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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem
Leistungs-MOS-Transistor und mit einer Ansteuerschaltung für diesen
Leistungs-MOS-Transistor.
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Leistungs-MOS-Transistoren,
insbesondere Leistungs-MOSFET oder Leitungs-IGBT, werden zunehmend
als steuerbare Schalter zum Schalten elektrischer Lasten eingesetzt. 1 zeigt ein Anwendungsbeispiel
für einen
als MOSFET M ausgebildeten Leistungs-MOS-Transistor zur Ansteuerung
einer Last Z. Die Laststrecke (Drain-Source-Strecke) des MOSFET
M ist dabei in Reihe zu der Last Z zwischen Klemmen für ein positives
Versorgungspotential V+ und negatives Versorgungspotential bzw.
Bezugspotential GND geschaltet. Bei leitend angesteuertem MOSFET
M liegt annähernd
die gesamte zwischen den Versorgungspotentialklemmen anliegende
Versorgungsspannung über
der Last Z an, während
bei gesperrtem MOFET M die über
der Last Z anliegende Spannung Null ist. Die Steuerung des MOSFET
M erfolgt in bekannter Weise durch Anlegen einer Ansteuerspannung
Vgs zwischen dessen Gate-Anschluss, der einen Steueranschluss bildet,
und dessen Source-Anschluss S, der einen der Lastanschlüsse des MOSFET
bildet. Eine Ansteuer- bzw. Treiberschaltung für diesen MOSFET M umfasst im
einfachsten Fall eine steuerbare Spannungsquelle, die nach Maßgabe des
Steuersignals S1 eine recheckförmige Eingangsspannung
Vin erzeugt, und einen dem Gate-Anschluss des MOSFET M vorgeschalteten Widerstand
Rg, der den Gate-Ladestrom bzw. den Gate-Entladestrom begrenzt.
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Der
MOSFET M leitet in bekannter Weise, wenn dessen Gate-Source-Kapazität Cgs, die
in 1 ebenfalls dargestellt
ist, bis auf einen Wert aufgeladen ist, der oberhalb der Einsatzspannung
des MOSFET liegt. Entsprechend sperrt der MOSFET, wenn die Gate-Source-Kapazität Cgs bis
auf einen Wert unterhalb der Einsatzspannung entladen ist.
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Bedingt
durch diese Gate-Source-Kapazität und
weitere noch zu erläuternde
Effekte führen Änderungen
des Steuersignals S1 bzw. der Eingangsspannung Vin nur zeitverzögert zu
einer Änderung des
Schaltzustandes des MOSFET M, wie nachfolgend anhand von 2 erläutert wird.
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2 zeigt im oberen Teil beispielhaft
den zeitlichen Verlauf des Steuersignals S1 bzw. den daraus resultierenden
zeitlichen Verlauf der Eingangsspannung Vin. Diese Eingangsspannung
nimmt zu einem ersten Zeitpunkt t1 einen oberen Spannungspegel V1
an der so gewählt
ist, dass der MOSFET M sicher leitet, wenn diese Spannung V1 als Gate-Source-Spannung Vgs anliegt.
Zu einem späteren
Zeitpunkt t2 sinkt die Eingangsspannung Vin auf Null ab, um den
MOSFET M zu sperren.
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Nach
dem Einschaltzeitpunkt t1 steigt die Gate-Source-Spannung Vgs für eine erste Zeitdauer T1 rasch
bis auf einen Wert knapp oberhalb der Einsatzspannung des MOSFET
M an. Die Gate-Source-Spannung Vgs bleibt dann für eine zweite Zeitdauer T2
annähernd
auf einem konstanten Spannungsniveau, dem sogenannten "Miller-Plateau" bevor die Gate-Source-Spannung
weiter bis auf den Wert der Eingangsspannung Vin ansteigt und der MOS-Transistor
vollständig
einschaltet. Mit T3 ist in 2 die
Zeitdauer bezeichnet, während
der der MOS-Transistor
vollständig
eingeschaltet ist. Diese Zeitdauer endet mit dem Abschaltzeitpunkt
t2.
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Nach
diesem Abschaltzeitpunkt t2 sinkt die Gate-Source-Spannung Vgs bis
auf den Wert des Miller-Plateaus ab, verbleibt dann für eine Zeitdauer T5
in etwa auf dem Niveau des Miller-Plateaus und sinkt danach rasch
auf Null ab. Während
einer Zeitdauer T4 nach dem Abschaltzeitpunkt t2, bis die Gate-Source-Spannung
Vgs den Wert des Miller-Plateaus erreicht, ist der MOSFET M noch
leitend und wird erst während
der nachfolgenden Zeitdauer T5, während der die Gate-Source-Spannung Vgs auf dem
Niveau des Miller-Plateaus langsam absinkt, abgeregelt. Die durch
den Miller-Effekt bedingte vergleichsweise langsame Änderung
der Spannung Vds über
der Laststrecke des MOSFET M bzw. die korrespondierende Spannungsänderung über der
Last Z ist im Hinblick auf eine Abflachung der Schaltflanken und
damit im Hinblick auf eine Reduzierung von EMV-Störstrahlung
erwünscht.
Nicht erwünscht
ist allerdings die Verzögerungszeit
bzw. Totzeit T4 nach dem Ausschaltzeitpunkt T2 innerhalb der der
MOSFET M noch vollständig
leitet, bevor er während
der nachfolgenden Zeitperiode T5 abgeregelt wird.
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Die
EP 0 744 098 B1 beschreibt
eine Schaltungsanordnung mit einem Leistungs-MOSFET und einer Ansteuerschaltung,
die in der Lage ist, den Entladestrom der Gate-Source-Kapazität des Leistungstransistors
zu beeinflussen.
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Die
US 2004/0 104 743 A1 beschreibt eine Treiberschaltung mit reduzierter
Verzögerungszeit.
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Die
DE 102 40 167 A1 beschreibt
eine Schaltungsanordnung mit einem Leistungstransistor und einer
Ansteuerschaltung für
den Leistungstransistor. Die Ansteuerschaltung ist hierbei dazu
ausgebildet, zur sperrenden Ansteuerung des Leistungstransistors
den Gate-Entladestrom so einzustellen, dass dieser mit abnehmender
Spannung über
einer in Reihe zu dem Leistungstransistor geschalteten Last erhöht wird.
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Die
DE 198 55 604 C1 beschreibt
eine Ansteuerschaltung für
einen in Reihe zu einer Last geschalteten Leistungstransistor. Diese
Ansteuerschaltung ist dazu ausgebildet, zur sperrenden Ansteuerung
die Gate-Source-Kapazität
zunächst
mit einem großen
Strom zu entladen, bis die Laststreckenspannung des MOSFET auf einen
vorgegebenen Schwellenwert angestiegen ist, die Gate-Source-Kapazität anschließend mit
einem kleine ren Entladestrom zu entladen, bis ein Laststrom auf
einen unteren Schwellenwert abgesunken ist, und die Gate-Source-Kapazität abschließend wieder
mit einem großen Entladestrom
zu entladen.
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Die
WO 00/27032 beschreibt eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung
eines Leistungs-MOSFET, die den Gate-Entladestrom während des
Abschaltvorganges mit abnehmender Spannung über einer in Reihe zu dem Leistungstransistor
geschalteten Last stufenweise absenkt (vgl. 4).
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Ziel
der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung mit
einem Leistungs-MOS-Transistor und einer Ansteuerschaltung für den Leistungs-MOS-Transistor
zur Verfügung
zu stellen, bei welcher die Verzögerungszeit
zwischen dem Beginn des Abschaltvorganges und dem tatsächlichen
Beginn des Sperrens des Leistungs-MOS-Transistors reduziert ist.
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Dieses
Ziel wird durch eine Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
weist einen Leistungs-MOS-Transistor mit einem Ansteueranschluss
und einer Laststrecke sowie eine Ansteuerschaltung für den Leistungs-MOS-Transistor
auf. Die Ansteuerschaltung umfasst eine Treiberschaltung, die einen
Eingang zur Zuführung
eines Steuersignals und einen Ausgang zur Bereitstellung einer Ansteuerspannung
für den Leistungstransistor
aufweist, wobei der Ausgang an den Steueranschluss des Leistungs-MOS-Transistors angeschlossen
ist.
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Die
Treiberschaltung kann eine herkömmliche,
zur leitenden und sperrenden Ansteuerung eines Leistungs-MOS-Transistors
geeignete Treiberschaltung sein.
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Zusätzlich zu
dieser Treiberschaltung weist die Ansteuerschaltung eine Entladeschaltung
auf, die ebenfalls an den Steueranschluss des Leistungs-MOS-Transistors
angeschlossen ist, und die dazu ausgebildet ist, nach Maßgabe des
Steuersignals einen von der Ansteuerspannung des Leistungs-MOS-Transistors abhängigen Entladestrom
zu erzeugen, der mit kleiner werdender Ansteuerspannung abnimmt.
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Bei
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
ist durch die Entladeschaltung sicher gestellt, dass die Ansteuerspannung
des Leistungs-MOS-Transistors nach Beginn des Abschaltvorganges
rasch absinkt, um dadurch die Verzögerungszeit zwischen dem Beginn
des Abschaltvorgangs und dem Beginn des Sperrens des Leistungs-MOS-Transistors
zu verkürzen.
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Vorzugsweise
weist die Entladeschaltung einen Entladetransistor mit einem Steueranschluss und
einer Laststrecke auf, dessen Laststrecke an den Steueranschluss
des Leistungs-MOS-Transistors
angeschlossen ist und der nach Maßgabe des Steuersignals als
Diode mit einer von der Ansteuerspannung des Leistungs-MOS-Transistors
abhängigen Spannung
betrieben wird.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.
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1 zeigt
eine Schaltungsanordnung mit einem Leistungs-MOS-Transistors zur Ansteuerung einer
Last nach dem Stand der Technik.
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2 zeigt
zeitliche Verläufe
ausgewählter, in
der Schaltung gemäß 1 vorkommender
Signale während
eines Einschalt- und eines Ausschaltvorganges des MOS-Transistors.
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3 zeigt
ein erste Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
die eine Ansteuerschaltung mit einer Treiberschaltung und einer
zusätzlichen
Entladeschaltung aufweist.
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4 zeigt
ein mögliches
Realisierungsbeispiel für
die Treiberschaltung.
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5 zeigt
ein weiteres mögliches
Realisierungsbeispiel für
die Treiberschaltung.
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6 zeigt
zeitliche Verläufe
ausgewählter, in
der Schaltung gemäß 3 vorkommender
Signale während
eines Abschaltvorganges des Leistungs-MOS-Transistors.
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7 zeigt
die Strom-Spannungs-Kennlinie eines in der zusätzlichen Entladeschaltung angeordneten,
als Diode betreibbaren Entladetransistors.
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8 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
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9 zeigt
ein drittes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Bauelemente und Signale mit gleicher Bedeutung.
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3 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
mit einem Leistungs-MOS-Transistor
und einer Ansteuerschaltung. Zum besseren Verständnis der Funktionsweise der
Schaltungsanordnung ist in 3 ebenfalls
eine Last Z dargestellt, die in Reihe zu einer Laststrecke des Leistungs-MOS-Transistors
T1 zwischen Klemmen für
ein positives Versorgungspotential V+ und ein negatives Versorgungspotential
GND, das in dem Beispiel das Bezugspotential GND ist, geschaltet
ist. Der MOS-Transistor T1 ist in dem Beispiel als MOSFET ausgebildet,
der als Low-Side-Schalter
verschaltet ist, dessen Laststrecke (Drain-Source-Strecke) also zwischen
das Bezugspotential GND und die Last Z geschaltet ist. Ein Gate-Anschluss
G dieses Leistungs-MOSFET T1 bildet dessen Steueranschluss.
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Die
Ansteuerschaltung für
diesen Leistungs-MOSFET T1 umfasst eine Treiberschaltung 10 mit
einem Eingangsanschluss 11 zur Zuführung eines Steuersignals S1
sowie mit einem Ausgang 12 zum Bereitstellen einer Ansteuerspannung
Vgs für den
MOSFET T1 bzw. zur Bereitstellung eines Lade- oder Entladestromes
I10 für
die Gate-Source-Kapazität
Cgs des MOSFET T1, die in 3 der Vollständigkeit
halber ebenfalls dargestellt ist.
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Diese
Treiberschaltung 10 kann einer herkömmlichen Treiberschaltung entsprechen,
die dazu ausgebildet ist, nach Maßgabe des Steuersignals S1 den
MOSFET leitend anzusteuern. Zur leitenden Ansteuerung liefert die
Ansteuerschaltung 10 einen Ladestrom I10 für die Gate-Source-Kapazität Cgs, der entgegen
der in 3 eingezeichneten Richtung fließt, und
lädt die
Gate-Source-Kapazität
Cgs bis auf eine zur leitenden Ansteuerung des MOSFET ausreichende
Ansteuerspannung auf. Zur sperrenden Ansteuerung liefert die Ansteuerschaltung
einen Entladestrom, der in der in 3 eingezeichneten
Richtung fließt,
und entlädt
die Gate-Source-Kapazität
bis auf einen zur sperrenden Ansteuerung geeigneten Wert.
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Ein
einfaches Realisierungsbeispiel für eine solche Treiberschaltung 10 umfasst
Bezug nehmend auf 4 einen Schalter 15,
der nach Maßgabe
des Steuersignals S1 den Ausgang der Treiberschaltung 12 über einen
Widerstand R10 entweder an ein erstes Ansteuerpotential V1 oder
an ein zweites Ansteuerpotential V2 anschließt. Das erste Ansteuerpotential
V1 ist dabei so gewählt,
dass der MOSFET M leitet, nachdem dessen Gate-Source-Kapazität Cgs über den
Widerstand R10 auf den wert dieses Ansteuerpotentials V10 aufgeladen
wurde. Das zweite Ansteuerpotential V2, das bei einem Low-Side-Schalter
dem Bezugspotential GND entsprechen kann, ist so gewählt, dass
der MOSFET M sperrt, wenn dessen Gate-Source-Kapazität Cgs über den Widerstand
R10 bis auf den Wert dieses Ansteuerpotentials V2 entladen wurde.
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5 zeigt
eine alternative Realisierungsmöglichkeit
für die
Treiberschaltung 10, die sich von der in 4 dargestellten
darin unterscheidet, dass zwischen die Klemme für das erste Ansteuerpotential V1
und den Schalter 15 eine erste Stromquelle 13 geschaltet
ist und zwischen die Klemme für
das zweite Ansteuerpotential V2 und den Schalter 15 eine
zweite Stromquelle 14 geschaltet ist. Diese Stromquellen 13, 14 sorgen
dafür,
dass der Lade- bzw. Entladestrom (I10 in 3) für die Gate-Source-Kapazität Cgs jeweils
wenigstens annäherungsweise
konstant ist, bis die Gate-Source-Kapazität Cgs auf den Wert des ersten
Ansteuerpotentials V1 aufgeladen bzw. auf den Wert des zweiten Ansteuerpotentials
V2 entladen ist.
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Es
sei darauf hingewiesen, dass die in den 4 und 5 dargestellten
Realisierungsbeispiele für
die Treiberschaltung 10 lediglich als Beispiele zu verstehen
sind und dem besseren Verständnis dienen.
Selbstverständlich
sind beliebige weitere schaltungstechnische Realisierungen für die Treiberschaltung 10 einsetzbar.
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Bezug
nehmend auf 3 weist die Ansteuerschaltung
zusätzlich
zu der Treiberschaltung 10, die während des Abschaltvorganges
des Leistungs-MOSFET T1 als Entladeschaltung wirkt, eine weitere
Entladeschaltung 20 auf. Diese Entladeschaltung 20 ist
ebenfalls an den Steueranschluss G des Leistungs-MOSFET T1 angeschlossen und ist dazu
ausgebildet, nach Maßgabe
des Steuersignals S1 während
des Abschaltvorganges einen zu dem Entladestrom der Ansteuerschaltung 10 zusätzlichen Entladestrom
I2 zu erzeugen, der von der Ansteuerspannung, d.h. von der Gate-Source-Spannung
Vgs, des Leistungs-MOSFET T1 abhängig
ist und der mit kleiner werdender Gate-Source-Spannung Vgs abnimmt.
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In
dem Beispiel gemäß 3 weist
die Entladeschaltung 20 zur Bereitstellung des zusätzlichen Entladestromes
einen Entladetransistor T2 auf, der in dem Beispiel ebenfalls als
MOS-FET ausgebildet
ist und dessen Laststrecke (Drain-Source-Strecke) parallel zu der Ansteuerstrecke
bzw. Gate-Source-Strecke
des Leistungs-MOSFET T1 und damit parallel zu der Gate-Source-Kapazität Cgs des
Lasttransistors T1 geschaltet ist. Dieser Entladetransistor T2 wird nach
Maßgabe
des Steu ersignals S1 als Diode betrieben, die einen zusätzlichen
Entladestrompfad für die
Gate-Source-Kapazität
Cgs bereitstellt, oder sperrend betrieben. Zur Ansteuerung dieses
Entladetransistors T2 ist ein Schalter 21 vorhanden, der durch
das Steuersignal S1 angesteuert ist und der den Gate-Anschluss des
Entladetransistors T2 wahlweise an den Gate-Anschluss des Leistungs-MOSFET
T1 bzw. den Drain-Anschluss des Entladetransistors T2 anschließt oder
an den Source-Anschluss des Entladetransistors T2 anschließt. Der
Entladetransistor T2 wird als Diode betrieben, wenn dessen Gate-Anschluss
G mit dessen Drain-Anschluss D bzw. dem Gate des Leistungs-MOSFET
T1 kurzgeschlossen ist. Der Entladetransistor T2 sperrt, wenn dessen
Gate und Source über
den Schalter 21 miteinander kurzgeschlossen sind.
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Die
Ansteuerung des Schalters S1 erfolgt in nicht näher dargestellter Weise derart,
dass der Entladetransistor T2 während
des Abschaltvorganges des Leistungs-MOSFET T1 als Diode betrieben
wird, was nachfolgend anhand von 6 erläutert wird.
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6 zeigt
beispielhaft die zeitlichen Verläufe
des Steuersignals S1, des durch die Treiberschaltung 10 aufgenommenen
Entladestroms I10, des durch die zusätzliche Entladeschaltung 20 bewirkten zusätzlichen
Entladestroms I2 sowie der Gate-Source-Spannung
Vgs für
einen Abschaltvorgang des Leistungs-MOSFET T1. In dem Beispiel wird angenommen,
dass der MOSFET T1 leitend angesteuert werden soll, wenn das Steuersignal
S1 einen High-Pegel annimmt, und dass der MOSFET T1 sperrend angesteuert
werden soll, wenn das Steuersignal S1 einen Low-Pegel annimmt.
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Es
sei angenommen, dass der MOSFET T1 zunächst leitend angesteuert ist,
dass das Steuersignal S1 also einen High-Pegel annimmt. Des Weiteren wird
für die
Darstellung in 6 davon ausgegangen, dass die
Gate-Source-Spannung Vgs während der
Phase der leitenden Ansteuerung (Einschaltdauer) des MOS- FET T1 bis auf den
Wert eines Ansteuerpotentials V1 angestiegen ist. Außerdem sei
zu Zwecken der Erläuterung
angenommen, dass ein Ladestrom der Gate-Source-Kapazität Cgs annähernd Null
ist, wenn die Gate-Source-Kapazität Cgs bis auf den Wert des
Ansteuerpotentials V1 aufgeladen ist.
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Das
Steuersignal S1 nimmt zu einem Zeitpunkt t3 einen Low-Pegel an und bestimmt
damit den Beginn des Abschaltvorganges des MOSFET T1. Die Treiberschaltung
entlädt
die Gate-Source-Kapazität Cgs ab
diesem Abschaltzeitpunkt t3 mit einem Ladestrom I10, der Bezug nehmend
auf 5 beispielsweise einem von der Entladestromquelle 14 aufgenommenen
Strom I14 entspricht.
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Mit
Beginn des Abschaltvorganges t3 wird der Entladetransistor T2 vom
sperrenden Zustand in den Diodenbetriebszustand überführt. Die über dem als MOS-Diode betriebenen
Entladetransistor T2 anliegende Spannung entspricht dabei der Gate-Source-Spannung Vgs
des Leistungs-MOSFET T1, die bedingt durch den Entladestrom I10
der Treiberschaltung 10 über der Zeit absinkt. Der Entladetransistor T2
bewirkt zusätzlich
zu dem Entladestrom der Ansteuerschaltung einen zusätzlichen
Entladestrom I2, der umso größer ist,
je größer die
Gate-Source-Spannung
Vgs des Leistungs-MOSFET T2 ist. Dieser zusätzliche Entladestrom bewirkt
insbesondere zu Beginn des Abschaltvorgangs, wenn die Gate-Source-Spannung
Vgs noch einen großen
Wert annimmt, der deutlich oberhalb der Einsatzspannung des MOSFET
T1 liegt, eine deutliche Beschleunigung des Abschaltvorganges.
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Der
Betrag des zusätzlichen
Entladestromes I2 durch den Entladetransistor T2 abhängig von
dessen Gate-Source-Spannung und damit abhängig von der Gate-Source-Spannung
Vgs des Leistungs-MOSFET T1 ist in 7 dargestellt.
Diese Strom-Spannungs-Kennlinie
entspricht der herkömmlichen
Kennlinie einer MOS-Diode.
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Bezug
nehmend auf 6 bewirkt der Entladetransistor
T2 insbesondere während
der Zeitdauer T6 zwischen dem Beginn des Abschaltvorganges t3 und
einem späteren
Zeitpunkt t4, zu dem die Gate-Source-Spannung Vgs in etwa bis auf
das Miller-Plateau
abgesunken ist, eine deutliche Beschleunigung des Abschaltvorganges
und damit eine Verringerung der Totzeit, die in der Darstellung
gemäß 6 der
Zeitdauer T6 entspricht.
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8 zeigt
ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel für die zuvor
anhand von 3 erläuterte Umschaltung des Entladetransistors
T2 zwischen dem sperrenden Betriebszustand und dem Dioden-Betriebszustand.
Hierzu ist in dem Beispiel gemäß 8 ein
hochohmiger Widerstand R2, der alternativ auch durch eine Stromquelle
ersetzt sein kann, zwischen den Drain-Anschluss D und den Gate-Anschluss
G des Entladetransistors T2 geschaltet. Zwischen Gate und Source
des Entladetransistors T2 ist die Laststrecke eines weiteren Transistors
T3 geschaltet, der nach Maßgabe
des Steuersignals S1 derart angesteuert ist, dass der Transistor T3
leitet, um den Entladetransistor T2 zu sperren, wenn der Leistungs-MOSFET
T1 leitend angesteuert werden soll. Dieser Transistor dient als
Steuertransistor, der die Diodenfunktion des Entladetransistors T2
steuert.
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Bezogen
auf das in 6 erläuterte Beispiel leitet der
Steuertransistor T3, wenn das Steuersignal S1 einen High-Pegel annimmt. Der
hochohmige Widerstand R2 verhindert bei leitendem Steuertransistor
T3, dass die Gate-Source-Kapazität
des Leistungs-MOSFET T1 entladen wird.
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Sperrt
der Steuertransistor T3 so wird das Gate des Entladetransistors
T2 über
den hochohmigen Widerstand R2 auf das Potential des Gate-Anschlusses
G des Leistungs-MOSFET T1 gezogen, wodurch der Entladetransistor
T2 als Diode betrieben wird und entsprechend der in 6 erläuterten
Weise die Entladung der Gate-Source-Kapazität zu Beginn des Abschaltvorganges
beschleunigt.
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Der
MOSFET T1 ist in dem Beispiel gemäß 8 als High-Side-Schalter eingesetzt,
dessen Laststrecke D-S ist also zwischen die Klemme für das positive
Versorgungspotential V+ und die Last Z geschaltet. Die grundsätzliche
Ansteuerung dieses als High-Side-Schalter eingesetzten MOSFET T1
entspricht der zuvor für
den Leistungs-MOSFET T1 in 3 erläuterten
Ansteuerung mit dem Unterschied, dass zur leitenden Ansteuerung
des High-Side-Schalters T1 in 8 ein Ansteuerpotential
durch die Treiberschaltung 10 zur Verfügung gestellt werden muss,
das oberhalb des Versorgungspotentials V+ liegt. Hierzu kann beispielsweise
eine Ladungspumpe eingesetzt werden, die aus dem Versorgungspotential
V+ ein oberhalb des Versorgungspotential V+ liegendes Ansteuerpotential
erzeugt. Derartige Ladungspumpen und deren Einsatz zur Ansteuerung
eines High-Side-Schalters sind hinlänglich bekannt, so dass auf
eine weitere Erläuterung
hierzu verzichtet werden kann.
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Gegebenenfalls
ist auch dem weiteren Transistor eine geeignete Treiberschaltung 22 vorzuschalten,
die das Steuersignal S1 in geeignete, zur leitenden bzw. sperrenden
Ansteuerung dieses Transistors T1 dienende Ansteuerspannungen umsetzt.
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Bei
den anhand der 3 und 8 erläuterten
Ausführungsbeispielen
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
erfolgt die zusätzliche Entladung
der Gate-Source-Kapazität
Cgs des Leistungs-MOSFET T1 durch die Entladeschaltung 20 über den
während
dieses Betriebszustandes als Diode betriebenen Entladetransistors
T2, dessen Laststrecke unmittelbar zwischen Gate und Source des Leistungs-MOSFET
T1 bzw. parallel zu der Gate-Source-Kapazität geschaltet ist.
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9 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Der
Entladetransistor T2 ist hierbei permanent als Diode verschaltet,
indem dessen Gate und Drain miteinander kurzgeschlossen und an den
Gate- Anschluss G
des Leistungs-MOSFET T1 angeschlossen sind. Eine Entladung der Gate-Source-Kapazität Cgs des
MOSFET T1 erfolgt bei diesem Ausführungsbeispiel allerdings nicht über den
Source-Anschluss S des MOSFET T1, sondern über einen weiteren Transistor
T4 der nach Maßgabe
des Steuersignals S1 angesteuert ist, nach Bezugspotential GND. Der
Source-Anschluss des Leistungs-MOSFET T1 ist über eine Diode D5 an den Source-Anschluss des Entladetransistors
T2 angeschlossen, wodurch das Source-Potential des Entladetransistors
T2 um den Wert der Durchlassspannung dieser Diode D5 unterhalb des
Wertes des Source-Potentials des Leistungs-MOSFET T1 liegt. Die über der
Laststrecke des als Diode verschalteten Entladetransistors T2 anliegende
Spannung entspricht der Gate-Source-Spannung Vgs des Leistungs-MOSFET T1
abzüglich
der Durchlassspannung der Diode D5 und ist damit ebenfalls von der
Gate-Source-Spannung
des Leistungs-MOSFET T1 abhängig.
Ein Entladestrom über
den als Diode verschalteten Transistor T2 fließt dabei nur dann, wenn der
weitere Transistor T4 leitend angesteuert ist. Ein diesem Transistor
T4 zugeführtes
Steuersignal S4 wird in nicht näher
dargestellter Weise so erzeugt, dass dieses wenigstens für eine vorgegebene
Zeitdauer nach einer fallenden Flanke des Steuersignals S1, also
mindestens zu Beginn des Abschaltvorganges des Leistungs-MOSFET,
diesen Transistor T4 leitend ansteuert, um den zusätzlichen
Entladestrom I2 durch den Entladetransistor T2 zu bewirken. Als
Steuersignal S4 dieses Transistors T4 eignet sich insbesondere ein
zu dem Steuersignal S1 komplementäres Signal, das durch Invertieren
des Steuersignals S1 erhalten werden kann.
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Der
Vorteil der Schaltungsanordnung nach 9 gegenüber der
in 8 dargestellten Schaltungsanordnung besteht darin,
dass der zusätzlich zu
dem Entladetransistor T2 vorhandene weitere Transistor T4 der zusätzlichen
Entladeschaltung 20 durch ein auf Bezugspotential GND bezogenes
Steuersignal angesteuert werden kann, so dass zur Ansteuerung dieses
Transistors T4 keine weitere Treiberschaltung, insbesondere keine
Ladungspumpe erforderlich ist.
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Grundsätzlich gilt
bei allen dargestellten Schaltungen, dass der Entladetransistor
T2 zumindest zu Beginn des Abschaltvorgangs als Diode verschaltet
ist und einen Entladestrompfad von dem Steueranschluss G des Leistungs-MOSFET
auf einen Knoten mit einem gegenüber
dem Ansteuerpotential niedrigeren Potential bereitstellt. Dieses
niedrigere Potential kann wie bei den Schaltungen gemäß der 3 und 8 beispielweise
Source-Potential oder wie bei der Schaltung gemäß 9 beispielsweise
Bezugspotential sein. Darüber
hinaus ist die über
dem als Diode verschalteten Entladetransistor T3 anliegende Spannung,
die den zusätzlichen
Entladestrom bestimmt, von der Ansteuerspannung Vgs des Leistungs-MOSFET
abhängig.
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Der
Leistungs-MOS-Transistor T1 ist in den zuvor erläuterten Schaltungsanordnung
gemäß der 3, 8 und 9 als
Leistungs-MOSFET ausgebildet. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung funktioniert
in entsprechender Weise auch für die
Ansteuerung eines als Leistungs-IGBT ausgebildeten Lasttransistors.
Vorzugsweise ist der als Diode betreibbare Entladetransistor T2
dann ebenfalls als IGBT realisiert.
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In
beiden Fällen
gilt, dass der als Diode betreibbare Entladetransistor T2 und der
Leistungstransistor T1 vorzugsweise gleiche Einsatzspannung besitzen,
wodurch sichergestellt ist, dass der erhöhte Ladestrom durch die Entladeschaltung 20 nur
so lange bereit gestellt wird, bis die Gate-Source-Spannung Vgs
des Leistungstransistors auf den Wert des Miller-Plateaus und damit
in etwa auf den Wert der Einsatzspannung abgesunken ist.
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- V+
- erstes
Versorgungspotential, positives Versorgungs
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- potential
- GND
- negatives
Versorgungspotential, Bezugspotential
- Z
- Last
- M
- Leistungs-MOSFET
- Vds
- Drain-Source-Spannung
- Vgs
- Gate-Source-Spannung
- Cgs
- Gate-Source-Kapazität
- Rg
- Gate-Vorwiderstand
- G
- Gate-Anschluss
- D
- Drain-Anschluss
- S
- Source-Anschluss
- S1
- Steuersignal
- Vin
- Eingangsspannung
- Vq
- steuerbare
Eingangsspannungsquelle
- 10
- Treiberschaltung
- 20
- zusätzliche
Entladeschaltung
- 11
- Eingangsklemme
der Treiberschaltung
- 12
- Ausgangsklemme
der Treiberschaltung
- I10
- Entladestrom
- I2
- zusätzlicher
Entladestrom
- 21
- Schalte
- R10
- Widerstand
- 15
- Umschalter
- V1
- erstes
Ansteuerpotential
- V2
- zweites
Ansteuerpotential
- 13,
14
- Stromquellen
- I14
- Strom
der Stromquelle 14
- T1
- Leistungs-MOSFET
- T2
- Entladetransistor
- T3
- Ansteuertransistor
- T4
- Hilfstransistor
- S4
- Ansteuersignal
des Transistors T4
- D5
- Diode