JP2003524921A - 電圧及び電流のスルーイングにより回路の電磁放射を減少させる装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 望ましくない電圧及び／または電流の変動により生じる不要な電磁放射を減少するために誘導性負荷が操作される。この操作は、誘導負荷を駆動するトランジスタを電流及び電圧のスルーレートを制限することにより行える。この操作はアナログ及びデジタル回路の組合せにより実施可能である。

Description

【発明の詳細な説明】 【関連出願に対する相互参照】

本願は、１９９８年１０月３０日付米国仮特許出願第６０／１０６，３４５号
並びに１９９８年１０月３０日付米国仮特許出願第６０／１０６，３４６号の継
続出願である。

【発明の背景】 【発明の技術分野】

本発明は、一般的に、電気回路及びコンポーネントの設計分野に関し、さらに
詳細には、改良型トランジスタ駆動回路に関する。

【背景情報及び関連の先行技術の説明】（３７ＣＦＲ１．９７及び１．９８
の下に開示された情報を含む） 現在生産されているほとんど全ての家庭用及び商業用装置は、何らかの電子ま
たは電気機械式制御装置を備えている。エレクトロニクスは、これらの装置の機
能性及び便利さを著しく向上させている。しかしながら、電子制御装置を備える
ことにより、その装置は周囲の電磁信号からの干渉を受けやすくなっている。従
って、良好な電気的及び電子的回路設計の１つの目標は各装置が発生する電磁干
渉の大きさを最小限に抑えることである。そうすることによって、装置はその近
傍の他の電気的及び電子的装置にとって良き隣人となるであろう。 スプリアスな電磁信号の発生を最小限に抑えることが重要である分野の１つに
、自動車用制御システムがある。車両には多数の敏感な制御システムや、制御シ
ステムがあり、エンジン動作、制動、トランスミッションシフティング、後法ト
ラッキング及び測位及びそれ以外の車両による通信のように広範な分野の管理を
行っている。車両の製造者は電磁（ＥＭ）放射について厳しい条件を課せられて
いる。これは１つの装置が近くの装置の作動に対して干渉しないようにするため
必要なことである。 ある特定の車両用制御システムは、放射ＥＭを扱う際非常に大きな困難に遭遇
する。これらのシステムは、迅速にオンとオフの間で切り替えなけれならないソ
レノイド、コイル及びリレーのような誘導性または抵抗性の負荷の制御が含まれ
る。通常、出力ドライバ（ローサイド出力ドライバまたはハイサイド出力ドライ
バ）と呼ばれる電子コンポーネントは、かかる負荷への電力を制御する。出力ド
ライバ及びそれらに関連する駆動要素を迅速に切りかえる制御装置を扱うにあた
り、放射ＥＭの量は、もし適正に管理されない場合非常に高いものとなる。

【発明の概要】

本発明は、トランジスタを用いる出力ドライバの回路からの電磁放射を減少す
る方法に関し、さらに詳細には、電流又は電圧の変化速度である負荷の電流スル
ーレート及び負荷の電圧スルーレートを制限する方法に関する。本願では、ハイ
サイドのドライバを用いるシステムに関する例が提示されているが、本願に開示
した発明思想はローサイドのドライバ及びＨブリッジを含む他のドライバ回路に
等しく適用できるものである。 本発明の１つの利点は、出力ドライバのスルーレートの限界をデジタル的に構
成可能なことであり、これにより任意所与の負荷の構成に対してスルーレートが
最適化される点にある。 本発明の別の利点は、電圧及び電流のスルーレートの制限を組み合わせること
によって全体的な回路性能を放射ＥＭエネルギーに対して最適化し、電圧または
電流スルーレートの制限だけで得られるものよりもさらに改善した点にある。 図１を参照して、出力ドライバトランジスタ１００は、ゲート電圧１０４とソ
ース電圧１０６との差である電圧１０２がトランジスタのしきい電圧を越えると
オンになる。電圧１０４が０からＶに増加すると、ゲート電流１０８が流れてゲ
ート−ソース間容量１１０及びゲート−ソース間容量１１１を電圧１０４がＶに
到達するまで充電する。トランジスタの固有の容量の充電は、ゲート電流１０８
が制限されておらずまたその電流がその最大の大きさで流れることができる場合
は最小の時間（ここではｔと呼ぶ）の間に起こる。しかしながら、ゲート電流１
０８がＩ以下の値に制限されている場合、ゲート−ソース及びドレイン−ソース
容量は完全に充電するに必要な時間はｔよりも大きくなる。数式で表すと、ここ
で説明する関係は以下の通りである。 ゲート電圧１０４が一旦Ｖに到達してその後それを越えると、電流１１２がト
ランジスタ１００をその固有のトランスコンダクタンスによりドレイン−ソース
間通路を通して流れ始める。トランジスタ１００は抵抗性負荷１１４と接続され
ており、この状態の間、負荷は出力電流１１２に等しい電流１１６を有する。こ
れら全ては当業者にとってよく知られたことである。 図２は、これらの基本的な概念に基づくものであり、今度は、パルス幅変調（
ＰＷＮ）信号１０４’により駆動される出力トランジスタ１００’を含む。パル
ス幅変調信号は、オフとオンの間で典型的には同期してまたは規則的にサイクル
作用を行う。ゲート電圧１０４’がオフになる度に出力トランジスタ１００’は
オフになる。トランジスタ１００’がオンからオフになると、トランジスタ１０
０’を流れる電流１１２’は急速に０になる。回路に抵抗性負荷１１４でなくて
誘導性負荷２００がある場合、回路にインバランスが生じる。それは、トランジ
スタ１００’の０出力電流１１２’が誘導性負荷２０２の電流を駆動するからで
ある。しかしながら、当業者には、インダクタを流れる電流は瞬時的には変化で
きないことがよく知られている。 このインバランスを補償するためにダイオード２０４が回路に負荷されている
。電流２０６はダイオード２０４から引き出されて誘導性負荷の電流２０２をシ
ステムに固有なあるスルーレートまたは変化速度で減少させる。負荷電流２０２
が消滅するにかかる時間は、システムの時定数によるが、この時定数は誘導性負
荷２００、ダイオード２０４及び連携の種々の回路素子を相互接続するワイヤー
の関数である。ＰＷＮ信号１０４’の周期がタウよりも有意に小さい場合、負荷
電流２０２は連続しかつほとんど一定の大きさである。 ダイオード２０４が導通している間、トランジスタのソース電圧１０６’は負
であり、その大きさはダイオード２０４の導通電圧２０７に等しい。ゲート−ソ
ース間容量１１０’は既にゲートがオンの時充電されているため、ドレイン−ゲ
ート間容量１１１’がドレインとソースの間の電圧さが増加することによりより
多くの電荷を蓄積する。 ＰＷＭ信号１０４’が高レベルになりトランジスタが再びオンになると、ゲー
ト−ソース間容量１１０’がゲート−ソース間電圧１０２が再びしきい値Ｖに到
達するまで充電される。ゲート−ソース間電圧１０２’が引き続き上昇するにつ
れて２つの現象が同時的に起こる。第１に、トランジスタ１１２’を流れる電流
が０からシステムのコンポーネントにより決定される限界値に増加する。第２に
、ダイオード２０４を流れる電流が、ソース電圧１０６’が再び正になるにつれ
て０へ減少しそしてダイオード２０４が逆バイアスとなる。出力電圧１０６’は
、０よりも低い値から電源電圧２０８の方へ上昇する。出力電圧１０６’が増加
し、ゲート−ソース電圧１０２’がＶに近い値に留まるにつれてゲート−ドレイ
ン電圧が減少する。ドレイン−ゲート間容量１１１’はその余分の電荷を開放す
る。電圧の変化速度は、電流Ｉ１０８’をゲート−ドレイン間容量の放電電流に
等しくする値である。この放電は、出力電圧１０６’がその最大値に到達するま
で（それは、電源電圧−ドレイン−ソースのオン電圧）かつドレイン−ソース間
電圧が定常状態に到達するまで継続する。これは通常ミラー効果と呼ばれる。こ
のプロセス全体は、トランジスタがオフになると逆転する。 かかるシステムからの電磁（ＥＭ）放射は、回路の変化の２つの異る臨界的な
段階で最大となる。最大のＥＭが放射される第１の段階は、出力電流１１２’が
増加または減少の何れを問わず変化する時である。最大ＥＭが放射される第２の
段階は、出力電圧１０６’が同様に増加または減少を問わず変化する時である。
これらの移行段階におけるＥＭの放射は、これらのパラメータの変化速度を緩め
ることにより減少することが可能である。正確に言うと、電流１１２’及び電圧
１０６’の変化する速度を制限することにより、即ち、電流と電圧のスルーレー
トを制限することにより、ＥＭ放射を自然に生じる最大レベルよりも低いレベル
に減少させることができる。これは、ゲート電流１０８’を制限することにより
実行可能である。 図１及び２は、当業者の一般的によく理解できる現象を示している。図３を参
照して、本発明を参照する。図３は、図２について説明したタイプの回路であり
、例示的なスイッチを介して接続されるゲート電流原３００−３０６が負荷され
ている。これらのゲート電流原３００−３０６は、回路の動作における異なる段
階でのゲート電流１０８’の大きさを表し、必ずしもその装置における物理的な
例を反映するものではない。さらに詳しく説明すると、電流源３００は限界±Ｉ
Aまでのゲート電流を表し、電流源３０２は限界値±Ｉまでのゲート電流を表し
、電流源３０４は限界値±Ｉまでのゲート電流を表し、電流源３０６は限界値±
Ｉまでのゲート電流を表す。これらの電流限界値の相対的な大きさは状況によっ
て決まる。通常、ＩAとＩBはＩS1またはＩS2よりも大きさが一段と小さい。お互
いの電流の大きさの関係は、装置のトランスコンダクタンス及び負荷特性に依存
する。 図４は、図３の回路の発生する理想的な波形を示す。図３及び４はこの説明と
この部分において言及する。 図４の最初の状態４００は、トランジスタがオフで連続する負荷電流２０２を
有する仮定している。図２の説明を思い起こすとこれは、ＰＷＭ入力信号１０４
”の周期（Ｔ）がシステムの時定数よりもかなり小さいためである。この減少に
より、出力電圧１０６”、１０６''' は負で、大きさはダイオード導通電圧２０
６’に等しい。電流源３００は相４１０の間でオンにスイッチされており、ゲー
ト電流１０８”、１０８''' がＩレベル４１２にあることを表す。このようにす
ると回路の全スイッチ時間が減少し、この全スイッチ時間は信号４０１上のデジ
タルオン信号がその最大の電圧の５０％に到達する時から出力電圧１０６”、１
０６''' がその最大値（オンの時）の９０％に到達する時間までの時間である。
出力電流１１２”、１１２''' が増加し始めると、ＥＭ放射が問題となる。放射
ＥＭを管理するため、出力電流のスルーレートを理想的に制限する必要がある。 出力電流１１２”、１１２''' が任意のしきい値Ｉ４１４に一旦と到達すると
、ゲート電流１０８”、１０８''' の限界値がレベルＩ４２２に減少する。これ
は、図３において、オンにスイッチされる電流限界ソース３０２とオフにスイッ
チされる電流源３００として示されている。この相４２０の間、出力電流のスル
ーレート４２４が制限される。電流がトランジスタ１００”の方に多くかつダイ
オード２０４’の方に少なく流れるにつれて、ダイオード２０４’は導通を停止
し、出力電圧Ｖ１０６”、１０６''' が上昇し始める。この時点において、電圧
の変化が始まり、放射ＥＭが発生する。従って、電流のスルーレートを制御して
放射ＥＭを効果的に管理できるようにする必要がある。 任意の電圧しきい値Ｖ４２６に到達すると、電圧のスルーレート４２８を制御
するのが望ましくなる。これは、回路がステージ４２０を離脱してステージ４３
０に入ることにより表される。このステージ４３０において、ゲート電流１０８
”、１０８''' はレベルＩ４３２に変化する。これは図３においてオンにスイッ
チされる電流源３０４とオフにスイッチされる電流源３０２として示される。こ
のステージ４３０の間出力電圧スルーレート４２８が制御される。 出力電圧がもはや迅速に変化しないと、電圧のスルーレート４２８はさらに制
御する必要はない。その代わり、トランジスタ１００”が出力電圧１０６”、１
０６''' が最大値になりトランジスタのドレイン−ソース間電圧（即ち、Ｖ２０
８’−Ｖ１０６”）４３６が定常状態に到達する状態にトランジスタ１００’が
到達するまでにかかる時間をスピードアップまたは最小限にすることが望ましく
なる。 このステージの段階あるいは動作をステージ４４０に示す。ステージ４４０に
おいて、電流源３０４はＶ１０６”、１０６''' が任意のしきい値Ｖ４３４をク
ロスした後オフにスイッチされる。電流源３０４はオフにスイッチされその回路
はレベルＩ４４２で示すようにその自然の最大ゲート電流１０８”、１０８'''
を求めるようになる。 当業者は、ステージ４１０−４４０が、トランジスタ１００”がオフ状態４４
４から完全にオンの状態４４６に移行する間を表すことがわかるであろう。ステ
ージ４１０−４４０の蓄積効果は、トランジスタ１００”の導通状態４４８を表
す。 導通した状態４４８の最終ステージ４４０の終期において、オン状態４４６が
得られる。これは、ステージ４５０として図４の信号図に示されている。このス
テージ４４０の間、ゲート電圧Ｖ１０４”、１０４''' は回路により与えられる
最大値である。この値はＶ４５２として表される。また、このステージ４５０に
おいて、トランジスタのドレイン−ソース間の抵抗（通常当業者はＲと呼ばれる
）は最小値にある。この状態の間、システムは平行状態にあり、この並行状態を
維持するにはゲート電流１０８”、１０８''' は必要ない。そのようにして、ゲ
ート１０８”、１０８''' は０４５４に低下する。 ある時点において、ＰＷＭ信号４０１はオン状態４３５からオフ状態４５６に
スイッチしてオンの状態４４８とオンの状態４４６の間軽減される現象を逆転さ
せるようにステージを設定する。トランジスタ１００”はそのオフへの状態４５
７を開始する。オフの状態４５４の第１のステージはステージ４６０である。こ
のステージ４６０において、ＰＷＭ信号４０１はオフ４５６にされる。図１及び
２により最初に説明したように、これにより出力電流Ｉ１１２”、１１２''' が
ゼロ４２５に駆動される。しかしながら、誘導性負荷２００”が存在するため、
負荷電流２０２”は急速に反応できない。回路のバランスを保つためにダイオー
ド２０４’は電流を導通する。これにより、Ｖ１０６”、１０６''' が最終的に
負になり、大きさがダイオードＶ４６２の導通電圧に等しくなる。 装置がオンにされると（４４８）、ステージ４１０−４４０、電流源３００−
３０６を用いてトランジスタのゲートに送られる電流を表す。装置をオフにする
と（４５７）、電流源３００−３０６はゲートの電流シンクを表すために使用さ
れる。電流源３００−３０６の大きさの限界は何れのモードにおいても等化的で
あるが、当業者は、電流の極性はオンとオフの場合で反対であることがわかるで
あろう。 ステージ４０６において、ゲート電流Ｉ１０８”、１０８''' は大きさＩ４６
２である。これは、電流源Ｉ３０６をオンにスイッチし、電流源３００をオフに
スイッチすることにより図３において表される。この電流が流れる結果、オフ命
令４５４が受けられて出力電圧Ｖ１０６”、１０６''' がクロスして任意のしき
い値Ｖ４３４より低くなるまでのしきい値Ｖ４３４の下にクロスするまでのスイ
ッチング時間がスピードアップされ最小限に抑えられる。 この時点において、出力電圧のスルーレート４２８’へは、ゲート電流Ｉ１０
８”、１０８''' を大きさＩ４３２’に設定することにより変化する電圧による
ＥＭ放射が減少するように制御される。これは、図３において、電流源３０６の
オフ及び電流源３０４のオンにより表される。ステージ４７０はその結果信号の
関係を示す。 ステージ４８０において、再び、放射ＥＭを少なくする目的で電流のスルーレ
ート２４０’を制限することが望ましくなる。これを達成するため、ゲート電流
１０８”、１０８''' は大きさＩ４２２’に制限される。これは、図３において
、電流源３０４がオフにスイッチし、電流源３０２にオンにスイッチすることに
よって表される。 オフ４５７である最後のステージ４９０では、出力電流Ｉ１１２”、１１２''
'はしきい値Ｉ４１４以下に低下している。そのように、電流のスルーレートに
よる制限を行う必要はもはやない。その代わり、システムはゲート−ソース並び
にゲート−ドレイン間の容量１１０’、１１１’を放電するために放電させられ
る。この電流をＩ４９２として示す。ゲート−ソース間の電圧Ｖ４３６が０に戻
ると、装置は完全にオフ４４４’になる。 かくして、本発明は駆動される装置をＰＷＭ入力信号に従ってオンにしオフに
効果的にすると共に以下に示す態様に従ってトランジスタのゲート電流を制御す
ることにより得られるＥＭ放射を著しく減少させることがわかるであろう。 前のパラグラフに説明してスイッチングされた電流源は出力電流及び電圧のス
ルーレートを制限してＥＭ放射を減少させるだけでなく装置を出力電圧または電
流の何れも変化していない相の間高い電流を流すことによって装置ができるだけ
迅速にスイッチングできるようにする。出力ステージが電流スルーレートを制限
または電圧スルーレート制限モードの何れにあるかを決定するための決定パラメ
ータを表１において示す。 デジタル状態は、出力Ｉ１１２が値Ｉ４１４と比較され、出力Ｖより１０６が
値Ｖ４２６、Ｖ４３４と比較されることを示す。 上述したＩＳＲは信号５２０であり、ＶＳＲは信号５２２であり、ＶＳＣＢは
図５の信号５２４であることに注意されたい。 アナログ論理からデジタル論理へのこの変換を行った後、当業者は、アナログ
とデジタル制御装置の組合せを用いて電流及び電圧スルーレートの制御を最適化
できることが容易にわかるであろう。さらに詳しく説明すると、当業者はさらに
、デジタルとアナログの信号制御方法を混合する利点がわかるであろう。これは
、デジタル装置を含む制御回路が特定の状態に合致するように格段と容易に変化
できるためである。プログラム可能であることにより、デジタル装置は入力コマ
ンドに応じて多数の異なる出力を可能にする。 この点をさらに説明するために図５を参照する。直列周辺インターフェイス（
ＳＰＩ）論理回路５００はこの装置に一体化されており、種々の動作パラメータ
を設定し、ドライバを制御し、ドライバからの診断情報を読み取り解釈する。別
の方法として、ＳＰＩ５００は外部のセミ半導体装置または所望の回路及び論理
動作をさせるようにされた外部のコンポーネントの組合せでもよい。この説明は
特定の物理的な例を想定していないが、それはＳＰＩ５００の物理的実施例が本
発明を完全に理解する上において重要ではないからである。 スルーレート制限選択５０２はＳＰＩ５００により出力され、それは前述した
電流及び電圧スルーレート制御を実現するデジタル回路５０４とアナログ５０６
の組合せへの入力５０２’である。さらに詳しくは、電圧スルーレートは次の数
式で表され、電流スルーレートは同じく次の数式で表される。本実施例のＳＰＩ
５００は電圧及び電流のスルーレート制限につき４つの異なる設定を可能にし、
その一例を表２に示す。当業者は、多数のスルーレートの設定及びそれらの値の
決定には好ましくは制限が有効である供給及び負荷状態が含まれることがわかる
であろう。パラメータはトランジスタがオンまたはオフ（図４に示すように状態
４６６、４６４）最大時間であり、ｔはオン信号の５０％電圧レベルからＩ＝１
０％Ｉ（最大レベルの１０％）まで、測定され、ｔがオフ信号の５０％電圧レベ
ルからＶ＝９０％Ｖ（その最大レベルの９０％）までの状態である。 各スルーレートの制限に対して、装置には固有の許容誤差がある。これは表２
において、絶対値を用いないで各制限の値の範囲を用いることで示される。 電圧及び電流のスルーレートの制限の設定は、用途の電圧及び電流制限条件に
最もよく合致するように選択される。そういうこととして、当業者は、ＥＭ放射
を高い度合で減少させるのを必要とする用途がスルーレートのレンジ０を選択し
て遅いスルーレートにし、それと共に速度条件がその放出条件を凌駕する用途で
はより早いスルーレートのレンジ３を選択することがわかるであろう。 電流及び電圧のスルーレートの制限は本発明の装置の内部で行われ、そのため
これらの制御を行うためにさらに付加的なもしくは外部の手段は不要であること
を強調すべきである。 機能的なブロック図のフォーマットに表せるように、トランジスタ１００'''
の導通時間は制御電流３０７により制限される。表１の論理を実施するために、
出力電流及び出力電圧信号は一連のコンパレータによりデジタル化される。さら
に詳しくはコンパレータ５１２はＩのしきい値Ｉに関する関係をデジタル化し、
コンパレータ５１４はＶのしきい値Ｖに関する関係をデジタル化し、コンパレー
タ５１６はＶのしきい値Ｖに関する関係をデジタル化する。これらの関係の出力
５２０−５２４は５２０’−５２４’へそしてスルーレート限界決定器のデジタ
ル論理部分５０４へフィードバックされる。オン信号５２６も同様にスルーレー
ト論理５０４へ送られ、そこで信号がゲート４０１へＰＷＭ入力される。これら
の信号５２０’―５２４’、５２６の値は表１に示すように使用して適当なスル
ーの出力設定１０８ｂを決定する。 本発明の利点の理解に必ずしも必要でないが、回路内にある特定の状態が許容
されるのを阻止するある特定の保護手段を含むのが望ましいことがわかるであろ
う。例えば、図６にさらに示すように図５の実施例は、回路の過大温度５２８、
５２８’、回路の不足電圧５３２、アースへの短絡（ＳＣＧ）５３４、５３４’
及び開いた負荷（ＯＬ）５３６、５３６’状態のような状況を検知しかつそれに
反応する論理回路を含む。さらに、デジタル制御回路は内部５３８、５３８’だ
けでなく外部で発生されたリセット信号５４０、５４０’を検知しそれに反応す
る論理回路を含むのが普通である。 ここで示すように、単一のゲートドライバ５５０を詳しく説明する。しかしな
がら、多数のゲートはここで示すように３つの付加的なゲート５５２−５５６が
同様に駆動されるように駆動できることを理解されたい。 出力として図６を参照して、好ましい実施例のＳＰＩ５００’の動作をさらに
詳しく説明する。もちろん、多くの説明は当業者が行う設計の選択の範囲内にあ
ることを理解できる。ＳＰＩレジスタ５６０、５６０’は８ビットのメッセージ
バイト６００を介して回路と通信する。このメッセージ６００は２つの部分、即
ち４ビットのコマンドニブル６０２と４ビットのデータニブル６０４を含む。本
発明の回路内で使用されるのとは別に、このメッセージ６００はまた回路の外部
にある他のデジタル通信装置へシリアルデータ出力（ＳＤＯ）ライン６１０、６
１０’を介して出力してもよい。同様に、本発明の回路はシリアルデータ入力（
ＳＤＩ）ライン６１２、６１２’を介してかかる外部の装置から通信を受けるこ
ともできる。 ＳＰＩレジスタ５６０’は、上述したように制御回路の動作を制御するために
、また命令された動作に応答して制御回路の性能を表す応答データ６２４を受け
るためにコマンド６２０及びデータ６２２をかわるがわるに通信するようになっ
ている。スルーレートの設定を回路に指示する時、ＳＰＩレジスタ５６０’は８
ビットのメッセージバイト６００を、ビットＤ４−Ｄ７（即ち、命令ニブル６２
０）が何れの対のチャンネルを設定すべきか構成する。１０１１の二進メッセー
ジは、チャンネル１及び２が制御サイクルの間設定され、一方１１０１の二進メ
ッセージはチャンネル３及び４を設定すべきであることを示す。データニブル６
２２は実際のスルーレート範囲の設定を与え、ビットＤ２及びＤ３はチャンネル
２及び４に適用すべき設定を与え、一方ビットＤ０及びＤ１はチャンネル１及び
３に適用すべき設定を与える。表２に返って、スルーレートの範囲０乃至３を設
定するためには、レンジが適当な設定ビットで二次形式で表される。 一例として、チャンネル１のスルーレートを範囲２に関して、またチャンネル
２のスルーレートを範囲１に設定するために以下のメッセージがＳＰＩレジスタ
により送られる。 かかるメッセージは、チャンネル１及び２が設定中であり、チャンネル２が範
囲１に設定すべきであり、チャンネル１がレンジ２に設定すべきであることを示
す。メッセージのコマンド６２０及びデータ６２２の部分は、ゲート駆動論理５
５０、５５０’及び出力制御論理６５２の回路へ信号６２０’、６２０”、６２
２’、６２２ａ’及び６２２ｂ’を介して送られる。ゲート駆動論理５５０、５
５０‘’はスルーレートコマンド６２２’をとり、出力論理６５２によりラッチ
されたスルーの設定６２２ａ’及び６２２ｂ’と組み合わせて、駆動信号６６０
及び設定信号６５４、６５６を発生し、これによりトランジスタ１００''' の出
力段１０８ａ、６７０が駆動される。 ＳＰＩレジスタ５６０’は、そのスルーレート設定コマンドを送信すると、応
答６２４を求めて待機し始める。この応答は、回路が指示された動作に応答して
如何に機能するかにつきフィードバックを与える。出力段６７０の信号は回路の
応答論理部分７００へフィードバックされる。同様に、種々の電圧及び電流レベ
ル５２４’、５２８’、５３４’及び５３６’はフィードバックされ、表１に示
す種々のしきい値だけでなくＳＣＢ，ＳＣＧ及びＯＬの種々の回路保護しきい値
に到達したか否かを示す。保護しきい値５２４’、５２８’、５３６’の任意の
ものに到達している場合、故障レジスタ７１０のラッチが設定される。この実施
例では、硬い温度の７１２に厳格に専用とされる別のレジスタもふくまれている
。このレジスタのラッチは、チャンネルの任意のものが過大温度モードにある場
合設定され、一方故障レジスタ７１０は保護しきい値を超えた任意のチャンネル
についてのデータを含む。 保護ラッチの状態７１４、７１６は所望のレートコマンド６５４、６５６及び
実際の出力状態７１８、７２０と組み合わされて応答メッセージ６２４’を形成
する。スルーレートの情報を含む応答バイトにとっては、ビットＤ７及びＤ６は
、チャンネル４の実際のスルーレートを示し、ビットＤ５及びＤ４はチャンネル
３のレートを示し、Ｄ３及びＤ２はチャンネル２を示し、Ｄ１及びＤ０はチャン
ネル１を示す。各チャンネルにつき、表２に従って識別されるそのスルーレート
範囲は二進表示で表されている。一例として、応答メッセージ６２４が以下のよ
うに見えると、これはチャンネル４がスルーレンジに、チャンネル３がレンジ２
に、チャンネル２がレンジ１に、またチャンネル１がレンジ２にあることを意味
する。これらの状態はその後メッセージとしてＳＤＯ６１０を介して外部の装置
へ送られる。 当業者は、さらに別のポイントを理解するであろう。第１に、電圧及び電流レ
ートのスロープを回路の応答及び回路のＥＭ放射制御用件に合うように設定すべ
きである。さらに、スルーレンジの数及び各レンジ内のそれぞれの値は状況に応
じて狭くするかまたは増加してもよい。 この好ましい実施例はハイサイドのドライバのためのものである。しかしなが
ら、ローサイドの電力ステージを作動するために、負荷及びフライダイオードを
バッテリーに接続すべきである。同様に、Ｈブリッジを作動させるために、ハイ
サイドとローサイドの電力ステージのスルーレートの制限が必要であろう。 もし改善された遅延時間が特定の回路設計の必要条件でない場合、ＩＳＲ及び
／またはＶＳＢコンパレーターは不要であろう。逆に、状況がそれを必要とすれ
ば、電流及び電圧のスルーレートをここで示すように組み合わせて設定するより
は別個に設定することが可能である。 ＳＰＩ５００、５００‘’は外部の装置とより完全に通信するようになってい
る。例えば、本発明の回路が大型のデジタル制御システムの一部として実現され
る場合、好ましい実施例の場合と同様に、ＳＰＩを回路に対して問い合わせを行
い付加的な診断情報を与えるようにすることができる。この付加的な機能を説明
するために表３を参照されたい。 上において概略を述べたＡＮＤ、ＯＲ及びＯＶＥＲＲＩＤＥ診断コマンドに関
しては、各チャンネルのための２ビット診断は次の形状になる。 同様に、上において概略を示したＲＥＡＤ診断コマンドについては、その応答
は次の形をとる。 ＳＰＩ５００はＳＤＩ６１２’及びＳＤＯ６１０’ラインを介して他のデジタ
ル装置と通信できるため、表２のスルーレートのレンジは外部の装置がＳＰＩに
対して命令するように動作の間変えることが可能であることがわかるであろう。 当業者は、状況に応じて他のコマンドを実現してもよいことがわかるであろう
。しかしながら、その場合、上述したようにデジタルとアナログの制御方式を組
み合わせると、放射ＥＭを最小限に抑えると共に望ましい回路応答特性を与える
という問題に対する問題をうまく解決することがわかるであろう。また、デジタ
ルとアナログの制御方式の組合せにより制御装置を必要に応じて動的に調整でき
ることがわかるであろう。 好ましい実施例の上記説明は、本発明の思想を説明するために行った。しかし
ながら、本発明の他の実施例の頭書の特許請求の範囲から逸脱することなく実現
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 図１は、抵抗性負荷と接続された出力ドライバのトランジスタを示す回路図で
ある。

【図２】 図２は、トランジスタがパルス幅変調信号によって駆動されるダイオードの誘
電性負荷と接続された出力ドライバのトランジスタを示す回路図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ０９／４３０，７４４ (32)優先日 平成11年10月29日(1999．10．29) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｕ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ， ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，Ｌ Ｋ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ， ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，Ｔ Ｍ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 フィッシュ，アルフォンズ ドイツ国 フォルケンシュタイン ディー −93167 アン・シュタインブール 44 ボーリング Ｆターム(参考） 5H420 BB04 BB12 BB13 CC02 DD02 EA12 EB04 FF03 FF04 FF23 5J055 AX25 AX55 AX64 BX16 CX13 CX28 DX12 DX55 EX07 EX12 EX21 EY12 EY21 EZ00 FX12 FX17 FX35 GX01 【要約の続き】

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも１つの伝達コンダクタンス素子を備えかつ制御信
   号を介して誘導性負荷の電流を制御する装置であって、 制御信号の電圧が増減する速度を閉ループ制御器としてトランジスタの固有の
   ミラー効果を用いて変化させるための電圧スルーレート制限手段と、 制御信号の電流の増減する速度を変化させる電流スルーレート制限手段と、 電流スルーレート制限手段及び電圧スルーレート制限手段と信号伝達関係にあ
   る論理デバイスとより成り、前記論理デバイスは前記電圧及び電流スルーレート
   制限手段を電圧及び電流のレートの少なくとも１つの所定の範囲内のレートに対
   して命令するようになっており、 電圧及び電流スルーレート制限手段は伝達コンダクタンス素子の制御入力信号
   を変調する装置。
2. 【請求項２】 変調された入力信号は電圧及び電流の変調より成る請求項１
   。
3. 【請求項３】 電圧の変調はパルス幅変調信号である請求項２。
4. 【請求項４】 電流の変調は非同期である請求項２または３。
5. 【請求項５】 伝達コンダクタンス素子は出力電流と出力電圧を有し、非同
   期電流変調は出力電流及び出力電圧の関数として決定される請求項４。
6. 【請求項６】 誘導性負荷の電流を制御する回路であって、前期回路はゲー
   ト入力を有する少なくとも１つのトランジスタを有し、前記回路はトランジスタ
   のゲート入力の電流及び電圧を制御することによって誘導性負荷の電流を制御し
   、トランジスタのゲート入力電圧の制御手段は少なくとも１つの所定の電圧スル
   ーレートレンジを有し、トランジスタのゲート入力の電圧の増減する速度を変化
   させる電圧スルーレート制限手段を有し、電圧スルーレート制限手段は閉ループ
   制御器としてトランジスタの固有のミラー効果を利用し、トランジスタゲート入
   力電圧制御器は少なくとも１つの所定の電流スルーレートの範囲を有しトランジ
   スタのゲート入力の電流の増減速度を変化させる電流スルーレート制限手段を有
   する回路。
7. 【請求項７】 前記回路は電流スルーレート制限手段を選択的にイネーブル
   またはディスエーブルする請求項８。
8. 【請求項８】 前記回路は電圧スルーレート制限手段を選択的にイネーブル
   及びディスエーブルする請求項８。