JP2003502704A

JP2003502704A - デコーダの互換性を失わない確立済み低ビット・レートのオーディオ・コード化システムの音質の改善

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Publication number: JP2003502704A
Application number: JP2001505004A
Authority: JP
Inventors: ユー，ユ−リ; スミス，ウィリアム・ポール; フェジゾ，ゾラン; スマイス，スティーヴン
Original assignee: デジタル・シアター・システムズ・インコーポレーテッド
Priority date: 1999-06-21
Filing date: 2000-06-19
Publication date: 2003-01-21
Anticipated expiration: 2020-06-19
Also published as: JP2008020931A; EP1204970B1; EP1204970A4; US6226616B1; EP2228790A2; EP2228790A3; KR20020027364A; AU5745200A; HK1043422A1; KR100606992B1; JP4204227B2; EP2228790B1; EP1204970A1; WO2000079520A1; CN1357136A; CN1154087C; TW565826B

Abstract

(57)【要約】従来技術との互換性を保ち、サンプリング周波数範囲を拡張し、ノイズフロアを下げる多チャネルオーディオ圧縮技術を示す。高サンプリング周波数の多チャネルオーディオを、既存のサンプリング周波数までのコアオーディオと新技術のサンプリング周波数までの差信号とに分ける。コアオーディオはＤＴＳ、ドルビＡＣ３、ＭＰＥＧＩおよびＩＩ等の従来技術でエンコードし、エンコードしたコアビットストリームをそれらデコーダに適合させる。差信号は、サンプリング周波数を拡張し、コアオーディオ品質を改善する技術でコード化する。圧縮した差信号をコアビットストリームの拡張として付加する。第１世代デコーダは拡張データを無視するが、第２世代デコーダはデコードする。デコードされたコアと拡張のオーディオ信号の加算により、第２世代デコーダは、コアデコーダのみの使用の場合よりもオーディオ信号バンド幅を拡張し、信号対雑音比を改善する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】発明の背景発明の分野本発明は、低ビット・レート・オーディオ・コード化システムに関し、より詳
細には、デコーダの互換性（コンパチビリティ）を失うことなく、確立された低
ビット・レートのオーディオ・コード化システムの音質を向上させる方法に関す
る。

【０００２】関連技術の説明多くの低ビット・レートのオーディオ・コード化システムが、現在、多種多様
な消費者向けおよびプロフェッショナル用のオーディオ再生製品およびオーディ
オ再生サービスで使用されている。例えば、ＤｏｌｂｙＡＣ３（Ｒ）（Ｄｏｌ
ｂｙ（Ｒ）デジタル）オーディオ・コード化システムは、最高で６４０キロ・ビ
ット／秒までのビット・レートを使用してＬａｓｅｒＤｉｓｃ（レーザ・ディ
スク）、ＮＴＳＣコード化ＤＶＤビデオ、およびＡＴＶのためのステレオおよび
５．１チャネル・オーディオ・サウンド・トラックをコード化するための世界的
標準である。ＭＰＥＧＩオーディオ・コード化標準およびＭＰＥＧＩＩオー
ディオ・コード化標準は、７６８キロ・ビット／秒までのビット・レートで、Ｐ
ＡＬコード化されたＤＶＤビデオ、欧州での地上デジタル無線放送、および米国
での衛星放送のためのステレオおよびマルチチャネル・サウンド・トラックのコ
ード化のために、広く使用されている。ＤＴＳ（ＤｉｇｉｔａｌＴｈｅａｔｅ
ｒＳｙｓｔｅｍｓ（デジタル・シアター・システムズ））Ｃｏｈｅｒｅｎｔ
Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ（コヒーレント・アコースティック）オーディオ・コード化
システムは、コンパクト・ディスク、ＤＶＤビデオ、およびレーザ・ディスクな
らびに１５３６キロ・ビット／秒までのビット・レートの、スタジオ品質の５．
１チャネル・オーディオ・サウンド・トラックにしばしば使用されている。

【０００３】これらのシステムが抱える大きな問題は、より高いＰＣＭサンプリング周波数
、ＰＣＭワード長、また、より高いシステム・ビット・レートに対応するように
それらを容易にアップグレードできないという点で、それらの設計が柔軟性を欠
いていることである。これは、音楽業界や映画業界が４４．１ｋＨｚサンプリン
グ周波数および１６ビットワード長という古いコンパクト・ディスク・デジタル
・オーディオ・フォーマットを捨て、９６ｋＨｚサンプリング周波数および２４
ビット・ワード長という新しいＤＶＤオーディオＰＣＭマスタリング・フォーマ
ットを採用するように移行するにつれ、今後、重要な問題となる。

【０００４】この結果、ＡＣ−３、ＭＰＥＧ、およびＤＴＳなどの既存のオーディオ・エン
コード・システムを使用するオーディオ・デリバリ（delivery）は、このより高
い信号忠実度の利点を消費者に渡すことができるように適応しなければならない
。残念ながら、これらのデコーダ機能を実装するオーディオ・デコーダ処理チッ
プ（ＤＳＰ）の大きな取り付け済みベースが、既に既存の消費者ベース内に常駐
している。これらのデコーダは、増加するサンプリング速度、ワード・サイズ、
またはビット・レートに対応するように容易にアップグレードすることができな
い。従って、これらの媒体を介して商品を販売する音楽コンテンツおよび映画コ
ンテンツのプロバイダは、古い標準に準拠するコード化オーディオ・ストリーム
を供給し続けるのを余儀なくされることになる。これは、将来、ＤＶＤオーディ
オ、ＡＴＶ、衛星無線などのデリバリ媒体が、それぞれが異なる標準に準拠する
複数のビット・ストリームを送り出すのを余儀なくされる可能性があることを意
味する。例えば、１つのストリームは、既存の再生システムの所有者が標準オー
ディオ・トラックを受信してそれを再生することができるようにするために含め
られ、他方、第２のストリームも、新しい機器の所有者が９６ｋＨｚ／２４ビッ
トＰＣＭ形式を使用してコード化されたオーディオ・トラックを再生して本質的
に高い忠実度を利用できるようにするために含められることになろう。

【０００５】このデリバリの方法の抱える問題は、再生媒体の多くが、追加のオーディオ・
ストリームを送るのに必要な追加の帯域幅またはチャネル容量を備える余裕がな
いことである。この追加のビット・ストリーム（例えば、９６ｋＨｚ／２４ビッ
トをサポートするもの）のビット・レートは、古いフォーマットをサポートする
ものに少なくとも等しいか、またはそれより高いことになる。従って、ビット・
レートは、２つまたはそれより多くのオーディオ標準をサポートするためには、
恐らく２倍またはそれより高くなる。

【０００６】発明の概要前述の問題を鑑みて、本発明は、複製オーディオ・データを送らなければなら
ないことを回避しながらも、周波数範囲を拡張し、ノイズ・フロアを低下させ、
従って、ＰＣＭサンプリング周波数、ワード長、およびコード化ビット・レート
の変化により効率良く対応するコード化方法を提供する。

【０００７】これは、従来のオーディオ・コード化アルゴリズムが「コア」オーディオ・コ
ーダを構成して変更されないままである、「コア」プラス「拡張（エクステンシ
ョン）」コード化方法を使用して実現される。より高いオーディオ周波数（より
高いサンプリング速度の場合）またはより高いサンプル分解能（より長いワード
長の場合）、あるいはその両方を表すのに必要なオーディオ・データが、「拡張
」ストリームとして伝送される。これにより、オーディオ・コンテンツ・プロバ
イダは、消費者の機器ベース内に在る異なる型のデコーダと適合する単一のオー
ディオ・ビット・ストリームを含めることができる。コア・ストリームは、拡張
データを無視する古いデコーダによってデコードされ、より新しいデコーダは、
コア・データ・ストリームと拡張データ・ストリームの両方を使用して、より高
い品質の音の再生をもたらす。

【０００８】このシステムの重要な特徴は、拡張データが、再構築コア信号（エンコード／
デコードされる、および／またはダウンサンプリング／アップサンプリングされ
る）を、元の「高忠実度」入力信号から減算することによって生成されることで
ある。得られた差信号をエンコードして拡張ストリームが生成される。この技法
を使用すると、コア信号や拡張信号へのフォールドバック・エイリアシングが回
避される。従って、コア・オーディオの品質は、拡張ストリームを含めることに
よって影響を受けない。このシステムがその最も基本的なモードで動作するため
には、コア・コーダの待ち時間、つまり遅延が知られているだけでよい。従って
、この方法は、コーダの内部アルゴリズムまたはその実装形態の詳細の知識がな
くても、どのオーディオ・コード化システムにもうまく適用することができる。
ただし、このシステムは、コア信号の周波数範囲でコア・コーダに合うように拡
張コーダが設計されている場合には、より効率的に動作させることができる。

【０００９】本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、添付の図面と実施形態の下
記の詳細な説明から、当分野の技術者には明白となる。

【００１０】本発明の詳細な説明本発明は、高忠実度信号をコード化するための「コア」プラス「拡張」コード
化方法を規定し、この方法により、オーディオ・コンテンツ・プロバイダは、消
費者のベース内に在る異なる型のデコーダとコンパチブルの一つのオーディオ・
ビット・ストリームを含めることができる。コア・ビット・ストリームは、拡張
データを無視する古いデコーダによってデコードされることになり、他方、新し
いデコーダは、コア・ストリームと拡張データ・ストリームとの両方を使用して
高品質のサウンドの再生をもたらすことになる。この手法は、既存のデコーダを
保つことを所望する既存の顧客のベースと、より高い忠実度の信号を再生できる
新しいデコーダを購入することを所望する人々をともに満足させることになる。

【００１１】既存のデコーダと次世代のエンコーダとの互換性を維持することになる様式で
高忠実度オーディオをエンコードするための本来の概念は、１９９６年５月２日
出願され、ＤＴＳ，Ｉｎｃ．（ＤＴＳ社）に譲渡されている、スミス（Ｓｍｙｔ
ｈ）その他によるシリアル番号第０８／６４２２５４号の「ＡＭＵＬＴＩ−Ｃ
ＨＡＮＮＥＬＰＲＥＤＩＣＴＩＶＥＳＵＢＢＡＮＤＡＵＤＩＯＣＯＤＥ
ＲＵＳＩＮＧＰＳＹＣＨＯＡＣＯＵＳＴＩＣＡＤＡＰＴＩＶＥＢＩＴ
ＡＬＬＯＣＡＴＩＯＮＩＮＦＲＥＱＵＥＮＣＹ，ＴＩＭＥＡＮＤＯＶＥ
ＲＴＨＥＭＵＬＴＩＰＬＥＣＨＡＮＮＥＬＳ（周波数、時間におけるおよ
び複数チャネルにわたる音響心理学適応ビット割り当てを用いるマルチチャネル
予測サブバンド・オーディオ・コーダ）」によって紹介された。Ｓｍｙｔｈその
他のものの図４ａおよび図４ｂに示されるとおり、オーディオ・スペクトルは、
最初、２５６タップ２バンド・デシメーション・プレフィルタ・バンクを使用し
て分割されて、帯域（バンド）当り２４ｋＨｚというオーディオ帯域幅をもたら
す。ボトム・バンド（０〜２４ｋＨｚ）は、３２の一様なバンドに分割されてエ
ンコードされる。トップ・バンド（２４〜４８ｋＨｚ）は、８つの一様なバンド
に分割されてエンコードされる。

【００１２】エンコーダの動作を反映するように設計された新しいデコーダは、トップ（上
部）・バンドとボトム（低部）・バンドをともにデコードし、次に、２５６タッ
プ２バンド補間フィルタバンクを使用して高忠実度オーディオ信号を再構築する
。システムは、所望に応じて、４８ｋＨｚバンド幅全体にわたって単位利得周波
数応答を示す。

【００１３】記載する高忠実度コード化技法に先立って存在していた古いデコーダは、ボト
ム・バンドだけをデコードして、ベースバンド・オーディオ信号を生成する。こ
の意味で、このシステムは既存のデコーダとの互換性を維持するのである。ただ
し、本明細書の図１に示すとおり、２バンド・デシメーション・プレフィルタ・
バンクの周波数応答６は、コアだけがデコードされる場合に２４ｋＨｚあたりで
エイリアシングの問題を生じさせる。ボトム・バンドおよびトップ・バンドの周
波数応答８および１０は、それぞれ、コア・プラス拡張コーダ（core plus exte
nsion coder）のための単位利得応答を提供するために、２４ｋＨｚにおけるそ
のそれぞれの遷移領域内でクロスオーバする。ただし、コアだけのデコーダでは
、２４ｋＨｚを超えるボトム・バンド周波数応答８の部分が、エイリアシングさ
れて下げられる。この結果、再構築されたベースバンド・オーディオ信号は、古
いベースバンドだけのコーデック・システムでは見られなかった程度の破損を有
することになる。従って、このコード化システムは、既存のデコーダとは「真の
」互換性を維持しない。更に、この手法は、何れの追加のビットもトップ・バン
ドに割り振られるように制約するものであり、これは多くの場合において最適で
はない。

【００１４】一般化されたコア・プラス拡張フレームワークエンコードおよびデコードのための一般的プロセスを図２〜図７に示す。拡張
ビット・ストリーム（図２）を作成するために、アナログ・オーディオ１２が、
信号のバンド制限をするアナログ・アンチエイリアシングＬＰＦ１４に送り込ま
れる。バンド制限された信号は、離散／デジタル・オーディオ信号１６になるよ
うにサンプリングされる。ＬＰＦ１４に関する遮断周波数は、ナイキスト基準を
満たすためには、サンプリング・レートの１／２よりも低くなければならない。
例えば、拡張された９６ｋＨｚサンプリング・レートに対して、４８ｋＨｚ遮断
が適切である。

【００１５】デジタル・オーディオ信号１６がコア・エンコーダ１８（ＡＣ３、ＭＰＥＧ、
ＤＴＳ等）に送り込まれ、特定のビット・レートでエンコードされる。オーディ
オ信号のサンプリング・レートおよびバンド幅は、いくつかの場合には、コア・
エンコーダに整合するようにロー・パス・フィルタリングおよびダウンサンプリ
ングを介して調整する必要がある。簡明にするため、図で示すオーディオ入力は
、単一チャネルまたはマルチチャネルであると想定している。マルチチャネル入
力の場合、減算および加算プロセスは、各チャネルごとに行われる。このコア・
ビット・ストリーム２０は、拡張データを生成するのに先立って、パッカ（pack
er）２２に保持される。また、コア・ビット・ストリームも、既存の消費者向け
再生機器内に在るデコーダと適合するコア・デコーダ２４に送り込まれる。

【００１６】次に、結果的な再構築されたコア・オーディオ信号２６が、元の入力信号１６
の遅延したもの３０から減算される（２８）。遅延３２は、デコードされたコア
・オーディオ信号と入力オーディオ信号との正確な時間的整合が実現されるよう
に、コア・エンコーダ／デコーダの待ち時間の遅延と整合するようにされる。こ
の時点で、この差信号３４は、より高い分解能またはより高い周波数の、コア・
ビット・ストリーム２０のコード化された信号にはない元の入力信号１６内の成
分を表す。次に、この差信号が、サブバンド（副帯域）・コード化または変換コ
ード化などの標準コード化技法を適切に使用する拡張コーダ３６によってエンコ
ードされ、拡張ビット・ストリーム３８を生成する。拡張ビット・ストリームお
よびコア・ビット・ストリームは、時間的に整合され、多重化されて合成ストリ
ーム４０を形成する。あるいは、これらのストリームは、適用例に応じて、別個
のストリームとして保持または伝送することが可能である。

【００１７】周波数スペクトルを拡張してノイズ・フロアを低下させるプロセスの背後にあ
る概念を図３ａおよび図３ｂに示している。図３ａは、９６ｋＨｚのサンプリン
グされたオーディオ入力信号の周波数スペクトル４２のスナップ・ショットを示
している。このオーディオは、明らかに４８ｋＨｚまでの周波数成分を含んでい
る。図３ｂのトレース４４は、デシメーションおよびコア・エンコードの後の信
号のスペクトルを示している。オーディオ周波数は、フィルタリングされて２４
ｋＨｚを超えるものが除去され、またサンプリング速度は、コア・コーダに整合
するようにデシメータによって４８ｋＨｚまで低下されている。トレース４６は
、拡張エンコーダに入る前の差信号のスペクトルを示している。明らかに、拡張
コーダは、コア・コーダによって表されないスペクトルの部分、即ち、２４ｋＨ
ｚあたりの遷移バンド４８および２４ｋＨｚから４８ｋＨｚまでの高周波数拡張
５０に対して、そのデータ・リソースを集中することができる。更に、残りのコ
ア信号５２にビットを割り振り、コア帯域幅のノイズ・フロアを低下させること
ができる。下記の特別なケースは、拡張ビットが、（１）コア信号の分解能を拡
張するため、（２）信号のコア分解能と高周波数内容の両方を拡張するため、お
よび（３）高周波数内容だけを拡張するために割り振られる適用例を、研究する
。これらのそれぞれに関して、コード化システムは、コア・エンコード・システ
ムと関連する遅延だけが知られていればよい「ブラック・ボックス」手法で、ま
たは特定のコア・コード化アーキテクチャを利用する「オープン・ボックス」手
法で、構成されることが可能である。

【００１８】また、コアのみのデコーダとのバックワード・コンパチビリティを維持するた
めに、コア・オーディオ・データ２０および拡張オーディオ・データ３８を搬送
する単一の合成ビット・ストリーム４０も、コア・プラス拡張の様式でフォーマ
ットされる。そのようなビット・ストリームは、それぞれが２つのフィールド、
コア・フィールド５６および拡張フィールド５８（図４参照）から成る一連の同
期されたフレーム５４である。コアだけのデコーダは、同期ワード（ＣＯＲＥ＿
ＳＹＮＣ）６１を検出し、コア・フィールド５６のコア・ビット２０をデコード
してコア・オーディオを生成し、次に、次のフレームの開始点にジャンプして次
のフレームをデコードすることによって拡張フィールド５８を無視する。ただし
、拡張デコーダは、コア・ビットをデコードし、次に、拡張ビットに関する同期
ワード（ＥＸＴ＿ＳＹＮＣ）６０が存在するかどうかを検査することができる。
存在しない場合、デコーダはコア・オーディオを出力して、次のフレームをデコ
ードするために次のフレームの開始点へジャンプする。存在する場合は、デコー
ダは、拡張フィールド５８の拡張ビット３８をデコードして拡張オーディオを生
成し、次に、それをコア・オーディオと組み合わせて高品質オーディオを生成す
る。コア・ビットは、そのバンド幅にわたり、再構築されたコア・オーディオ信
号に対するノイズ・フロアを定義する。拡張ビットは、更に、コア帯域幅にわた
ってノイズ・フロアを洗練させ（低下させ）、オーディオ帯域幅の残りの部分に
関するノイズ・フロアを定義する。

【００１９】図５ａおよび図５ｂに示すとおり、合成ビット・ストリーム４０は、ＣＤ、デ
ジタル・バーサタイル・ディスク（ＤＶＤ）、または直接放送システムなどの伝
送媒体上でエンコードされ、またはそれを介して放送される。図５ａに示すとお
り、単一の合成ビット・ストリーム４０が、よく知られた技法を使用してＣＤ、
ＤＶＤ、またはその他のデジタル記憶デバイスなどのポータブルの機械読み取り
可能な記録媒体６２に書き込まれる。図５ｂに示すとおり、合成ビット・ストリ
ーム４０は、搬送波６４として実現され、次に、これが衛星、ケーブル、または
その他の遠隔通信システムを介して放送される。

【００２０】コア・ビット・ストリームおよび拡張ビット・ストリームをデコードするため
（図６）、アンパッカ（unpacker）６６が合成ビット・ストリーム４０をアンパ
ックし、コア・ビット・ストリーム２０および拡張ビット・ストリーム３８をそ
のそれぞれのデコーダ６８および７０へ向けて送る。次に、デコーダ７２が出力
７４を加算して高忠実度オーディオ信号７６を再構築する。再生デバイスがその
中に拡張デコーダを有さない場合（古い機器ではそうであるように）、拡張ビッ
ト・ストリームは単に無視され、コア・ビット・ストリームがデコードされてコ
ア品質のオーディオ信号を生成する。デコードの例では、コア・デコーダおよび
拡張デコーダの遅延は同じであると想定している。後に扱うように、この遅延の
差は、デコーダまたはエンコーダに追加の遅延段を加えることによって対処する
ことができる。

【００２１】コア・プラス拡張コード化のトポロジの利点は図７に明らかに示され、図７で
は、複数トーン試験信号に応答するコアだけの周波数スペクトル７８およびコア
・プラス拡張の周波数スペクトル８０をそれぞれ示しれている。この特定の適用
例では、オーディオ・システムは、直流から２４ｋＨｚまでのおよそ−１００ｄ
Ｂのノイズ・フロアを有するコアだけの再構築されたオーディオ信号を生成する
。後に更に詳細に述べるように、このコアだけの応答は、古いシステムによって
生成されたコアだけの信号よりもわずかばかり良好であれ得る。なぜなら、古い
システムで使用されるアナログ・アンチエイリアシング・フィルタと新しいコー
ダ内で使用されるデジタル・デシメーション・フィルタとでは違いがあるからで
ある。これと比べて、オーディオ・システム（特別ケース番号２）は、コア信号
のノイズ・フロアを約−１６０ｄＢに低下させ、また約−６０ｄＢのノイズ・フ
ロアで４８ｋＨｚに信号バンド幅を拡張するコア・プラス拡張オーディオ信号を
生成する。より高いノイズ・フロアは、耳の感度がそれほど良くない高い周波数
では、より許容できることに留意されたい。

【００２２】高分解能拡張フレームワーク図８ａおよび図８ｂは、コア・プロセスのコード化分解能だけを向上させる、
即ち、出力オーディオ信号のバンド幅を拡張することなく、デコードされたオー
ディオ出力信号のコード化エラーを減少させるエンコードおよびデコード・プロ
セスを示している。既存のコード化スキーム（ＡＣ３、ＭＰＥＧ、ＤＴＳ）のビ
ット・レートは固定であるので、より高いコード化分解能が必要とされる場合、
オーディオ信号をエンコードするのに全く異なる互換性のないコーダの使用が、
通常、必要とされる。

【００２３】現行のスキームでは、既存のコア・エンコーダ８４を使用して、既存のデコー
ダのビット・レート制約（ＡＣ３の場合は６４０キロビット／秒となり、ＭＰＥ
Ｇの場合は７６８キロビット／秒となり、ＤＴＳの場合は１５３６キロビット／
秒となる）内で動作する可能な最高のコード化分解能を提供する。コード化分解
能を更に高めるため、即ち、コード化エラーを減少させるために、コード化され
たコア信号をデコードして（８６）再構築コア信号を形成し、この再構築コア信
号を入力信号から減算（８８）する。この入力信号は、これらの信号の間で正確
な時間的整合を実現するために遅延（９０）させる。拡張エンコーダ８２は、何
らかの任意のコード化プロセスを使用して差信号をエンコードする。パッカ９２
は、前述のとおり、コア・ビットおよび拡張ビットを合成ビット・ストリームに
パックする。この場合、サンプリング周波数およびオーディオ帯域幅のそれぞれ
は、拡張エンコーダ８２およびコア・エンコーダ８４の両方において同じである
。高忠実度９６ｋＨｚ入力オーディオが提供される場合、それは、両方のコーダ
に整合するようにローパス・フィルタリングし、ダウンサンプリングしなければ
ならないことに留意されたい。

【００２４】図８ｂに示すとおり、信号をデコードするために、アンパッカ９４は合成ビッ
ト・ストリームをアンパックし、コア・ビット・ストリームおよび拡張ビット・
ストリームを別々のデコーダ・プロセス９６および９８へそれぞれ送り、それぞ
れの出力が一緒に加算される１００。拡張デコーダが存在しない場合には、コア
・デコーダの出力が直接に使用される。この例では、拡張ビット・ストリームは
、出力オーディオ信号の信号対ノイズ比を向上させる機構とみなすことができる
。つまり、拡張デコーダの出力を付加することにより、コード化ノイズ・フロア
を低下させる。低下のレベルは、拡張ビット・ストリームに割り当てられるビッ
ト・レートに依存する。

【００２５】図９は、拡張コーダに入る前の差信号の周波数スペクトル１０２のスナップ・
ショットを示している。コア・コード化プロセスは、０ｋＨｚから２４ｋＨｚの
バンド幅にわたってノイズ・フロアを生じさせるコード化エラーを有する。２４
ｋＨｚちょうどでの大きな振幅エラーは、アンチエイリアシング・フィルタの遷
移バンド幅に帰する。拡張コーダが、コード化エラーと遷移バンド幅エラーをと
もに減少させるために、その利用可能なビットを割り当てる。ほとんどの割り当
てスキームは、全体の性能を最適化するため、遷移バンド幅などのような大きな
誤差には多くのビットを割り振り、小さな誤差には少ないビットを割り振る。

【００２６】図１０に示すように、ノイズ・フロアは、コアだけの周波数応答７８の場合の
−１００ｄＢに対し、コア・プラス拡張応答１０４の場合の−１６０ｄＢといっ
たように、相当に下方にシフトされており、また１５３６ビット／秒というコア
・ビット・レートを２０４８ビット／秒に増加させ、拡張コーダに追加のビット
を割り振ることにより、遷移バンドにわたって拡張されている。これらのビット
・レートは、既存のＤＴＳエンコーダ・システムで使用することが可能なものの
実施例に過ぎないことに留意されたい。−１６０ｄＢのノイズ・フロアは、他の
入手できるコーダによっては実現不可能であり、オーディオ忠実度の相当な改善
を表すものである。

【００２７】高周波数拡張フレームワーク図１１ａおよび図１１ｂは、コア・コード化システムによって表されない高周
波数オーディオ情報を拡張ビット・ストリームが搬送するのを可能にするコード
化フレームワークを記載している。この例では、デジタル・オーディオは、９６
ｋＨｚ周期を有する２４ビットＰＣＭサンプルによって表される。デジタル・オ
ーディオは、まず、整数遅延を有する線形位相ＦＩＲフィルタ１０６を使用して
ローパス・フィルタリングし、２４ｋＨｚを超える信号成分を除去する。このデ
ジタル・フィルタの遮断周波数は、既存のコアのみのオーディオ・コーダのアナ
ログ・アンチエイリアシング・フィルタと同じであることに留意されたい。デジ
タル・フィルタは、アナログ・フィルタより狭い遷移バンドを示すので、このコ
アだけの信号は、既存のシステムにおけるコアだけの信号より、実際に少し良好
である。

【００２８】次に、このフィルタリングされた信号が、２でデシメート１０８され、実効４
８ｋＨｚのサンプリングされた信号をもたらす。ダウン・サンプリングされた信
号が、コア・エンコーダ１１０に通常の様式で送られ、その結果的なビット・ス
トリームが、ビット・ストリームを少なくとも１フレームだけ遅延させるフレー
ム・バッファ１１１へ入れられる。次に、この遅延されたビット・ストリームが
パッカ１１２へ入れられる。また、ダウン・サンプリングされた信号はコア・デ
コーダ１１４にも送られ、コード化エラーを有する４８ｋＨｚのサンプリングさ
れたデジタル・オーディオ・ストリームを再構築する。これを元の９６ｋＨｚの
入力オーディオ信号から減算できるようにするには、まず、２倍にアップサンプ
リングし１１６、次に、ローパス・フィルタリングして補間エイリアシングを除
去しなければならない。この場合も、このフィルタリングは、整数サンプル遅延
を有する線形位相ＦＩＲ１１８を使用して適切に実施される。従って、この信号
は、やおも、コア・ビット・ストリームに保持されるオーディオ情報だけを搬送
している。即ち、この信号は、２４ｋＨｚを超えるオーディオ周波数成分を全く
含まない。次に、再構築されたコア信号が、入力信号１２２を遅延したもの（１
１９）から減算（１２０）され、差信号を生じる。この差信号が遅延１２１を通
過させられ、９６ｋＨｚサンプリング・エンコーダ１２３を使用してエンコード
されて拡張ビット・ストリームを生成する。

【００２９】デコード・プロセスは、前述したものと同様である。図１１ｂに示すように、
アンパッカ１２４が、合成ビット・ストリームをアンパックして、コア・ビット
・ストリームおよび拡張ビット・ストリームをそれぞれのデコーダ１２６および
１２８へ送る。拡張デコーダが存在しない場合、再構築されたオーディオは直接
に出力される（図では２４ビット４８ｋＨｚのＰＣＭ）。拡張デコーダがプレー
ヤに常駐している場合、デコードされたコア・オーディオは、９６ｋＨｚまでア
ップサンプリングされ（１３０）、ローパス・フィルタリングされ（１３２）、
拡張デコーダの出力と加算（１３４）される。

【００３０】このプロセスの背後にある概念は、最初、一般的なコア・プラス拡張フレーム
ワークに関連して図３ａおよび図３ｂに示した。図３ａは、９６ｋＨｚサンプリ
ングされたオーディオ入力信号の周波数スペクトルのスナップ・ショットを示し
ている。このオーディオは、明らかに４８ｋＨｚまでの周波数成分を含んでいる
。図３ｂでは、トレース４４は、デシメーションおよびコア・エンコードの後の
信号のスペクトルを示している。オーディオ周波数は、フィルタリングされて２
４ｋＨｚを超えるものが除去されており、サンプリング速度は、コア・コーダが
高いサンプリング周波数で動作できないため、デシメータによって４８ｋＨｚに
低下させられることになる。トレース４６は、拡張エンコーダに入る前の差信号
のスペクトルを示す。明らかに、コア・コーダによって表されないスペクトルの
部分、即ち、２４ｋＨｚと４８ｋＨｚの間のスペクトルに対して、そのデータ・
リソースを集中することができる。

【００３１】拡張ビットの幾らかをコア領域に割り振り、また幾らかを高周波数スペクトル
に割り振るビット割り当てスキームは、最初に図７に示した。示すとおり、この
双方は、出力オーディオ信号のバンド幅を拡張し、０〜２４ｋＨｚの領域でのノ
イズ・フロアを低下させる。この例は、拡張コーダに割り振る追加のビットが存
在することを想定している。図１２に示す代替の適用例は、ビットの総数を既存
のレベルに固定したままで、それらのビットをコア領域と拡張領域の間で割り振
る。明らかに、高周波数性能の向上１３６が、２４ｋＨｚまでの変更のないコア
・ノイズ・フロア７８より高いノイズ・フロア１３８に対してトレードオフされ
る。別の手法では、コア領域のノイズ・フロアはそのままにしておき、任意の追
加ビットを、より高い周波数スペクトルにだけ割り振ることができる。２４ｋＨ
ｚあたりの遷移バンドにおけるエラーは相当に大きいので、高周波数スペクトル
は、好ましくは、遷移バンドを含むように定義される。

【００３２】この最後のケースでは、コア・エンコーダによって提供されるノイズ・フロア
が十分に良好である、または高周波数スペクトルにおける向上が、ノイズ・フロ
アを低下させることよりも重要である、と想定している。いずれの場合でも、拡
張ビットのどれも、再構築されたコア信号と関連するコード化エラーを減少させ
るためには、割り振られない。このため、このコード化プロセスは、必要な計算
の数と遅延とを共に低減するように単純化することができ、これは、デコーダに
影響を与えることなく、オーディオ機器の費用および複雑さを低減することがで
きる。

【００３３】図１３に示すように、これは、まず、整数遅延を有する線形位相ＦＩＲフィル
タ１４０を使用してデジタル・オーディオをローパス・フィルタリングし、２４
ｋＨｚを超える信号成分を除去することによって実現することができる。次に、
このフィルタリングされた信号が、２でデシメート１４２され、実効４８ｋＨｚ
のサンプリングされた信号をもたらす。次に、ダウン・サンプリングされた信号
は、通常の様式でコア・エンコーダ１４４に送られ、その結果としてのビット・
ストリームがパッカ１４６に入れられる。次に、ダウン・サンプリングされた信
号は、２でアップ・サンプリング１４８されて、ローパス・フィルタリング１５
０され、再構築された信号上の補間エイリアシングが除去される。この場合も、
このフィルタリングは、整数サンプル遅延を有する線形位相ＦＩＲを使用して実
現される。従って、再構築された信号は、やはり、コア・ビット・ストリームに
保持されるオーディオ情報だけを搬送する。即ち、この信号は、２４ｋＨｚを超
えるオーディオ周波数成分を全く含まないが、コード化エラーがない。次に、再
構築された信号が、入力信号の遅延（１５４）されたバージョンから減算１５２
されて差信号を生じ、この差信号が、遅延（１５７）され、９６ｋＨｚサンプリ
ング・エンコーダ１５８を使用してエンコードされて拡張ビット・ストリームを
生成する。

【００３４】このスキームと図１１ａのスキームとの違いは、コア・エンコーダとデコーダ
の連鎖が、差信号を生成するプロセスにおいてバイパスされることである。トレ
ードオフは、コア・エンコーダのコード化エラーが差信号に反映されないため、
コア・エンコーダによってカバーされる周波数バンドにおけるノイズ・フロアを
改善できないことである。従って、拡張エンコーダは、デシメーションおよび補
間フィルタの遷移バンドから離れた低いサブバンドにビットを割り振ってはなら
ない。

【００３５】フィルタの特性の問題コアのエンコードに先立って信号をフィルタリングするデシメーション・アン
チエイリアシング・ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）の目的は、コア・アルゴリズ
ムによって通常は表すことができない信号を除去することである。言い換えれば
、消費者向け機器内に在るデコーダは、これらの周波数を利用するようにプログ
ラミングされていない。エイリアシング効果および音質の劣化の可能性を回避す
るために、このフィルタは、通常、遷移点の前で良くロールオフする。ただし、
このフィルタの仕様、即ち、そのリップル、遷移バンド幅、および阻止帯減衰を
ユーザが調整して、必要な品質標準を得ることができる。

【００３６】補間アンチエイリアシング・フィルタの目的は、単に、エイリアシングのレベ
ルが全体の品質に干渉しないように、補間エイリアシングを効率的に減衰させる
のを確実にすることである。このフィルタは、単に、デシメーション・アンチエ
イリアシング・フィルタの複製でよい。ただし、デシメーション・フィルタの複
雑性は、コア信号の品質を確保するためには高くなる可能性が高い。結果として
、エンコーダおよび／またはデコーダでの計算負荷を簡素化するために、補間フ
ィルタのサイズを抑えるのが望ましい。

【００３７】通常、補間フィルタのフィルタ特性は、エンコーダとデコーダの両方において
同じに保つのが望ましい。これは、デコーダでの加算が、エンコーダでの差処理
を正確に反転するように、遅延と応答が正確に整合されるのを確実にする。とき
として、デコーダ補間フィルタの計算的複雑性を低減するのが望ましい。これは
、エンコーダとデコーダとの補間プロセスの間でわずかな不整合を生じさせるこ
とになるが、適切なフィルタ設計でこの差を小さくすることが可能である。重要
な別の問題は、これらのフィルタの遅延である。遅延が異なる場合、拡張連鎖ま
たはコア連鎖に遅延を追加することによって、それを補償しなければならない。
この場合も目的は、拡張信号とコア信号が、加算に先立って、正確に時間的に整
合していることを確実にすることである。

【００３８】コーデックの実施態様前述したコード化スキームでは、エンコーダ／デコーダは、コア・ビット・ス
トリームに関しても、また拡張ビット・ストリームに関しても任意である。即ち
、エンコーダ／デコーダは、サブバンド・コード化、変換コード化などの任意の
組合せであることが可能である。一般的なコア・プラス拡張の手法は、２つの別
個の実施形態に分けることができる。第１の実施態様は、コア・コーデックのア
ルゴリズムおよび内部構造の知識を必要とせず、コード化遅延の知識だけが必要
とされるブラックボックス手法である。ただし、コア・コード化の性質が知られ
ており、拡張コーダがそれに適合するように設計される場合、拡張コード化は、
あるケースでは、より効率的に行うことができる。

【００３９】ブラックボックス・コーデックブラックボックス手法は、コア・エンコーダおよびコア・デコーダの遅延を除
いての、コア・コーダ／デコーダ（コーデック）の内部構造の知識が無いことを
前提とする。一般的なコア・プラス拡張の手法を説明するのに上記で用いたブロ
ック図は、ブラックボックス手法も例示する。示すとおり、コアおよび拡張のエ
ンコードおよびデコードのプロセスは完全に別々である。唯一の相互作用は、差
信号を形成するとき、または出力信号を加算するときに生じ、これは完全にその
時間領域において発生する。従って、コア・コーデックの内部構造の知識は全く
必要なく、また拡張コーデックの選択がコア・コーデックに依存または制約され
ることもない。ただし、遅延を、（ａ）差信号を形成する前に、再構築されたコ
ア信号と入力信号とが正確に時間的に整合するように、また（ｂ）コア信号と差
信号が、デコーダで加算される前に正確に時間的に整合しているように、選択し
なければならない。図１１ａおよび図１１ｂに示す現在好ましい手法は、デコー
ダの必要なメモリを最小限に抑えるために、遅延のすべてをエンコーダに入れる
ことである。

【００４０】入力信号と再構築コア信号とを時間的に整合させるために、入力信号は、遅延入力＝遅延_{テ゛シメーション} _LPF＋遅延_{コア・エンコータ゛}＋遅延_{コア・テ゛コータ゛}＋遅延_補間LPF に等しい量だけ遅延される。

【００４１】デコーダでコア信号と差信号とを時間的に整合するために、フレーム・バッフ
ァ遅延は、遅延_{フレーム・ハ゛ッファ}＝遅延_差信号＋遅延_{拡張エンコータ゛}＋遅延_{拡張テ゛コータ゛} に等しく設定される。

【００４２】１１ａに示すエンコーダの抱える問題は過度のコード化遅延であり、これは、
コード化遅延＝遅延_{テ゛シメーションLPF}＋遅延_{コア・エンコータ゛}＋遅延_差信号＋遅延_{拡張エンコータ゛} ＋遅延_{拡張テ゛コータ゛}＋遅延_{コア・テ゛コータ゛}＋遅延_補間LPF のようになる。

【００４３】この遅延は、図１３に示すスキームが使用され、補間ＬＰＦが適切に設計され
る場合、コード化遅延＝遅延_{テ゛シメーションLPF}＋遅延_{コア・エンコータ゛}＋遅延_{コア・テ゛コータ゛}＋遅延_補間LPF のように短縮することができる。

【００４４】ブラックボックス拡張コーダブラックボックス拡張エンコーダ１６０に適するコーデックの一例を図１４お
よび図１５に示している。このコーデックは、実質的に、現在、市販されるすべ
ての主なオーディオ・コード化システムによって使用されているフィルタ・バン
ク型コード化技術に基づいている。ＤＴＳＣｏｈｅｒｅｎｔＡｃｏｕｓｔｉ
ｃｓ（ＤＴＳコヒーレント・アコースティックス）、ＭＰＥＧＩ、およびＭＰ
ＥＧＩＩはサブバンド・コード化を使用し、ＡＣ−３およびＭＰＥＧＩＩ
ＡＡＣは、変換コード化を配備している。従って、本明細書に呈示するコーデッ
クの詳細は、後述するオープンボックス実装形態で使用される拡張コーデックの
実装形態に容易に適合させることができる。

【００４５】拡張エンコーダ１６０を図１４（ａ）に示す。差信号は、フィルタ・バンク１
６２によってＮ個のサブバンドに分割されデシメートされる。各サブバンド信号
は、図１５（ａ）に示すサブバンド・コーダ１６４を使用してコード化すること
ができる。次に、各サブバンド・エンコーダからのサブバンド・ビットが、拡張
ビットとしてパックされる１６６。

【００４６】デコーダ１６８を図１４（ｂ）に示す。拡張ビットは、まず、各個別サブバン
ド・ビットにアンパックされる１７０。次に、アンパックされたサブバンド・ビ
ットが、図１５（ｂ）に示すサブバンド・デコーダ１７２によってデコードされ
、再構築されたサブバンド信号を生成する。最後に、再構築サブバンド信号に合
成フィルタ・バンク１７４を適用することにより、差信号が再構築される。

【００４７】各サブバンド・エンコーダ（図１４（ａ））内で、サブバンド・サンプルがサ
ブバンド分析ウインドウにグループ化される。そのようなウインドウのそれぞれ
の中のサブバンド・サンプルが、４つ一組の予測フィルタ係数を最適化するため
に使用され、次に、これらの係数が、ツリー・サーチＶＱ方法を使用して量子化
される。このベクトル量子化された予測係数は、各分析ウインドウ内のサブバン
ド信号を予測するのに使用される。予測利得は、サブバンド・サンプルの分散と
予測残差の分散の比として得られる。予測利得が、予測係数のＶＱアドレスを伝
送することのオーバーヘッド、および予測残差の後の量子化に起因する予測利得
の考えられ得る損失をカバーするのに十分なだけ大きい正の値である場合、その
予測残差は量子化され転送される。そうでなければ、予測残差は放棄され、サブ
バンド・サンプルが量子化されて転送される。サブバンド分析ウインドウに関す
る適応型予測の使用は、圧縮されたビット・ストリーム内の「予測モード」フラ
グによって示される。このように、適応型の予測は、量子化エラーを低減するこ
とができるときはいつでも動的に活性化される。

【００４８】サブバンド分析ウインドウに対して予測モードがオンになっている場合、スケ
ール・ファクタが計算され、これは予測残差のＲＭＳ（根二乗平均）またはピー
ク振幅のどちらかである。予測残差は、このスケール・ファクタによって正規化
される。サブバンド分析ウインドウに対して予測モードがオンになっていない場
合、考えられ得る過渡の存在に関して、サブバンド・サンプルを分析する。過渡
は、低い振幅の位相と高い振幅の位相との間の鋭い又は急速な遷移として定義さ
れる。そのようなウインドウに対して単一のスケール・ファクタが使用される場
合、それは過渡に先行する低レベル・サンプルに対して大きすぎる可能性があり
、場合によっては、低ビット・レート・モードでの前エコーを引き起こし得る。
この問題を緩和するため、各分析ウインドウは、幾つかのサブウインドウに分割
される。過渡の位置は、分析サブウインドウに関して分析ウインドウ内に位置し
、また、２つのスケール・ファクタ、一方は過渡前のサブウインドウ用で他方は
過渡後のサブウインドウ用、が計算される。次に、過渡が生じたサブウインドウ
の識別番号が、コード化されたビット・ストリームにパックされる。その後、各
サブウインドウ内のサブバンド・サンプルが、そのそれぞれのスケール・ファク
タによって正規化される。

【００４９】スケール・ファクタは、ビット・レートに応じて、６４レベル（２．２ｄＢス
テップ）または１２８レベル（１．１ｄＢステップ）の根自乗テーブルを使用し
て対数的に量子化される。これらのスケール・ファクタは、１４０ｄＢという範
囲でオーディオの動的トラッキングを可能にする。量子化テーブルの選択は、各
分析ウインドウごとにビット・ストリームに組み込まれる。

【００５０】サブバンド分析ウインドウのタイム・スパンに対してウォータ・フィリング・
アルゴリズムを使用して、すべてのチャネルのすべてのサブバンドにわたってビ
ット割り当てを行うことができる。高ビット・レート適用例に関しては、ウォー
タ・フィリング（water filling）・アルゴリズムがサブバンドのパワーに対し
て動作する。低ビット・レートの適用例に関しては、全チャネルに対して音響心
理学分析を行い、サブバンドに関する信号対マスク比（ＳＭＲ）を得て、次に、
そのＳＭＲをウォータ・フィリング・アルゴリズムへ送ることによって、主観的
トランスペアレント・コード化を実現する。無損失または可変のビット・レート
コード化モードでは、ビット割り当ては量子化ステップ・サイズによって決定さ
れ、これは、量子化ノイズが、ソースＰＣＭサンプルのＬＳＢの１／２などのよ
うな、何らかの所定のしきい値を下回ることを保証する。このようにして得られ
たビット割振りが、次に、ビット・ストリームに組み込まれる。

【００５１】ビット割振りの後、サブバンド・サンプルまたは予測残差が量子化され、量子
化インデックスがビット・ストリーム内にパックされる。人間の聴覚システムは、約５ｋＨｚを超えると、空間イメージングの認知を行
うのに、オーディオ信号の時間的微細構造よりも、オーディオ信号の時間的エン
ベロープの方に頼ることを、音響心理学の研究が示している。従って、非常に低
いビット・レートのモードでは、選択した数のオーディオ・チャネルの高周波数
サブバンドの加算したものだけをコード化することによって、全体の再構築忠実
度を向上させることが可能である。デコードされると、個々のチャネルのこれら
の高周波数サブバンドは、この加算信号をコピーし、そのそれぞれのスケール・
ファクタによってスケーリングを行うことによって、再構築することができる。
結合強度コード化が採用される場合、加算サブバンド・サンプルは、結合チャネ
ルのうちの１つ（ソース・チャネル）において搬送され、他のすべてのチャネル
は、このソース・チャネルに対するインデックスおよびそのそれぞれのスケール
・ファクタだけを搬送する。

【００５２】低ビット・レートの適用例では、ハフマン・コードなどのエントロピ・コード
化を使用して、スケール・ファクタ、過渡の位置、ビット割振り、または量子化
インデックスが更にコード化される。この場合、エントロピコード化の後に実際
に使用されている総ビットは、固定ビット・レートの適用例に対して許容される
最大ビットよりも相当に少なくなり得る。許容される最大ビットを十分に利用す
るため、反復手法が採用され、それにより、すべての未使用ビットが尽きるまで
、未使用ビットが、最低のサブバンドから最高のサブバンドまで増分方式で割り
振られる。

【００５３】ブラックボックス・デコーダ・ハードウェアの実施態様デュアルＨＳＡＲＣ２１０６５Ｌ浮動点プロセッサで動作する５．１チャネ
ル、９６ｋＨｚ、２４ビットＤＴＳデコーダの一実施態様を図１６〜図２０に示
す。「コア」ブロックのすべての処理およびシリアル入力／出力データ・ストリ
ームの処理は、プロセッサ＃１（Ｐ＃１）１８０で行われる。拡張デコードに必
要な信号処理動作の大部分は、プロセッサ＃２（Ｐ＃２）１８２に入れられてい
る。この構成により、９６／２４「高精細度」オーディオ・フォーマットに対し
て簡単なハードウェア・アップグレード・パスを考慮することが可能になる。特
に、「コア」デコードのみに関しては、プロセッサ＃１を使用するのが十分であ
り、このプロセッサは、外部ポート１８６を介して外部メモリ１８４とインター
フェースし、また、ＳＰＤＩＦ受信機１８８に接続し、出力シリアル・ポート１
９２を介して３つのＳＰＤＩＦ送信器１９０ａ、１９０ｂ、１９０ｃに接続する
。９６ｋＨｚの２４ビットのＤＴＳデコーダに対するアップグレードは、プロセ
ッサ＃２をクラスタ多重処理コンフィギュレーションにおいて外部メモリ・バス
１９４に接続することによって行われる。ＳＨＡＲＣのオンチップ・バス・アー
ビトレーション・ロジックにより、両方のプロセッサが共通バスを共有すること
が可能となる。

【００５４】デジタル・ストリームは、ＤＶＤプレーヤから、またはＤＶＤプレーヤ内のＤ
ＶＤトランスポート機構から得ることができる。ＳＰＤＩＦ受信機は、デジタル
・ストリームを受信し、それを適切な形式に変換してＳＨＡＲＣＰ＃１のＲｘ
シリアル・ポート１９５へ送り込むために必要である。着信デジタル・ストリー
ムは、ＤＭＡを使用して、Ｒｘシリアル・ポートからＳＨＡＲＣＰ＃１の内部
メモリのデータ・バッファに転送される。

【００５５】図１７のブロック図１９６は、着信データ・ストリームの流れを示している。
左および右チャネル（Ｌ、Ｒ）、サラウンド左およびサラウンド右チャネル（Ｓ
Ｌ、ＳＲ）、ならびに中心および低周波数効果チャネル（Ｃ、ＬＦＥ）に対する
６つのデコードされたＰＣＭストリームが、３つの出力ストリームに多重化され
る。ＳＨＡＲＣＰ＃１の内部メモリ内のデータ・バッファから適切な送信シリ
アル・ポートへ出力ストリームを転送するのに、３つのＴｘシリアル・ポートＤ
ＭＡチャネルが使用される。シリアル・ポートは、任意の市販のＳＰＤＩＦ送信
器またはＤＡＣにフィードを行うように構成することができる。

【００５６】図１８のブロック図１９８は、発信データ・ストリームの流れを示している。
クラスタ多重処理コンフィギュレーションにより、各プロセッサは、両方のプロ
セッサの共有外部メモリおよび共有Ｉ／Ｏレジスタにアクセスすることができる
。２つのプロセッサ間でのデータ交換は、共有外部メモリの二バッファを介して
行われる。詳細には、現在のＤＴＳフレームからの「コア」オーディオ・データ
の６つのチャネルが、Ｐ＃１の外部ポートＤＭＡチャネルを使用して、Ｐ＃１の
内部メモリから共有外部メモリのブロック（例えば、ブロックＡ）のバッファへ
転送される。更に、現在のＤＴＳフレームからの拡張サブバンド・サンプルの５
つのチャネルもまた、Ｐ＃１の内部メモリから共有外部メモリの同じブロックの
その対応するバッファへ転送される。この場合も、この転送のためにＰ＃１の外
部ポートＤＭＡチャネルが使用される。

【００５７】図１９のブロック図２００に示すとおり、現在のＤＴＳフレーム中に、前のＤ
ＴＳフレームからの「コア」データおよび拡張データが、共有外部メモリのブロ
ックＢのその対応するバッファから、Ｐ＃２の内部メモリへ転送される。これら
の転送のスケジューリング、およびメモリ・ブロック（Ａ／Ｂ）の切り替えは、
両方のプロセッサのＩ／Ｏレジスタの制御を通じてＰ＃１によって行われる。同
様に、前のＤＴＳフレームからの９６ｋＨｚのＰＣＭオーディオの６つのチャネ
ルが、Ｐ＃１の外部ポートＤＭＡチャネルを使用して、共有外部メモリのブロッ
クＤのバッファからＰ＃１の内部メモリへ転送される。図２０のブロック図２０
１が、このデータ・ストリーム・フローを示している。これらの転送のスケジュ
ーリングおよびメモリ・ブロック（Ｃ／Ｄ）の切り替えは、この場合も、両方の
プロセッサのＩ／Ｏレジスタの制御を通じてＰ＃１によって行われる。

【００５８】オープンボックス・コーデックＩオープンボックス実装形態は、コア・コーデックの内部構造の知識を必要とす
る。図２１および図２２に示すエンコーダの例は、フィルタ・バンク手法を用い
るコード化技法を用いたコア・エンコーダに関するものである。これらの技法に
は、サブバンド・コード化（ＤＴＳＣｏｈｅｒｅｎｔＡｃｏｕｓｔｉｃｓ、
ＭＰＥＧＩ、およびＭＰＥＧＩＩ）、および変換コード化（ＤｏｌｂｙＡ
Ｃ−３およびＭＰＥＧＩＩＡＡＣ）が含まれるが、これらに限定はされない
。コア・コードの内部構造を知ることで、拡張コーデックは、コア帯域幅、例え
ば、０ｋＨｚから２４ｋＨｚ、にわたってのその応答が、コア・コーダのその応
答と整合するように、選択され設計される。その結果として、差信号は、時間領
域においてではなく、変換またはサブバンド領域において形成することができる
。これは、遅延の量および計算の数を低減させる。

【００５９】第１の例では、デジタル・オーディオが、９６ｋＨｚ周期の２４ビットＰＣＭ
サンプルによって表されている。このデジタル・オーディオは、まず、ローパス
・フィルタリング２０２されてそのバンド幅が２４ｋＨｚより低くされ、次に、
２でデシメート２０４されて、実効４８ｋＨｚのサンプリングされた信号をもた
らす。次に、このダウン・サンプリングされた信号が、コア・エンコーダ２０６
に送り込まれる。コア・エンコーダのＮバンド・フィルタ・バンク２０８が、ダ
ウン・サンプリングされた信号をＮ個のサブバンドに分解する。各サブバンドは
、多数の適応予測、スカラーおよび／またはベクトル量子化、およびエントロピ
コード化の技法２１０を使用して、コード化することができる。最適の構成では
、サブバンド・コード化技法は、コア・エンコーダで使用される技法と一致する
ことになる。次に、結果としてのビット・ストリームが、パッカに入れられる。
このビット・ストリームはコア・サブバンド・デコーダ２１２に送り込まれて、
サブバンド差信号を生成するための拡張エンコーダによる後の使用のためのサブ
バンド・サンプルを再構築する。

【００６０】９６ｋＨｚのサンプリングされた入力ＰＣＭ信号は遅延２１４され、次に、２
バンド・フィルタ・バンク２１６に送り込まれて、２つの４８ｋＨｚのサンプリ
ングされたサブバンド信号を生成する。低部バンド信号は、コア・エンコーダに
よって使用されるものと同じＮバンド・フィルタ・バンク２１８により、Ｎ個の
サブバンド信号に分解される。これらの信号のそれぞれが、コア・エンコーダか
らの再構築されたそのそれぞれのサブバンド信号で減算２２０されて、サブバン
ド差信号を生成する。この差サブバンド信号がサブバンド・コーダ２２２によっ
てコード化され、次に、パッカ２２４に入れられる。２バンド・フィルタ・バン
クからの上部バンド信号が、Ｍバンド・フィルタ・バンク２２６へ送り込まれ、
Ｍ個のサブバンド信号を生成する。次に、これらの信号がサブバンド・コーダ２
２８によってコード化されてパッカへ入れられる。このサブバンド・コーダは、
多数の適応予測、スカラーおよびベクトル量子化、および／またはエントロピ・
コード化を含むことができる。拡張エンコーダ前の遅延は、以下の式、遅延＋遅延_{2ハ゛ント゛・フィルタ}＝遅延_{テ゛シメーションLPF} によって与えられ、従って、再構築されたコア・サブバンド信号およびオーディ
オ・サブバンド信号は、加算接合部２２０で正確に時間的に整合される（図２１
（ａ）参照）。デコーダ（図２１（ｂ））において、これらの信号は、加算接合
部で自動的に整合される。Ｍバンド・フィルタ・バンクは、その遅延がＮバンド
・フィルタ・バンクの遅延と一致するように設計されなければならない。そうで
なければ、追加の遅延を導入して、上部バンドのサブバンド信号が、低部バンド
のサブバンド信号と同じだけ遅延されるようにしなければならない。

【００６１】デコード・プロセスを図２１（ｂ）に示している。コア・ビット・ストリーム
がアンパックされ２３０、デコードされて２３２、Ｎ個のコア・サブバンド信号
を生成する。拡張デコーダがプレーヤに存在しない場合、これらのコア・サブバ
ンド信号が、Ｎバンド合成フィルタ・バンク２３４へ送り込まれ、コア・オーデ
ィオを生成する。存在する場合は、このステップはスキップされ、コア・サブバ
ンド信号は、拡張デコーダ２３６へ送り込まれ、拡張ビット・ストリームからデ
コード２４０された差サブバンド信号と加算２３８される。次に、これらの加算
されたサブバンド信号がＮバンド合成フィルタ・バンク２４２へ送られ、低部バ
ンド信号を生成する。上部バンド信号は、拡張ビット・ストリームをデコード２
４４し、デコードされたＭサブバンド信号をＭバンド合成フィルタ・バンク２４
６へ送り込むことによって形成される。最後に、上部バンド信号および低部バン
ド信号が２バンク合成フィルタ・バンク２４８へ送られ、９６ｋＨｚのサンプリ
ングされたオーディオ出力を生成する。

【００６２】このオープンボックス手法の利点には、以下の低減されたコード化遅延、エンコーディング遅延＝遅延_{テ゛シメーションLPF}＋遅延_{コア・エンコータ゛} デコーディング遅延＝遅延_{コア・テ゛コータ゛}＋遅延_{2ハ゛ント゛・フィルタ} およびデコードの複雑性、デコーディングＭＩＰＳ＝ＭＩＰＳ_{コア・テ゛コータ゛}＋ＭＩＰＳ_{Mハ゛ント゛・フィルタ}＋ＭＩＰＳ_{2ハ゛ント゛・フィルタ} が含まれる。

【００６３】Ｍバンド・フィルタ・バンクおよび２バンド・フィルタ・バンクに関するＦＩ
Ｒフィルタ・タップの数が十分に小さくなるように選択された場合、Ｍバンド合
成フィルタ・バンクおよび２バンド合成フィルタ・バンクに必要なＭＩＰＳは、
４８ｋＨｚで動作するＮバンド合成フィルタ・バンクのＭＩＰＳよりも小さくす
ることが可能である。従って、９６ｋＨｚのオーディオをデコードするための総
ＭＩＰＳは、４８ｋＨｚのサンプリングされたオーディオを扱うコア・デコーダ
によって必要とされるＭＩＰＳの２倍よりも小さくなり得る。

【００６４】オープンボックス・コーデックＩＩＭバンド・フィルタ・バンクが、好ましい実装形態ＩＩのＮバンド・フィルタ
・バンクで置き換えられた場合、拡張コーデック内の３つのフィルタ・バンクを
組み合わせて、Ｌバンド・フィルタ・バンクを形成することができる。ここでＬ
＝Ｍ＋Ｎ（図２２（ａ）および図２２（ｂ））である。組み合わせたＬバンド・
フィルタ・バンクは、高速のアルゴリズムを使用してコサイン変調が実施される
場合には、計算負荷をより少なくできる。

【００６５】図２２（ａ）は、オープンボックス実施態様ＩＩのそれと基本的に同じである
が、拡張エンコーダ内の３つの分析フィルタ・バンクが、単一のＬバンド分析フ
ィルタ・バンク２５０によって置き換えられていることと、およびコア・エンコ
ーダからの再構築サブバンド信号がＬバンド・フィルタ・バンクの低部Ｎサブバ
ンド信号から減算されて差サブバンド信号を生成するということとが、異なって
いる。これが可能なのは、９６ｋＨｚサンプリング・レートで動作する拡張エン
コーダのＬバンド・フィルタ・バンクの低部のＮサブバンドのそれぞれが、４８
ｋＨｚサンプリング・レートで動作するコア・エンコーダのＮバンド・フィルタ
・バンクのサブバンドと同じオーディオ・スペクトルをカバーするからである。
このスキームが成功するためには、もちろん、Ｌバンド・フィルタ・バンクとＮ
バンド・フィルタ・バンクとが異なるサンプリング周波数で動作するにもかかわ
らずこれらのフィルタ特性が互いに整合することが、必要不可欠である。

【００６６】図２２（ｂ）に示すデコード手順は、図２１（ｂ）の手順とほとんど同じであ
るが、３つの合成フィルタ・バンクが、１つのＬバンド合成フィルタ・バンク２
５２で置き換えられていることと、コア・デコーダの再構築サブバンドが、Ｌバ
ンド・フィルタ・バンクから出てくる対応する低部Ｎサブバンドに付加されるこ
ととが異なっている。

【００６７】本発明のいくつかの例示的な実施形態を示し、説明してきたが、当分野の技術
者は、多数の変形形態および代替の実施形態を思いつくであろう。例えば、ここ
で議論したサンプリング・レートは現在の標準に対応している。時の経過ととも
に、これらのサンプリング・レートは変わる可能性がある。そのような変形形態
および代替の実施形態が企図され、それらは添付の特許請求の範囲に定義された
本発明の趣旨および範囲を逸脱することなく作ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、従来の手法でのコード化のためにベース周波数バンドと高周波数バン
ドを分離するのに使用された２バンド・デシメーション・フィルタバンクの周波
数応答のグラフである。

【図２】図２は、本発明の一般化したコアおよび拡張フレームワークを具体化するエン
コーダのブロック図である。

【図３】図３ａおよび図３ｂは、それぞれ、入力オーディオ信号の周波数スペクトルと
、コード化されたコア信号の周波数スペクトルと差信号のグラフである。

【図４】図４は、コアおよび拡張オーディオ・データの一フレームに関するビット・ス
トリーム・フォーマットを示す。

【図５】図５ａおよび図５ｂは、それぞれ、デコーダへ一ビット・ストリームを送るた
めの物理的媒体および放送システムを示す。

【図６】図６は、図２に示すコアおよび拡張コーダに適合するデコーダのブロック図で
ある。

【図７】図７は、複数トーン試験信号のための再構築されたオーディオ信号の周波数ス
ペクトルのグラフである。

【図８】図８ａおよび図８ｂは、それぞれ、高分解能拡張フレームワークを具体化する
エンコーダおよびデコーダのブロック図である。

【図９】図９は、高分解能拡張フレームワークの差信号の周波数スペクトルのグラフで
ある。

【図１０】図１０は、高分解能拡張フレームワークの複数トーン試験信号のための再構築
されたオーディオ信号の周波数スペクトルのグラフである。

【図１１】図１１ａおよび図１１ｂは、それぞれ、高周波数拡張フレームワークを実現す
るエンコーダおよびデコーダのブロック図である。

【図１２】図１２は、固定ビット・レートの複数トーン試験信号のための再構築されたオ
ーディオ信号の周波数スペクトルのグラフである。

【図１３】図１３は、代替の高周波数拡張フレームワークを実現するエンコーダのブロッ
ク図である。

【図１４】図１４ａおよび図１４ｂは、それぞれ、拡張エンコーダおよび拡張デコーダの
ブロック図である。

【図１５】図１５ａおよび図１５ｂは、サブバンド・エンコーダおよびサブバンド・デコ
ーダのブロック図である。

【図１６】図１６は、ブラックボックス・ハードウェア・アーキテクチャのブロック図で
ある。

【図１７】図１７は、第１のプロセッサのオンチップ・メモリに対するシリアル入力から
のデータ・フローを示す。

【図１８】図１８は、シリアル・ポートに対する第１のプロセッサのオンチップ・メモリ
からのデータ・フローを示す。

【図１９】図１９は、第２のプロセッサのオンチップ・メモリに対する第１のプロセッサ
のオンチップ・メモリからのデータ・フローを示す。

【図２０】図２０は、第１のプロセッサのオンチップ・メモリに対する第２のプロセッサ
のオンチップ・メモリからのデータ・フローを示す。

【図２１】図２１ａおよび図２１ｂは、それぞれ、オープンボックス・エンコーダおよび
オープンボックス・デコーダのブロック図である。

【図２２】図２２ａおよび図２２ｂは、それぞれ、別のオープンボックス・エンコーダお
よびオープンボックス・デコーダのブロック図である

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１３年６月６日（２００１．６．６）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者スミス，ウィリアム・ポールイギリス国カウンティ・ダウンビーティー19 ６ユーキュー，キンウッド・ドライブ 16 (72)発明者フェジゾ，ゾランアメリカ合衆国カリフォルニア州90049，ロス・アンジェルス，トゥイード・レイン 12206 (72)発明者スマイス，スティーヴンイギリス国カウンティ・ダウンビーティー23 ７ピーエイチ，ニュータウナーズ，バンガー・ロード 172 Ｆターム(参考） 5D045 DA20 5J064 CA03 CB12 CB13 CC09

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】既知のサンプリング・レートでサンプリングされ、オーディ
オ帯域幅を有するデジタル・オーディオ信号をコード化するマルチチャネル・オ
ーディオ・エンコーダであって、前記デジタル・オーディオ信号からコア信号を抽出してコア・ビットにコード
化するコア・エンコーダ（１８）と、再構築されたコア信号と前記デジタル・オーディオ信号から差信号を形成する
加算（２８）ノードと、前記差信号を拡張ビットにエンコードする拡張エンコーダ（３６）とを備えるマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項２】前記コア・エンコーダおよび前記拡張エンコーダが、前記デ
ジタル・オーディオ信号のサンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅に等し
いサンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅を有し、更に、前記コア・ビッ
トをデコードしてコード化エラーを有する前記再構築されたコア信号を形成する
コア・デコーダ（２４）を備え、このコア信号が前記加算ノードで前記デジタル
・オーディオ信号から減算されて前記差信号を形成する、請求項１に記載のマル
チチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項３】前記拡張エンコーダが、前記デジタル・オーディオ信号のサ
ンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅と等しいサンプリング・レートおよ
びオーディオ帯域幅を有し、前記コア・エンコーダが、前記デジタル・オーディ
オ信号のサンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅よりも小さいサンプリン
グ・レートおよびオーディオ帯域幅を有し、前記デジタル・オーディオ信号をフィルタリングして、前記コア・エンコーダ
の前記オーディオ帯域幅を超える信号成分を除去するデシメーション・ローパス
・フィルタ（ＬＰＦ）（１４０、２０２）と、フィルタリングされた前記信号をダウン・サンプリングして、そのサンプリン
グ・レートがコア・エンコーダに整合する前記コア信号を抽出するデシメータ（
１４２、２０４）と、前記コア・ビットをデコードして前記再構築されたコア信号を形成するコア・
デコーダ（２４）と、前記再構築されたコア信号を前記拡張エンコーダのサンプリング速度にアップ
サンプリングする補間器（１１６）と、前記アップサンプリングされた再構築されコア信号をフィルタリングして補間
エイリアシングを除去する補間ＬＰＦ（１１８）であって、フィルタリングされ
た前記信号が前記加算ノードで前記デジタル・オーディオ信号から減算されて前
記差信号を形成する、補間ＬＰＦとを更に備える請求項１に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項４】前記コア・ビットが、前記再構築されたコア信号に関してそ
のオーディオ帯域幅にわたってノイズ・フロアを定義し、前記拡張ビットが、前
記コア・エンコーダのオーディオ帯域幅にわたって前記ノイズ・フロアを更に精
製し、前記拡張エンコーダのオーディオ帯域幅の残りの部分に対するノイズ・フ
ロアを定義する、請求項３に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項５】前記コア・ビットが、前記再構築されたコア信号に関してそ
のオーディオ帯域幅にわたってノイズ・フロアを定義し、前記拡張ビットが、前
記デシメーションＬＰＦの遷移帯域幅付近およびそれを超える周波数で割り振ら
れ、前記拡張エンコーダのオーディオ帯域幅の残りの部分に関するノイズ・フロ
アを定義する、請求項３に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項６】前記拡張エンコーダが、前記デジタル・オーディオ信号のサ
ンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅と等しいサンプリング・レートおよ
びオーディオ帯域幅を有し、前記コア・エンコーダが、前記デジタル・オーディ
オ信号のサンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅より小さいサンプリング
・レートおよびオーディオ帯域幅を有し、前記デジタル・オーディオ信号をフィルタリングして、前記コア・エンコーダ
の前記オーディオ帯域幅を超える信号成分を除去するデシメーション・ローパス
・フィルタ（ＬＰＦ）（１４０、２０２）であって、前記コア・エンコーダの前
記オーディオ帯域幅のあたりに遷移帯域幅を有するデシメーション・ローパス・
フィルタと、フィルタリングされた前記信号をダウン・サンプリングして、そのサンプリン
グ・レートが前記コア・エンコーダに整合するコア信号を抽出するデシメータ（
１４２、２０４）と、前記コア信号を前記拡張エンコーダのサンプリング・レートにアップサンプリ
ングして前記再構築されたコア信号を形成する補間器（１１６）と、前記アップサンプリングされた再構築されたコア信号をフィルタリングして補
間エイリアシングを除去する補間ＬＰＦ（１１８）であって、フィルタリングさ
れた前記信号は、前記加算ノードで前記デジタル・オーディオ信号から減算され
て前記差信号を形成する、補間ＬＰＦ（１１８）とを更に備え、前記拡張コーダが、前記エンコードされた信号の周波数範囲を拡張するために
前記遷移帯域幅内およびそれを超える帯域幅でビットを割り振る、請求項１に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項７】前記コア・エンコーダが既知の遅延を有し、前記デジタル・オーディオ信号と前記再構築されたコア信号を時間的に整合さ
せる第１の遅延（１１２）であって、前記加算ノードが時間領域で前記差信号を
形成する、第１の遅延（１１２）を更に備える請求項１に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項８】前記コア・ビットと前記拡張ビットとを時間シフトして互換
性のあるデコーダでの時間的整合を維持する第２の遅延（１２１）を更に備える
請求項７に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項９】前記拡張エンコーダが、前記コア・エンコーダのオーディオ
帯域幅にわたり前記コア・エンコーダと整合し、前記加算ノードが、前記拡張コ
ーダ内に存在し、前記差信号を変換領域内または副帯域領域内で形成する、請求
項１に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項１０】前記コア・エンコーダが、前記コア信号をＮ個の副帯域に
分解するＮ帯域フィルタ・バンク（２０８）と、前記コア・ビットを生成するＮ
副帯域コーダ（２０６、２１０）と、Ｎ副帯域サンプルを再構築するＮ副帯域デ
コーダ（２１２）とを備え、前記拡張エンコーダが、前記デジタル・オーディオ信号を低部帯域および上部帯域に分割する２帯域フ
ィルタ・バンク（２１６）と、前記低部帯域の前記デジタル・オーディオ信号をＮ個の副帯域に分解するコア
・エンコーダのフィルタ・バンクと等価のＮ帯域フィルタ・バンク（２１８）で
あって、前記加算ノードが、再構築されたＮ副帯域サンプルを前記デジタル・オ
ーディオ信号のＮ副帯域からそれぞれ減算してＮ個の差副帯域を形成するＮ副帯
域ノードを含む、Ｎ帯域フィルタ・バンクと、前記Ｎ個の差副帯域をコード化して低部帯域拡張ビットを形成するＮ副帯域コ
ーダ（２２２）と、前記上部帯域の前記デジタル・オーディオ信号をＭ個の副帯域に分解するＭ帯
域フィルタ・バンク（２２６）と、前記Ｍ個の副帯域をコード化して上部帯域拡張ビットを形成するＭ副帯域コー
ダ（２２８）とを備える、請求項９に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項１１】前記コア・エンコーダが、前記コア信号をＮ個の副帯域に
分解するＮ帯域フィルタ・バンク（２０８）と、前記コア・ビットを生成するＮ
副帯域コーダ（２０６、２１０）と、Ｎ副帯域サンプルを再構築するＮ副帯域デ
コーダ（２１２）とを備え、前記拡張エンコーダが、前記デジタル・オーディオ信号をＮ個の低部副帯域およびＭ個の上部副帯域に
分解するＬ帯域フィルタ・バンク（２５０）であって、前記Ｌ帯域フィルタ・バ
ンクのフィルタ特性が、前記Ｎ帯域フィルタ・バンクのフィルタ特性とそのＮ個
の低部副帯域にわたって一致し、前記加算ノードは、前記デジタル・オーディオ
信号のＮ個の副帯域から、再構築されたＮ副帯域サンプルをそれぞれ減算してＮ
個の差副帯域を形成するＮ副帯域ノードを含む、Ｌ帯域フィルタ・バンクと、前記Ｎ個の差副帯域をコード化して低部帯域拡張ビットを形成するＮ副帯域コ
ーダ（２２２）と、前記Ｍ個の副帯域をコード化して上部帯域拡張ビットを形成するＭ副帯域コー
ダ（２２８）とを備える、請求項９に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項１２】コア・プラス拡張フォーマットで前記コア・ビットおよび
前記拡張ビットをビット・ストリーム（４０）にパックするパッカ（２２）であ
って、前記ビット・ストリームが一連の同期されたフレーム（５４）を含み、各
フレームが、前記コア・ビット（６１）を含むコア・フィールド（５６）と、同
期ワード（６０）および拡張ビット（３８）を含む拡張フィールド（５８）とを
有する、パッカを更に備える請求項１に記載のマルチチャネル・オーディオ・エ
ンコーダ。
【請求項１３】前記コア・フィールドが同期ワード（６１）も含む、請求
項１２に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項１４】第２世代のオーディオ・デコーダで高品質の音の再生を提
供しながらも、既存のベースの第１世代のオーディオ・デコーダとの互換性を維
持するように、既知のサンプリング・レートでサンプリングされ且つオーディオ
帯域幅を有するデジタル・オーディオ信号をコード化するマルチチャネル・オー
ディオ・エンコーダであって、エイリアシングの折り返しなしに前記デジタル・オーディオ信号からコア信号
を抽出してコア・ビットにコード化するコア・エンコーダ（１８）であって、前
記第１世代のオーディオ・デコーダとコンパチブルのコア・エンコーダと、再構築されたコア信号（２６）および前記デジタル・オーディオ信号から差信
号を形成する加算ノード（２８）と、前記差信号を拡張ビットにエンコードする拡張エンコーダ（３６）と、コア・プラス拡張フォーマットで前記コア・ビットおよび前記拡張ビットをビ
ット・ストリームにパックするパッカ（２２）であって、前記フォーマットにお
いて、前記第１世代のオーディオ・デコーダが前記コア・ビットを抽出およびデ
コードしてオーディオ信号を再生することができ、前記第２世代のオーディオ・
デコーダが前記コア・ビットおよび前記拡張ビットを抽出してより高品質のオー
ディオ信号を再生することができる、パッカとを備えるマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項１５】前記コア・エンコーダおよび前記拡張エンコーダが、前記
デジタル・オーディオ信号のサンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅に等
しいサンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅を有し、更に、前記コア・ビ
ットをデコードし、再構築されたコア信号を形成する第１世代のオーディオ・デ
コーダを更に備え、このコア信号が前記加算ノードで前記デジタル・オーディオ
信号から減算されて前記差信号を形成する、請求項１４に記載のマルチチャネル
・オーディオ・エンコーダ。
【請求項１６】前記拡張エンコーダが、前記デジタル・オーディオ信号の
サンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅に等しいサンプリング・レートお
よびオーディオ帯域幅を有し、前記コア・エンコーダが、前記デジタル・オーデ
ィオ信号のサンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅よりも小さいサンプリ
ング・レートおよびオーディオ帯域幅を有し、前記デジタル・オーディオ信号をフィルタリングして、前記コア・エンコーダ
の前記オーディオ帯域幅を超える信号成分を除去するデシメーション・ローパス
・フィルタ（ＬＰＦ）（１４０、２０２）と、フィルタリングされた前記信号をダウン・サンプリングして、そのサンプリン
グ・レートがコア・エンコーダと整合する前記コア信号を抽出するデシメータ（
１４２、２０４）と、前記コア・ビットをデコードして、再構築されたコア信号を形成する第１世代
のオーディオ・デコーダ（２０６）と、前記再構築されたコア信号を前記拡張エンコーダのサンプリング・レートにア
ップサンプリングする補間器（１１６）と、アップサンプリングされた前記再構築されたコア信号をフィルタリングし、補
間エイリアシングを除去する補間ＬＰＦ（１１８）であって、フィルタリングさ
れた前記信号が前記加算ノードで前記デジタル・オーディオ信号から減算されて
前記差信号を形成する、補間ＬＰＦとを更に備える請求項１４に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項１７】前記拡張エンコーダが、前記デジタル・オーディオ信号の
サンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅に等しいサンプリング・レートお
よびオーディオ帯域幅を有し、前記コア・エンコーダが、前記デジタル・オーデ
ィオ信号のサンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅よりも小さいサンプリ
ング・レートおよびオーディオ帯域幅を有し、前記デジタル・オーディオ信号をフィルタリングして、前記コア・エンコーダ
の前記オーディオ帯域幅を超える信号成分を除去するデシメーション・ローパス
・フィルタ（ＬＰＦ）（１４０、２０２）であって、前記コア・エンコーダの前
記オーディオ帯域幅あたりで遷移帯域幅を有する、デシメーション・ローパス・
フィルタと、フィルタリングされた前記信号をダウン・サンプリングして、そのサンプリン
グ・レートがコア・エンコーダに一致するコア信号を抽出するデシメータ（１４
２、２０４）と、前記コア信号を前記拡張エンコーダのサンプリング・レートにアップサンプリ
ングして、再構築されたコア信号を形成する補間器（１１６）と、アップサンプリングされた前記再構築されたコア信号をフィルタリングして補
間エイリアシングを除去する補間ＬＰＦ（１１８）であって、フィルタリングさ
れた前記信号は、前記加算ノードで前記デジタル・オーディオ信号から減算され
て前記差信号を形成する、補間ＬＰＦとを更に備え、前記拡張コーダが、前記エンコードされた信号の周波数範囲を拡張するために
前記遷移帯域幅内およびそれを超える帯域幅でビットを割り振る、請求項１４に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項１８】前記コア・エンコーダが既知の遅延を有し、前記デジタル・オーディオ信号と前記再構築されたコア信号とを時間的に整合
する第１の遅延（１１２）であって、前記加算ノードが時間領域において前記差
信号を形成する、第１の遅延と、前記コア・ビットと前記拡張ビットを時間シフトして、コンパチブルの第２世
代のデコーダでの時間的整合を維持する第２の遅延（１２１）とを更に備える請求項１４に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項１９】前記拡張エンコーダが、前記コア・エンコーダのオーディ
オ帯域幅にわたって前記コア・エンコーダと整合し、前記加算ノードが、前記拡
張コーダ内に存在し、前記差信号を変換領域または副帯域領域において形成する
、請求項１４に記載のマルチチャネル・オーディオ・エンコーダ。
【請求項２０】各オーディオ・チャネルが既知のサンプリング・レートで
サンプリングされ、オーディオ帯域幅を有する、ビット・ストリーム（４０）か
ら複数のオーディオ・チャネルを再構築するためのマルチチャネル・ブラックボ
ックス・オーディオ・デコーダであって、一度に１つのフレーム（５４）ずつビット・ストリームを読み込んで記憶する
アンパッカ（６６）であって、前記フレームのそれぞれが、コア・ビット（２０
）を有するコア・フィールド（５６）と、同期ワード（６０）および拡張ビット
（３８）を有する拡張フィールド（５８）とを含むものであり、前記コア・ビッ
トを抽出し、前記同期ワードを検出して、前記拡張ビットを抽出して分離するア
ンパッカと、前記コア・ビットをデコードして、再構築されたコア信号を形成するコア・デ
コーダ（６８）と、前記拡張ビットをデコードして、再構築された差信号を形成する拡張デコーダ
（７０）と、再構築された前記コア・オーディオ信号に前記差オーディオ信号を加算して、
前記再構築されたコア信号の忠実度を向上させる加算ノード（７４）とを備えるマルチチャネル・ブラックボックス・オーディオ・デコーダ。
【請求項２１】前記コア・デコーダと前記拡張デコーダが等しいサンプリ
ング・レートおよびオーディオ帯域幅を有し、前記再構築されたコア信号への前
記差信号の加算がそのノイズ・フロアを低下させるようにする、請求項２０に記
載のマルチチャネル・ブラックボックス・オーディオ・デコーダ。
【請求項２２】前記拡張エンコーダが前記コア・エンコーダよりも大きい
サンプリング・レートとオーディオ帯域幅を有し、前記再構築されたコア信号を前記拡張エンコーダの前記サンプリング・レート
にアップサンプリングする補間器（１３０）と、アップサンプリングされた前記再構築されたコア信号をフィルタリングして補
間エイリアシングを減衰させるローパス・フィルタ（１３２）とを更に備え、これにより、前記再構築されたコア信号に対する前記再構築された差オーディ
オ信号の加算によりそのオーディオ帯域幅が拡張される、請求項２０に記載のマルチチャネル・ブラックボックス・オーディオ・デコー
ダ。
【請求項２３】各オーディオ・チャネルが既知のサンプリング・レートで
サンプリングされ且つオーディオ帯域幅を有する、ビット・ストリーム（４０）
から複数のオーディオ・チャネルを再構築するためのマルチチャネル・オープン
ボックス・オーディオ・デコーダであって、一度に１つのフレーム（５４）ずつビット・ストリームを読み込み記憶するア
ンパッカ（２３０）であって、前記フレームのそれぞれが、コア・ビット（６１
）を有するコア・フィールド（５６）と、同期ワードおよび拡張ビットを有する
拡張フィールド（５８）とを含み、前記コア・ビットを抽出し、前記同期ワード
（６０）を検出して、その拡張ビットを抽出して分離するアンパッカ（２３０）
と、前記コア・ビットをＮコア副帯域信号にデコードするＮコア副帯域デコーダ（
２３２）と、前記拡張ビットを低部Ｎ拡張副帯域信号にデコードするＮ拡張副帯域デコーダ
（２４０）と、前記拡張ビットを上部Ｍ拡張副帯域信号にデコードするＭ拡張副帯域デコーダ
（２４４）と、前記Ｎコア副帯域信号を前記それぞれのＮ拡張副帯域信号に加算してＮ合成副
帯域信号を形成するＮ加算ノードと、前記Ｎ合成副帯域信号と前記Ｍ拡張副帯域信号を合成してマルチチャネル・オ
ーディオ信号を再生するフィルタ（２４２、２４６、２４８）とを備えるオーディオ・デコーダ。
【請求項２４】前記フィルタは、低部Ｎ帯域が前記Ｎコア副帯域デコーダ
とコンパチブルである単一のＭ＋Ｎ帯域フィルタバンク（２４２）である、請求
項２３に記載のマルチチャネル・オーディオ・デコーダ。
【請求項２５】前記フィルタが、前記Ｎコア副帯域デコーダとコンパチブルであり、前記Ｎ合成副帯域信号を合
成するＮ帯域フィルタ・バンクと、前記Ｍ拡張副帯域信号を合成するＭ帯域フィルタ・バンク（２４６）と、前記Ｎ帯域フィルタ・バンクと前記Ｍ帯域フィルタ・バンクの出力を組み合わ
せて前記マルチチャネル・オーディオ信号を再構築する２帯域フィルタ・バンク
（２４８）とを備える、請求項２３に記載のマルチチャネル・オーディオ・デコーダ。
【請求項２６】ポータブルの機械読み取り可能な記憶媒体と、前記記憶媒体に書き込まれたマルチチャネル・オーディオ信号を表すデジタル
・ビット・ストリーム（４０）であって、一連の同期されたフレーム（５４）を
含み、前記フレームの各々が、コア・ビット（２０）を有するコア・フィールド
（５６）と、同期ワード（６０）および拡張ビット（３８）を有する拡張フィー
ルド（５８）とを含む、デジタル・ビット・ストリームとを備える製品。
【請求項２７】前記マルチチャネル・オーディオ信号が、前記記憶媒体に
書き込まれた唯一の前記デジタル・ビット・ストリームによって表される、請求
項２６に記載の製品。
【請求項２８】前記マルチチャネル・オーディオ信号が既知のサンプリン
グ・レートおよびオーディオ帯域幅を有し、前記コア・ビットがその帯域幅にわ
たって前記オーディオ信号を再構築するためのノイズ・フロアを定義し、前記拡
張ビットが前記ノイズ・フロアを低下させる、請求項２６に記載の製品。
【請求項２９】前記マルチチャネル・オーディオ信号が、既知のサンプリ
ング・レートおよびオーディオ帯域幅を有し、前記コア・ビットが、その帯域幅
にわたって、再構築されたコア信号に関するノイズ・フロアを定義し、前記拡張
ビットが前記拡張エンコーダのオーディオ帯域幅の残りの部分に関するノイズ・
フロアを定義する、請求項２６に記載の製品。
【請求項３０】前記拡張ビットが、前記コア・エンコーダのオーディオ帯
域幅にわたってノイズ・フロアを更に改善する、請求項２９に記載の製品。
【請求項３１】或るオーディオ帯域幅およびサンプル分解能までコア信号
を再構築できる第１世代のオーディオ・デコーダの既存のベースと、より大きな
オーディオ帯域幅を有する第２世代のオーディオ・デコーダの発展したベースと
ともに使用する製品であって、前記第１世代のオーディオ・デコーダおよび前記第２世代のオーディオ・デコ
ーダとともに使用するポータブルの機械読み取り可能な記憶媒体と、コア・プラス拡張フォーマットで前記記憶媒体に書き込まれたマルチチャネル
・オーディオ信号を表す単一デジタル・ビット・ストリーム（４０）であって、
一連の同期されたフレーム（５４）を含み、前記フレームのそれぞれが、コア・
ビット（２０）の直前にコア同期ワード（６１）を有するコア・フィールド（５
６）と、拡張ビット（３８）の直前に拡張同期ワード（６０）を有する拡張フィ
ールド（５８）とを含む、ビット・ストリームと、前記第１世代のオーディオ・デコーダのオーディオ帯域幅にわたって再構築さ
れたコア信号に関するノイズ・フロアを定義する前記一連のコア・ビットと、前記コア・エンコーダのオーディオ帯域幅にわたってノイズ・フロアを更に改
善し、前記第２世代のオーディオ・デコーダのオーディオ帯域幅の残りの部分に
関するノイズ・フロアを定義する前記一連の拡張ビットと、を備える製品。
【請求項３２】一連の同期されたフレームを含む搬送波で実施されるデジ
タル・オーディオ信号であって、前記フレームのそれぞれが、或るオーディオ帯
域幅およびあるサンプル分解能までのコア信号を表すコア・ビットを有するコア
・フィールドと、前記オーディオ帯域幅を拡張しかつ／または前記コア信号の前
記サンプル分解能を高める拡張オーディオ信号を表す拡張ビットおよび拡張同期
ワードを有する拡張フィールドとを備える、デジタル・オーディオ信号。
【請求項３３】前記デジタル・オーディオ信号が唯一の前記一連の同期さ
れたフレームを含む、請求項３２に記載のデジタル・オーディオ信号。
【請求項３４】前記コア・フィールドの各々がコア同期ワードを含む、請
求項３２に記載のデジタル・オーディオ信号。
【請求項３５】入力シリアル・ポートおよび出力シリアル・ポートを有す
るプロセッサ（１８０、１８２）と、ビット・ストリーム・データをシーケンスで受信する受信機（１８８）であっ
て、各前記フレームが、コア・ビットを有するコア・フィールドと、同期ワード
および拡張ビットを有する拡張フィールドとを含むものであり、前記ビット・ス
トリーム・データを前記第１のプロセッサの前記入力シリアル・ポートへ送り込
むのに適切なシリアル・データ・フォーマットに変換する受信機と、前記第１のプロセッサの出力シリアル・ポートからオーディオ信号を受信し、
それを複数のオーディオ・チャネルに向けて送ることに適合した複数の送信器（
１９０ａ、ｂ、ｃ）とを備え、前記プロセッサが前記コア・ビット（２０）をデコードしてコア・オーディオ
信号を再構築し、前記拡張ビット（３８）をデコードして差オーディオ信号を再
構築し、前記差オーディオ信号を前記コア・オーディオ信号に加算してその忠実
度を高め、それを複数のオーディオ信号への分配のために前記出力シリアル・ポ
ート（１９２）に渡す、マルチチャネル・ブラックボックス・オーディオ・デコーダ。
【請求項３６】前記プロセッサが、第１のプロセッサ（１８０）および第
２のプロセッサ（１８２）ならびにこれらの間でオーディオ・データを交換する
共有バス（１９４）を備え、前記第１のプロセッサは、前記コア・ビットをデコ
ードして前記コア・オーディオ信号を再構築し、前記第２のプロセッサは、前記
拡張ビットをデコードして前記差オーディオ信号を再構築し、それを前記コア・
オーディオに加算し、その加算したオーディオ信号を前記プロセッサの出力シリ
アル・ポートへ戻す、請求項３５に記載のマルチチャネル・ブラックボックス・
オーディオ・デコーダ。
【請求項３７】第２世代のオーディオ・デコーダによる高品質のサウンド
再生を提供しながらも、第１世代のオーディオ・デコーダの既存のベースとのコ
ンパチビリティを維持する、既知のサンプリング・レートでサンプリングされ且
つオーディオ帯域幅を有するマルチチャネル・デジタル・オーディオ信号をエン
コードする方法であって、前記デジタル・オーディオ信号からコア信号を抽出するステップと、前記第１世代のオーディオ・デコーダと適合する形で、エイリアシング折り返
し無しに前記コア信号をコア・ビットにエンコードするステップと、再構築されたコア信号および前記デジタル・オーディオ信号から差信号を形成
するステップと、前記差信号を拡張ビットにエンコードするステップと、コア・プラス拡張フォーマットでビット・ストリームに前記コア・ビットおよ
び前記拡張ビットをパックするステップであって、前記第１世代のオーディオ・
デコーダが前記コア・ビットを抽出しデコードしてオーディオ信号を再生するこ
とができ、前記第２世代のオーディオ・デコーダが前記コア・ビットならびに前
記拡張ビットを抽出して高品質のオーディオ信号を再生することができるように
する、ステップとを備えるエンコード方法。
【請求項３８】前記コア信号および前記差信号が、前記デジタル・オーデ
ィオ信号のサンプリング・レートおよびオーディオ帯域幅に等しいサンプリング
・レートおよびオーディオ帯域幅でエンコードされるものであり、第１世代のオ
ーディオ・デコーダを使用してコア・ビットをデコードしてコード化エラーを有
する再構築されたコア信号を形成し、これを前記デジタル・オーディオ信号から
減算して前記差信号を形成するステップを更に備える、請求項３７に記載のエン
コード方法。
【請求項３９】前記差信号が、前記デジタル・オーディオ信号の拡張サン
プリング・レートおよび拡張オーディオ帯域幅に等しい拡張サンプリング・レー
トおよび拡張オーディオ帯域幅でエンコードされ、前記コア信号が、前記デジタ
ル・オーディオ信号のコア・サンプリング・レートおよびコア・オーディオ帯域
幅より小さいコア・サンプリング・レートおよびコア・オーディオ帯域幅でエン
コードされ、前記デジタル・オーディオ信号をローパス・フィルタリングし、前記コア・オ
ーディオ帯域幅を超える信号成分を除去するステップと、フィルタリングした前記信号をダウン・サンプリングして、そのサンプリング
・レートが前記コア・サンプリング・レートに一致する前記コア信号を抽出する
ステップと、第１世代のオーディオ・デコーダを使用して前記コア・ビットをデコードし、
前記再構築されたコア信号を形成するステップと、前記再構築されたコア信号を前記拡張サンプリング・レートにアップサンプリ
ングするステップと、アップサンプリングした前記再構築されたコア信号をローパス・フィルタリン
グして補間エイリアシングを除去するステップであって、前記フィルタリングし
た信号を前記デジタル・オーディオ信号から減算して前記差信号を形成する、ス
テップとを備える請求項３７に記載のエンコード方法。
【請求項４０】前記差信号が、前記デジタル・オーディオ信号の拡張サン
プリング・レートおよび拡張オーディオ帯域幅に等しい拡張サンプリング・レー
トおよび拡張オーディオ帯域幅でエンコードされ、前記コア信号が、前記デジタ
ル・オーディオ信号のコア・サンプリング・レートおよびコア・オーディオ帯域
幅よりも小さいコア・サンプリング・レートおよびコア・オーディオ帯域幅でエ
ンコードされ、前記デジタル・オーディオ信号をローパス・フィルタリングして前記コア・オ
ーディオ帯域幅を超える信号成分を除去するステップであって、前記のフィルタ
リングは、前記コア・オーディオ帯域幅のあたりで遷移帯域幅を示す、ステップ
と、フィルタリングした前記信号をダウン・サンプリングして、そのサンプリング
・レートが前記コア・サンプリング・レートに一致する前記コア信号を抽出する
ステップと、前記コア信号を前記拡張サンプリング・レートにアップサンプリングして前記
再構築されたコア信号を形成するステップと、アップサンプリングした前記再構築されたコア信号をフィルタリングして補間
エイリアシングを除去するステップであって、フィルタリングされた前記信号を
前記デジタル・オーディオ信号から減算して前記差信号を形成する、ステップと
、エンコードされた前記信号の周波数範囲を拡張するために前記差信号をエンコ
ードするために前記遷移帯域幅以上の拡張ビットを割り振るステップとを更に備える請求項３７に記載のエンコード方法。
【請求項４１】前記コア信号のエンコードにおいて既知の遅延が存在する
ものであり、前記デジタル・オーディオ信号を前記コア信号と時間的に整合するように遅延
させるステップと、差信号を時間領域において形成するステップと、前記コア・ビットおよび前記拡張ビットを遅延させ、互換性のある第２世代デ
コーダでの時間的な整合を維持するステップとを更に備える請求項３７に記載のエンコード方法。
【請求項４２】前記コア信号および前記差信号が、変換コード化技法また
は副帯域コード化技法を使用してエンコードされ、前記差信号の前記コード化が
、前記コア・オーディオ帯域幅にわたって前記コア信号の前記コード化と一致し
、前記差信号が、変換または副帯域領域において形成される、請求項３７に記載
のエンコード方法。
【請求項４３】マルチチャネル・オーディオ信号を再構築する方法であっ
て、一連のエンコードされたフレーム（５４）を受信するステップであって、前記
フレームのそれぞれが、コア・ビット（２０）の直前にコア同期ワード（６１）
を有するコア・フィールド（５６）と、拡張ビット（３８）の直前に拡張同期ワ
ード（６０）を有する拡張フィールド（５８）とを含むものであるステップを備
え、該ステップが、前記コア同期ワードを検出して、そのコア・ビットを抽出し、それをコア信号
にデコードするステップと、前記拡張同期ワードを無視し、それにより、その拡張ビットを無視するステッ
プと、再構築された前記コア信号を再構築された前記マルチチャネル・オーディオ信
号として出力するステップとを備える方法。
【請求項４４】マルチチャネル・オーディオ信号を再構築する方法であっ
て、一連のコード化されたフレーム（５４）を受信するステップであって、前記フ
レームのそれぞれが、コア・ビット（２０）の直前にコア同期ワード（６１）を
有するコア・フィールド（５６）と、拡張ビット（３８）の直前に拡張同期ワー
ド（６０）を有する拡張フィールド（５８）とを含むものであるステップを備え
、該ステップが、前記コア同期ワードを検出し、そのコア・ビットを抽出し、それを再構築され
たコア信号にデコードするステップと、前記拡張同期ワードを検出し、その拡張ビットを抽出し、それを再構築された
差信号にデコードするステップと、前記再構築されたコア信号および前記再構築された差信号を加算して前記マル
チチャネル・オーディオ信号を再構築するステップとを備える方法。
【請求項４５】前記拡張ビットが、前記コア・ビットよりも大きいサンプ
リング・レートおよびオーディオ帯域幅でデコードされるものであり、前記再構築されたコア信号を前記再構築された差信号のサンプリング・レート
にアップサンプリングするステップと、アップサンプリングした前記再構築されたコア信号をローパス・フィルタリン
グして補間エイリアシングを減衰させるステップであって、前記コア信号と前記
差信号の加算が、前記コア信号の前記オーディオ帯域幅を拡張する、ステップとを更に備える請求項４４に記載の方法。