JP2003509909A - 角度変調ｒｆ信号に対する位相補間受信機 - Google Patents

角度変調ｒｆ信号に対する位相補間受信機

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JP2003509909A JP2001522737A JP2001522737A JP2003509909A JP 2003509909 A JP2003509909 A JP 2003509909A JP 2001522737 A JP2001522737 A JP 2001522737A JP 2001522737 A JP2001522737 A JP 2001522737A JP 2003509909 A JP2003509909 A JP 2003509909A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 角度変調RF信号に対する位相補間受信機 【解決手段】 角度変調無線周波信号を受信するための位相補間受信機が開示される。この受信機は、受信された角度変調信号をより低い周波数の信号にダウン変換するためのミキサ、リミッタ、補間フィルタ、および復調器から構成される。ミキサは、受信されたRF信号を低中間周波（IF）信号にダウン変換する。低中間周波（IF）信号が制限される。さらに、直交ミキサを用いて零IFにダウン変換した後に、制限された信号が位相補間される。 中間周波数は、制限された信号が中間周波数の二倍の必要とされない信号 を含むように選択され、この必要とされない信号は制限手段によって生成される量子化雑音をスペクトル的に拡散するための雑音拡散信号として機能し、補間フィルタの遮断周波数は必要とされない信号と拡散された量子化雑音が抑圧されるように選択される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は角度変調された信号を受信するための受信機に関する。このような受
信機は、コードレスあるいはセルラ電話受信機、例えば、ETSI DECT標準に基づ
くDECT （Digital European Cordless Telecommunications）受信機、TR41.6 TI
A標準に基づくPWT（Personal Wireless Telecommunications）受信機、ETSI GSM
標準に基づいてGSM（Global System for Mobile Communications）受信機、もし
くは、角度変調信号に対する任意の他の受信機であり得る。DECTにおいては、角
度変調信号はGFSK（Gaussian Frequency Shift Keyed）信号から成り、PWTにお
いては角度変調信号はπ/4 DQPSK（Differential Quadrature Phase Shift Keye
d）信号から成る。
【０００２】
【従来の技術】
"Cordless Telecommunications in Europe",W.H.Tuttlebee,Springer Verlag,
1990,pp.211-214なる名称のハンドブックにおいては、スーパーヘテロダイン受
信機アーキテクチャ、および直接変換（零IF）受信機アーキテクチャが開示され
てるが、これら受信機は雑音制限中間周波フィルタに結合された復調器を備える
。周波数バンド内の必要とされる周波数（wanted frequency）からイメージ周波
数を分離する仕事を単純化するためには、高い中間周波数が望ましいと見なされ
ている。中間周波数の選択は、変調および信号帯域幅との関連で利用可能な技術
にも依存する。例えば、DECTにおいては、信号帯域は1 MHzのオーダである。SWA
（Surface Acoustic Wave）フィルタを備える受信機においては、DECTに対して
は、中間周波数は、通常、信号帯域幅よりかなり高くされる。２つの中間周波数
を用いる二重スーパーヘテロダインアーキテクチャでは、２段のIFフィルタリン
グが用いられる。このようなアーキテクチャにおいては、第一のIFフィルタ段は
、第二のIF変換段のイメージ周波数が適切に除去できるのに十分な選択性をもつ
ことが要求される。直接変換アーキテクチャは、RFから零IFへの単一段の単一変
換を用い、RF信号はローカル発振器の同相および直交成分と混合される。
【０００３】 ハード制限されたIF信号をFM弁別器とともに用いる他の従来のデジタル通信受
信機においても、通常、IF周波数は、復調された信号内の歪みを小さく保つため
に、信号帯域幅よりかなり大きくされる。例えば、DECTにおいては（これは定包
絡GFSK変調を用いるが）、ハード制限は、通常、約10 MHz近傍のIFにおいて行な
われる。PWTにおいては（これはπ/4 DQPSK変調を用いるが）、類似の要件が存
在するが、加えて、FM弁別器にはより大きな線形レンジが要求される。制限（リ
ミティング）は、復調器の入力ダイナミックレンジを小さく保つために要求され
る。制限は自動利得制御（AGC）を用いるやり方と比較して、実現がより安価で
容易である。ハード制限のもう一つの長所は、１ビット量子化信号を直接にデジ
タル的処理することができ、A/Dコンバータが必要とされないことである。さら
に、チャネル選択性フィルタリングの後にIF周波数を非常に低く保つことは有利
なことである。復調を、完全に集積化することも、場合によっては、より低いサ
ンプリングレートにてデジタル的に行なうこともできる。ただし、この場合、チ
ャネルフィルタおよびFM弁別器のダイナミックレンジを制限するために複雑な分
散AGCが必要となる。これに加えて、DCリセッティング技法がLO漏れによって生
成されるDCオフセットを大幅に低減するために用いられる。π/4 DQPSK変調を用
いるPWTに対する従来の零-IF受信機は、信号の包絡が一定でないためにさらに複
雑となる。零IF受信機内では、制限（リミティング）は用いることはできない。
これは、これによって生成される高調波が必要とされる信号帯域内に折り込まれ
るためである。このため、ハードリミティング（制限）にて変調過程がπ/4、3
π/4、5π/4および7π/4に量子化される。この場合、結果としての位相量子化誤
差は、π/4となる。ただし、これでも、与えられたキャリア対雑音比におけるビ
ット誤り率（BER）から見て問題のない受信機感度を達成するためには粗すぎる
。基本位相量子化誤差を低減するために４つあるいはそれ以上のハード制限され
たポリフェーズ零IF信号を用いる技法が提唱されている。これらポリフェーズ信
号は、基本の非制限同相（I）および直交（Q）信号の線形結合を用いて生成され
る。位相量子化誤差は、制限された信号の零交差の間の期間を測定する高速カウ
ンタを備える複雑なアーキテクチャを用いることでさらに低減することもできる
。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の一つの目的は、角度変調無線周波信号を受信するための受信機の、IF
信号を制限することの長所と零-IFを用いることの長所を合わせ持つ、従来とは
異なるアーキテクチャを提供することにある。
【０００５】 本発明のもう一つの目的は、簡単に実現することができる単純なアーキテクチ
ャを提供することにある。
【０００６】 本発明のさらにもう一つの目的は、上述のようなアーキテクチャの要素をアナ
ログと、デジタルの両方のバージョンにて実現することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、角度変調信号を受信するための受信機が開示されるが、この
受信機は： 前記受信された角度変調無線周波信号を中間周波角度変調信号にダウン変換す
るための第一のダウン変換手段； 前記中間周波角度変調信号から制限された信号を生成するための制限手段； 前記制限された信号を同相および直交零中間周波信号にダウン変換するための
第二のダウン変換手段； 前記同相および直交零中間周波信号を補間するための低域通過補間フィルタリ
ング手段；および 前記補間された同相および直交零中間周波信号から復調された信号を生成する
ための復調手段を備え； 前記中間周波数は、前記制限された信号が前記中間周波数の二倍の（直接は）
必要とされない（unwanted）信号を含むように選択され、この必要とされない信
号は前記制限手段によって生成される量子化雑音をスペクトル的に拡散するため
の雑音拡散信号として機能し、前記低域通過補間フィルタリング手段の遮断周波
数は前記必要とされない信号と前記拡散された量子化雑音が抑圧されるように選
択される。
【０００８】 もう一つの実施例においては、受信機は直接変換零-IF受信機に基づき、制限
（リミティング）に由来する量子化雑音は、零-IFへのダウン変換の後に注入さ
れる低周波信号によってスペクトル的に拡散される。
【０００９】 もう一つの実施例においては、受信機は直接変換零-IF受信機とされ、制限に
由来する量子化雑音は、受信される無線周波信号内に存在する、必要とされる（
wanted）信号の周波数バンドの外側の、ビーコン信号によってスペクトル的に拡
散される。
【００１０】 本発明は、ハード制限の長所と零-IFの長所を内部あるいは外部の量子化雑音
拡散信号を用いることで組み合わせることができるという洞察に基づき；内部拡
散信号としては、2fＩＦ信号が用いられ、外部信号としては、低周波注入信号も
しくはビーコン信号が用いられる。
【００１１】 一つの好ましい実施例においては、内部拡散信号が用いられ、制限手段には、
１ビット量子化を行なうハードリミッタが用いられる。
【００１２】 この実施例においては、零IFとハード制限の両方の長所が、位相の補間と量子
化雑音の拡散を用いることで、組み合わせられる。より高い周波数の雑音拡散用
の必要とされない信号、すなわち、2fＩＦ信号を、零IF信号とともに用いること
で、１ビット量子化雑音がより高い周波数領域に拡散され、結果として、実際に
必要とされる零IF信号バンド内に折り込まれる（混入される）量子化雑音の量が
低減される。必要とされない信号およびより高い周波数の量子化雑音は、復調の
前に、低域通過フィルタを用いてフィルタリングされる。低域通過フィルタは、
実際は、変調位相を遂行し、かなり正確でかなり連続的な零IFの与える。
【００１３】 数学的には、ハード制限は、シグナム関数（sgn）と等価であり、sgn(xy)＝sg
n(x)sgn(y)であることから、制限は、ミキシングの前に行なっても後に行なって
も、同じ結果を与える。従って、2fＩＦ１項による雑音の拡散は、ハード制限を
低-IF信号を零-IF信号にミキシングする前に遂行するか後に遂行するかには、よ
らない。
【００１４】 ハード制限の代わりに、例えば、対数利得増幅器を用いてソフト制限を行なう
こともできる。ただし、この場合は、少なくとも２ビット語のデジタル出力流を
生成する追加のA/Dコンバータが必要となる。
【００１５】 一つの好ましい実施例においては、低-IFから零-IFにダウン変換するためのロ
ーカル発振器信号は方形波信号とされ、ローカル発振器手段によって生成される
。これは信号の処理をデジタル領域において行なうことができ、追加のアナログ
／デジタルコンバータは必要とされないという長所をもつ。反対に正弦波を用い
るやり方では、追加のアナログ／デジタル変換器が必要となるが、位相変調の場
合、制限された信号の信号点配置が歪みを受けず、復調位相誤差が発生しないと
いう長所をもつ。
【００１６】 一つの好ましい実施例においては、低域通過補間フィルタリング手段は、移動
平均フィルタ、ダウンサンプラ、および低サンプリングレートデジタルフィルタ
、例えば、有限インパルス応答（FIR）レイズドコサインフィルタの縦続から成
るデジタルフィルタリング手段から構成される。この実施例では、構造が単純か
つ頑丈になるとともに、低いサンプリングレートのデジタルフィルタが用られる
ために、電力消費も低くなる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第一の実施例による受信機Rxを備えるトランシーバ１のブロッ
ク図である。受信機Rxは、RFから零-IF、すなわち、ベースバンドへの三段のダ
ウン変換を用いる二重スーパーヘテロダイン受信機から成る。トランシーバ、例
えば、DECTあるいはPWT受信機は、受信機Rxをアンテナ３に結合するための送／
受信Tx/Rxスイッチ２を備える。送／受信Tx/Rxスイッチ２はさらに送信ブランチ
Txに結合されるが、これについてはここでは詳しくは述べられない。受信機Rxは
、低雑音RF増幅器４を備え、これはRF帯域通過フィルタ５を通じて送／受信Tx/R
xスイッチ２に結合される。RF帯域通過フィルタ５は、アンテナ３の所の角度変
調無線周波信号RFを受信する。低雑音増幅器４は、第一のダウン変換手段、すな
わち、ミキサ６および７に結合される。ミキサ６はローカル発振器LO3に結合さ
れ、ミキサ７はローカル発振器LO2に結合される。ミキサ６は帯域通過フィルタF
3を通じてミキサ７に結合される。受信機Rxは、さらに、低域通過フィルタ１０
の出力９の所に現れる中間周波角度変調信号fIF1から制限された信号v(t)を生成
するリミッタ８を備える。示される実施例においては、このリミッタ８はハード
リミッタから成る。受信機Rxは、さらに、第二のダウン変換手段、すなわち、ミ
キサM1とミキサM2を備える。ミキサM1とミキサM2はローカル発振器LO1に結合さ
れ、これは、それぞれ、ミキサM1とミ キサM2に、９０度位相シフトされた発振
器信号を供給する。ミキサM1とミキサM2は、出力側においては、それぞれ、低域
通過補間フィルタF1とF2に結合され、フィルタF1とF2は、零-IFのアナログ直交
信号、すなわち、同相信号Iと直交信号Qを供給する。これら信号IとQは、差分復
調器１１に供給され、これは、復調されたシンボル（Xｋ、Yｋ）を供給する。PW
Tシステムにおいて見られるようなπ/4 DQPSKに対しては、差分復調器１１は、
復調されたシンボル（Xｋ、Yｋ）を以下の式に従って生成する：
【数１】 ここで、sqrtは、平方根関数を表す。
【００１８】 |A(k)|は、変調ベクトルあるいはキャリア包絡の規模を表し、Δθ(k)はキャ
リア位相の変化、すなわち、k-1番目のシンボルからk番目のシンボルへの変調ベ
クトルを表す。キャリア包絡|A(k)|の規模は常に正であるため、これは、復調さ
れたシンボルXｋ、Yｋの値に影響を与えることはない。こうして、包絡（遅延）
ひずみは、全てのチャネル雑音が包絡ひずみの前に加えられた場合は、受信機の
感度に影響を与えることはない。殆どの雑音電力は、前置RFセクションに由来し
、従って、この信号(S)＋雑音(N)は、結果としての信号(S)＋雑音(N)の極性に影
響を与えることなく、包絡ひずみを受ける。これとは対照的に、零-IFへのミキ
シングの後に加えられる雑音電力は、この雑音は包絡ひずみを受けた信号(S)＋
雑音(N)の極性に影響を与える恐れがあるために、非常に小さく保つ必要がある
。DECT GFSK信号の復調も、π/4 DQPSK PWTの場合と同様に差分的に行なうこと
ができる。
【００１９】 図２は本発明による受信機の第二の実施例のブロック図である。この実施例に
おいては、受信機Rxは、RFから零-IF、すなわちベースバンドへの二段の直交ダ
ウン変換を用いる低IF受信機から成る。受信機Rxは、直交ダウン変換手段、すな
わち、直交ミキサ２０と２１を備える。ミキサ２０は、直接にローカル発振器LO
2に結合され、ミキサ２１は９０°位相シフタ２２を介してローカル発振器LO2に
結合される。ミキサ２０と２１は、さらに、低域通過フィルタ２３、２４とポリ
フェーズフィルタF4の縦続を通じてリミッタ８に結合される。
【００２０】 図１の二重スーパーヘテロダイン受信機と図２のポリフェーズ受信機において
、雑音拡散信号には、ミキサM1、M2の出力の所の非常に低い必要とされない（ve
ry low unwanted）2fＩＦ１周波数項が用いられる。ハード制限されたIF信号は
、方形波LOと混合される。これは、非制限のIF信号を正弦波LOと混合し、その後
、ミキサの出力の所の信号を制限することと等しい。後者のやり方が図３に示さ
れる。図３に示す実施例においては、図１と図２に示すリミッタ８の代わりに、
リミッタ３０と３１が用いられる、図３に示す実施例においては、さらに、サン
プラ３２、３３が設けられる。必要とされない2fＩＦ１の項の振幅は、これは、
受信された信号の混合生成物であるために、必要とされる（wanted）信号のレベ
ルに従う。このため、ACGによって必要とされる信号と必要とされない雑音拡散
信号を同等なレベルに保つ問題が解消される。純粋な直接変換零-IFの概念にお
いては、追加された雑音拡散信号が、必要とされる信号よりかなり大きくなり、
このために、特別な手段を講じる必要が生じるという問題がある。方形波発信器
による混合の長所は、ミキシングおよびサンプリングを図４および図５により詳
細に示すようにデジタル的に行なうことができ、信号を、A/D変換器を用いるこ
となく、デジタル的に処理できるところにある。図４には、サンプラ３２、３３
によってサンプリングが示されるが、ダウン変換された信号fＩＦ１の期間当た
り８点がサンプリングされる。図３におけるミキシングおよびサンプリングは、
別のやり方として、図５に示すように行なうこともできる。図５に示す実施例に
おいては、リミッタ８の１ビット出力信号がサンプラ５０によってサンプリング
され、ミキサM1とM2は排他的ORゲートから成る。低IF信号の奇数高調波もLO奇数
高調波によって零-IFにダウン変換され、これらは、変調（復調）における位相
および振幅誤差として現れる。図６は方形波LOによるミキシングを示し、図７は
正弦波LOによるミキシングを示す。LOとして正弦波が用いられた場合、出力DC電
圧（零-IF成分）は、LO信号とIF信号の間の位相差に従って正弦的に変化する。
位相変調に対しては、このミキシングでは、π/4 DQPSKの場合、図８に示すよう
に、円上に来る信号点配置が生成され、復調位相誤差は生じない。ただし、この
場合、ミキサ出力信号の量子化は１ビットより大きくなり、信号を異なるやり方
にて処理することが必要となる。つまり、通常のアナログ低域通過フィルタに通
した後に、デジタル復調のためのA/Dを行なうことが必要となる。LOもハード制
限された場合（LOとして方形波が用いられた場合）、ミキサのDC出力は、位相差
に従って三角形に変化し、位相変調された信号点配置は、方形上に現れる。配置
点間の位相差は、π/4 DQPSKの場合、図９に示すように変わり、このため復調さ
れた位相内に誤差が現れる。これら誤差は、LOと非変調IFキャリアとの間の位相
差に依存し、信号配置点間の最大位相誤差は、4.08度となる。
【００２１】 図１０は、IF信号をハード制限したときの影響を示す。図１０からわかるよう
に、変調位相は離散的となり、キャリアの零交差の間で平均化される。零IFにダ
ウン変換された後に、変調位相はベースバンドにおいて、図１および図２に示す
ように、低域通過補間フィルタF1、F2を用いてフィルタリングされる。キャリア
の零交差点が時間的に広がり過ぎる場合、つまり、IFが低すぎる場合は、補間が
良くならないことがある。これは、2fIF成分から零IF変調バンドへのスペクトル
のこぼれを測定するとともに、π/4 DQPSKの場合は、差分位相誤差を測定するこ
とで定量的に解析される。零IFへのダウン変換は、線形ミキシングによって行な
われる。これは、図７に示すように正弦波LOミキシングを用いて行なうことも、
あるいは、図６に示すようにハード制限（方形波）LOミキシングを用いて行なう
こともできる。図１０には、さらに、ハード制限の前と後の変調ベクトルの規模
A(k)と位相の変化が示される。
【００２２】 DECTの場合は、ハード制限されたチャネル間隔と等しくなるように取られた1.
728MHzの2fＩＦ GFSK信号は、零IF-ベース帯域（0-865kHz）内への−32dBcのス
プラッタを生成する。DECTにおいては、定包絡変調が用いられるため、これは、
隣接チャネル干渉と類似したものとなる。従って、fＩＦはチャネル間隔の半分
に選択される。イメージ周波数は、従って、図１１に示す隣接チャネルｂとなる
。このイメージ周波数が、図１２に示すポリフェーズベースバンドフィルタF5に
よって抑圧される。より高い周波数項、例えば、c,d,e,f等は、図１２に示す低
域通過フィルタF6およびF8によって抑圧される。これら高次の周波数項は、ハー
ド制限の前に抑圧すべきであり、さもなければ、追加の干渉雑音が必要とされる
信号帯域内に入り込むこととなる。零IFにダウン変換した後に、必要とされない
2fＩＦ成分は、位相補間も兼ねる低域フィルタリングによって除去される。
【００２３】 図１２は、図２に示すフィルタF4のフィルタの構成を示す。図１２には、ポリ
フェーズベースバンドフィルタF5、低域通過フィルタF6およびF8と、加えて、増
幅器およびAGCコントローラが示される。I出力の代わりに、Q出力を用いること
もできる。
【００２４】 PWTの場合は、1.25MHzの2fＩＦは、零-IFの必要とされる信号内への−12dBcな
るスペクトルスプラッタを生じる。これは、対応する差分位相誤差は、約15%で
あり、これは、受信機感度の約1dBの損失を引き起こす。この損失は、例えば、
図１３に示すように、第一のLO1、LO2を、隣接チャネルの中央に移動させ、fＩ
Ｆを増加させることで低減することができる。ここでは、2fＩＦ項は、２チャネ
ル（2.5MHz）だけ離されるが、こうすることで、零IFの必要とされる信号内への
スペクトルのスプラッタをかなり低減することができる。位相補間フィルタF1、
F2は、零IFの必要とされる信号の帯域幅に渡って線形な位相を示す必要がある。
フィルタF1とF2は、加えて、量子化雑音の高周波成分も除去する。
【００２５】 図１４はフィルタF1およびF2のアナログ実現を示す。アナログ位相補間の長所
は、零-IFへのダウン変換を正弦波LOミキシングを用いて行なうことができ、こ
のため、変調位相誤差を排除できるところにある。fＩＦが十分に大きな場合は
、殆ど理想的な位相補間が可能となる。加えて、これらフィルタ出力の所のA/D
変換器（図示せず）は、約５ビットの量子化を可能にする。アナログフィルタリ
ングは、図１４に示すアナログFIRフィルタを用いて行なわれる。ハード制限LO
ミキシングを用いた場合は、量子化された入力は１ビットとなるため、FIRフィ
ルタ６０内にデジタルシフトレジスタとしの遅延素子61、62、63、64、および65が用
いられ、増幅器66、67、68、69、および70の出力の所の並列出力がアナログ加算器７
１にて総和される。タップ係数と総和はアナログにて行なわれ、フィルタ出力は
、離散的アナログとなる。この技法の長所は、TDMAシステムの場合は、送信機に
おけるデータの整形を、より少数のタップを備える同一のフィルタを用いて、よ
り低いサンプリングレートにて行なうことができることである。DECTの場合は、
これは、直接、ガウスフィルタとして用いることができる。
【００２６】 零IF信号に対して１ビット量子化を行なうことの主な長所は、位相の補間およ
び高周波量子化雑音の抑圧を、図１５および図１６に示すような単純な移動平均
フィルタにて行なうことができることである。図１５に示す実施例においては、
低域通過補間フィルタF1は、移動平均フィルタ８０、ダウンサンプラ８１、およ
びFIRレイズドコサインフィルタ８２の縦続から構成される。移動平均フィルタ
８０は、図１６により詳細に示すように、減衰器1/M、加算器９０、フォワード
遅延素子MT、バックワード遅延素子Tの縦続から構成される。ここで、ｎは、出
力語長をビット単位にて示す。アキュムレータは、実際にはカウンタから成り、
これによって、ｎ−ビットのデジタルフィルタリングされた出力が供給される。
出力の所のサンプリングレートは、ダウンサンプラ８１にて大幅に低減した後に
、例えば、レイズドコサインフィルタにて、デジタル位相補間フィルタリングが
行なわれる。移動平均フィルタのみでは位相を十分に補間することができないた
めであり、レイズドコサインフィルタは主として１ビット量子化雑音の高周波成
分を抑圧するために用いられる。
【００２７】 １ビット量子化雑音は高い周波数において非常に強くなる。ハードリミッタか
らの出力電力が＋13 dBm（50Ω内に1V）である場合、零IFの必要とされる信号の
電力は、4.8 dBmとなり、2fＩＦバンドの電力は10.4 dBmとなる。510 fＩＦより
上の全ての周波数の総電力は、必要とされる零-IF電力レベルより20 dBだけ低く
なる。これらは、fＩＦ＝1.152 MHzのPWT信号に対する結果である。これは、移
動平均フィルタが極端に高いサンプリングレートにてランしなければならないこ
とを意味するものではない。より低いサンプリングレートにてランすると、幾ら
かの高周波量子化雑音のエリアジングが生成される。つまり、これらが零IFの必
要とされるバンド内に折り重なる。このエリアジングは、位相包絡（遅延）ひず
み（方形信号点配置）に由来するピークでの4.08°なる変調位相誤差に加算され
るものである。つまり、サンプリングレートは、エリアジングの結果として生成
される差分位相誤差（DPE）が、許容レベルとなることを確保するために十分に
低く保つことのみが要求される。図１７はこのエリアジングの様子を示す。他方
で、サンプリングレートは、fＩＦに比例として増加することが要求され、この
ため、デ ジタルフィルタは、fＩＦが非常に大きくされた場合はもはや有効でな
くなる。
【００２８】 図１８は、本発明による受信機Rxの代替の実施例を示す。この受信機は、直接
変換単一段ダウン変換零-IF受信機として構成される。この受信機は、リミッタ
９２、９３を備え、低周波発生器９５からの低周波信号f1が、それぞれ、加算器
９６、９７を介してこの入力に注入される。この受信機は、さらに、DCオフセッ
ト、すなわちリセット回路９８、９９、１００、１０１、およびAGCコントロー
ラ１０４を備える。ローカル発振器LO2は、RF信号を直接零-IFに変換する。この
実施例においては、問題点として、雑音拡散信号を、IFセクションがオーバロー
ドされないように制御することが必要となる。加えて、最小RFレベルにて動作す
る際の受信機の感度を良好に保つためには、雑音拡散信号が小さいことが要求さ
れるために、雑音拡散信号を、これが復調器の入力の所に到達するまでに十分に
除去することが必要となる。ハード制限する前に、例えば、LOの再放射および直
接検波に起因するミキサ出力の所でのDC-オフセットを大幅に（同一チャネル干
渉レベル以下に）除去することが必要となる。DC-オフセットが最小動作信号レ
ベルより数桁も大きな規模に増幅され、DC結合利得およびミキサとリミッタとの
間のフィルタブロックが飽和したり、リミッタの入力が飽和することがあるため
である。幾らかのDCオフセットの補償は、信号の飽和および圧縮（コンプレッシ
ョン）をリミッタ入力の所まで回避できる場合はリミッタの後で行なうこともで
きる。受信信号ベースでの雑音拡散信号に関するAGC動作は、リミッタの後でDC
オフセットのレベルが変るために回避されるべきである。このため、DCオフセッ
トの補償は信号が受信されてない期間であるTDMAスロットの保護スペースの間に
行い、RFバーストの間は凍結される。DCオフセットの補償が入力信号に関するAG
C動作の前に実質的に行なわれるべきである。雑音拡散用の必要とされない信号
（noise-spreading unwanted signal）はAGCの後に加えられるべきである。
【００２９】 図１９は、本発明による受信機Rxの代替の実施例を示す。この受信機は、図１
８に示す受信機と同様に、直接変換単一段ダウン変換受信機として構成されるが
、ただし、低周波発生器９５は備えない点が異なる。この実施例においては、周
波数バンドFBの外側のビーコン信号BCが雑音拡散信号として用いられる。この受
信機は、ビーコン信号BCから距離f1の所に必要とされる信号WSをもつ。ここで、
f1は、図１８に示す低周波発生器９５によって発生される周波数と同一周波数で
ある。
【００３０】 以上、本発明について説明したが、当業者においては、上の説明から本発明の
精神および範囲から逸脱することなく、様々な修正が可能であるものと考えられ
る。ただし、本発明の範囲はクレームによって定義されるものであり、上に説明
の実施例に制限されるものではない。"comprising（構成される／成る／含む）"
なる用語は、クレームにおいて言及される以外の要素あるいは過程を排除するも
のではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第一の実施例による受信機を備えるトランジーバのブロック図である
。
【図２】 本発明の第二の実施例による受信機のブロック図である。
【図３】 ハード制限された１ビット信号のＩ−およびQ−サンプリングを示す。
【図４】 I-およびQ-サンプラの極性を示すが、IF期間当たり８点がサンプリングされる
。
【図５】 ハード制限された１ビット信号のＩ−およびQ−サンプリングのもう一つの実
施例を示す。
【図６】 方形波LOによるミキシングを示す。θはミキサ信号とLO入力信号との間の位相
差を示す。
【図７】 正弦波LOによるミキシングを示す。
【図８】 IFのハード制限がπ/4 DQPSK信号の信号点配置に与える影響を示す。正弦波LO
によるミキシングが用いられた場合は、軌道の歪みは見られない。
【図９】 IFのハード制限がπ/4 DQPSK信号の信号点配置に与える影響を示す。方形波LO
によるミキシングが用いられた場合は、軌道の歪みのために、８個の信号点は円
形の代わりに、方形上に落ちる。
【図１０】 ハード制限に起因する離散的な位相を示す。
【図１１】 本発明による低IFポリフェーズ受信機に対するDECTチャネルを示す。
【図１２】 ポリフェーズ受信機内のフィルタの実現を示す。
【図１３】 本発明による低IFポリフェーズ受信機に対するPWTチャネルを示す。
【図１４】 低域通過補間フィルタのアナログ実現を示す。
【図１５】 低域通過補間フィルタのデジタル実現を示す。
【図１６】 低域通過補間フィルタのデジタル実現を示す。
【図１７】 デジタル低域通過位相補間フィルタにおけるエリアジングを示す。
【図１８】 本発明による受信機の一段ダウン変換零IFを用いる実現を示す。
【図１９】 本発明による零-IF受信機のビーコン信号を用いる実現を示す。 図面を通じて同一の参照符号は同一の要素を示す。
【符号の説明】
１ トランシーバ ２ 送／受信（Tx/Rx）スイッチ ３ アンテナ ４ 低雑音RF増幅器 ５ RF帯域通過フィルタ ６、７ ミキサ LO3 ローカル発振器 LO2 ローカル発振器 F3 帯域通過フィルタ １０ 低域通過フィルタ ９ 低域通過フィルタの出力 ８ リミッタ M1 ミキサ M2 ミキサ LO1 ローカル発振器 F1、F2 低域通過補間フィルタ １１ 差分復調器 ２０、２１ 直交ミキサ ２２ ９０°位相シフタ ２３、２４ 低域通過フィルタ ３０、３１ リミッタ ３２、３３ サンプラ ５０ サンプラ ６０ FIRフィルタ 61、62、63、64、65 遅延素子 66、67、68、69、70 増幅器 ７１ アナログ加算器 ８０ 移動平均フィルタ ８１ ダウンサンプラ ８２ FIRレイズドコサインフィルタ ９５ 低周波発生器 ９６、９７ 加算器 ９８、９９、１００、１０１ DCオフセット回路 １０４ AGCコントローラ
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Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 角度変調無線周波信号を受信するための受信機であって、この受信機が： 前記受信された角度変調無線周波信号を中間周波角度変調信号にダウン変換す
    るための第一のダウン変換手段； 前記中間周波角度変調信号から制限された信号を生成するための制限手段； 前記制限された信号を同相および直交零中間周波信号にダウン変換するための
    第二のダウン変換手段； 前記同相および直交零中間周波信号を補間するための低域通過補間フィルタリ
    ング手段；および 前記補間された同相および直交零中間周波信号から復調された信号を生成する
    ための復調手段を備え； 前記中間周波数が、前記制限された信号が前記中間周波数の二倍の必要とされ
    ない信号を含むように選択され、この必要とされない信号が前記制限手段によっ
    て生成される量子化雑音をスペクトル的に拡散するための雑音拡散信号として機
    能し、前記低域通過補間フィルタリング手段の遮断周波数が前記必要とされない
    信号と前記拡散された量子化雑音が抑圧されるように選択されることを特徴とす
    る受信機。
  2. 【請求項２】 角度変調無線周波信号を受信するための受信機であって、この受信機が： 前記受信された角度変調無線周波信号を中間周波角度変調信号にダウン変換す
    るための第一のダウン変換手段； 前記中間周波角度変調信号を同相および直交零中間周波信号にダウン変換する
    ための第二のダウン変換手段； 前記同相および直交零中間周波信号から制限された同相および直交信号を生成
    するための制限手段； 前記制限された同相および直交信号を補間するための低域通過補間フィルタリ
    ング手段；および 前記補間された制限された同相および直交信号から復調された信号を生成する
    ための復調手段を備え； 前記中間周波数が、前記制限された同相および直交信号が前記中間周波数の
    二倍の必要とされない信号を含むように選択され、この必要とされない信号が前
    記制限手段によって生成される量子化雑音をスペクトル的に拡散するための雑音
    拡散信号として機能し、前記低域通過補間フィルタリング手段の遮断周波数が前
    記必要とされない信号と前記拡散された量子化雑音が抑圧されるように選択され
    ることを特徴とする受信機。
  3. 【請求項３】 前記制限手段がハードリミッタであり、このハードリミッタが単一ビット語の
    デジタル出力流を生成することを特徴とする請求項１記載の受信機。
  4. 【請求項４】 前記制限手段がソフトリミッタおよびこのソウトリミッタに結合された第一の
    アナログ／デジタル変換器を備え、この第一のアナログ／デジタル変換器が少な
    くとも２ビットの語のデジタル出力流を生成することを特徴とする請求項１記載
    の受信機。
  5. 【請求項５】 前記ソフトリミッタが対数利得増幅器であることを特徴とする請求項４記載の
    受信機。
  6. 【請求項６】 前記低域通過補間フィルタリング手段がアナログフィルタリング手段から成り
    、前記受信機が前記同相および直交零中間周波信号をサンプリングするための第
    二および第三のアナログ／デジタル変換器を備えることを特徴とする請求項１記
    載の受信機。
  7. 【請求項７】 前記アナログフィルタリング手段が有限インパルス応答フィルタリング手段で
    あることを特徴とする請求項６記載の受信機。
  8. 【請求項８】 前記低域通過補間フィルタリング手段がデジタルフィルタリング手段であり、
    前記受信機が前記第二のダウン変換手段と前記デジタルフィルタリング手段との
    間に結合された第一と第二のサンプラを備えることを特徴とする請求項１記載の
    受信機。
  9. 【請求項９】 前記デジタルフィルタリング手段が、移動平均フィルタリング手段、ダウンサ
    ンプリング手段、および低サンプリングレートフィルタリング手段の縦続を備え
    ることを特徴とする請求項８記載の受信機。
  10. 【請求項１０】 前記第二のダウン変換手段が、前記同相零中間周波信号を生成するための第一
    のミキサ、前記直交零中間周波信号を生成するための第二のミキサ、および前記
    第一と第二のミキサに結合されたローカル発振器手段を備え、このローカル発振
    器手段がそれぞれ前記第一と第二のミキサに、９０度位相シフトされた前記中間
    周波数の発振信号を供給することを特徴とする請求項１記載の受信機。
  11. 【請求項１１】 前記ローカル発振器信号が正弦波信号であることを特徴とする請求項１０記載
    の受信機。
  12. 【請求項１２】 前記ローカル発振器信号が方形波信号であることを特徴とする請求項１０記載
    の受信機。
  13. 【請求項１３】 前記第二のダウン変換手段が、前記同相零中間周波信号を生成するための第一
    の排他的ORゲート、前記直交零中間周波信号を生成するための第二の排他的ORゲ
    ート、および前記第一と第二のミキサ（排他的ORゲート）に結合されたローカル
    発振器手段を備え、このローカル発振器手段が、それぞれ、前記第一と第二の排
    他的ORゲートに前記中間周波の９０度位相シフトされた方形波発振信号を供給す
    ることを特徴とする請求項１記載の受信機。
  14. 【請求項１４】 前記受信機が、前記第一のダウン変換手段と前記制限手段との間にフィルタリ
    ング手段を備え、これらフィルタリング手段が必要とされる角度変調信号のイメ
    ージ周波数と前記必要とされる角度変調信号をスペクトル的に超過するより高い
    周波数チャネルを抑圧することを特徴とする請求項１記載の受信機。
  15. 【請求項１５】 前記フィルタリング手段が前記イメージ周波数を抑圧するためのポリフェーズ
    フィルタリング手段を含むことを特徴とする請求項１４記載の受信機。
  16. 【請求項１６】 前記中間周波数が、前記イメージ周波数が前記必要とされる角度変調信号から
    前記中間周波数の一倍だけ離れるように選択され、前記フィルタリング手段が前
    記より高い周波数チャネルを抑圧するための低域通過フィルタリング手段を含む
    ことを特徴とする請求項１５記載の受信機。
  17. 【請求項１７】 前記中間周波数が、前記イメージ周波数が前記必要とされる角度変調信号から
    前記中間周波数の二倍だけ離れるように選択され、前記フィルタリング手段が前
    記より高い周波数チャネルを抑圧するための帯域通過フィルタリング手段を備え
    ることを特徴とする請求項１５記載の受信機。
  18. 【請求項１８】 角度変調無線周波信号を受信するための受信機であって、この受信機が： 前記受信された角度変調無線周波信号を同相および直交中間周波角度変調信号
    にダウン変換するための直交ダウン変換手段； 前記零中間周波角度変調信号から制限された信号を生成するための制限手段； 前記制限手段の入力に低周波信号を注入するための信号注入手段； 前記同相および直交零中間周波信号を補間するための低域通過補間フィルタリ
    ング手段；および 前記制限された信号から復調された信号を生成するための復調手段を備え； 前記低周波信号が、前記制限手段によって生成される量子化雑音をスペクトル
    的に拡散するための雑音拡散信号として機能し、前記低域通過補間フィルタリン
    グ手段の遮断周波数が前記必要とされない信号と前記拡散された量子化雑音が抑
    圧されるように選択されることを特徴とする受信機。
  19. 【請求項１９】 前記受信機がDCオフセット相殺手段を備え、これらDCオフセット相殺手段が、
    前記受信機の直交受信路に渡って分散配置され、前記直交受信経路内のDCオフセ
    ットを前記制限手段の前に実質的に相殺するために用いられることを特徴とする
    請求項１８記載の受信機。
  20. 【請求項２０】 角度変調無線周波信号およびこの角度変調無線周波信号を含む無線周波バンド
    の外側のビーコン信号を受信するための受信機であって、この受信機が： 前記受信された角度変調無線周波信号を同相および直交零中間周波角度変調信
    号にダウン変換するため、および前記受信されたビーコン信号を零中間周波ビー
    コン信号にダウン変換するための直交ダウン変換手段； 前記零中間周波角度変調信号から制限された信号を生成するための制限手段； 前記制限手段の入力に前記ビーコン信号を注入するための信号注入手段； 前記同相および直交零中間周波信号を補間するための低域通過補間フィルタリ
    ング手段；および 前記制限された信号から復調された信号を生成するための復調手段を備え； 前記ビーコン信号が、前記制限手段によって生成される量子化雑音をスペクト
    ル的に拡散するための雑音拡散信号として機能し、前記低域通過補間フィルタリ
    ング手段の遮断周波数が前記必要とされない信号と前記拡散された量子化雑音が
    抑圧されるように選択されることを特徴とする受信機。
JP2001522737A 1999-09-02 2000-08-15 角度変調ｒｆ信号に対する位相補間受信機 Withdrawn JP2003509909A (ja)

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