JP2003500931A - 直交復調器における微分および乗算ベースのタイミング回復 - Google Patents
直交復調器における微分および乗算ベースのタイミング回復Info
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- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
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Abstract
(57)【要約】
直交復調器における微分と乗算ベースのタイミング回復である。直交変調された信号が受信されると、この受信された変調信号をローカル発振器の信号と直交ミキシングすることによって復調する。ダウン変換された同相信号と直交信号がサンプリングされる。これらのサンプリングされた信号は差分式に検出されて、直交変調された信号が運搬するシンボルから二進数を発生させる。サンプリングは、ダウン変換された同相信号と直交信号から引き出されたシンボル・タイミング回復信号によって制御される。さらに、ダウン変換された同相信号と直交信号はそれぞれが時間に対して微分され、これらの微分された信号に対してそれぞれ直交信号と同相信号で乗算し、乗算された信号を過大に原差して、差信号を発生する。この差信号は、サンプリングのタイミングを制御するクロック信号がこの差信号にロックされて、シンボル・タイミング回復を制御する。
Description
【０００１】
本発明は、直交変調された信号、一般に直交振幅変調された信号、および特に
四相位相変位もしくは直交位相偏移変調信号（ＱＰＳＫ）、オフセットＱＰＳＫ
信号または差分ＱＰＳＫ信号を復調する方法におけるシンボル・タイミング回復
に関する。さらにより詳しくは、この復調方法の復調器は、ＩＳ−１３６モバイ
ル無線システムおよびＴＩＡ／ＥＩＡによって標準化されているようなＰＷＴコ
ードレス電話において使用するπ／４−ＤＱＰＳＫ信号に関する。このようなπ
／４−ＤＱＰＳＫ信号は、位相変調の他に、一般には比較的大きい振幅変動を示
し、すなわち、一定していないエンベロープ信号である。本発明はさらに、この
ような直交変調信号のための復調器、受信機およびトランシーバに関する。原則
として、この復調器はゼロＩＦまたは低ＩＦのダウン変換された直交信号を復調
するのに好適である。
四相位相変位もしくは直交位相偏移変調信号（ＱＰＳＫ）、オフセットＱＰＳＫ
信号または差分ＱＰＳＫ信号を復調する方法におけるシンボル・タイミング回復
に関する。さらにより詳しくは、この復調方法の復調器は、ＩＳ−１３６モバイ
ル無線システムおよびＴＩＡ／ＥＩＡによって標準化されているようなＰＷＴコ
ードレス電話において使用するπ／４−ＤＱＰＳＫ信号に関する。このようなπ
／４−ＤＱＰＳＫ信号は、位相変調の他に、一般には比較的大きい振幅変動を示
し、すなわち、一定していないエンベロープ信号である。本発明はさらに、この
ような直交変調信号のための復調器、受信機およびトランシーバに関する。原則
として、この復調器はゼロＩＦまたは低ＩＦのダウン変換された直交信号を復調
するのに好適である。
【０００２】
米国特許第４，７６６，３９２号には、ゼロＩＦ受信機、すなわち受信された
角度変調済み信号が直交ミキサに供給されて、ゼロ中間周波数で受信済み角度変
調信号をベースバンド直交信号、同相信号および直交信号にダウン変換する受信
機において用いられる角度変調された信号用の直交復調器が開示されている。こ
の復調器はいわゆるＤＡＭタイプ、すなわち微分および乗算タイプの復調器であ
り、ここにおいて、データ復調経路上に、データ経路上の１対の微分器および乗
算器からなる微分および乗算する手段が設けられており、前記微分器の出力は乗
算器の入力に結合されており、前記微分器の入力は乗算器のさらなる入力に交差
結合されている。「理想的な」ＦＭ復調器を得るため、同相信号および直交信号
のためのエンベロープ決定手段が設けられており、このエンベロープ決定手段は
データ経路上の可変利得増幅器の利得を制御し、前記可変利得増幅器は乗算器の
出力信号をそれぞれから減算する減算器と復調された信号が顕れる出力を持つ低
域通過フィルタとの間に結合されている。このエンベロープ決定手段は、可変利
得増幅器と一緒になって、高速自動利得制御（ＡＧＣ）手段を形成している。こ
の高速ＡＧＣ手段が存在しないと、前記復調器は、一定でない振幅信号である変
調済みπ／４−ＱＰＳＫ信号を復調するのに適さない。その上、受信された無線
周波数角度変調済み信号はその振幅変動によって直交ミキシング後に歪み複素信
号となるため、この復調器はＦＭ復調器としては正しく動作しない。しかしなが
ら、高速ＡＧＣは望ましくないが、それは高速ＡＧＣはより大きい帯域幅と消費
電力を必要とするからである。特に携帯式デバイスの場合、高消費電力は望まし
くない。ゼロＩＦのπ／４−ＤＱＰＳＫ信号の場合、微分器は、高い３ｄＢ遮断
周波数、例えば１０〜２０ＭＨｚを持つＲＣフィルタなどの広帯域通過フィルタ
、すなわち広帯域幅フィルタであるべきである。微分器は高度に線形な範囲で動
作すべきであるが、これは、微分器の周波数動作範囲とその３ｄＢ遮断周波数間
の間隔が小さい場合には当てはまらない。この場合、結果として得られる復調器
のＢＥＲ（ビットエラー率）は非常に悪い。
角度変調済み信号が直交ミキサに供給されて、ゼロ中間周波数で受信済み角度変
調信号をベースバンド直交信号、同相信号および直交信号にダウン変換する受信
機において用いられる角度変調された信号用の直交復調器が開示されている。こ
の復調器はいわゆるＤＡＭタイプ、すなわち微分および乗算タイプの復調器であ
り、ここにおいて、データ復調経路上に、データ経路上の１対の微分器および乗
算器からなる微分および乗算する手段が設けられており、前記微分器の出力は乗
算器の入力に結合されており、前記微分器の入力は乗算器のさらなる入力に交差
結合されている。「理想的な」ＦＭ復調器を得るため、同相信号および直交信号
のためのエンベロープ決定手段が設けられており、このエンベロープ決定手段は
データ経路上の可変利得増幅器の利得を制御し、前記可変利得増幅器は乗算器の
出力信号をそれぞれから減算する減算器と復調された信号が顕れる出力を持つ低
域通過フィルタとの間に結合されている。このエンベロープ決定手段は、可変利
得増幅器と一緒になって、高速自動利得制御（ＡＧＣ）手段を形成している。こ
の高速ＡＧＣ手段が存在しないと、前記復調器は、一定でない振幅信号である変
調済みπ／４−ＱＰＳＫ信号を復調するのに適さない。その上、受信された無線
周波数角度変調済み信号はその振幅変動によって直交ミキシング後に歪み複素信
号となるため、この復調器はＦＭ復調器としては正しく動作しない。しかしなが
ら、高速ＡＧＣは望ましくないが、それは高速ＡＧＣはより大きい帯域幅と消費
電力を必要とするからである。特に携帯式デバイスの場合、高消費電力は望まし
くない。ゼロＩＦのπ／４−ＤＱＰＳＫ信号の場合、微分器は、高い３ｄＢ遮断
周波数、例えば１０〜２０ＭＨｚを持つＲＣフィルタなどの広帯域通過フィルタ
、すなわち広帯域幅フィルタであるべきである。微分器は高度に線形な範囲で動
作すべきであるが、これは、微分器の周波数動作範囲とその３ｄＢ遮断周波数間
の間隔が小さい場合には当てはまらない。この場合、結果として得られる復調器
のＢＥＲ（ビットエラー率）は非常に悪い。
【０００３】
周波数信号や位相変調済み信号などの直交変調済み信号用の他の周知の復調器
は、上記の米国特許第４，７６６，３９２号に開示されるような「理想的な」復
調器によって実行される復調の替わりとしての差分検出手段を備えている。差分
検出手段付きの復調器は、特殊な対策無しでは、π／４−ＤＱＰＳＫ信号や他の
一定でないエンベロープ直交変調済み信号を復調するのには、シンボル・タイミ
ング回復が最適でないためあまり適さない。
は、上記の米国特許第４，７６６，３９２号に開示されるような「理想的な」復
調器によって実行される復調の替わりとしての差分検出手段を備えている。差分
検出手段付きの復調器は、特殊な対策無しでは、π／４−ＤＱＰＳＫ信号や他の
一定でないエンベロープ直交変調済み信号を復調するのには、シンボル・タイミ
ング回復が最適でないためあまり適さない。
【０００４】
このようなπ／４−ＤＱＰＳＫ（復調）変調は、ラーソン社（L.E. Larson Ar
tech House, Inc.）のハンドブック「無線通信のためのＲＦとマイクロ波回路設
計」に記載されている。
tech House, Inc.）のハンドブック「無線通信のためのＲＦとマイクロ波回路設
計」に記載されている。
【０００５】
さらに、ディジタル式フェーズロックループ回路（ＤＰＬＬ）がよく知られて
いるが、このような回路は直交復調器におけるシンボル・タイミング回復手段と
して特に適している。
いるが、このような回路は直交復調器におけるシンボル・タイミング回復手段と
して特に適している。
【０００６】
本発明の目的は、最適なシンボル・タイミング回復で差分式検出タイプの直交
変調済み信号を復調する復調方法を提供することにある。
変調済み信号を復調する復調方法を提供することにある。
【０００７】
本発明の別の目的は、直交変調済み信号のシンボルレートに対して遅い自動利
得制御で動作する復調方法を提供することにある。
得制御で動作する復調方法を提供することにある。
【０００８】
本発明のさらに別の目的は、単純でしかも効率的なシンボルロック手段を用い
る復調方法を提供することにある。
る復調方法を提供することにある。
【０００９】
本発明によれば、直交変調済み信号を復調する方法が提供され、この方法は：
前記直交変調済み信号をローカル発振器信号で直交ミキシングして、同相信号
および直交信号を生成するステップと、ここで前記同相信号と前記直交信号が前
記直交変調済み信号のダウン変換されたベースバンド・バージョンであり； 前記同相信号および前記直交信号をサンプリングして、同相信号サンプルおよ
び直交信号サンプルをそれぞれ生成するステップと、ここで前記サンプリングが
、前記直交変調済み信号中に運搬されたシンボルのシンボルレートにロックする
ことによって前記同相信号および前記直交信号から生成されたシンボル・タイミ
ング回復信号によって制御され； 前記同相信号サンプルおよび前記直交信号サンプルを差分的に検出して、前記
シンボルから二進数を発生するステップと； 前記同相信号および前記直交信号を時間に対して微分して、それぞれ第１およ
び第２の微分済み信号を生成するステップと； 前記第１の微分済み信号に前記直交信号を乗算して第１の補助信号を生成し、
かつ前記第２の微分済み信号に前記同相信号を乗算して第２の補助信号を生成す
るステップと； 前記第１および第２の補助信号をそれぞれから減算して差信号を形成するステ
ップを含んでなり、前記差信号が前記ロッキングを制御する、方法である。
および直交信号を生成するステップと、ここで前記同相信号と前記直交信号が前
記直交変調済み信号のダウン変換されたベースバンド・バージョンであり； 前記同相信号および前記直交信号をサンプリングして、同相信号サンプルおよ
び直交信号サンプルをそれぞれ生成するステップと、ここで前記サンプリングが
、前記直交変調済み信号中に運搬されたシンボルのシンボルレートにロックする
ことによって前記同相信号および前記直交信号から生成されたシンボル・タイミ
ング回復信号によって制御され； 前記同相信号サンプルおよび前記直交信号サンプルを差分的に検出して、前記
シンボルから二進数を発生するステップと； 前記同相信号および前記直交信号を時間に対して微分して、それぞれ第１およ
び第２の微分済み信号を生成するステップと； 前記第１の微分済み信号に前記直交信号を乗算して第１の補助信号を生成し、
かつ前記第２の微分済み信号に前記同相信号を乗算して第２の補助信号を生成す
るステップと； 前記第１および第２の補助信号をそれぞれから減算して差信号を形成するステ
ップを含んでなり、前記差信号が前記ロッキングを制御する、方法である。
【００１０】
本発明は、差分検出を用いると、ダウン変換済み複素信号中の強いエンベロー
プ変動から利点を得ることができるという洞察に基づいている。このような強い
変動は、シンボル・タイミング回復経路上で用いると、有害な効果ではなく助け
となるものと認識された。このような強い振幅変動は、シンボル・タイミング回
復手段に供給される信号の大きい振幅ピークを等化させる、すなわち、振幅変動
が前記差信号に対して等化効果を有するものと認識された。
プ変動から利点を得ることができるという洞察に基づいている。このような強い
変動は、シンボル・タイミング回復経路上で用いると、有害な効果ではなく助け
となるものと認識された。このような強い振幅変動は、シンボル・タイミング回
復手段に供給される信号の大きい振幅ピークを等化させる、すなわち、振幅変動
が前記差信号に対して等化効果を有するものと認識された。
【００１１】
さらに、遅速ＡＧＣは、絶対的に必要というわけではないが、シンボル・タイ
ミング回復手段に供給される信号をある程度ピーキングするだけであると認識さ
れた。原則として、ある種のＡＧＣは、信号を、データ経路上に装備されている
フィルタの動的範囲内でそのデータ経路上に単に維持するために必要であるまた
は望ましいというだけであったりする。
ミング回復手段に供給される信号をある程度ピーキングするだけであると認識さ
れた。原則として、ある種のＡＧＣは、信号を、データ経路上に装備されている
フィルタの動的範囲内でそのデータ経路上に単に維持するために必要であるまた
は望ましいというだけであったりする。
【００１２】
シンボル・タイミング回復手段はディジタル式フェーズロックループ回路とし
て実現するのが望ましい。
て実現するのが望ましい。
【００１３】
（発明を実施するための最良の形態）
図１は、本発明によるトランシーバの略ブロック図である。トランシーバ１は
、送信機２と受信機３を備えているが、送信機２と受信機３はアンテナ４にＴｘ
／Ｒｘ送受切換器すなわちスイッチ５と帯域通過フィルタ６を介して結合されて
おり、アンテナ４は直交変調された無線周波数信号ＴｘとＲｘを送受信する。受
信だけの機能性の場合、送信機２とＴｘ／Ｒｘ送受切換器すなわちスイッチは無
しですまされる。
、送信機２と受信機３を備えているが、送信機２と受信機３はアンテナ４にＴｘ
／Ｒｘ送受切換器すなわちスイッチ５と帯域通過フィルタ６を介して結合されて
おり、アンテナ４は直交変調された無線周波数信号ＴｘとＲｘを送受信する。受
信だけの機能性の場合、送信機２とＴｘ／Ｒｘ送受切換器すなわちスイッチは無
しですまされる。
【００１４】
送信機２は、ベースバンドディジタル送信データＴｄをエンコーディングする
送信エンコーダ７を備えている。送信エンコーダ７は、送信データＴｄから２ビ
ットのシンボルＳｙを生成する直列−並列コンバータ８と、π／４−ＤＱＰＳＫ
エンコーダ９と、低域通過フィルタ１０および１１とを備えている。直列−並列
コンバータ８、π／４−ＤＱＰＳＫエンコーダ９、およびフィルタ９，１０は、
送信ビット入力１２，送信シンボルクロック入力１１および基準クロック入力１
４をそれぞれ有している。送信エンコーダ７は直交変調器１５に結合されている
。直交変調器１５は、第１の入力１７がフィルタ１０の出力１８に接続され第２
の入力１９が９０度位相シフタ２１を介して局部発振手段２０に接続される第１
のミキサ１６と、第１の入力２３がフィルタ１１の出力２４に接続され第２の入
力２５が局部発振手段２０に接続される第２のミキサ２２とを有する。直交変調
器１５はさらに、ミキサ１６と２２の出力信号を組み合わせるコンバイナ２６を
備えている。直交変調器１５は送信出力増幅器２７と低域通過フィルタ２８を介
してＴｘ／Ｒｘ送受切換器５に結合されている。π／４−ＤＱＰＳＫ送信エンコ
ーダ７は、微分エンコーディングされた位相シフトキーイング信号を生成する入
力してくるビットストリームＴｄは２ビットシンボルからなる複数グループに分
離される。連続するシンボルＳｙは、各々のシンボルがＩ軸もしくはＱ軸上でま
たはＩ軸もしくはＱ軸に対してπ／４だけ回転した軸上に存在する２つのπ／４
回転済みＱＰＳＫ立体配座の一部である。π／４−ＤＱＰＳＫにおいては、シン
ボルは８個の等間隔置きされた位相角度の内の１つによって表されるが、これに
よって、π／４−ＤＱＰＳＫ復調の位相ドメインを示す図２に図示するように、
選択された位相角度だけが、現在のシンボル位相角度に応じて次のシンボルにと
って利用可能となる。現在のシンボルＳｙがゼロ度に対応する場合、次のシンボ
ルにとって許容される唯一のシンボルは、現在のシンボルＳｙから発する矢印で
図示されるように、Ｉ軸とＱ軸に対してπ／４だけ回転した軸上にある。これは
、現在のシンボルＳｙに続くシンボルの位相としては４５度、１３５度、−４５
度および１３５度が可能であることを意味する。差分位相角度を現在のシンボル
の位相に加算することによって、次のシンボルの位相角度が引き出される。図示
するように、差分位相角度は、次のシンボルの送信ビットストリームＴｄ中の２
ビットの関数としてマッピングされる。現在のシンボルＳｙの位相角度がゼロ度
であるため、−１３５度という位相角度を、それぞれ”００”と”１０”と”１
１”という次のビット集合に加算される。０または１からなる長いストリングの
場合でさえも、位相遷移は送信された信号中では常に発生するため、受信機中に
おけるシンボル・タイミング回復は、他の形態の位相変調の場合より容易である
。図２にさらに、受信機３が別の送信機から受信したπ／４−ＤＱＰＳＫ受信信
号Ｒｘの受信ベクトルＶｅが図示されている。
送信エンコーダ７を備えている。送信エンコーダ７は、送信データＴｄから２ビ
ットのシンボルＳｙを生成する直列−並列コンバータ８と、π／４−ＤＱＰＳＫ
エンコーダ９と、低域通過フィルタ１０および１１とを備えている。直列−並列
コンバータ８、π／４−ＤＱＰＳＫエンコーダ９、およびフィルタ９，１０は、
送信ビット入力１２，送信シンボルクロック入力１１および基準クロック入力１
４をそれぞれ有している。送信エンコーダ７は直交変調器１５に結合されている
。直交変調器１５は、第１の入力１７がフィルタ１０の出力１８に接続され第２
の入力１９が９０度位相シフタ２１を介して局部発振手段２０に接続される第１
のミキサ１６と、第１の入力２３がフィルタ１１の出力２４に接続され第２の入
力２５が局部発振手段２０に接続される第２のミキサ２２とを有する。直交変調
器１５はさらに、ミキサ１６と２２の出力信号を組み合わせるコンバイナ２６を
備えている。直交変調器１５は送信出力増幅器２７と低域通過フィルタ２８を介
してＴｘ／Ｒｘ送受切換器５に結合されている。π／４−ＤＱＰＳＫ送信エンコ
ーダ７は、微分エンコーディングされた位相シフトキーイング信号を生成する入
力してくるビットストリームＴｄは２ビットシンボルからなる複数グループに分
離される。連続するシンボルＳｙは、各々のシンボルがＩ軸もしくはＱ軸上でま
たはＩ軸もしくはＱ軸に対してπ／４だけ回転した軸上に存在する２つのπ／４
回転済みＱＰＳＫ立体配座の一部である。π／４−ＤＱＰＳＫにおいては、シン
ボルは８個の等間隔置きされた位相角度の内の１つによって表されるが、これに
よって、π／４−ＤＱＰＳＫ復調の位相ドメインを示す図２に図示するように、
選択された位相角度だけが、現在のシンボル位相角度に応じて次のシンボルにと
って利用可能となる。現在のシンボルＳｙがゼロ度に対応する場合、次のシンボ
ルにとって許容される唯一のシンボルは、現在のシンボルＳｙから発する矢印で
図示されるように、Ｉ軸とＱ軸に対してπ／４だけ回転した軸上にある。これは
、現在のシンボルＳｙに続くシンボルの位相としては４５度、１３５度、−４５
度および１３５度が可能であることを意味する。差分位相角度を現在のシンボル
の位相に加算することによって、次のシンボルの位相角度が引き出される。図示
するように、差分位相角度は、次のシンボルの送信ビットストリームＴｄ中の２
ビットの関数としてマッピングされる。現在のシンボルＳｙの位相角度がゼロ度
であるため、−１３５度という位相角度を、それぞれ”００”と”１０”と”１
１”という次のビット集合に加算される。０または１からなる長いストリングの
場合でさえも、位相遷移は送信された信号中では常に発生するため、受信機中に
おけるシンボル・タイミング回復は、他の形態の位相変調の場合より容易である
。図２にさらに、受信機３が別の送信機から受信したπ／４−ＤＱＰＳＫ受信信
号Ｒｘの受信ベクトルＶｅが図示されている。
【００１５】
受信機３は、Ｔｘ／Ｒｘ送受切換器すなわちスイッチ５に結合された低雑音増
幅器３０を備えている。増幅器３０は、フィルタリングされ増幅された直交変調
済み信号ｓ（ｔ）を受信する入力３２を持つ直交復調器３１に結合されている。
復調器３１は、第１の入力３４が入力３２に結合され第２の入力３５がローカル
発振手段２０に結合されたミキサ３３と、第１の入力３７が入力３２に結合され
第２の入力３８がローカル発振手段に９０度位相シフタ３９を介して結合されて
いるミキサ３６と、を備えている。ミキサ３３は同相信号Ｉ’を生成し、ミキサ
３６は直交信号Ｑ’を生成するが、この同相信号Ｉ’と直交信号Ｑ’は、ゼロＩ
Ｆまたは低ＩＦのどちらかにある、直交変調済み信号ｓ（ｔ）のダウン変換され
たベースバンド・バージョンである。同位相分岐では、受信機３はさらに低域通
過フィルタ５０、可変利得増幅器５１とおよび低域通過フィルタ５２から成る連
続体を備え、また、直交分岐においては、受信機３はさらに、低域通過フィルタ
５３、可変利得増幅器５４および低域通過フィルタ５５からなる連続体を備えて
いる。受信機３はさらに、可変利得増幅器５１と５４によって生成したそれぞれ
の出力信号のレベルを測定する自動利得制御手段５６を備えているが、測定され
たレベルで可変利得増幅器５１と５４の利得を制御する。復調という観点から見
ると、本発明による受信機３においては、原則として、自動利得制御はなくても
済む。自動利得制御は、たとえ存在しても、起動Ｓｙのシンボルレートと比較し
て遅い。自動利得制御はシンボル・タイミング回復用に提供される信号を幾分ピ
ーキングするが、このような信号はそれでもタイミング回復を制御するのに非常
に適している。基本的には、本発明による受信機３においては、フィルタ５０、
５２、５３および５５の動的範囲内に信号を維持するために自動利得制御が適用
される。フィルタ５２と５５の出力５７と５８には、信号Ｉ’とＱ’をフィルタ
リングした信号ＩとＱがそれぞれ顕れる。
幅器３０を備えている。増幅器３０は、フィルタリングされ増幅された直交変調
済み信号ｓ（ｔ）を受信する入力３２を持つ直交復調器３１に結合されている。
復調器３１は、第１の入力３４が入力３２に結合され第２の入力３５がローカル
発振手段２０に結合されたミキサ３３と、第１の入力３７が入力３２に結合され
第２の入力３８がローカル発振手段に９０度位相シフタ３９を介して結合されて
いるミキサ３６と、を備えている。ミキサ３３は同相信号Ｉ’を生成し、ミキサ
３６は直交信号Ｑ’を生成するが、この同相信号Ｉ’と直交信号Ｑ’は、ゼロＩ
Ｆまたは低ＩＦのどちらかにある、直交変調済み信号ｓ（ｔ）のダウン変換され
たベースバンド・バージョンである。同位相分岐では、受信機３はさらに低域通
過フィルタ５０、可変利得増幅器５１とおよび低域通過フィルタ５２から成る連
続体を備え、また、直交分岐においては、受信機３はさらに、低域通過フィルタ
５３、可変利得増幅器５４および低域通過フィルタ５５からなる連続体を備えて
いる。受信機３はさらに、可変利得増幅器５１と５４によって生成したそれぞれ
の出力信号のレベルを測定する自動利得制御手段５６を備えているが、測定され
たレベルで可変利得増幅器５１と５４の利得を制御する。復調という観点から見
ると、本発明による受信機３においては、原則として、自動利得制御はなくても
済む。自動利得制御は、たとえ存在しても、起動Ｓｙのシンボルレートと比較し
て遅い。自動利得制御はシンボル・タイミング回復用に提供される信号を幾分ピ
ーキングするが、このような信号はそれでもタイミング回復を制御するのに非常
に適している。基本的には、本発明による受信機３においては、フィルタ５０、
５２、５３および５５の動的範囲内に信号を維持するために自動利得制御が適用
される。フィルタ５２と５５の出力５７と５８には、信号Ｉ’とＱ’をフィルタ
リングした信号ＩとＱがそれぞれ顕れる。
【００１６】
受信機３はさらに、同相信号と直交信号のそれぞれのサンプルＩ（ｋ）とＱ（
ｋ）を生成するために同相信号Ｉと直交信号Ｑをサンプリングするサンプリング
手段６０と、サンプリング手段６０に結合された差分検出器６１と、を備えてい
る。サンプリング手段６０はそれぞれのアナログ−ディジタルコンバータ６３並
びに、ｔ＝ｋＴのレートでのサンプリングを制御するサンプリング制御手段６４
および６５を備えているが、ここでｔは時間であり、ｋは整数であり、Ｔがサン
プリング周期である。差分検出器６１は、受信された直交変調済み信号中の差分
検出された受信済みシンボルＳｙ１つについてｘｋとｙｋという２ビットを次の
微分方程式に従って提供する： ｘｋ＝−ｓｉｇｎ［Ｑ（ｋ）Ｉ（ｋ−１）−Ｉ（ｋ）Ｑ（ｋ−１）］、 ｙｋ＝−ｓｉｇｎ［Ｉ（ｋ）Ｉ（ｋ−１）＋Ｑ（ｋ）Ｑ（ｋ−１）］であるが、
ここで、ｓｉｇｎはよく知られた符号関数であり、ｘ＞０であればｓｉｇｎ（ｘ
）＝１であり、ｘ＝０であればｓｉｇｎ（ｘ）＝０であり、ｘ＜０であればｓｉ
ｇｎ（ｘ）＝−１であり、ｘは符号関数の引数である。
ｋ）を生成するために同相信号Ｉと直交信号Ｑをサンプリングするサンプリング
手段６０と、サンプリング手段６０に結合された差分検出器６１と、を備えてい
る。サンプリング手段６０はそれぞれのアナログ−ディジタルコンバータ６３並
びに、ｔ＝ｋＴのレートでのサンプリングを制御するサンプリング制御手段６４
および６５を備えているが、ここでｔは時間であり、ｋは整数であり、Ｔがサン
プリング周期である。差分検出器６１は、受信された直交変調済み信号中の差分
検出された受信済みシンボルＳｙ１つについてｘｋとｙｋという２ビットを次の
微分方程式に従って提供する： ｘｋ＝−ｓｉｇｎ［Ｑ（ｋ）Ｉ（ｋ−１）−Ｉ（ｋ）Ｑ（ｋ−１）］、 ｙｋ＝−ｓｉｇｎ［Ｉ（ｋ）Ｉ（ｋ−１）＋Ｑ（ｋ）Ｑ（ｋ−１）］であるが、
ここで、ｓｉｇｎはよく知られた符号関数であり、ｘ＞０であればｓｉｇｎ（ｘ
）＝１であり、ｘ＝０であればｓｉｇｎ（ｘ）＝０であり、ｘ＜０であればｓｉ
ｇｎ（ｘ）＝−１であり、ｘは符号関数の引数である。
【００１７】
差分検出は受信された複素信号ｓ（ｔ）中のエンベロープ歪みとは独立に実行
される。このような振幅歪みまたは振幅変動は、図３に示すように、π／４−Ｄ
ＱＰＳＫ信号の性質上そして、このような歪みを等化させるために高速ＡＧＣが
適応されることもなければ前記米国特許第４，７６６，３９２号に記載されるよ
うな「理想的な」ＦＭ復調器が応用されることもないという事実によって、本発
明によるπ／４−ＤＱＰＳＫ復調器で発生する。米国特許第４，７６６，３９２
号で遅速ＡＧＣが適応され、このため、ＦＭ復調器がもはや理想的ではない場合
、米国特許第４，７６６，３９２号中でのミキサ２２と２５の出力に顕れる信号
［Ｉ（ｄＱ／ｄｔ）−Ｑ（ｄＩ／ｄｔ）］は強い振幅変動を示し、もはやπ／４
−ＤＱＰＳＫ信号の検出には役に立たない。その替わりに本発明は差分検出に応
用されて、シンボル・タイミング回復のために等化信号を用いる。
される。このような振幅歪みまたは振幅変動は、図３に示すように、π／４−Ｄ
ＱＰＳＫ信号の性質上そして、このような歪みを等化させるために高速ＡＧＣが
適応されることもなければ前記米国特許第４，７６６，３９２号に記載されるよ
うな「理想的な」ＦＭ復調器が応用されることもないという事実によって、本発
明によるπ／４−ＤＱＰＳＫ復調器で発生する。米国特許第４，７６６，３９２
号で遅速ＡＧＣが適応され、このため、ＦＭ復調器がもはや理想的ではない場合
、米国特許第４，７６６，３９２号中でのミキサ２２と２５の出力に顕れる信号
［Ｉ（ｄＱ／ｄｔ）−Ｑ（ｄＩ／ｄｔ）］は強い振幅変動を示し、もはやπ／４
−ＤＱＰＳＫ信号の検出には役に立たない。その替わりに本発明は差分検出に応
用されて、シンボル・タイミング回復のために等化信号を用いる。
【００１８】
受信機３はさらに、受信データ（図示せず）に先行するプリアンブル信号（図
示せず）が受信されると同相信号Ｉと直交信号Ｑからシンボル・タイミング回復
信号ｓｒを生成する、リミッタ７１を介して直交ミキシング手段３１に結合され
ているシンボル・タイミング回復手段７０を備えている。シンボル・タイミング
回復手段７０は技術上周知であるディジタル式フェーズロックループ回路であっ
たりする。シンボル・タイミング回復信号ｓｒはサンプリング手段６０のサンプ
リング瞬時ｔ＝ｋＴを決定する。サンプリングは、受信されたシンボルの眼孔図
の最適な眼孔開口の瞬時に実行すべきであるが、このような眼孔図は技術上周知
である。
示せず）が受信されると同相信号Ｉと直交信号Ｑからシンボル・タイミング回復
信号ｓｒを生成する、リミッタ７１を介して直交ミキシング手段３１に結合され
ているシンボル・タイミング回復手段７０を備えている。シンボル・タイミング
回復手段７０は技術上周知であるディジタル式フェーズロックループ回路であっ
たりする。シンボル・タイミング回復信号ｓｒはサンプリング手段６０のサンプ
リング瞬時ｔ＝ｋＴを決定する。サンプリングは、受信されたシンボルの眼孔図
の最適な眼孔開口の瞬時に実行すべきであるが、このような眼孔図は技術上周知
である。
【００１９】
本発明によれば、タイミング回復のための等化された信号は、同相信号Ｉと直
交信号Ｑを時間に関して微分して、それぞれ微分器７３と７４によって第１の微
分済み信号ｄＩ／ｄｔと第２の微分済み信号ｄＱ／ｄｔを生成し、それぞれ乗算
器７５と７６によって、信号ｄＩ／ｄｔに信号Ｑを、信号ｄＱ／ｄｔに信号Ｉを
乗算して、それぞれの補助信号ＡとＢを生成する微分および乗算手段７２によっ
て得られる。差信号Ａ−Ｂは差形成手段７７で信号ＡとＢから形成される。信号
Ａ−Ｂは理想的ＦＭ復調器の出力信号とは実質的に異なり、シンボル・タイミン
グ回復手段７０を制御する信号として非常に適しているが、その理由は、微分化
された位相信号の基準化は極性と、さらに制限される微分位相信号のゼロ交差と
、には影響しない。遅速ＡＧＣは差信号Ａ−Ｂを幾分かはピーキングする。
交信号Ｑを時間に関して微分して、それぞれ微分器７３と７４によって第１の微
分済み信号ｄＩ／ｄｔと第２の微分済み信号ｄＱ／ｄｔを生成し、それぞれ乗算
器７５と７６によって、信号ｄＩ／ｄｔに信号Ｑを、信号ｄＱ／ｄｔに信号Ｉを
乗算して、それぞれの補助信号ＡとＢを生成する微分および乗算手段７２によっ
て得られる。差信号Ａ−Ｂは差形成手段７７で信号ＡとＢから形成される。信号
Ａ−Ｂは理想的ＦＭ復調器の出力信号とは実質的に異なり、シンボル・タイミン
グ回復手段７０を制御する信号として非常に適しているが、その理由は、微分化
された位相信号の基準化は極性と、さらに制限される微分位相信号のゼロ交差と
、には影響しない。遅速ＡＧＣは差信号Ａ−Ｂを幾分かはピーキングする。
【００２０】
図４に、出力５７と５８に顕れる信号ｖ（ｔ）が非常に迅速なＡＧＣを印加さ
れていた、すなわち信号ｖ（ｔ）は理想的ＦＭ復調器の信号であり、差形成手段
７７の出力７８に、ＡＧＣ無しの中間信号Ａ−Ｂ、すなわち、少しピーキングし
た中間周波数（Ａ−Ｂ）’が本発明による復調器３１で遅速ＡＧＣを印加されて
いることを示しているが、ここで、信号ｖ（ｔ）、（Ａ−Ｂ）および（Ａ−Ｂ）
’はシンボル周期Ｔにわたる平均周波数変化Δｆであり、ｔは時間であり、Δｆ
はΔψ／Δｔであり、Δψはシンボル周期にわたる位相変化である。次式の信号
Ａ−Ｂは、ｒ２によって基準化された理想的ＦＭ復調器出力の基準化版であり、
ここでｒは受信信号の搬送エンベロープである： （Ａ−Ｂ）＝Ｉ．ｄＱ／ｄｔ−Ｑ．ｄＩ／ｄｔ＝ｒ２．ｄψ／ｄｔ 図３から分かるように、シンボル周期中でのπ／４という位相変化の周りの受
信信号ｒ１のエンベロープの大きさは、シンボル周期中での３π／４という位相
変化の周りの受信信号ｒ２のエンベロープよりはるかに大きい、すなわち、微分
および乗算手段７２は、±３π／４という位相変化の場合より±π／４という位
相変化の場合の方がはるかに利得が大きい。この利得変動は、信号ｖ（ｔ）に対
して等化効果を有する、すなわち、ｒ２で基準化すると、ｒが非常に小さい値の
場合に発生する信号ｖ（ｔ）中の周波数スパイクが除去されることになる。遅速
ＡＧＣを適応するとそれでも、図４中の信号（Ａ−Ｂ）’で示されるように信号
ｖ（ｔ）を等化させる。理想的なＦＭ復調器出力に通常的に顕れる周波数スパイ
クはシンボル・タイミング回復経路上にある微分および乗算手段（ＤＡＭ）７２
によって除去されているので、第一次広帯域通過フィルタとして実現されている
微分器７３と７４は、例えば、理想的なＦＭ復調器のデータ経路上のＤＡＭより
はるかに小さい遮断周波数を有し、しかもビットエラーレートに悪影響を与えな
いということがあり得る。
れていた、すなわち信号ｖ（ｔ）は理想的ＦＭ復調器の信号であり、差形成手段
７７の出力７８に、ＡＧＣ無しの中間信号Ａ−Ｂ、すなわち、少しピーキングし
た中間周波数（Ａ−Ｂ）’が本発明による復調器３１で遅速ＡＧＣを印加されて
いることを示しているが、ここで、信号ｖ（ｔ）、（Ａ−Ｂ）および（Ａ−Ｂ）
’はシンボル周期Ｔにわたる平均周波数変化Δｆであり、ｔは時間であり、Δｆ
はΔψ／Δｔであり、Δψはシンボル周期にわたる位相変化である。次式の信号
Ａ−Ｂは、ｒ２によって基準化された理想的ＦＭ復調器出力の基準化版であり、
ここでｒは受信信号の搬送エンベロープである： （Ａ−Ｂ）＝Ｉ．ｄＱ／ｄｔ−Ｑ．ｄＩ／ｄｔ＝ｒ２．ｄψ／ｄｔ 図３から分かるように、シンボル周期中でのπ／４という位相変化の周りの受
信信号ｒ１のエンベロープの大きさは、シンボル周期中での３π／４という位相
変化の周りの受信信号ｒ２のエンベロープよりはるかに大きい、すなわち、微分
および乗算手段７２は、±３π／４という位相変化の場合より±π／４という位
相変化の場合の方がはるかに利得が大きい。この利得変動は、信号ｖ（ｔ）に対
して等化効果を有する、すなわち、ｒ２で基準化すると、ｒが非常に小さい値の
場合に発生する信号ｖ（ｔ）中の周波数スパイクが除去されることになる。遅速
ＡＧＣを適応するとそれでも、図４中の信号（Ａ−Ｂ）’で示されるように信号
ｖ（ｔ）を等化させる。理想的なＦＭ復調器出力に通常的に顕れる周波数スパイ
クはシンボル・タイミング回復経路上にある微分および乗算手段（ＤＡＭ）７２
によって除去されているので、第一次広帯域通過フィルタとして実現されている
微分器７３と７４は、例えば、理想的なＦＭ復調器のデータ経路上のＤＡＭより
はるかに小さい遮断周波数を有し、しかもビットエラーレートに悪影響を与えな
いということがあり得る。
【００２１】
微分および乗算手段７２はディジタル手段として実現することが可能である。
その場合、２つのさらなるアナログ−ディジタルコンバータ（図示せず）が、信
号ＩとＱをサンプリングしてそのときのディジタル式ＤＡＭ７２に対してサンプ
ルを生成するために提供される。ディジタル式ＤＡＭ７２を実現するということ
はとりもなおさず、上記の式（Ａ−Ｂ）をプログラミングされた信号プロセッサ
などによって実現することである。さらに、ベースバンド復調器、すなわちミキ
サ３３と３６に後続する部品は、このようなプログラミングされた信号プロセッ
サによってディジタル部品として実現することが可能である。その場合、フィル
タ５０、５２、５３および５５、増幅器５１および５４、ＡＧＣ手段５６、ＤＡ
Ｍ７２、リミッタ７１並びに差形成手段７７はプログラミングされたコンピュー
タ手段であるが、ディジタル式の低域通過フィルタおよび広域通過フィルタ、減
算器並びに増幅器などの実現方法は技術上周知である。ＤＡＭ７２は、ディジタ
ル手段として実現した場合、低いサンプリングレート、例えば毎秒４サンプルを
必要とするだけで、適切なシンボル・タイミング回復を得ることができる。
その場合、２つのさらなるアナログ−ディジタルコンバータ（図示せず）が、信
号ＩとＱをサンプリングしてそのときのディジタル式ＤＡＭ７２に対してサンプ
ルを生成するために提供される。ディジタル式ＤＡＭ７２を実現するということ
はとりもなおさず、上記の式（Ａ−Ｂ）をプログラミングされた信号プロセッサ
などによって実現することである。さらに、ベースバンド復調器、すなわちミキ
サ３３と３６に後続する部品は、このようなプログラミングされた信号プロセッ
サによってディジタル部品として実現することが可能である。その場合、フィル
タ５０、５２、５３および５５、増幅器５１および５４、ＡＧＣ手段５６、ＤＡ
Ｍ７２、リミッタ７１並びに差形成手段７７はプログラミングされたコンピュー
タ手段であるが、ディジタル式の低域通過フィルタおよび広域通過フィルタ、減
算器並びに増幅器などの実現方法は技術上周知である。ＤＡＭ７２は、ディジタ
ル手段として実現した場合、低いサンプリングレート、例えば毎秒４サンプルを
必要とするだけで、適切なシンボル・タイミング回復を得ることができる。
【００２２】
上記に鑑み、当業者には、添付クレームによって以降定義される本発明の精神
と範囲内で様々な修正が可能であること、また、本発明はしたがって上記の例に
は限られないことが明らかである。「具備する」という言葉はクレームに記載さ
れた部品やステップの存在を除外するものではない。
と範囲内で様々な修正が可能であること、また、本発明はしたがって上記の例に
は限られないことが明らかである。「具備する」という言葉はクレームに記載さ
れた部品やステップの存在を除外するものではない。
【図１】
本発明によるトランシーバの略ブロック図である。
【図２】
π／４−ＤＱＰＳＫ復調器の位相ドメインの図である。
【図３】
本発明によるπ／４−ＤＱＰＳＫ復調器における振幅変動の図である。
【図４】
本発明による復調器における中間信号と等化された中間信号を示す図である。
Claims (10)
- 【請求項１】 直交変調済み信号（ｓ（ｔ））を復調する方法であって、前記方法が： 前記直交変調済み信号をローカル発振器信号で直交ミキシングして、同相信号
（Ｉ）および直交信号（Ｑ）を生成するステップと、ここで前記同相信号（Ｉ）
と前記直交信号（Ｑ）が前記直交変調済み信号のダウン変換されたベースバンド
・バージョンであり； 前記同相信号（Ｉ）および前記直交信号（Ｑ）をサンプリングして、同相信号
サンプル（Ｉ（ｋ））および直交信号サンプル（Ｑ（ｋ））をそれぞれ生成する
ステップと、ここで前記サンプリングが、前記直交変調済み信号（ｓ（ｔ））中
に運搬されたシンボルのシンボルレートにロックすることによって前記同相信号
（Ｉ）および前記直交信号（Ｑ）から生成されたシンボル・タイミング回復信号
（ＳＴ）によって制御され； 前記同相信号サンプル（Ｉ（ｋ））および前記直交信号サンプル（Ｑ（ｋ））
を差分式に検出して、前記シンボルから二進数を発生するステップと； 前記同相信号（Ｉ）および前記直交信号（Ｑ）を時間に対して微分して、それ
ぞれ第１および第２の微分済み信号を生成するステップと； 前記第１の微分済み信号に前記直交信号（Ｑ）を乗算して第１の補助信号（Ａ
）を生成し、かつ前記第２の微分済み信号に前記同相信号（Ｉ）を乗算して第２
の補助信号（Ｂ）を生成するステップと； 前記第１および第２の補助信号（Ａ、Ｂ）をそれぞれから減算して差信号（Ａ
−Ｂ）を形成するステップを含んでなり、前記差信号（Ａ−Ｂ）が前記ロッキン
グを制御する、方法。 - 【請求項２】 前記同相信号および直交信号（Ｉ、Ｑ）が、前記サンプリングおよび前記微分
を受ける前にそれぞれ可変利得増幅に付され、前記可変利得増幅によって発生し
たそれぞれの出力信号のレベルが測定され、前記測定されたレベルが、前記可変
利得増幅を制御する利得制御信号を決定する、請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 前記可変利得増幅の前記制御が前記シンボルレートと比較して遅く動作する、
請求項２に記載の方法。 - 【請求項４】 前記ロッキングが、基準クロック信号の位相を前記差信号の位相にロックする
ことによって実行され、前記基準クロック信号の位相ロック版が前記シンボル・
タイミング回復信号である、請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 前記差信号が、前記ロッキングの制御に先立ってリミッティグに付される、請
求項１に記載の方法。 - 【請求項６】 前記直交変調済み信号（ｓ（ｔ））用の入力と； ローカル発振手段と； 入力に対する直交ミキシング手段と、ここで前記手段の前記入力および前記ロ
ーカル発振手段が結合されて同相信号（Ｉ）および直交信号（Ｑ）を生成し、前
記同相信号および直交信号（Ｉ、Ｑ）が、前記直交変調済み信号（ｓ（ｔ））の
ダウン変換されたベースバンドまたは低周波数バージョンであり； 前記直交ミキシング手段に結合されて、前記直交変調済み信号（ｓ（ｔ））中
に伝送されたシンボルのシンボルレートにロックすることによって前記同相信号
および直交信号（Ｉ、Ｑ）からシンボル・タイミング回復信号（ＳＴ）を生成す
るシンボル・タイミング回復手段と； 前記直交ミキシング手段に結合されて、前記同相信号および直交信号（Ｉ、Ｑ
）をサンプリングして、同相信号サンプル（Ｉ（ｋ））および直交信号サンプル
（Ｑ（ｋ））をそれぞれ生成するサンプリング手段と、ここで前記サンプリング
手段が前記シンボル・タイミング回復信号（ＳＴ）によって制御され； 前記同相信号と直交信号のサンプル（Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ））から前記シンボル
を差分式に検出し、かつ前記検出されたシンボルから二進数を発生する差分式検
出手段と； 前記同相信号および直交信号（Ｉ、Ｑ）を時間に対して微分して、それぞれ第
１および第２の微分済み信号を発生し、かつ前記第１の微分済み信号に前記直交
信号（Ｑ）を乗算して第１の補助信号（Ａ）を発生し、前記第２の微分済み信号
に前記同相信号（Ｉ）を乗算して第２の補助信号（Ｂ）を発生する微分および乗
算手段と； 前記第１および第２の補助信号（Ａ、Ｂ）をそれぞれから減算することによっ
て差信号を形成する手段とを具備してなり、前記差信号（Ａ−Ｂ）が前記シンボ
ル・タイミング回復手段を制御する、直交変調済み信号用の復調器。 - 【請求項７】 前記同相信号を増幅する第１の可変利得増幅器と、前記直交信号用の第２の可
変利得増幅器と、前記可変利得増幅器のそれぞれの出力信号のレベルを測定する
レベル測定手段とを具備してなり、前記第１および第２の増幅器がそれぞれの利
得制御入力を有し、かつ前記ミキシング手段および前記サンプリング手段間で結
合されており、前記測定されたレベルが前記利得制御入力に供給された利得制御
信号を決定して、前記可変利得増幅を制御する、請求項６に記載の復調器。 - 【請求項８】 前記タイミングシンボル回復手段がディジタル式フェーズロックループ回路に
よって形成され、ロッキングが、基準クロック信号の位相を前記差信号の位相に
位相ロックすることによって実行され、前記基準クロック信号の位相ロックバー
ジョンが前記シンボル・タイミング回復信号である、請求項６に記載の復調器。 - 【請求項９】 前記微分および乗算手段と前記シンボル・タイミング回復手段との間で結合さ
れたリミッティング手段を具備する、請求項６に記載の復調器。 - 【請求項１０】 受信機のフロントエンドと、前記受信機のフロントエンドに結合され、かつ直
交変調済み信号（ｓ（ｔ））を受信するアンテナと、前記直交変調済み信号を復
調する復調器とを具備する受信機であって、前記復調器が： 前記直交変調済み信号（ｓ（ｔ））用の入力と； ローカル発振手段と； 入力に対する直交ミキシング手段と、ここで前記手段の前記入力および前記ロ
ーカル発振手段が結合されて、同相信号（Ｉ）および直交信号（Ｑ）を生成し、
前記同相信号および直交信号（Ｉ、Ｑ）が前記直交変調済み信号（ｓ（ｔ））の
ダウン変換されたベースバンド・バージョンであり； 前記直交ミキシング手段に結合されて、前記直交変調済み信号（ｓ（ｔ））中
に伝送されたシンボルの起動レートにロックすることによって前記同相信号およ
び直交信号（Ｉ、Ｑ）からシンボル・タイミング回復信号（ＳＴ）を生成するシ
ンボル・タイミング回復手段と； 前記直交ミキシング手段に結合されて、前記同相信号および直交信号（Ｉ、Ｑ
）をサンプリングして、同相信号サンプル（Ｉ（ｋ））および直交信号サンプル
（Ｑ（ｋ））をそれぞれ生成するサンプリング手段と、ここで前記サンプリング
手段が前記シンボル・タイミング回復信号（ＳＴ）によって制御され； 前記シンボルを前記同相信号および直交信号のサンプル（Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ）
）から差分的に検出し、かつ前記検出されたシンボルから二進数を生成する差分
式検出手段と； 前記同相信号および直交信号（Ｉ、Ｑ）を時間に対して微分して、第１および
第２の微分済み信号をそれぞれ生成し、かつ前記第１の微分済み信号に前記直交
信号（Ｑ）を乗算して第１の補助信号（Ａ）を生成し、前記第２の微分済み信号
に前記同相信号（Ｉ）を乗算して第２の補助信号（Ｂ）を生成する微分および乗
算手段と； 前記第１および第２の補助信号（Ａ、Ｂ）をそれぞれから減算することによっ
て差信号を形成する手段とを具備してなり、前記差信号（Ａ−Ｂ）が前記シンボ
ル・タイミング回復手段を制御する、受信機。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/316,556 US6127884A (en) | 1999-05-24 | 1999-05-24 | Differentiate and multiply based timing recovery in a quadrature demodulator |
| US09/316,556 | 1999-05-24 | ||
| PCT/EP2000/003797 WO2000072542A1 (en) | 1999-05-24 | 2000-04-26 | Differentiate and multiply based timing recovery in a quadrature demodulator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003500931A true JP2003500931A (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=23229547
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000619887A Pending JP2003500931A (ja) | 1999-05-24 | 2000-04-26 | 直交復調器における微分および乗算ベースのタイミング回復 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6127884A (ja) |
| EP (1) | EP1101336A1 (ja) |
| JP (1) | JP2003500931A (ja) |
| KR (1) | KR20010072039A (ja) |
| CN (1) | CN1310903A (ja) |
| TW (1) | TW494616B (ja) |
| WO (1) | WO2000072542A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007060443A (ja) * | 2005-08-25 | 2007-03-08 | Fujitsu Ltd | Ｄｑｐｓｋ光受信回路 |
| JP2009513053A (ja) * | 2005-10-21 | 2009-03-26 | エヌエックスピー ビー ヴィ | Ｆｍ変調を用いたポーラ変調装置および方法 |
Families Citing this family (36)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6373903B1 (en) * | 1998-08-31 | 2002-04-16 | Ericsson, Inc. | Apparatus and method for increasing the effective data rate in communication systems utilizing phase modulation |
| WO2000054420A1 (fr) * | 1999-03-11 | 2000-09-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif terminal radio |
| US6546237B1 (en) * | 1999-08-31 | 2003-04-08 | Lucent Technologies Inc. | Differential FM detector for radio receivers |
| US7076217B1 (en) * | 1999-11-23 | 2006-07-11 | Micro Linear Corporation | Integrated radio transceiver |
| US6987816B1 (en) | 1999-11-23 | 2006-01-17 | Micro Linear Corporation | Iris data recovery algorithms |
| US6985541B1 (en) | 1999-11-23 | 2006-01-10 | Micor Linear Corporation | FM demodulator for a low IF receiver |
| US7027792B1 (en) | 1999-11-23 | 2006-04-11 | Micro Linear Corporation | Topology for a single ended input dual balanced mixer |
| US6968020B1 (en) * | 2000-06-06 | 2005-11-22 | Conexant Systems, Inc. | System and method of frequency synthesis to avoid gaps and VCO pulling in direct broadcast satellite systems |
| US6765974B1 (en) * | 2000-07-19 | 2004-07-20 | Radwin Ltd. | Rach starting time vicinity estimation |
| US6862324B1 (en) * | 2000-10-23 | 2005-03-01 | The Aerospace Corporation | Data aided symbol timing system for precoded continuous phase modulated signals |
| US6771713B1 (en) * | 2000-10-24 | 2004-08-03 | The Aerospace Corporation | Data aided carrier phase tracking system for precoded continuous phase modulated signals |
| US6968019B2 (en) * | 2000-11-27 | 2005-11-22 | Broadcom Corporation | IF FSK receiver |
| DE10120702A1 (de) * | 2001-04-27 | 2002-11-14 | Infineon Technologies Ag | Hochfrequenzempfänger |
| US6904538B2 (en) * | 2001-11-20 | 2005-06-07 | Agere Systems Inc. | System and method for differential data detection |
| US7212586B2 (en) * | 2002-01-18 | 2007-05-01 | Broadcom Corporation | Direct conversion RF transceiver for wireless communications |
| US7013117B2 (en) * | 2002-03-25 | 2006-03-14 | Broadcom Corporation | Analog power detection for gain control operations |
| US7616709B2 (en) * | 2002-08-02 | 2009-11-10 | Koninklijke Philips Electronics N. V. | Differential decoder followed by non-linear compensator |
| CN1327733C (zh) * | 2002-08-08 | 2007-07-18 | 松下电器产业株式会社 | 高频器件 |
| US20040082304A1 (en) * | 2002-10-24 | 2004-04-29 | Gehring Mark R. | Demodulator architecture and associated methods |
| US20070197176A1 (en) * | 2003-05-22 | 2007-08-23 | Japan Science And Technology Agency | Fm signal demodulation method and device thereof |
| US7177662B2 (en) * | 2004-04-02 | 2007-02-13 | Broadcom Corporation | Multimode wireless communication device |
| CN100379233C (zh) * | 2004-09-03 | 2008-04-02 | 杭州国芯科技有限公司 | 改进定时锁定检测的方法 |
| DE102004061899A1 (de) | 2004-09-28 | 2006-03-30 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur Taktsynchronisierung bei einem Offset-QPSK-modulierten Übertragungssignal |
| US7398454B2 (en) * | 2004-12-21 | 2008-07-08 | Tyco Telecommunications (Us) Inc. | System and method for forward error correction decoding using soft information |
| KR100787568B1 (ko) * | 2005-01-07 | 2007-12-21 | 포스데이타 주식회사 | 높은 대역 효율의 고차 변조 시스템을 위한 심볼 타이밍동기 검출 장치 및 검출 방법 |
| KR100764356B1 (ko) * | 2005-11-30 | 2007-10-08 | 삼성전기주식회사 | Ｏｑｐｓｋ 복조기의 타이밍 추정기 |
| CN1996761B (zh) * | 2006-01-05 | 2011-04-27 | 北京六合万通微电子技术股份有限公司 | 一种正交压控振荡器及锁相环频率综合器 |
| US7702041B1 (en) | 2006-01-23 | 2010-04-20 | Marvell International Ltd. | Symbol timing method and digital receiver apparatus |
| CN101060509B (zh) * | 2006-04-19 | 2011-12-21 | 株式会社日立国际电气 | 符号定时检测器和无线终端 |
| EP1885094B1 (en) * | 2006-07-31 | 2010-08-25 | Toshiba TEC Kabushiki Kaisha | Quadrature demodulator |
| US7496166B1 (en) * | 2008-04-29 | 2009-02-24 | International Business Machines Corporation | Dual clock spread for low clock emissions with recovery |
| JP2011103536A (ja) * | 2009-11-10 | 2011-05-26 | Panasonic Corp | 送信回路及び通信機器 |
| US8760631B2 (en) | 2010-01-27 | 2014-06-24 | Intersil Americas Inc. | Distance sensing by IQ domain differentiation of time of flight (TOF) measurements |
| KR101011430B1 (ko) * | 2010-09-06 | 2011-01-28 | 신동일 | 의자 |
| JP5828767B2 (ja) * | 2012-01-05 | 2015-12-09 | パナソニック株式会社 | 直交ハイブリッドカプラ、増幅器、無線通信装置及び直交ハイブリッドカプラの制御方法 |
| US11356404B2 (en) * | 2020-03-04 | 2022-06-07 | Qualcomm Incorporated | Domain name system (DNS) override for edge computing |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL157472B (nl) * | 1968-10-02 | 1978-07-17 | Philips Nv | Ontvanger voor de ontvangst van in een voorgeschreven overdrachtsband gelegen informatiepulssignalen. |
| GB2193405A (en) * | 1986-08-01 | 1988-02-03 | Philips Electronic Associated | Demodulating an angle-modulated signal |
| JP2806997B2 (ja) * | 1989-11-15 | 1998-09-30 | 株式会社日立製作所 | 復調器 |
| JPH04286248A (ja) * | 1991-03-14 | 1992-10-12 | Fujitsu Ltd | ベースバンド遅延検波器 |
| US5255290A (en) * | 1992-08-21 | 1993-10-19 | Teknekron Communications System, Inc. | Method and apparatus for combined frequency offset and timing offset estimation |
| JP2643792B2 (ja) * | 1993-09-14 | 1997-08-20 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| DE69533246T2 (de) * | 1994-03-25 | 2005-08-25 | Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon | Verfahren und Vorrichtung für automatische Frequenzregelung |
| US5526381A (en) * | 1994-05-12 | 1996-06-11 | At&T Corp. | Robust non-coherent detector for π/4-DQPSK signals |
| US5453715A (en) * | 1994-08-15 | 1995-09-26 | Motorola, Inc. | Communication device with efficient multi-level digital demodulator |
-
1999
- 1999-05-24 US US09/316,556 patent/US6127884A/en not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-04-26 JP JP2000619887A patent/JP2003500931A/ja active Pending
- 2000-04-26 KR KR1020017000986A patent/KR20010072039A/ko not_active Application Discontinuation
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- 2000-04-26 WO PCT/EP2000/003797 patent/WO2000072542A1/en not_active Application Discontinuation
- 2000-05-22 TW TW089109838A patent/TW494616B/zh active
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007060443A (ja) * | 2005-08-25 | 2007-03-08 | Fujitsu Ltd | Ｄｑｐｓｋ光受信回路 |
| JP4516501B2 (ja) * | 2005-08-25 | 2010-08-04 | 富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 | Ｄｑｐｓｋ光受信回路 |
| JP2009513053A (ja) * | 2005-10-21 | 2009-03-26 | エヌエックスピー ビー ヴィ | Ｆｍ変調を用いたポーラ変調装置および方法 |
| US7755444B2 (en) | 2005-10-21 | 2010-07-13 | St-Ericsson Sa | Polar modulation apparatus and method using FM modulation |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW494616B (en) | 2002-07-11 |
| KR20010072039A (ko) | 2001-07-31 |
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| CN1310903A (zh) | 2001-08-29 |
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| US6127884A (en) | 2000-10-03 |
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