JP5237462B2

JP5237462B2 - 多段増幅器

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Publication number: JP5237462B2
Application number: JP2011539474A
Authority: JP
Inventors: リチャードヘルベリ，
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 2008-12-09
Filing date: 2008-12-09
Publication date: 2013-07-17
Anticipated expiration: 2028-12-09
Also published as: JP2012511840A; EP2374210A1; US8441321B2; WO2010068152A1; US20110254628A1; EP2374210B1

Description

本発明は信号を増幅するための装置及びシステムに関し、特には多段増幅器を含む装置及びシステムに関する。

Chireix及びDoherty増幅器は、受動出力ネットワークインタラクションと組み合わせを用い、振幅変調された信号に対して高い平均効率を与える、複数のトランジスタに基づくＲＦ増幅器の最初の例であった。

図１Ａは、いわゆる「outphasing」システムと呼ばれるChireix増幅器１０を示す。Chireix増幅器１０は振幅及び位相変調を含んでいる入力信号S_in(t)を、２つの一定エンベロープ位相変調ブランチ信号S₁(t)及びS₂(t)に分ける信号分離器１２を用いる。分離されたブランチ信号はそれぞれ同様の電力増幅器(PA)１６Ａ及び１６Ｂによって増幅され、電力結合器１８がこれらブランチ信号を合成することにより、ブランチ信号の位相差に基づく大きさ(magnitude)を有する、増幅された入力信号を生成する。この合成された信号は、アンテナや他の負荷デバイスのような出力負荷RLに与えられる。例えば、S_in (t) = A(t)とすると、S₁(t) = cos[ωt + cos^-1[A(t)]}、S₂(t) = cos[ωt - cos^-1[A(t)]}となり、S₁(t) + S₂(t) = 2A(t)cos(ωt)である。電力増幅器１６Ａ及び１６Ｂが同一の増幅率Gを有するとすると、出力信号はS₁(t) + S₂(t) = 2GA(t)cos(ωt)となるであろう。電力増幅器１６Ａ及び１６Ｂは固定された電力レベル（固定振幅）で動作するため、高度に非線形である。

図１Ｂは、「主（キャリア）」電力増幅器２６Ａ及び「補助（ピーク）」電力増幅器２６Ｂと呼ばれる、似てはいないがいずれも線形の電力増幅器を結合する２段構成のDoherty増幅器を示している。電力増幅器２６Ａ及び２６Ｂの出力は伝送線結合器２８Ａを通じて結合される。電力増幅器２６Ｂの入力に配置された１／４波長線路２８Ｂは、主電力増幅器２６Ａの出力に対して伝送路で生じる１／４周期（９０°）の位相差を補償する。低出力レベル時（典型的には最大合成電力から６ｄＢ）には、補助電力増幅器２６Ｂの駆動は停止され、主電力増幅器２６Ａが線形Ｂ級増幅器として動作する。結合器２８Ａによって主電力増幅器２６Ａに示されるインピーダンスは、主電力増幅器２６Ａをシステムピーク出力電力よりずっと低い位置で飽和させる。これにより、転移点及びシステムピーク出力電力で最大増幅効率を得ることができるほか、フルキャリアＡＭ信号に対する高平均効率も実現できる。

受動出力ネットワークインタラクション構造に基づく多トランジスタ増幅器は、基本(RF)周波数ネットワーク及び信号変更(signal modification)のみを必要とする一般的な利点を有する。１つのトランジスタによる増幅器と比較して、複数のトランジスタによる増幅器は個別的に駆動されるトランジスタの数のみが異なる。他の高効率増幅器が必要とする高調波及び／又はベースバンド変更は必須でない。

特許されているものは、２つのトランジスタを有する構成（参考文献３，４）及び３つの基本的な拡張可能な他トランジスタ構成（及びそれらの効率的な駆動方法）（参考文献５，６，７）とに一般化される。これら構成は、Doherty及びChireixの特徴の全組み合わせを提供するのに十分である。（背景技術及びその進展に関する詳細な説明は参考文献を参照されたい）

Chireix増幅器の組み合わせの問題に対する既存の解決策は、いくつかのChireixペアを同一出力に接続するか、それらをDoherty構成に配置することを必要とする。トランジスタの最適利用のためには、複数のトランジスタのサイズが特定の関係を満たす必要がある。これらの関係を出力電力のオーバヘッドなしに既存のトランジスタサイズで満たすことは困難であろう。

過去に発明されたChireix/Chireix及びChireix/Doherty構造は、想定される全てのマルチキャリ及びマルチユーザ信号に対して非常に高い効率を有する増幅器を構築するのに十分なものではあるけれども、本明細書に開示する新規な構成は、増幅された信号の効率を高めるための別の方法を提示する。

別の問題はトランジスタ短絡損失(shunt loss)である。この損失は、デバイスの出力ノード（ドレイン、コレクタ）から接地（ソース、エミッタ）を結合する寄生抵抗(resistive parasitics)に起因する。従って、短絡損失の問題は複数トランジスタ増幅器の動作によって悪化し、短絡損失はＲＦ出力電圧の増加を犠牲にして、（トランジスタの高効率の理由である）トランジスタのＲＦ出力電流を低下させる。高いＲＦ電圧は短絡寄生抵抗での大きな損失を生じ、この電力損失は、低出力又は中程度の出力における出力電力よりも大きい。つまり、短絡損失はこの種の複数トランジスタ増幅器が低出力であるほど効率を低下させる。

本発明に係る実施形態は概して高効率多段増幅器に関する。本発明の実施形態の一部において、多段増幅器構造は、出力ノードに接続され、少なくとも２つのトランジスタを含んだ第１のブランチを有する。前記２つのトランジスタは１／４波長線路又は１／４波長線路の等価回路によって互いに接続される。前記多段増幅器は、前記出力ノードに接続された少なくとも１つのトランジスタを含んだ第２のブランチをさらに有する。前記第２のブランチは、前記トランジスタと前記出力ノードとの間に接続された部分波長線路又は前記部分波長線路の等価回路を有する。

本発明の実施形態の一部において、多段増幅器は、１／４波長線路又は１／４波長線路の等価回路によって互いに接続された２つのトランジスタを有する複数のブランチを有してもよい。

１／４波長線路における電流に対する電圧の関係により、前記第１のブランチ内の前記トランジスタの出力は放物線状かつサブリニアなRF電圧を有しうる。この、出力における低電圧が、高効率を実現しながら短絡損失を削減する。

上述の一般的な説明及び以下の詳細な説明のいずれも単なる例示あり、特許請求の範囲に記載された本発明を限定するものでないことを理解すべきである。

Chireix複合電力増幅器構成のブロック図である。 Doherty複合電力増幅器構成のブロック図である。本発明の例示的な実施形態に係る多段増幅器の接続構成のハイレベルな図である。図２の増幅器それぞれからの出力電流の振幅を示す図である。図２の増幅器それぞれからの出力電圧の振幅を示す図である。図２の増幅器それぞれからの出力電流の位相を示す図である。図２の増幅器それぞれからの出力電圧の位相を示す図である。図２の多段増幅器の効率を、出力電圧振幅の関数として示す図である。本発明の別の例示的な実施形態に係る多段増幅器の接続構成のハイレベルな図である。図５の増幅器それぞれからの出力電流の振幅を示す図である。図５の増幅器それぞれからの出力電圧の振幅を示す図である。図５の増幅器それぞれからの出力電流の位相を示す図である。図５の増幅器それぞれからの出力電圧の位相を示す図である。図５の多段増幅器の効率を、出力電圧振幅の関数として示す図である。４トランジスタ増幅器の例示的な実施形態を示すハイレベルな図である。図８の増幅器それぞれからの出力電流の振幅を示す図である。図８の増幅器それぞれからの出力電圧の振幅を示す図である。図８の増幅器それぞれからの出力電流の位相を示す図である。図８の増幅器それぞれからの出力電圧の位相を示す図である。図８の多段増幅器の効率を、出力電圧振幅の関数として示す図である。図８の４トランジスタ増幅器におけるトランジスタペアの電流の位相を示す図である。図８の４トランジスタ増幅器におけるトランジスタペアの電圧の位相を示す図である。

添付図面は、本発明の更なる理解を提供するために含まれると共に統合され、かつ本明細書の一部を構成し、説明と共に本発明の原理を説明する役目を果たす実施形態を図示する。

本発明の理解を助けるために、本発明の様々な態様を、複数の例示的な実施形態とともにより詳細に説明する。しかし、本発明はここで説明する実施形態に限定されるものと解釈されるべきではない。むしろ、これら実施形態は発明の開示が十分且つ完全となるように、そして本発明の範囲を本技術分野の当業者に十分伝えるように提供されるものである。

さらに、本明細書において「含む／有する」という語が用いられる場合、記載された機能、整数、ステップ又は構成部品の存在を特定するものとして解釈されるが、「含む／有する」という語の使用が、他の機能、整数、ステップ、構成部品、又はそれらのグループの存在や付加を排除するものではないことを強調しておく。

本明細書は、新たな出力ネットワーク構造を有する複数トランジスタ構成に基づく高効率増幅器を説明する。これらの出力ネットワークは、１／４波長線路又は１／４波長線路の等価回路によって互いに接続される少なくとも２つのトランジスタ、を備える少なくとも１つのブランチを有する点において、参考文献５，６，７に記載されるものと異なる。

２つのトランジスタを含んだブランチの、外側のトランジスタ（又はトランジスタネットワークコンプレックス）がChireix作用の一部であれば、そのＲＦ電流は出力振幅に関して概して放物線状（すなわちサブリニア(sub-linear)）である。１／４波長線路における電流に対する電圧の関係により、内側のトランジスタの出力は放物線状のサブリニアなRF電圧となるであろう。この電圧は通常のChireix-Doherty構成やChireix-Chireix構成などと比較して低いので、短絡損失をより少なくすることができ、その結果より高い効率を実現することができる。

本発明はやはり短絡損失を低下させる別の効果も実現する。主に高い出力振幅レンジで電流を供給するいくつかのトランジスタ（”内側”トランジスタ）での電圧振幅は、所定レベルを超える出力振幅で一定である。この電圧は外側トランジスタのＲＦ電流に反映されねばならないので、このＲＦ電流もまたそのレベルを超える出力振幅では一定となるであろう。これは、増幅器がこの効果を持つように組み立てられた場合、最低出力振幅でアクティブなトランジスタは非常に小さくすることができることを意味し、ひいては寄生短絡損失が小さいことを意味する。

本発明を３つの例示的な実施形態に関して説明するが、本明細書で説明したコンセプトを他の実施形態においても適用可能であることは本技術分野に属する当業者にとって明らかであろう。第１の例示的な実施形態は、（出力振幅に対して）サブリニア電圧振幅が、３トランジスタ増幅器のトランジスタにおける短絡損失をどのように削減するかを明らかにする。第２の例示的な３トランジスタの実施形態は、トランジスタでの電流制限が従来技術と比してどのようにトランジスタのサイズを、そして結果として損失を低減するかを明らかにする。第３の例示的な実施形態は、１つの４トランジスタ増幅器における両方の効果を明らかにする。これらの例示的な実施形態を、以下でより詳細に説明する。

図２は第１の例示的な実施形態に係る増幅器２００のハイレベル構成図である。図２に示すように、各増幅器はシンボル（三角形）２０１−２０３で表され、それぞれは例えばＲＦ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)、金属膜半導体電界効果トランジスタ(MESFET)、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)、又はヘテロ接合バイポーラトランジスタ(HBT)のようなＲＦトランジスタと、必要な周辺回路とを表すことができる。例えば、増幅器はGE(GS)構成の１つのトランジスタを有してもよいし、ＲＦタンク回路、ＤＣブロックキャパシタ、高調波終端等を有してもよい。電気的長さ０の右に無限に延びる幅広の線は負荷を表しており、アンテナ又はアンテナで終端される伝送線路であってよい。構成は１オームの負荷と、１ボルトの最大ＲＦ電圧に正規化されている。増幅器２００は、第１の外側トランジスタ２０１が第２の内側トランジスタ２０２に１／４（０．２５）波長線路を介して接続され、内側トランジスタ２０２が０．１波長線路を介して（電気的長さ０の位置で）出力に接続されるという基本構成を有している。第１トランジスタ２０１と第３トランジスタ２０３との間のChireix作用は、第３トランジスタ２０３を０．２２波長線路を介して出力に接続することで得られる。伝送線路は実際には単独又はカスケード接続されたπネットワーク、Ｔネットワーク又はＬネットワークのような等価回路で置換されてもよい。

図３Ａ及び図３Ｂはそれぞれ、増幅器２００の出力振幅に対する、各トランジスタ２０１〜２０３の電圧及び電流の振幅を示す図である。図３Ａにおいて、曲線２１０はトランジスタ２０１の出力電流を、曲線２１２はトランジスタ２０２の出力電流を、曲線２１４はトランジスタ２０３の出力電流を表している。図３Ｂにおいて、曲線２２０はトランジスタ２０１の出力電圧を、曲線２２２はトランジスタ２０２の出力電圧を、曲線２２４はトランジスタ２０３の出力電圧を表している。曲線２２６は線形出力電圧の大きさを表している。

図３Ｃ及び図３Ｄは、図３Ａ及び図３Ｂに示した電流及び電圧の位相（ラジアン）を示す図である。曲線２３０はトランジスタ２０１から出力される電流の位相を、曲線２３２はトランジスタ２０２から出力される電流の位相を、曲線２３４はトランジスタ２０３から出力される電流の位相を表している。

図４は、（ＤＣ電流に対する線形ＲＦ電流の関係に基づく）相対的効率２５０の図を示している。図４からわかるように、出力振幅の広範囲にわたって高効率２５０が得られており、図３Ａ〜図３Ｃは、増幅器２００がトランジスタ２０１と２０３との間で、最大出力の約０．７の振幅までChireix作用を有することを示している。増幅器２００は、第１トランジスタ２０１が最小レンジにおいてできるだけ少ない電流を出力するよう、意図的に性能を落としている。従って、真ん中（内側）のトランジスタ２０２におけるＲＦ電圧振幅はできるだけ小さく、約０．７に至るまでの振幅において線形出力電圧振幅２２６より十分低い。従来のChireix-Dohertyシステム（参考文献６参照）と比較して、増幅器２００は、トランジスタ出力での短絡損失が高い場合、低い出力振幅における効率低下を抑制することができる。

第２の例示的な実施形態を図５に示す。図５は、例示的な実施形態の一部に係る増幅器５００のハイレベル図である。図５に示すように、第１の外側トランジスタ５０１が第２の内側トランジスタ５０２に１／４（０．２５）波長線路を介して接続され、第２の内側トランジスタ５０２が０．３波長線路を介して出力に接続される。この増幅器５００において、Chireix作用は第２トランジスタ５０２と、出力に０．１６波長線路を介して接続される第３トランジスタ５０３との間で生じる。

図６Ａ及び図６Ｂはそれぞれ、増幅器５００の出力振幅に対する、各トランジスタ５０１〜５０３の電圧及び電流の振幅を示す図である。図６Ａにおいて、曲線５１０はトランジスタ５０１の出力電流を、曲線５１２はトランジスタ５０２の出力電流を、曲線５１４はトランジスタ５０３の出力電流を表している。図６Ｂにおいて、曲線５２０はトランジスタ５０１の出力電圧を、曲線５２２はトランジスタ５０２の出力電圧を、曲線５２４はトランジスタ５０３の出力電圧を表している。曲線５２６は線形出力電圧の大きさを表している。

図６Ｃ及び図６Ｄはそれぞれ、出力電流及び電圧の位相（ラジアン）を示す図である。図６Ｃにおいて、曲線５３０はトランジスタ５０１から出力される電流の位相を、曲線５３２はトランジスタ５０２から出力される電流の位相を、曲線５３４はトランジスタ５０３から出力される電流の位相をそれぞれ表している。図６Ｄにおいて、曲線５４０はトランジスタ５０１から出力される電流の位相を、曲線５４２はトランジスタ５０２から出力される電流の位相を、曲線５４４はトランジスタ５０３から出力される電流の位相を、それぞれ表している。図７は、（線形ＲＦ電流対ＤＣ電流の関係に基づいて）増幅器５００の相対効率５５０を示す図である。

この第２の例示的な増幅器５００は、本発明によって得られる別の有益な振る舞いを実証する。すなわち、アクティブトランジスタのサイズを、従来の増幅器よりも小さくすることができるということである。これは、第１トランジスタの出力電流が最大出力振幅の０．５未満でのみ線形で、その後一定となることからわかる。これに対し、従来の増幅器の「第１」トランジスタ（例えば参考文献７を参照）は、出力振幅範囲の全域に亘る線形電流を有している。この、出力電流における制限は、第１トランジスタ５０１を一層小さくすることを可能にし、それによって（他のものは全て等しいが）短絡損失を低下させることができる。

図８は第３の例示的な実施形態に係る多段増幅器８００を示し、その一部は４つのトランジスタ８０１〜８０４を有し、上述の利点の両方を組み合わせたものである。増幅器８００は２つのブランチを有し、各ブランチは、第１の細い１／４波長線路部（又は等価回路）によって第２トランジスタ第２又は第４トランジスタ８０２又は８０４に接続される第１トランジスタ８０１又は８０３を有する。第１ブランチ８０２に存在する第２トランジスタは、０．１７波長線路によって共通出力に接続される。第２ブランチに含まる第２トランジスタ８０４は、０．３３波長線路によって共通出力（電気的長さ０）に接続されている。

増幅器８００はサイズに関して対称的であってよく、そのことが、トランジスタ間の伝送線路の長さの決定に際して用いられてよい。例えば、トランジスタ８０１及び８０３はほぼ同じサイズであってよく、トランジスタ８０２及び８０４はほぼ同じサイズであってよい。そのような対称的なトランジスタ構成（４，６，...）について、内側の伝送線路の長さは、その合計が約０．５波長となるか、０．５等価波長の等価回路となるように決定することができる。

図９Ａ及び図９Ｂは、トランジスタペアの電流及び電圧の振幅を示す図である。図９Ａにおいて、曲線８１０はトランジスタペア８０１／８０２のトランジスタ８０１又はトランジスタ８０２からの出力電流を、曲線８１２はトランジスタペア８０３／８０４のトランジスタ８０１又はトランジスタ８０４からの出力電流を表している。図９Ｂにおいて、曲線８２０はトランジスタペア８０１／８０２のトランジスタ８０１又はトランジスタ８０２からの出力電圧を、曲線８２２はトランジスタペア８０３／８０４のトランジスタ８０３又はトランジスタ８０４からの出力電圧を表している。

図９Ｃ及び図９Ｄはそれぞれ、出力電流及び電圧の位相（ラジアン）を示す図である。図９Ｃにおいて、曲線８３０はトランジスタ８０１から出力される電流の位相を、曲線８３２はトランジスタ８０２から出力される電流の位相を、曲線８３４はトランジスタ８０３から出力される電流の位相を、曲線８３６はトランジスタ８０４から出力される電流の位相を、それぞれ表している。図９Ｄにおいて、曲線８４０はトランジスタ８０１から出力される電圧の位相を、曲線８４２はトランジスタ８０２から出力される電圧の位相を、曲線８４４はトランジスタ８０３から出力される電圧の位相を、曲線８４６はトランジスタ８０４から出力される電圧の位相を、それぞれ表している。

第２トランジスタ８０２及び第４トランジスタ８０４における電圧振幅は最大値の０．３８未満の出力振幅ではサブリニアであり、最大出力振幅の０．４８を超えると制限される。第１及び第３トランジスタの出力電流は最大振幅の０．４８を超えると制限される。これは、第１トランジスタ８０１及び第３トランジスタ８０３のサイズを非常に小さくすることが可能であることを意味し、この場合増幅器システムの総出力電力能力の１８％である。従って、この増幅器は従来の４トランジスタダブルChireixシステムよりも短絡損失に対する感度が非常に低い。図１０は増幅器８００の正規化された出力に対する相対効率８５０を示す。

システムのChireix作用は従来の増幅器におけるものと異なることは、トランジスタペアの電流及び電圧が一緒にプロットされると理解できる。図１１Ａは、第１トランジスタペアの電流及び電圧の位相を、図１１Ｂは第２トランジスタペアの電流及び電圧の位相をそれぞれ表している。

第２のペア８０３／８０４が、第２のペアがアクティブな領域では従来の増幅器と同じ（等価な）振る舞いを示すが、トランジスタ間の位相差は電流及び電圧の振幅が大きくなるにつれて低下することが示されている。第１トランジスタペア（第１及び第３トランジスタ）は、振幅の小さな領域で増加し、大きな領域で減少する位相差を有する。この振る舞いは、参考文献５に記載される従来の増幅器と全く異なっている。４つのトランジスタ８０１〜８０４の全てについての電圧と電流の位相差が小さいと、図１０における効率８５０と出力電圧との関係で示されるような高効率が得られる。

本明細書で説明した多段増幅器構成は、３つ以上のブランチと、Chireix作用を有する任意の数のトランジスタペアとを有しうることは理解されよう。そのようなトランジスタペアの個々のトランジスタは例えば、各トランジスタ用のドライバによって、多段増幅器のダイナミックレンジの出力振幅の重複する複数の領域に亘って電流を出力するように駆動されてよい。

ここに開示した増幅器の構成を用いることで、短絡損失に敏感なトランジスタにおける電圧振幅を低く維持することが可能になり、これらトランジスタのサイズを従来の増幅器と比較して小さくすることが可能になる。これは、従来の最も優れた増幅器よりも高い効率を、現実的なトランジスタによって実現できることを意味する。

本発明は例えば放送、セルラ、衛星システムを含む、いかなる無線送信器においても利用可能である。例えば、本発明を移動無線端末や基地局といった無線端末用の電力増幅器として用いてもよい。

本技術分野に属する当業者は、本発明の精神及び範囲を逸脱することなく、本発明の多段増幅器及び増幅システムに対して様々な変更や修正をおこなうことができることを理解するであろう。従って、本発明は、添付の特許請求の範囲もしくはその等価物の範囲内であるかぎり、本発明の変更物をカバーすることが意図されている。

参考文献
[1] H. Chireix, “High power outphasing modulation,” Proc. IRE, vol. 23, no. 11, pp. 1370-1392, Nov. 1935.
[2] W. H. Doherty, “A new high efficiency power amplifier for modulated waves,” Proc. IRE, vol. 24, no. 9, pp. 1163-1182, Sept. 1936.
[3] R. Hellberg, “Invention disclosure: Distortion-cancelling high-efficiency amplifiers,” 米国特許出願公開第2003137346号及び第2004051583号
[4] R. Hellberg, “Invention disclosure: Unified high-efficiency amplifiers”
[5] R. Hellberg, “Invention disclosure: Multi-stage Chireix amplifiers,” 国際特許出願第WO2004/023647号パンフレット
[6] R. Hellberg, M. Klingberg, “Invention disclosure: Versatile Multi-stage amplifiers,” 国際特許出願第WO2004/057755号パンフレット
[7] M. Klingberg, R. Hellberg, “Invention disclosure: Improved operation and extensions of Meinzer-type amplifiers,” 国際特許出願第WO2004SE01357号

Claims

多段増幅器であって、
１／４波長線路又は１／４波長線路の等価回路によって出力が互いに接続された２つのトランジスタ増幅器(201, 202; 501, 502; 801, 802)を有し、出力ノードに接続された第１のブランチと、
前記出力ノードに出力が接続された少なくとも１つのさらなるトランジスタ増幅器(203; 503; 803, 804)と、前記さらなるトランジスタ増幅器と前記出力ノードとの間に接続された部分波長線路又は該部分波長線路の等価回路とを有する第２のブランチとを有し、
前記第１のブランチ内の前記２つのトランジスタ増幅器(201; 502; 802)の少なくとも１つと前記第２のブランチ内の前記少なくとも１つのさらなるトランジスタ増幅器(203; 503; 804)との間でChireix作用が生じるように構成され、
前記第１のブランチの前記２つのトランジスタ増幅器が、
出力が部分波長線路によって前記出力ノードに接続された内側トランジスタ増幅器(802)と、
出力が前記内側トランジスタ増幅器(802)に前記１／４波長線路又は前記１／４波長線路の等価回路によって接続された外側トランジスタ増幅器(801)とを有し、
前記第２のブランチが、
前記部分波長線路によって前記出力ノードに接続された前記さらなるトランジスタ増幅器を有する内側トランジスタ増幅器(804)と、
出力が前記内側トランジスタ増幅器の出力に第２の１／４波長線路又は第２の１／４波長線路の等価回路によって接続された外側トランジスタ増幅器(803)とを有することを特徴とする多段増幅器。
前記部分波長線路の長さ又は等価長さの合計が０．５波長であることを特徴とする請求項１記載の多段増幅器。
３以上のブランチを有し、３番目以降のブランチの各々が、部分波長線路又は該部分波長線路の等価回路によって出力が前記出力ノードに接続される少なくとも１つのトランジスタ増幅器を有することを特徴とする請求項１または２に記載の多段増幅器。
Chireix作用を有する少なくとも２つのトランジスタ増幅器ペアを有し、前記トランジスタ増幅器ペアの各々が、前記多段増幅器のダイナミックレンジの出力振幅の重複する領域に亘って電力を出力するように駆動されることを特徴とする請求項３記載の多段増幅器。
前記ブランチの少なくとも１つにおいて前記トランジスタ増幅器間を接続する等価回路接続が、πネットワーク、Ｔネットワーク及びＬネットワークの１つを有することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の多段増幅器。
請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の多段増幅器を有することを特徴とする無線端末。
前記無線端末が移動無線端末であることを特徴とする請求項６記載の無線端末。
前記無線端末が基地局であることを特徴とする請求項６記載の無線端末。