 105のドレイン電圧を制御 する電圧制御回路 110と、電源端子 111を備えた構成となっている。
[0006] 直交変調器 103は、変調入力端子 101, 102から入力される I信号とこの I信号に直 交する Q信号とにより、搬送波発振器 104から供給された搬送波を変調する。包絡線 生成回路 107は、前記 I, Q信号の振幅信号 Rを算出する。指定信号入力端子 112 には、送信出力端子 106に出力しょうとする送信出力レベルに対応する出力レベル 指定信号が入力される。多値直流信号発生回路 108は、指定信号入力端子 112か らの出力レベル指定信号に従って直流信号を発生する。
[0007] 乗算回路 109は、包絡線生成回路 107の出力と多値直流信号発生回路 108の出 力とを乗算する。これにより、乗算回路 109の出力には変調波の包絡線に比例した 信号が得られる。電圧制御回路 110は、乗算回路 109の出力に応じて、電力増幅器 105のドレイン電圧 Voを変化させる。この結果、電力増幅器 105のドレイン電圧は、 変調波の包絡線に比例する。したがって、上記のような極座標変調方式の構成を用 いることによって、電力増幅器 105は高効率の飽和状態を保ちながら線形増幅を行 うことができる。
[0008] し力しながら、図 12に示す従来例の極座標変調方式の出力可変送信装置におい ては、必ず飽和出力力 ピーク電力と平均電力の比であるピークファクタの分だけ出 力が低下し、結果として効率が低下してしまうという課題があった。
[0009] この課題を解決する手段として、振幅の瞬時値が一定値を超える場合にスケーリン グファクタを乗算することで変調波のピークを低減する方式が考案されて 、る。この種 の装置として、例えば、特許第 3024515号 (特許文献 2)に開示された送信波生成 方法及び装置がある。
[0010] 次の式（1) , (2)は、従来例の送信波生成方法及び装置の動作を説明する数式で ある。
I(t) = Rmax X Iin(t)/Rin(t) · · · ( 1 )
Q(t) = Rmax X Qin(t)/Rin(t) · · · ( 2)
上記式において、 Iin(t), Qin(t)は直交変調入力信号、 Rmaxは振幅制限値、 Rin( t)は Iin(t), Qin(t)力も算出される推定振幅値である。 [0011] この従来例では、推定振幅値 Rin(t)と振幅制限値 Rmaxの大小を比較し、 Rin(t)が Rmax未満の場合には、入力信号 Iin(t), Qin(t)をそのまま用い、 Rin(t)が Rmax以 上である場合は、式（1) , (2)に従い、変調信号のピークを低下させる。
[0012] し力しながら、上記従来例の送信波生成方法及び装置においては、振幅の瞬時値 が振幅制限値を超える場合にのみ振幅制限が行われることになり（ハードクリッピング 動作)、振幅制限値付近での急激な変化が生じるため、結果として非線形歪の増加 につながりやす 、と 、う課題を有して 、た。
[0013] 特許文献 1 :特許第 3044057号 (第 1 20頁、図 1)
特許文献 2 :特許第 3024515号 (第 3頁、数 3)
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0014] 本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、歪特性を良好に保ちながら、高効 率な極座標変調を行うことが可能な送信装置及び無線通信装置を提供することを目 的とする。
課題を解決するための手段
[0015] 本発明の送信装置は、入力変調信号の振幅を算出する振幅算出手段と、前記入 力変調信号に対する歪補償を行うための正特性または逆特性の歪データを格納す る歪補償データ格納手段と、前記振幅算出手段の出力に基づいて前記歪補償デー タ格納手段から正特性または逆特性の歪データを読み取り、前記入力変調信号と前 記歪データとを乗算または除算して歪補償を行う歪補償手段と、前記歪補償手段の 出力により直交変調を行う直交変調手段と、前記直交変調手段の出力を増幅するも ので、ゲイン制御信号に基づいて利得が制御される可変利得増幅手段と、前記可変 利得増幅手段の出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性における線形動作 領域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性における飽和動作 領域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、前記歪補償手段 の出力の振幅成分を前記電力増幅手段の出力制御用入力端に入力して極座標変 調を行う振幅変調手段とを備え、前記電力増幅手段を飽和モードで動作させて極座 標変調を行う場合に、前記歪補償手段にお!ヽて前記入力変調信号と前記正特性の 歪データとの乗算または逆特性の歪データとの除算を行い、前記電力増幅手段を線 形モードで動作させて線形増幅を行う場合に、前記歪補償手段にお!、て前記入力 変調信号と前記正特性の歪データとの除算または逆特性の歪データとの乗算を行う ものである。
[0016] この構成により、飽和モードで動作させて極座標変調を行う場合は歪データが正特 性である場合入力変調信号と歪データとを乗算し、逆特性である場合除算することに より、例えば線形モードで動作するときと同等の非線形歪を付加して歪補償を行うこ とが可能であり、変調信号のピークファクタを低減した状態で高効率な極座標変調を 行える。また、線形モードで動作させて線形増幅を行う場合は歪データが正特性で ある場合入力変調信号と歪データとを除算し、逆特性である場合乗算することにより 、例えば電力増幅手段の逆歪特性を付加して非線形歪補償を行うことが可能である 。これにより、歪特性を良好に保ちながら、高効率な極座標変調を行うことが可能とな る。
[0017] 本発明の送信装置は、入力変調信号の振幅を算出する振幅算出手段と、前記入 力変調信号に対する歪補償を行うための正特性及び逆特性の歪データを格納する 正逆歪補償データ格納手段と、前記振幅算出手段の出力に基づ!、て前記正逆歪補 償データ格納手段から正特性または逆特性の歪データを読み取り、前記入力変調 信号と前記歪データとを乗算して歪補償を行う歪補償手段と、前記歪補償手段の出 力により直交変調を行う直交変調手段と、前記直交変調手段の出力を増幅するもの で、ゲイン制御信号に基づいて利得が制御される可変利得増幅手段と、前記可変利 得増幅手段の出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性における線形動作領 域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性における飽和動作領 域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、前記歪補償手段の 出力の振幅成分を前記電力増幅手段の出力制御用入力端に入力して極座標変調 を行う振幅変調手段とを備え、前記電力増幅手段を飽和モードで動作させて極座標 変調を行う場合に、前記歪補償手段にお!ヽて前記入力変調信号と前記正特性の歪 データとの乗算を行!、、前記電力増幅手段を線形モードで動作させて線形増幅を行 う場合に、前記歪補償手段において前記入力変調信号と前記逆特性の歪データと の乗算を行うものである。
[0018] この構成により、飽和モードで動作させて極座標変調を行う場合は入力変調信号と 正特性の歪データとを乗算することにより、例えば線形モードで動作するときと同等 の非線形歪を付加して歪補償を行うことが可能であり、変調信号のピークファクタを 低減した状態で高効率な極座標変調を行える。また、線形モードで動作させて線形 増幅を行う場合は入力変調信号と逆特性の歪データとを乗算することにより、例えば 電力増幅手段の逆歪特性を付加して非線形歪補償を行うことが可能である。これに より、歪特性を良好に保ちながら、高効率な極座標変調を行うことが可能となる。また 、歪補償手段を ASICでは処理の重い多ビットの除算を用いずに乗算機能のみで構 成でき、歪補償手段の構成の簡略ィ匕及び処理負荷の軽減を図ることが可能である。
[0019] 本発明の送信装置は、入力変調信号の同相成分及び直交成分を入力して直交変 調を行う直交変調手段と、前記直交変調手段の出力を増幅するもので、ゲイン制御 信号に基づ!、て利得が制御される可変利得増幅手段と、前記可変利得増幅手段の 出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性における線形動作領域を用いて電 力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性における飽和動作領域を用いて電 力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、前記入力変調信号の振幅を算出 する振幅算出手段と、前記入力変調信号の振幅成分を前記電力増幅手段の出力制 御用入力端に入力して極座標変調を行う振幅変調手段と、前記入力変調信号の振 幅に対する歪データを格納する振幅歪データ格納手段と、前記電力増幅手段を飽 和モードで動作させて極座標変調を行う場合に、前記振幅算出手段の出力に基づ いて前記振幅歪データ格納手段から歪データを読み取り、前記入力変調信号の振 幅と前記歪データとを乗算する歪付加手段とを備えるものである。
[0020] この構成により、飽和モードで動作させて極座標変調を行う場合に、入力変調信号 の振幅と歪データとを乗算し、歪を付加した振幅成分を電力増幅手段の出力制御用 入力端に入力して極座標変調を行うことで、電力増幅手段の歪補償を行うことが可 能となる。また、振幅に対する歪データのみを用いることで、振幅歪データ格納手段 の構成を簡略ィ匕でき、さらに、線形モードにおいては歪補償を行わないことで、回路 構成を簡易化することが可能である。 [0021] 本発明の送信装置は、入力変調信号の同相成分及び直交成分を入力して直交変 調を行う直交変調手段と、前記直交変調手段の出力を増幅するもので、歪制御信号 に基づいて利得が制御される歪制御用の第 1の可変利得増幅手段と、前記第 1の可 変利得増幅手段の出力を増幅するもので、ゲイン制御信号に基づいて利得が制御 されるゲイン制御用の第 2の可変利得増幅手段と、前記第 2の可変利得増幅手段の 出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性における線形動作領域を用いて電 力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性における飽和動作領域を用いて電 力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、前記第 1の可変利得増幅手段の 出力の振幅を検出する振幅検出手段と、前記振幅検出手段の出力を前記電力増幅 手段の出力制御用入力端に入力して極座標変調を行う振幅変調手段とを備えるも のである。
[0022] この構成により、第 1の可変利得増幅手段によってアナログ的に非線形歪を与える ことで、歪補償を行うことが可能となる。この場合、歪データの格納手段等を設けなく ても済むため、回路構成を簡易化することが可能である。
[0023] 本発明の送信装置は、同相成分及び直交成分からなる入力変調信号を振幅信号 と位相信号に変換する極座標変換部と、前記振幅信号及び位相信号に歪を付加す るための歪データを格納する歪データ格納手段と、前記振幅信号に基づ!、て前記 歪データ格納手段から歪データを読み取り、前記振幅信号及び位相信号への歪付 加を行う歪付加手段と、前記歪付加手段の振幅信号及び位相信号出力に対する歪 補償を行うための 2種類の歪データを格納する歪補償データ格納手段と、前記歪付 加手段の振幅信号出力に基づ!、て前記歪補償データ格納手段から!/、ずれかの歪 データを選択して読み取り、前記歪付加手段の振幅信号及び位相信号出力に対す る歪補償を行う歪補償手段と、前記歪補償手段の振幅信号出力、固定値出力、前記 歪付加手段の振幅信号出力のいずれかと前記歪補償手段の位相信号出力を同相 成分及び直交成分に変換する直交座標変換手段と、前記直交座標変換手段の出 力により直交変調を行う直交変調手段と、前記直交変調手段の出力を増幅するもの で、ゲイン制御信号に基づいて利得が制御される可変利得増幅手段と、前記可変利 得増幅手段の出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性における線形動作領 域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性における飽和動作領 域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、前記歪補償手段の 出力の振幅成分を前記電力増幅手段の出力制御用入力端に入力して極座標変調 を行う振幅変調手段とを備え、前記直交座標変換手段への振幅信号入力を、前記 電力増幅手段を飽和モードで動作させて極座標変調を行う場合には固定値または 前記歪付加手段における振幅出力とし、前記電力増幅手段を線形モードで動作さ せて線形増幅を行う場合には前記歪補償手段における振幅出力とするものである。
[0024] この構成により、極座標変調時だけでなぐ線形変調時にも変調信号のピークファ クタを低減でき、更なる高効率ィ匕が可能となる。
[0025] 本発明の送信装置は、前記電力増幅手段を飽和モードで動作させて極座標変調 を行う場合に、前記直交座標変換手段への振幅信号入力を、動作モードがセルラー 系通信の場合に固定値、 WLAN系通信の場合に前記歪付加手段における振幅出 力とするものである。
[0026] この構成により、伝送帯域の広!ヽ WLAN系通信、例えば高速 WLAN (Wireless
Local Area Network :IEEE802. llaZbZg等）では、直交座標変換部の出力に内 蔵されて!ヽる DACの動作周波数上限を抑圧し、伝送帯域の狭! ヽセルラー系通信、 例えば GSM、 EDGE等のセルラー方式の無線通信では、 600KHz離調で 60dBc 以上と厳しいモジュレーションスペクトラム仕様を満たすことが可能となる。
[0027] また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電力増幅手段は、送 信出力電力が最大出力レベルまたはその近傍である場合に前記極座標変調を行い 、この送信電力よりも小さ!/、場合に前記線形増幅を行うものも含まれる。
[0028] この構成により、送信出力電力が最大出力レベル付近では変調信号のピークファタ タを低減した状態で高効率な極座標変調を行 ヽ、これより小さ ヽ送信出力電力では 非線形歪補償を行いながら線形増幅を行うことが可能となる。このため、良好な歪特 性を確保しながら、最大出力レベル付近において極座標変調による高効率な増幅が 可能であるとともに、出力レベルが小さい場合は線形増幅によって広範囲な出カレ ベルにおいて送信出力制御が可能である。
[0029] また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電力増幅手段は、前 記出力制御用入力端として用いられる電源端子を有し、前記所定レベルの信号また は前記入力変調信号の振幅成分に基づく振幅変調された信号の電流容量を増加さ せ、前記電源端子に対し送信出力制御信号として電源供給を行う電源ドライバを備 えるものも含まれる。
[0030] この構成により、電源ドライバによって入力変調信号の振幅成分に基づく振幅変調 された信号の電流容量を強化し、電力増幅手段の電源端子に送信出力制御信号と して供給することによって、飽和モードにおいて高効率な極座標変調を行うことが可 能である。
[0031] また、本発明は、上記いずれかの送信装置を備えた無線通信装置を提供する。こ のような構成の無線通信装置では、飽和モードで動作させる場合は変調信号のピー クファクタを低減した状態で高効率な極座標変調による増幅が可能であるとともに、 線形モードで動作させる場合は非線形歪補償を行いながら線形増幅が可能であり、 携帯電話装置などの小型で移動型の無線通信装置などに適用した場合により効果 的である。
発明の効果
[0032] 本発明によれば、歪特性を良好に保ちながら、高効率な極座標変調を行うことが可 能な送信装置及び無線通信装置を提供できる。
図面の簡単な説明
[0033] [図 1]本発明の第 1の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図
[図 2]第 1の実施形態に用いる補償テーブルの構成例を示す図
[図 3]第 1の実施形態の補償テーブルに格納するデータの一例をグラフで示した特性 図
[図 4]本発明の第 2の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図
[図 5]第 2の実施形態に用いる補償テーブルの構成例を示す図
[図 6]第 2の実施形態の補償テーブルに格納するデータの一例をグラフで示した特性 図
[図 7]本発明の第 3の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図
[図 8]第 3の実施形態に用いる歪テーブルの構成例を示す図 [図 9]第 3の実施形態の歪テーブルに格納するデータの一例をグラフで示した特性図 圆 10]本発明の第 4の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図
圆 11]本発明の第 5の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図
圆 12]従来例の出力可変送信装置の構成を示すブロック図
符号の説明
10, 40, 50, 60 送信部
11, 41, 51 補償演算部
12 線形変調器
13 大電力増幅器
14 振幅変調部
15 第 1の振幅算出部
16, 42 補償テーブル
17 歪補償部
18 第 2の振幅算出部
19 直交変調器
20, 61 中電力増幅器
21 電源ドライバ
22 電源端子
30 制御部
31 I入力端子
32 Q入力端子
33 乗算 z除算切替端子
34 ゲイン制御端子
35 出力端子
43 正,逆特性切替端子
52 歪テーブル
53 歪付加部
62 振幅検出部 63 歪制御端子
200 送信部
201 補償演算部
202 モード切替端子
203 第一の固定値出力端子
204 第二の固定値出力端子
205 極座標変換部
206 歪テープノレ
207 歪付加部
208 歪補償部
209 補償テーブル
210 直交座標変換部
211 第二の選択部
212 第一の選択部
101、 102 変調入力端子
103 直交変調器
104 搬送波発振器
105 高周波電力増幅器
106 送信出力端子
107 包絡線生成回路
108 多値直流信号発生回路
109 乗算回路
110 電圧制御回路
111 電源端子
発明を実施するための最良の形態
(第 1の実施形態）
図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。 第 1の実施形態の送信装置を構成する送信部 10は、歪補償等の演算を行う補償演 算部 11と、線形変調器 12と、この線形変調器 12より出力される送信信号の電力増 幅を行う大電力増幅器 13と、この大電力増幅器 13に供給する電源を生成する振幅 変調部 14とを有して構成される。
[0036] 補償演算部 11は、ベースバンド帯直交変調ディジタル信号の振幅を算出する第 1 の振幅算出部 15と、大電力増幅器 13の各入力レベルに対応する出力レベル及び 位相の正特性または逆特性の歪データが格納された補償テーブル 16と、切替制御 信号に従ってベースバンド帯直交変調ディジタル信号と補償テーブル 16の歪データ とを乗算または除算して出力する歪補償部 17と、歪補償部 17の出力信号から歪補 償後の振幅を算出する第 2の振幅算出部 18とを有して構成される。
[0037] 図 2は、第 1の実施形態に用いる補償テーブル 16の構成例を示す図、図 3は、図 2 の補償テーブル 16に格納する正特性データの一例をグラフで示した特性図である。 補償テーブル 16は、補償データ格納手段の一例に相当するもので、大電力増幅器 13の各入力レベルに対応する、出力レベル及び位相の歪データが記憶されている。 振幅算出部 15で算出された直交変調ディジタル信号の振幅をインデックスとして、補 償テーブル 16を参照することで、大電力増幅器 13の非線形歪特性を表現した歪デ ータを得ることがでさる。
[0038] 線形変調器 12は、歪補償部 17の出力を直交変調して RF帯域への周波数変換を 行う直交変調器 (MOD) 19と、直交変調器 19の出力の増幅を行う中電力増幅器 20 とを有して構成される。振幅変調部 14は、電源ドライバ 21を有して構成され、振幅算 出部 18より出力される歪補償後の振幅の電流容量を強化し、大電力増幅器 13に対 し電圧変化可能な電源として供給する。
[0039] 送信部 10は、同相成分入力端子である I入力端子 31と、直交成分入力端子である Q入力端子 32と、歪補償部 17の動作を制御するための切替制御信号を入力する乗 算 Z除算切替端子 33と、中電力増幅器 20の増幅利得を制御するためのゲイン制御 信号を入力するゲイン制御端子 34と、電力増幅された送信信号を出力する出力端 子 35とを有している。制御部 30は、これらの端子と接続され、送信変調信号の出力、 各種制御信号の出力等を行!、、無線通信動作を制御する。
[0040] この送信部 10において、送信すべきベースバンド帯域の直交変調ディジタル信号 のうち、 I入力端子 31には同相包絡線成分 (I信号）が、 Q入力端子 32には直交包絡 線成分 (Q信号)がそれぞれ入力される。第 1の振幅算出部 15では、 I信号及び Q信 号より直交変調ディジタル信号の振幅を算出する。この第 1の振幅算出部 15の出力 は補償テーブル 16のインデックスとなる。
[0041] 歪補償部 17では、乗算 Z除算切替端子 32から入力される切替制御信号の指示に 従 、、直交変調ディジタル信号と補償テーブル 16の出力の歪データとの乗算または 除算を行う。この歪補償部 17の出力は直交変調器 19と第 2の振幅算出部 18に入力 される。第 2の振幅算出部 18では、歪補償部 17における歪補償後の直交変調ディ ジタル信号の振幅を算出し、この振幅出力が振幅変調部 14に入力される。
[0042] 直交変調器 19は、直交変調手段の一例に相当するもので、歪補償部 17より入力さ れた歪補償後の I, Q信号によって局部発振器力 供給される高周波信号を直交変 調することで、 I, Q信号力 位相変調された RF帯域の高周波信号を生成して出力す る。中電力増幅器 20は、可変利得増幅手段の一例に相当するもので、ゲイン制御端 子 34より入力されるゲイン制御信号のレベルに応じて所定利得で直交変調器 19の 出力信号を増幅する。この中電力増幅器 20の出力が線形変調器 12の出力となり、 大電力増幅器 13に送信用変調信号として入力される。
[0043] 大電力増幅器 13は、電力増幅手段の一例に相当するもので、例えば図示するよう に複数段の増幅回路力もなり、出力制御用入力端となる電源端子 22の入力レベル に応じて出力が制御される電力増幅器である。大電力増幅器 13は、線形変調器 12 から出力された送信用変調信号を、線形モードでの線形増幅、または飽和モードで 振幅変調 (極座標変調)することで電力増幅を行 ヽ、送信信号として出力端子 34より 出力する。
[0044] 飽和モード (極座標変調方式)では、大電力増幅器 13の入力レベルを飽和動作領 域に保ち、第 2の振幅算出部 18より出力される変調信号の振幅成分を電源ドライバ 2 1により電流容量を強化し、大電力増幅器 13へ電源供給して、大電力増幅器 13の 電源端子 22の電圧に対し振幅変調をかけることで、高効率の極座標変調を行う。
[0045] 線形モード (直交変調方式)では、ゲイン制御端子 34より入力するゲイン制御信号 によって中電力増幅器 20の出力レベル、すなわち大電力増幅器 13の入力レベルを 線形動作領域に保ち、この中電力増幅器 20へのゲイン制御信号または大電力増幅 器 13の電源電圧を可変することで、送信電力制御を行う。
[0046] 本実施形態では、大電力増幅器 13を飽和モードで動作させる場合には、制御部 3 0から乗算 Z除算切替端子 33へ入力する切替制御信号を乗算に設定することで、 歪補償部 17において I入力端子 31, Q入力端子 32から入力されたベースバンド帯 直交変調ディジタル信号に補償テーブル 16より出力される歪データを乗算する。こ れにより、大電力増幅器 13を線形モードで使用するときと同等の非線形歪を付加し、 変調信号のピークファクタの圧縮を行うことで、極座標変調の効率を高めることができ 、電力増幅効率を向上できる。
[0047] また、大電力増幅器 13を線形モードで動作させる場合には、振幅変調部 14の出 力を固定とし、乗算 Z除算切替端子 33へ入力する切替制御信号を除算に設定する ことで、歪補償部 17において I入力端子 31, Q入力端子 32から入力されたベースバ ンド帯直交変調ディジタル信号を補償テーブル 16より出力される歪データにより除算 する。これにより、大電力増幅器 13の逆歪特性を付加し、大電力増幅器 13の非線形 歪補償を行い、電力増幅効率を高めることができる。
[0048] 前記飽和モードと線形モードとの切り替えは、送信出力電力が所定値未満の低出 力の場合、例えば最大送信電力よりも小さい出力で使用する場合には、大電力増幅 器 13を線形モードで動作させ、送信出力電力が所定値以上の高出力の場合、例え ば最大送信電力近辺で使用する場合には、大電力増幅器 13を飽和モードすなわち 極座標変調方式で動作させるようにする。
[0049] なお、上記構成例では、大電力増幅器 13の利得制御を電源入力レベルで行う構 成とした力 ゲートまたはベースバイアス入力レベルで可変してもよい。また、 RF帯へ の直交変調を直交変調器で行う構成としたが、欧州携帯電話の GSM方式等の定振 幅変調システムで用いられて ヽる直接変調器または間接 PLL変調器や Δ∑変調器 のような位相変調手段でもよ 、ことは 、うまでもな!/、。
[0050] このように、第 1の実施形態では、最大出力付近において大電力増幅器 13を飽和 モードで動作させて高効率な極座標変調を行う場合には、入力されるベースバンド 帯直交変調ディジタル信号と大電力増幅器 13の歪データとの乗算を行い、大電力 増幅器 13を線形モードで使用するときと同等の非線形歪を付加し、変調信号のピー クファクタの圧縮を行う。また、これより低い出力レベルで大電力増幅器 13を線形モ ードで動作させる場合には、入力されるベースバンド帯直交変調ディジタル信号と大 電力増幅器 13の歪データとの除算を行い、大電力増幅器 13の逆歪特性を付加し、 非線形歪補償を行う。これにより、高効率な極座標変調方式及び簡易なプリディスト ーシヨン方式による非線形歪補償の切替が可能となる。
[0051] (第 2の実施形態）
図 4は、本発明の第 2の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。 第 2の実施形態の送信部 40は、第 1の実施形態の構成と一部が異なり、補償演算部 41の構成を変更したものである。
[0052] 補償演算部 41は、第 1の実施形態の補償テーブル 16の代わりに、複数の歪デー タとして正特性及び逆特性の歪データが格納された補償テーブル 42を備え、この補 償テーブル 42に切替制御信号を入力する正 Z逆特性切替端子 43が設けられてい る。この正 Z逆特性切替端子 43より入力される切替制御信号によって補償テーブル 42から出力する歪データを切り替え、乗算機能のみで歪補償を行う構成としている。 その他の構成は第 1の実施形態と同様であり、同様の構成要素には同一符号を付し て説明を省略する。
[0053] 図 5は、第 2の実施形態に用いる補償テーブル 42の構成例を示す図、図 6 (A)、 ( B)は、図 5の補償テーブル 42に格納するデータの一例をグラフで示した特性図であ り、（A)は正特性、（B)は逆特性である。補償テーブル 42は、補償データ格納手段 の一例に相当するもので、大電力増幅器 13の各入力レベルに対応する、出カレべ ル及び位相の歪データの正特性データ及び逆特性データが記憶されて 、る。正 Z 逆特性切替端子 43より入力される切替制御信号によって正特性データまたは逆特 性データを選択し、振幅算出部 15で算出された直交変調ディジタル信号の振幅をィ ンデッタスとして補償テーブル 42を参照することで、大電力増幅器 13における非線 形歪を補償するための歪データを得ることができる。
[0054] 本実施形態では、大電力増幅器 13を飽和モードで動作させる場合には、制御部 3 0から正 Z逆特性切替端子 43へ入力する切替制御信号を正特性に設定することで 、歪補償部 17において I入力端子 31, Q入力端子 32から入力されたベースバンド帯 直交変調ディジタル信号に補償テーブル 42より出力される正特性の歪データを乗算 する。これにより、大電力増幅器 13を線形モードで使用するときと同等の非線形歪を 付加し、変調信号のピークファクタの圧縮を行うことで、極座標変調の効率を高めるこ とができ、電力増幅効率を向上できる。
[0055] また、大電力増幅器 13を線形モードで動作させる場合には、振幅変調部 14の出 力を固定とし、正 Z逆特性切替端子 43へ入力する切替制御信号を逆特性に設定す ることで、歪補償部 17において I入力端子 31, Q入力端子 32から入力されたベース バンド帯直交変調ディジタル信号に補償テーブル 42より出力される逆特性の歪デー タを乗算する。これにより、大電力増幅器 13の逆歪特性を付加し、大電力増幅器 13 の非線形歪補償を行 、、電力増幅効率を高めることができる。
[0056] なお、補償テーブル 42の正特性データとしては、大電力増幅器 13の歪特性に限 定されることはなく、任意の増幅器の歪特性を使用することが可能である。また、上記 構成例では、大電力増幅器の利得制御を電源入力レベルで行う構成としたが、ゲー トまたはベースバイアス入力レベルで可変してもよい。また、 RF帯への直交変調を直 交変調器で行う構成としたが、欧州携帯電話の GSM方式等の定振幅変調システム で用いられて 、る直接変調器または間接 PLL変調器や Δ∑変調器のような位相変 調手段でもよ 、ことは 、うまでもな!/、。
[0057] このように、第 2の実施形態では、飽和モードでの非線形歪の付加と線形モードで の逆歪特性の負荷とを切り替える際、歪データの乗算と除算とを切り替えて行うのに 代えて、予め用意した正特性と逆特性の歪データを切り替えることにより、歪補償部 を乗算機能のみで構成することができる。よって、歪補償部において除算機能を省 略できるため、第 1の実施形態の効果に加え、歪補償部の処理負荷を軽減すること ができる。
[0058] (第 3の実施形態）
図 7は、本発明の第 3の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。 第 3の実施形態の送信部 50は、第 1の実施形態の構成と一部が異なり、振幅成分に ぉ 、て歪補償を行う補償演算部 51を設けた構成となって 、る。 [0059] 補償演算部 51は、ベースバンド帯直交変調ディジタル信号の振幅を算出する振幅 算出部 15と、振幅成分の歪データが格納された歪テーブル 52と、振幅算出部 15よ り出力される振幅に歪テーブル 52からの歪データを付加して振幅変調部 14に供給 する歪付加部 53とを有して構成される。その他の構成は第 1の実施形態と同様であ り、同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
[0060] 図 8は、第 3の実施形態に用いる歪テーブル 52の構成例を示す図、図 9は、図 8の 歪テーブル 52に格納するデータの一例をグラフで示した特性図である。歪テーブル 52は、補償データ格納手段の一例に相当するもので、振幅成分の歪データとして、 大電力増幅器 13の各入力レベルに対応する、出力レベルの歪データが記憶されて いる。振幅算出部 15で算出された直交変調ディジタル信号の振幅をインデックスとし て、歪テーブル 52を参照することで、大電力増幅器 13における非線形歪を付加する ための歪データを得ることができる。
[0061] 歪付加部 53は、振幅算出部 15より出力されるベースバンド帯直交変調ディジタル 信号の振幅に歪テーブル 52の出力の振幅歪データを乗算し、入力信号の振幅成分 に非線形歪を付加する。
[0062] 本実施形態では、大電力増幅器 13を飽和モードで動作させる場合には、振幅算 出部 15にお 、て I入力端子 31 , Q入力端子 32から入力されたベースバンド帯直交 変調ディジタル信号の振幅を算出し、歪付加部 53において前記算出された振幅信 号に歪テーブル 52より出力される歪データを乗算する。これにより、大電力増幅器 1 3を線形モードで使用するときと同等の非線形歪を付加し、変調信号のピークファタ タの圧縮を行うことで、極座標変調の効率を高めることができ、電力増幅効率を向上 できる。
[0063] また、大電力増幅器 13を線形モードで動作させる場合には、振幅変調部 14の出 力を固定とし、 I入力端子 31, Q入力端子 32から入力されたベースバンド帯直交変 調ディジタル信号をそのまま線形変調器 12の直交変調器 19に入力する。そして、線 形変調器 12の出力を大電力増幅器 13において線形増幅する。
[0064] なお、上記構成例では、大電力増幅器 13の利得制御を電源入力レベルで行う構 成とした力 ゲートまたはベースバイアス入力レベルで可変してもよい。また、 RF帯へ の直交変調を直交変調器で行う構成としたが、欧州携帯電話の GSM方式等の定振 幅変調システムで用いられて ヽる直接変調器または間接 PLL変調器や Δ∑変調器 のような位相変調手段でもよ 、ことは 、うまでもな!/、。
[0065] このように、第 3の実施形態では、飽和モードにおいて非線形歪を付加する際に、 大電力増幅器 13に電源として供給する入力変調信号の振幅成分に歪データを付加 することにより、歪補償を行うことが可能となる。このように歪補償のための歪データと して振幅データのみを設けることで、歪テーブルの規模を削減することができる。また 、線形モードにおいては歪補償を行わないことで、第 1の実施形態よりも回路構成を 簡易化することができる。
[0066] (第 4の実施形態）
図 10は、本発明の第 4の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である 。第 4の実施形態の送信部 60は、第 1の実施形態の構成と一部が異なり、中電力増 幅器 61を設けてアナログ的に非線形歪を与えるようにしたものである。
[0067] 送信部 60は、直交変調器 19と中電力増幅器 20との間に中電力増幅器 61を備え 、この中電力増幅器 61に歪制御信号を入力する歪制御端子 63が設けられて 、る。 また、中電力増幅器 61の出力端には振幅検出部 62が接続され、この振幅検出部 6 2の出力が振幅変調部 14に供給されるようになっている。その他の構成は第 1の実 施形態と同様であり、同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
[0068] 中電力増幅器 61は、歪制御端子 63からの入力される歪制御信号によって利得が 可変に構成され、補償テーブルを用いることなぐ直交変調器 19の出力を無線規格 を満たす範囲でアナログ的に歪ませるように利得を調整して振幅増幅を行う。振幅検 出部 62は、中電力増幅器 61の出力信号の振幅を検波し、検出した振幅成分を振幅 変調部 14に出力する。またこのとき、中電力増幅器 61によって入力信号系の利得が 変更されているため、ゲイン制御端子 34より入力するゲイン制御信号によって中電 力増幅器 20の利得を調整することで、大電力増幅器 13への入力レベルが適正とな るように中電力増幅器 20において出力レベルが再調整される。
[0069] なお、上記構成例では、大電力増幅器 13の利得制御を電源入力レベルで行う構 成とした力 ゲートまたはベースバイアス入力レベルで可変してもよい。また、 RF帯へ の直交変調を直交変調器で行う構成としたが、欧州携帯電話の GSM方式等の定振 幅変調システムで用いられて ヽる直接変調器または間接 PLL変調器や Δ∑変調器 のような位相変調手段でもよ 、ことは 、うまでもな!/、。
[0070] このように、第 4の実施形態では、中電力増幅器 61によってアナログ的に非線形歪 を与えることで、歪補償を行うことが可能となる。このように歪補償のための増幅器を 設けることで、補償テーブルが不要となり、第 3の実施形態よりも更に回路構成を簡 易ィ匕することができる。
[0071] (第 5の実施形態）
図 11は、本発明の第 5の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である 。第 5の実施形態の送信部 200は、第 1の実施形態の構成と一部が異なり、補償演 算部 41の構成を変更したものである。
[0072] 補償演算部 201は、極座標変換部 205、歪テーブル (LUT1) 206、歪付加部 207 、補償テーブル (LUT2、 LUT3) 209、歪補償部 208、第一の選択部 212、第二の 選択部 211、直交座標変換部 210を有して構成される。その他の構成は第一の実施 形態と同様であり、同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
[0073] 極座標変換部 205は、ベースバンド帯直交変調ディジタル信号 10, Q0の極座標変 換を行い、振幅信号 R0及び位相信号 P0に変換する。歪テーブル 206には、大電力 増幅器 13の各入力レベルに対応する出力レベル及び位相の正特性歪データが格 納されている。歪付加部 207は、振幅信号 R0をパラメータとし、歪テーブル 206の内 容に応じて振幅信号 R0、位相信号 P0へ歪付加を行う。
[0074] 補償テーブル 209には、大電力増幅器 13の各入力レベルに対応する出力レベル 及び位相の逆特性歪データ及び、大電力増幅器 13の電源端子入力レベルに対応 する出力レベル及び位相の逆特性データの 2つが格納され、モード切替端子 202か らの動作モード切替信号によりいずれかのデータが選択される。歪補償部 208は、 振幅信号 R1をパラメータとし、補償テーブル 209の選択された内容に応じて振幅信 号 Rl、位相信号 PIの歪補償を行う。
[0075] 第一の選択部 212は、モード切替端子 202からの動作モード切替信号により第一 の固定値出力端子 203の出力 COと歪補償部 208の振幅出力 R2のいずれかを選択 し、 DA変換を行ってアナログ電圧として出力する。第二の選択部 211は、モード切 替端子 202からの動作モード切替信号により第二の固定値出力端子 204の出力 C1 と歪付加部 207の振幅出力 R1と歪補償部 208の振幅出力 R2のいずれかを選択す る。直交座標変換部 210は、第二の選択部 211の振幅出力 R3と歪補償部 208の位 相出力 P2とを同相成分、直交成分に変換後、 DA変換を行ってアナログ電圧 II, Q 1として出力する。
[0076] 歪テーブル 206の構成例は図 2と同一であり、図 3が格納する正特性データの一例 をグラフで示した特性図となる。また補償テーブル 209が有する 2つのテーブルの構 成例はいずれも図 5の逆特性の場合と同様であり、図 6 (B)が格納する逆特性データ の一例をグラフで示した特性図となる。
[0077] 第 5の実施形態では、歪付加手段と歪補償手段を独立に備えることにより、歪付加 手段により変調信号のピークファクタを圧縮しながら、同時に極座標変調または簡易 なプリディストーション方式による非線形歪補償を行うことが可能となり、第 1一第 4の 実施形態の場合より更に電力増幅効率を高めることができる。
[0078] 上記構成にお!、て、伝送帯域の広!ヽ WLAN系通信、例えば高速 WLAN (IEEE8 02. llaZbZg等)で極座標変調動作させる場合には、直交座標変換部 210への 振幅信号入力 R3を歪付加部 207の振幅出力 R1とすることにより、制御部 30におけ る帯域制限が有効となり、直交座標変換部内 DA変換器の動作周波数上限を抑圧 できる。
[0079] また、伝送帯域の狭!、セルラー系通信、例えば GSM、 EDGE等のセルラー方式 の無線通信では、第二の固定値出力端子 204の出力 C1を選択し、直交座標変換 部 210に入力する。これにより、内部 DA変翻の動作周波数上限は上昇するが振 幅成分を除去することで極座標動作が理想状態に近づき、 600KHz離調で 60dBc 以上と厳しいモジュレーションスペクトラム仕様を満たすことが可能となる。ただし、 D A変換器の動作周波数低減を優先する場合には、セルラー系通信で使用する際に も歪付加部 207の振幅出力 R1を選択してもよ 、ことは 、うまでもな 、。
[0080] 上述したような各実施形態の送信装置は、 GSM方式や W - CDMA方式等のセル ラー方式の各種携帯電話装置、その他の無線端末装置、無線基地局装置、 IEEE8 02. llaZbZg方式等の各種 WLAN用の無線通信装置などの各種無線通信装置 の送信部に適用可能である。
[0081] 本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲 を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明ら かである。
本出願は、 2004年 3月 1日出願の日本特許出願 (特願 2004-055913)、 2004年 12月 17日出願の日本特許出願 (特願 2004-365578)、に基づくものであり、そ の内容はここに参照として取り込まれる。
産業上の利用可能性
[0082] 本発明は、歪特性を良好に保ちながら、高効率な極座標変調を行うことが可能な 送信部を提供できる効果を有し、極座標変調を用いた送信電力増幅が可能な送信 装置およびこの送信装置を用いた無線通信装置等に有用である。

Claims

請求の範囲
[1] 入力変調信号の振幅を算出する振幅算出手段と、
前記入力変調信号に対する歪補償を行うための正特性または逆特性の歪データ を格納する歪補償データ格納手段と、
前記振幅算出手段の出力に基づいて前記歪補償データ格納手段から正特性また は逆特性の歪データを読み取り、前記入力変調信号と前記歪データとを乗算または 除算して歪補償を行う歪補償手段と、
前記歪補償手段の出力により直交変調を行う直交変調手段と、
前記直交変調手段の出力を増幅するもので、ゲイン制御信号に基づいて利得が制 御される可変利得増幅手段と、
前記可変利得増幅手段の出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性におけ る線形動作領域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性におけ る飽和動作領域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、 前記歪補償手段の出力の振幅成分を前記電力増幅手段の出力制御用入力端に 入力して極座標変調を行う振幅変調手段とを備え、
前記電力増幅手段を飽和モードで動作させて極座標変調を行う場合に、前記歪補 償手段において前記入力変調信号と前記正特性の歪データとの乗算または逆特性 の歪データとの除算を行い、前記電力増幅手段を線形モードで動作させて線形増幅 を行う場合に、前記歪補償手段にお!ヽて前記入力変調信号と前記正特性の歪デー タとの除算または逆特性の歪データとの乗算を行う送信装置。
[2] 入力変調信号の振幅を算出する振幅算出手段と、
前記入力変調信号に対する歪補償を行うための正特性及び逆特性の歪データを 格納する正逆歪補償データ格納手段と、
前記振幅算出手段の出力に基づいて前記正逆歪補償データ格納手段から正特性 または逆特性の歪データを読み取り、前記入力変調信号と前記歪データとを乗算し て歪補償を行う歪補償手段と、
前記歪補償手段の出力により直交変調を行う直交変調手段と、
前記直交変調手段の出力を増幅するもので、ゲイン制御信号に基づいて利得が制 御される可変利得増幅手段と、
前記可変利得増幅手段の出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性におけ る線形動作領域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性におけ る飽和動作領域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、 前記歪補償手段の出力の振幅成分を前記電力増幅手段の出力制御用入力端に 入力して極座標変調を行う振幅変調手段とを備え、
前記電力増幅手段を飽和モードで動作させて極座標変調を行う場合に、前記歪補 償手段において前記入力変調信号と前記正特性の歪データとの乗算を行い、前記 電力増幅手段を線形モードで動作させて線形増幅を行う場合に、前記歪補償手段 において前記入力変調信号と前記逆特性の歪データとの乗算を行う送信装置。
[3] 入力変調信号の同相成分及び直交成分を入力して直交変調を行う直交変調手段 と、
前記直交変調手段の出力を増幅するもので、ゲイン制御信号に基づいて利得が制 御される可変利得増幅手段と、
前記可変利得増幅手段の出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性におけ る線形動作領域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性におけ る飽和動作領域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、 前記入力変調信号の振幅を算出する振幅算出手段と、
前記入力変調信号の振幅成分を前記電力増幅手段の出力制御用入力端に入力 して極座標変調を行う振幅変調手段と、
前記入力変調信号の振幅に対する歪データを格納する振幅歪データ格納手段と、 前記電力増幅手段を飽和モードで動作させて極座標変調を行う場合に、前記振幅 算出手段の出力に基づ!/、て前記振幅歪データ格納手段から歪データを読み取り、 前記入力変調信号の振幅と前記歪データとを乗算する歪付加手段とを備える送信 装置。
[4] 入力変調信号の同相成分及び直交成分を入力して直交変調を行う直交変調手段 と、
前記直交変調手段の出力を増幅するもので、歪制御信号に基づいて利得が制御 される歪制御用の第 1の可変利得増幅手段と、
前記第 1の可変利得増幅手段の出力を増幅するもので、ゲイン制御信号に基づい て利得が制御されるゲイン制御用の第 2の可変利得増幅手段と、
前記第 2の可変利得増幅手段の出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性に おける線形動作領域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性に おける飽和動作領域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、 前記第 1の可変利得増幅手段の出力の振幅を検出する振幅検出手段と、 前記振幅検出手段の出力を前記電力増幅手段の出力制御用入力端に入力して 極座標変調を行う振幅変調手段とを備える送信装置。
同相成分及び直交成分力 なる入力変調信号を振幅信号と位相信号に変換する 極座標変換部と、
前記振幅信号及び位相信号に歪を付加するための歪データを格納する歪データ 格納手段と、
前記振幅信号に基づ 、て前記歪データ格納手段から歪データを読み取り、前記振 幅信号及び位相信号への歪付加を行う歪付加手段と、
前記歪付加手段の振幅信号及び位相信号出力に対する歪補償を行うための 2種 類の歪データを格納する歪補償データ格納手段と、
前記歪付加手段の振幅信号出力に基づ!、て前記歪補償データ格納手段から 、ず れかの歪データを選択して読み取り、前記歪付加手段の振幅信号及び位相信号出 力に対する歪補償を行う歪補償手段と、
前記歪補償手段の振幅信号出力、固定値出力、前記歪付加手段の振幅信号出力 のいずれかと前記歪補償手段の位相信号出力を同相成分及び直交成分に変換す る直交座標変換手段と、
前記直交座標変換手段の出力により直交変調を行う直交変調手段と、 前記直交変調手段の出力を増幅するもので、ゲイン制御信号に基づいて利得が制 御される可変利得増幅手段と、
前記可変利得増幅手段の出力の電力増幅を行うもので、入出力電力特性におけ る線形動作領域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性におけ る飽和動作領域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有する電力増幅手段と、 前記歪補償手段の出力の振幅成分を前記電力増幅手段の出力制御用入力端に 入力して極座標変調を行う振幅変調手段とを備え、
前記直交座標変換手段への振幅信号入力を、前記電力増幅手段を飽和モードで 動作させて極座標変調を行う場合には固定値または前記歪付加手段における振幅 出力とし、前記電力増幅手段を線形モードで動作させて線形増幅を行う場合には前 記歪補償手段における振幅出力とする送信装置。
[6] 請求項 5に記載の送信装置であって、
前記電力増幅手段を飽和モードで動作させて極座標変調を行う場合に、前記直交 座標変換手段への振幅信号入力を、動作モードがセルラー系通信の場合に固定値 、WLAN系通信の場合に前記歪付加手段における振幅出力とする送信装置。
[7] 請求項 1一 6のいずれか一項に記載の送信装置であって、
前記電力増幅手段は、送信出力電力が最大出力レベルまたはその近傍である場 合に前記極座標変調を行ヽ、この送信電力よりも小さ!、場合に前記線形増幅を行う 送信装置。
[8] 請求項 1一 7のいずれか一項に記載の送信装置であって、
前記電力増幅手段は、前記出力制御用入力端として用いられる電源端子を有し、 前記所定レベルの信号または前記入力変調信号の振幅成分に基づく振幅変調さ れた信号の電流容量を増加させ、前記電源端子に対し送信出力制御信号として電 源供給を行う電源ドライバを備える送信装置。
[9] 請求項 1一 8のいずれか一項に記載の送信装置を備えた無線通信装置。
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