JP2003107112A

JP2003107112A - モータ電流検出装置

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Publication number: JP2003107112A
Application number: JP2001299216A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Ikenobou; 泰裕池防
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2001-09-28
Filing date: 2001-09-28
Publication date: 2003-04-09

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、実電流と電流検出信号との位相ずれ
や直線性の問題を解消し、モータ電流を高精度に検出す
ることが可能なトランス方式のモータ電流検出装置を提
供することを目的とする。【解決手段】本発明に係るモータ電流検出装置は、電流
変成器８１と、負荷抵抗手段８２と、バイアス手段８３
と、増幅手段８４と、オフセット手段８５と、アナログ
／ディジタル変換手段９１と、を有して成り、モータ１
のコイル巻線Ｗに流れるモータ電流Ｉｍを１次巻線８１
ａに流すことで、該モータ電流Ｉｍを、所定の電圧レベ
ルを基準とした交流信号として検出する構成である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、モータのコイル巻
線に流れるモータ電流を検出するモータ電流検出装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】モータを搭載した電気機器（例えば、民
生用の空気調和機、冷蔵庫、洗濯機）に対して、近年、
省エネ化、高効率化、静音化、低振動化等が要求されて
いる。これらの要求を満たすためには、モータのコイル
巻線に流れるモータ電流を電流検出装置によって検出
し、その電流検出信号に応じてモータを高精度に制御す
る必要がある。ここで、電流検出装置は、大きく３つの
方式（ホールセンサ方式、シャント方式、トランス方
式）に分類される。

【０００３】ホールセンサ方式のモータ電流検出装置
は、モータ電流の流れるコイル巻線を積層コアに数ター
ン巻き付け、該積層コアの一部に形成した切り欠き部に
ホール素子を設けて成るものであり、モータ電流に応じ
て鉄心のギャップに生じる磁界をホール電圧として検出
し、該ホール電圧を電流検出信号に換算する。なお、ホ
ールセンサ方式のモータ電流検出装置については、実開
平１−１４３２９２号公報等で開示されている。

【０００４】シャント方式のモータ電流検出装置は、モ
ータ配線の一部、或いは、インバータ回路の各相下アー
ムを構成するスイッチ素子のエミッタとグランド間、に
電流検出用抵抗を挿入して成るものであり、該抵抗の両
端電圧（電圧降下分）を電流検出信号に換算する。な
お、シャント方式のモータ電流検出装置については、特
開平６−３５１２８０号公報等で開示されている。

【０００５】トランス方式の電流検出装置は、カレント
トランスなどの磁気結合を利用して電流検出信号を得る
ものである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ホールセンサ方式のモ
ータ電流検出装置は、検出精度、応答性、周波数特性な
どの面で他の２方式より優れており、幅広い製品に適用
することが可能である。しかし、特性ばらつきを考慮し
て選別されたホール素子自体が高価である上、ホール素
子の電源としてプラス・マイナス２電源を必要とするこ
とから、周辺回路を含めたコスト面に課題があった。こ
のような理由から、価格競争の激しい電気機器にホール
センサ方式のモータ電流検出装置を搭載することは困難
であった。

【０００７】また、ホール素子は半導体材料で形成され
ているので、モータ電流ゼロ相当時に出力される直流オ
フセット電圧が温度に応じて変動しやすかった。そのた
め、モータ電流検出装置の周囲温度が変化すると、直流
オフセット電圧の変動分に相当する不要直流成分が出力
電圧に重畳して、モータ電流の検出精度が低下してしま
うという課題があった。このような理由から、周囲温度
が変化しやすい電気機器にホールセンサ方式のモータ電
流検出装置を搭載することは困難であった。

【０００８】シャント方式のモータ電流検出装置は、回
路を簡素で安価に構成できるため、コスト面で優れた方
式であると言える。しかし、本方式では、電流検出用抵
抗の両端電圧を直接電流検出信号としてモータ制御手段
（ＣＰＵ等）のアナログ／ディジタル変換部に入力して
おり、両者間を一切絶縁していなかった。そのため、電
流検出信号にはノイズが重畳しやすく、モータ電流の検
出精度が低いという課題があった。一方、ノイズ対策と
して抵抗の両端電圧を絶縁するためには、高価な絶縁ア
ンプを間に設ける必要があり、シャント方式のメリット
である低コスト性が損なわれる結果となっていた。

【０００９】トランス方式の電流検出装置は、カレント
トランスなどの安価な電流変成器を用いて回路を構成で
きるため、シャント方式と同様、コスト面で優れた方式
であると言える。しかし、本方式の電流検出装置では、
モータ電流のように、モータの起動初期から高速動作に
至る広周波数範囲の電流を検出する場合に、実電流と電
流検出信号との位相ずれや直線性の問題が大きくなると
いう課題があった。特に、モータ低速時の低周波数域で
は、実電流と電流検出信号の間に大きな位相ずれが生じ
るため、アナログ／ディジタル変換部で電流検出信号を
サンプリングしたタイミングでは、モータを高精度に制
御することができなかった。このような理由から、トラ
ンス方式の電流検出装置がモータ電流検出用途に用いら
れることはほとんどなく、一般的に、商用電源周波数
（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）のような一定周波数の電流検出
にのみ利用されていた。

【００１０】本発明は、上記の問題点に鑑み、実電流と
電流検出信号との位相ずれや直線性の問題を解消し、モ
ータ電流を高精度に検出することが可能なトランス方式
のモータ電流検出装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るモータ電流検出装置は、１次巻線と２
次巻線がコアによって磁気的に結合され、１次巻線に流
れる電流に応じた誘起電圧を２次巻線両端に発生する電
流変成器と、２次巻線両端に接続された負荷抵抗手段
と、該負荷抵抗手段の一端電圧を可変するバイアス手段
と、前記負荷抵抗手段の両端電圧を増幅する増幅手段
と、該増幅手段の出力電圧をレベル調整するオフセット
手段と、該オフセット手段でレベル調整された出力電圧
をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換
手段と、を有して成り、モータのコイル巻線に流れるモ
ータ電流を１次巻線に流すことで、該モータ電流を、所
定の電圧レベルを基準とした交流信号として検出する構
成としている。

【００１２】なお、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記コアの材質をパーマロイとするとよい。

【００１３】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置において、前記バイアス手段は、前記増幅手段の入力
範囲に応じて、前記負荷抵抗手段の一端電圧を可変する
構成にするとよい。

【００１４】さらに、上記構成から成るモータ電流検出
装置において、前記オフセット手段は、前記アナログ／
ディジタル変換手段の入力範囲に応じて、前記増幅手段
の出力電圧をレベル調整する構成にするとよい。

【００１５】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流が流れていないときに前記アナロ
グ／ディジタル変換手段で得られたディジタル値を、該
アナログ／ディジタル変換手段の新たなゼロ点として判
断するように補正するゼロ点補正手段を有する構成にす
るとよい。

【００１６】なお、前記ゼロ点補正手段は、前記モータ
の起動毎に、前記アナログ／ディジタル変換手段のゼロ
点を補正する構成にするとよい。

【００１７】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置において、前記アナログ／ディジタル変換手段におけ
るサンプリングタイミングは、前記モータをインバータ
制御するＰＷＭ駆動信号のキャリア周波数に同期させる
とよい。

【００１８】なお、前記アナログ／ディジタル変換手段
は、前記ＰＷＭ駆動信号のパルス幅中心でサンプリング
を行う構成にするとよい。

【００１９】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流と、前記アナログ／ディジタル変
換手段で検出された交流信号との位相ずれを、前記モー
タ電流の周波数に応じて補正する構成にするとよい。

【００２０】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流と、前記アナログ／ディジタル変
換手段で検出された交流信号との位相ずれを、前記モー
タ電流の電流値に応じて補正する構成にするとよい。

【００２１】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、Ｎ相（Ｎ；複数）のモータ電流について、（Ｎ−
１）相分のモータ電流から残りの１相分のモータ電流を
算出可能な演算手段を有する構成にするとよい。

【００２２】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係るモータ電流検
出装置を搭載した電気機器の一実施形態を示す概略構成
図である。本図に示す電気機器は、モータ１と、モータ
１を駆動するインバータ手段２と、商用交流電源３と、
商用交流電源３を整流するダイオードブリッジ等から成
る整流手段４と、整流手段４で得られた直流電圧を平滑
する電解コンデンサ等から成る平滑手段５と、力率を改
善するためのリアクトル６と、インバータ手段２を駆動
するドライブ回路７と、モータ１のコイル巻線（本図で
はコイル巻線Ｗ）に流れるモータ電流を検出するモータ
電流検出手段８と、モータ電流検出手段８で得られた電
流検出信号に基づいて、ドライブ回路７の駆動信号を生
成する制御手段９と、を有して成る。

【００２３】平滑手段５は、インバータ手段２に電力を
供給する。インバータ手段２は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相）に対応した３対のアームによって構成されており、
６個のトランジスタＱＵａ、ＱＵｂ、ＱＶａ、ＱＶｂ、
ＱＷａ、ＱＷｂがスイッチ素子として接続された３相ブ
リッジ構造から成る。スイッチ素子ＱＵａ、ＱＵｂ、Ｑ
Ｖａ、ＱＶｂ、ＱＷａ、ＱＷｂには、それぞれフリーホ
イールダイオードＤＵａ、ＤＵｂ、ＤＶａ、ＤＶｂ、Ｄ
Ｗａ、ＤＷｂが並列に接続され、上アームと下アームの
３つの接続点が、モータ１を構成する３相のコイル巻線
Ｕ、Ｖ、Ｗに各々接続されている。なお、スイッチング
素子ＱＵａ、ＱＵｂ、ＱＶａ、ＱＶｂ、ＱＷａ、ＱＷｂ
は、それぞれドライブ回路７によって駆動される。

【００２４】次に、本発明の主要部分となる電流検出手
段８の構成について説明する。本図に示すように、本実
施形態のモータ電流検出手段８は、カレントトランスな
どの安価な電流変成器８１を有して成る。電流変成器８
１は、モータ電流Ｉｍを流す１次巻線８１ａと、モータ
電流Ｉｍに応じた誘起電圧を発生する２次巻線８１ｂ
と、１次巻線８１ａと２次巻線８１ｂを磁気的に結合す
るコア８１ｃから成る。また、２次巻線８１ｂの両端間
には、出力電圧Ｅｏを得るための負荷抵抗手段８２（抵
抗値Ｒ２）が接続されている。

【００２５】一般に、負荷抵抗手段８２の両端で得られ
る出力電圧Ｅｏは、１次巻線８１ａの巻数ｎ１（通常は
１）と２次巻線８１ｂの巻数ｎ２の比ｎ１／ｎ２と、負
荷抵抗手段８２の抵抗値Ｒ２とで決定され、次の（１）
式で表される。

【数１】

【００２６】（１）式から分かるように、２次巻数ｎ２
を減らすほど、負荷抵抗値Ｒ２を大きくするほど、出力
電圧Ｅｏは大きくなる（図２［ａ］参照）。ただし、２
次巻数ｎ２を減らしたり、負荷抵抗値Ｒ２を大きくすれ
ば、電流変成器８１としての直線性が悪くなり、特に、
モータ電流Ｉｍと出力電圧Ｅｏとの間の位相ずれが大き
くなる（図２［ｂ］参照）。そのため、モータ電流の検
出精度が低下する。

【００２７】一方、電流変成器８１の位相ずれ特性を改
善するためには、２次巻数ｎ２を増やしたり、負荷抵抗
値Ｒ２を小さくしたりする必要があるが、このような方
法で位相ずれ特性を改善すると、出力電圧Ｅｏが小さく
なる。そのため、何らかの対策を施さなければ、Ｓ／Ｎ
比が低下してモータ電流の検出精度が低下する。

【００２８】そこで、本実施形態の電流検出手段８に
は、電流変成器８１と負荷抵抗手段８２に加えて、バイ
アス手段８３と、増幅手段８４と、オフセット手段８５
が新たに設けられており、制御手段９のアナログ／ディ
ジタル変換部９１（以下、Ａ／Ｄ変換部９１と呼ぶ）等
と組み合わせて機能させることで、２次巻数ｎ２の増加
や負荷抵抗値Ｒ２の低減によって電流変成器８１の特性
改善を行っても、Ｓ／Ｎ比の低下を最小限に抑えること
が可能な構成とされている。なお、電流検出手段８と制
御手段９の各部機能については、後ほど詳細に説明を行
う。

【００２９】また、本実施形態の電流検出手段８では、
電流変成器８１を構成するコア８１ｃの材質を、一般的
なケイ素鋼板からパーマロイに変更している。パーマロ
イとは、非常に高い透磁率を示すＮｉ・Ｆｅ合金（７０
〜８０Ｎｉ・Ｆｅ合金）のことであり、Ｍｏ、Ｃｕ、Ｃ
ｒなどの第３元素を添加することによって、より優れた
性能を持つパーマロイも開発されている。

【００３０】このように、コア８１ｃの材質をパーマロ
イとすることにより、コア８１ｃ自体の透磁率を上げる
ことができるので、出力特性の直線性が良くなり、波形
歪みを小さくすることができる。また、実電流と電流検
出信号との位相ずれを大幅に改善することもできる。特
に、低周波数域及び低電流域での位相ずれ特性が大きく
改善される（図３［ａ］、［ｂ］参照）。

【００３１】続いて、電流検出手段８と制御手段９の各
部機能について詳細な説明を行う。バイアス手段８３
は、増幅手段８４の入力ダイナミックレンジを最大限活
用するために、負荷抵抗手段８２の一端をバイアス（バ
イアス電圧Ｖ１）して、増幅手段８４への入力信号レベ
ルを調節する。増幅手段８４は、オペアンプＡ１と抵抗
Ｒａ、Ｒｂを有して成り、電流変成器８１の出力電圧Ｅ
ｏを増幅することで、２次巻数ｎ２の増加や負荷抵抗値
Ｒ２の低減によって低下した信号レベルを補う。オフセ
ット手段８５は、オペアンプＡ２と抵抗Ｒ１１、Ｒ１
２、Ｒ１３、Ｒ１４を有して成り、Ａ／Ｄ変換部９１の
入力ダイナミックレンジを最大限活用するために、増幅
手段８４の出力電圧を所定の基準電圧レベルに設定し
て、Ａ／Ｄ変換部９１への入力信号レベルを調節する。

【００３２】制御手段９内部に設けられたＡ／Ｄ変換部
９１は、電流検出手段８で検出されたアナログ信号Ｖａ
ｄをディジタル値に変換する。駆動波形演算部９２は、
外部から入力される指令値と、Ａ／Ｄ変換部９１でディ
ジタル変換された電流波形信号に基づいて、モータ１の
駆動信号（ＰＷＭ［Pulse Width Modulation］波形）を
演算する。駆動波形演算部９２で得られた駆動信号は、
ドライブ回路７に入力され、インバータ手段２によるモ
ータ１の駆動制御に用いられる。ゼロ点補正部９３は、
モータ電流Ｉｍが流れていないときのアナログ信号Ｖａ
ｄを、Ａ／Ｄ変換時のゼロ点として判断するように、Ａ
／Ｄ変換部９１を補正する。起動部９４は、モータ１の
起動を指示する起動信号を生成し、ドライブ回路７やゼ
ロ点補正部９３に送出する。

【００３３】通常、オペアンプ等を有して成る増幅手段
では、電源電圧Ｖｉに対して、Ｖｉ−α以上、ＧＮＤ＋
β以下の範囲（α、βはオペアンプにより異なる）にあ
る信号成分を増幅することができない。このため、オペ
アンプに対する入力信号は、必ずこのαとβを考慮した
範囲（オペアンプの入力ダイナミックレンジ）に収まっ
ている必要がある。

【００３４】また、一般に、モータ電流Ｉｍは交流であ
るため、電流変成器８１の出力電圧Ｅｏも交流となる。
従って、増幅手段８４の電源がプラス・マイナス２電源
でない場合には、検出された出力電圧Ｖｏにバイアスを
かけて、交流を直流化する必要がある。このとき、オペ
アンプＡ１の入力ダイナミックレンジを最大限利用する
ためには、バイアス手段８３によるバイアス電圧Ｖ１
を、上記入力範囲のほぼ中心になるように設定すればよ
い（図４［ｂ］参照）。このような設定を行うことによ
り、入力信号波形の欠落（図４［ａ］、［ｃ］参照）を
なくすとともに、Ｓ／Ｎ比を向上することができる。例
えば、オペアンプＡ１の電源電圧が１２Ｖである場合に
は、バイアス電圧Ｖ１を５Ｖに設定すればよい。なお、
バイアス電圧Ｖ１が６Ｖになっていないのは、一般に、
非増幅領域を決定するαとβの関係が、α＞βになるた
めである。

【００３５】また、一般の電流変成器８１では、前出の
図３で示したように、低周波数域及び低電流域で、直線
性や位相ずれなどの特性劣化が生じる。このような特性
劣化を改善するために、本実施形態のモータ電流検出装
置では、負荷抵抗手段８２の抵抗値Ｒ２をできる限り小
さく、増幅手段８４の増幅率Ａをできる限り大きく設定
している。ただし、増幅手段８４の増幅率Ａを大きく設
定し過ぎると、ノイズ成分まで増幅してしまい、Ｓ／Ｎ
比が低下してしまう。従って、直線性や位相ずれなどの
特性劣化を抑えながらも、ノイズ成分の影響を受けにく
いように、抵抗値Ｒ２と増幅率Ａを最適に設定する必要
がある。

【００３６】一方、制御手段９内部に設けられたＡ／Ｄ
変換部９１の入力範囲は、ＧＮＤ〜Ｖｃｃ（ＶｃｃはＡ
／Ｄ変換部９１の電源電圧）であり、検出電流が交流で
あるため、信号が欠落しないようにＡ／Ｄ変換を行うに
は、交流のゼロ点がＡ／Ｄ変換９１の入力範囲の中心
（Ｖｃｃ−ＧＮＤ）／２となるように設定すればよい。
そこで、本実施形態のオフセット手段８５は、増幅手段
８４で得られた交流出力のゼロ点を、Ａ／Ｄ変換部９１
の入力範囲の中心になるようにする。このとき、オフセ
ット値を容易に設定可能とするためには、オフセット手
段８５を構成する抵抗値Ｒ１１とＲ１２を同値とすれば
よい。以下、その理由について説明する。

【００３７】検出すべきモータ電流Ｉｍが流れていない
とき、増幅手段８４の出力電圧は、バイアス手段８３の
バイアス電圧Ｖ１と同じになる。従って、オフセット手
段８５でオフセットされたＡ／Ｄ変換部９１への出力電
圧Ｖａｄは、次の（２）式で表される。また、Ｒ１１＝
Ｒ１２、Ｖ１＝Ｖ２と設定すれば、次の（３）式を得る
ことができる。

【数２】

【００３８】このように、抵抗値Ｒ１１とＲ１２を同値
とすれば、Ｒ１１、Ｒ１２に影響されることなく、Ｒ１
３とＲ１４によって、出力電圧Ｖａｄのオフセット値を
決めることができる。

【００３９】例えば、Ａ／Ｄ変換部９１の電源電圧Ｖｃ
ｃが５Ｖである場合、該Ａ／Ｄ変換部９１の入力ダイナ
ミックレンジを最大限に活用可能な出力電圧Ｖａｄのオ
フセット値は、１／２Ｖｃｃ＝２．５Ｖである。従っ
て、バイアス電圧Ｖ１（ここでは５Ｖ）を決定すれば、
上記（３）式から、Ｒ１４／Ｒ１３＝３．０という関係
を得ることができ、容易に抵抗値Ｒ１３、Ｒ１４を決定
することができる。

【００４０】続いて、Ａ／Ｄ変換部９１内部におけるゼ
ロ点の設定方法について説明する。Ａ／Ｄ変換部９１で
は、モータ電流Ｉｍが流れていないときのＡ／Ｄ変化値
をゼロ点相当として判断する。このとき、Ａ／Ｄ変換の
分解能が８ビットであれば、Ａ／Ｄ変換後の値は、１６
進数で０ｈ〜ＦＦｈ（２５６段階）となる。前述したよ
うに、Ａ／Ｄ変換部９１の入力ダイナミックレンジを最
大限活用するために、電源電圧Ｖｃｃの１／２をゼロ点
とした場合であれば、Ａ／Ｄ変換部９１内部のＡ／Ｄ変
換値は、７Ｆｈなる値をゼロ点相当として判断する（図
５参照）。

【００４１】ここで、検出すべきモータ電流Ｉｍが流れ
ていない場合、電流変成器８１の出力電圧Ｅｏはゼロと
なるため、増幅手段８４からはバイアス電圧Ｖ１そのも
のが出力されることになる。その結果、Ａ／Ｄ変換部９
１には、オフセット手段８５で決まる出力電圧Ｖａｄの
オフセット値がそのまま入力される。

【００４２】ただし、抵抗値Ｒ１３、Ｒ１４のばらつ
き、オペアンプＡ１、Ａ２自体のオフセット電圧や増幅
率のばらつき、或いは、バイアス側電源電圧Ｖ１やオフ
セット側電源電圧Ｖ２のばらつき等により、出力電圧Ｖ
ａｄのオフセット値が１／２Ｖｃｃと一致しなくなる。
また、部品の温度条件や経年変化等によっても、出力電
圧Ｖａｄのオフセット値が１／２Ｖｃｃと一致しなくな
る。例えば、出力電圧Ｖａｄのオフセット値が１．０５
・１／２Ｖｃｃに変動してしまった場合、モータ電流ゼ
ロ時におけるＡ／Ｄ変換値は８６ｈとなり、当初の７Ｆ
ｈからずれてしまう結果となる。

【００４３】このようなゼロ点のずれを解決するため
に、本実施形態のモータ電流検出装置では、制御手段９
にゼロ点補正部９３を設けて、モータ電流Ｉｍが流れて
いないときの出力電圧Ｖａｄに応じて得られたＡ／Ｄ変
換値を、新たなゼロ点として判断するように補正を行
う。先の例では、最初は７Ｆｈなる値をゼロ点と判断
し、その後は８６ｈなる値をゼロ点と判断するように補
正する（図６参照）。このような構成とすることによ
り、部品の温度特性や経年変化等の影響を受けることな
く、高精度にモータ電流を検出することが可能となる。

【００４４】また、本実施形態のモータ電流検出装置で
は、上記したゼロ点補正を不定期に行うのではなく、モ
ータ１の起動毎に、その直前（モータ電流ゼロ時）のＡ
／Ｄ変換値をもって新たなゼロ点を内部設定する構成で
ある。このような構成とすることにより、装置の最新状
態に応じたゼロ点補正が為されるため、モータ１の高精
度制御が可能となる。なお、ゼロ点補正部９３は、起動
部９４から送出される起動信号によってモータ１の起動
タイミングを検出し、ゼロ点補正を行う。

【００４５】次に、Ａ／Ｄ変換部９１におけるサンプリ
ングタイミングの最適化について説明する。通常、イン
バータ手段２では、複数のスイッチ素子ＱＵａ、ＱＵ
ｂ、ＱＶａ、ＱＶｂ、ＱＷａ、ＱＷｂのスイッチングパ
ターンによって、ＰＷＭ駆動信号が決定され、モータ１
を駆動するためのモータ電流Ｉｍが形成される。

【００４６】そのため、モータ電流Ｉｍには、上記した
ＰＷＭ駆動信号のスイッチング周波数（キャリア周波
数）に起因するリプルが含まれる。該リプルは、モータ
１を構成するコイル巻線Ｕ、Ｖ、ＷのＲ値やＬ値などに
応じて異なるものであり、リプルの山部分と谷部分で
は、流れるモータ電流Ｉｍにも変化が生じる。そのた
め、Ａ／Ｄ変換部９１におけるサンプリングタイミング
をキャリア周波数に非同期とすると、リプルの山部分や
谷部分をバラバラにサンプリングする結果となり、その
分が検出誤差となる。

【００４７】このようなリプルによる検出誤差を改善す
るため、本実施形態のモータ電流検出装置では、Ａ／Ｄ
変換部９１におけるサンプリングタイミングをキャリア
周波数に同期させるようにしている。このような構成と
することにより、モータ電流Ｉｍを常に同じ状態でＡ／
Ｄ変換することができるので、キャリア周波数によるリ
プルの影響をなくすことができる。

【００４８】図７（ａ）はＰＷＭ駆動信号の立ち上がり
に同期してＡ／Ｄ変換を行う場合を例示している。この
場合は、ちょうどリプルの谷部分を検出することにな
る。一方、図７（ｂ）はＰＷＭ駆動信号のパルス幅中心
でＡ／Ｄ変換を行う場合を例示している。このようなタ
イミングでＡ／Ｄ変換を行えば、スイッチングノイズの
影響を受けにくくなるため、Ａ／Ｄ変換精度が向上す
る。また、キャリア周期中の平均的な電流値を得ること
ができるので、モータ電流Ｉｍの実効値を正確に検出す
ることができ、モータ１を高精度に制御できるようにな
る。

【００４９】続いて、制御手段９における位相ずれの補
正動作について説明する。前出の図３（ａ）、（ｂ）で
も示したように、電流変成器８１の位相ずれ特性は、モ
ータ電流Ｉｍの周波数や電流値に大きく関係しており、
特に、コア８１ｃの材質がケイ素鋼板などの場合は、低
周波数域や低電流域で大きな位相ずれが生じる。そこ
で、本実施形態のモータ電流検出装置は、モータ電流の
周波数と位相ずれの関係を示すデータ、並びに、モータ
電流の電流値と位相ずれの関係を示すデータを、予め制
御手段９内部に格納しておき、モータ電流の周波数や電
流値に応じて、実電流と電流検出信号との位相ずれを補
正する構成としている。このような構成とすることによ
り、回路コストを上昇させることなく、低周波数域や低
電流域における電流変成器８１の特性劣化を改善するこ
とができる。

【００５０】なお、本実施形態では、便宜上、制御手段
９内部をブロック９１〜９４に分けて説明を行ったが、
各ブロック９１〜９４の動作は全て、制御手段９内部に
おけるソフトウェア処理によって実現することができ
る。

【００５１】また、本実施形態では、コイル巻線Ｗに流
れる電流をモータ電流Ｉｍとしてを検出する構成を挙げ
て説明を行ったが、検出すべきモータ電流はこれに限定
されるものではなく、コイル巻線Ｕ、Ｖに流れる各モー
タ電流を検出してもよいし、複数相のモータ電流を組み
合わせて検出してもよい。

【００５２】なお、各コイル巻線Ｕ、Ｖ、Ｗがスター結
線され、各一端が仮想中点として結線されている場合、
コイル巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに流れる３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、
Ｉｗの間には、Ｉｗ＝Ｉｕ＋Ｉｖなる関係が成立する。
すなわち、２相分のモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出すれ
ば、残り１相のモータ電流Ｉｗは、モータ電流Ｉｕ、Ｉ
ｖから演算によって得ることが可能である。従って、制
御手段９内部に上式の演算を行う演算部を設ければ、３
相のモータ電流を全て得ようとする場合であっても、３
つの電流変成器を設ける必要がなくなり、装置規模の縮
小やコスト低減を図ることが可能となる。もちろん、３
相以上であっても同様であり、Ｎ相分のモータ電流を得
るためには、（Ｎ−１）相分の電流変成器を設ければよ
い。

【００５３】

【発明の効果】上記で説明したように、本発明に係るモ
ータ電流検出装置は、１次巻線と２次巻線がコアによっ
て磁気的に結合され、１次巻線に流れる電流に応じた誘
起電圧を２次巻線両端に発生する電流変成器と、２次巻
線両端に接続された負荷抵抗手段と、該負荷抵抗手段の
一端電圧を可変するバイアス手段と、前記負荷抵抗手段
の両端電圧を増幅する増幅手段と、該増幅手段の出力電
圧をレベル調整するオフセット手段と、該オフセット手
段でレベル調整された出力電圧をディジタル信号に変換
するアナログ／ディジタル変換手段と、を有して成り、
モータのコイル巻線に流れるモータ電流を１次巻線に流
すことで、該モータ電流を、所定の電圧レベルを基準と
した交流信号として検出する構成としている。

【００５４】このような構成とすることにより、安価な
カレントトランスなどの電流変成器を用いて、従来の課
題であった実電流と電流検出信号との位相ずれや直線性
の問題を解消し、モータ電流を高精度に検出することが
可能となる。従って、本発明に係るモータ電流検出装置
を適用すれば、低コストで高精度なモータ制御が可能と
なることから、価格競争の激しい民生機器（空気調和
機、冷蔵庫、洗濯機等）の省エネ、高効率化、静音化、
低振動化などに大きく貢献することができる。

【００５５】なお、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記コアの材質をパーマロイとするとよい。この
ような構成とすることにより、回路方式を同一としたま
ま、電流変成器の直線性や位相ずれなどの特性を改善す
ることができるので、容易にモータ電流の検出精度を向
上することができる。

【００５６】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置において、前記バイアス手段は、前記増幅手段の入力
範囲に応じて、前記負荷抵抗手段の一端電圧を可変する
構成にするとよい。このような構成とすることにより、
簡易な回路設計で、電流変成器の出力レベルを増幅手段
の入力範囲に合わせることが可能となるので、増幅手段
の入力ダイナミックレンジを最大限に活用して、モータ
電流の検出精度を向上することができる。

【００５７】さらに、上記構成から成るモータ電流検出
装置において、前記オフセット手段は、前記アナログ／
ディジタル変換手段の入力範囲に応じて、前記増幅手段
の出力電圧をレベル調整する構成にするとよい。このよ
うな構成とすることにより、アナログ／ディジタル変換
手段の入力ダイナミックレンジを最大限に活用して、Ｓ
／Ｎ比を向上させることができる。また、アナログ／デ
ィジタル変換手段の入力範囲の変更にも容易に対応が可
能となる。

【００５８】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流が流れていないときに前記アナロ
グ／ディジタル変換手段で得られたディジタル値を、該
アナログ／ディジタル変換手段の新たなゼロ点として判
断するように補正するゼロ点補正手段を有する構成にす
るとよい。このような構成とすることにより、回路部品
の温度特性、経年変化、部品ばらつき等によるゼロ点の
ずれを補正することが可能となるので、モータ電流の検
出精度を向上することができる。

【００５９】なお、前記ゼロ点補正手段は、前記モータ
の起動毎に、前記アナログ／ディジタル変換手段のゼロ
点を補正する構成にするとよい。このような構成とする
ことにより、ゼロ点を常に最新状態に補正できるので、
さらにモータ電流の検出精度を向上することができる。

【００６０】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置において、前記アナログ／ディジタル変換手段におけ
るサンプリングタイミングは、前記モータをインバータ
制御するＰＷＭ駆動信号のキャリア周波数に同期させる
とよい。このような構成とすることにより、スイッチン
グによるリプルの影響をなくすことができるので、アナ
ログ／ディジタル変換時の誤差が少なくなり、モータ電
流の検出精度を向上することができる。

【００６１】なお、前記アナログ／ディジタル変換手段
は、ＰＷＭ駆動信号のパルス幅中心でサンプリングを行
う構成にするとよい。このような構成とすることによ
り、検出電流を平均化された値として検出することがで
きるので、該検出電流を実効電流値として利用できるよ
うになる。従って、モータの挙動をより正確に検出でき
るようになる。

【００６２】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流と、前記アナログ／ディジタル変
換手段で検出された交流信号との位相ずれを、前記モー
タ電流の周波数または電流値、或いはその両方に応じて
補正する構成にするとよい。このような構成とすること
により、特に、低周波数域や低電流域での電流変成器の
特性劣化を大幅に改善することができるので、回路コス
トを上げることなく、モータ電流の検出精度を向上する
ことができる。

【００６３】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、Ｎ相（Ｎ；複数）のモータ電流について、（Ｎ−
１）相分のモータ電流から残りの１相分のモータ電流を
算出可能な演算手段を有する構成にするとよい。このよ
うな構成とすることにより、Ｎ相分の電流変成器を設け
ずに済むため、コスト低減を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るモータ電流検出装置を搭載した
電気機器の一実施形態を示す概略構成図である。

【図２】抵抗値Ｒ２及び巻線比ｎ１／ｎ２と出力電圧
Ｅｏ及び位相ずれとの関係を示す図である。

【図３】検出電流の周波数及び電流値と位相ずれとの
関係を示す図である。

【図４】バイアス電圧Ｖ１の最適化を説明する図であ
る。

【図５】Ａ／Ｄ変換部９１におけるゼロ点の設定方法
を説明する図である。

【図６】ゼロ点補正部９３によるゼロ点補正を説明す
る図である。

【図７】Ａ／Ｄ変換部９１におけるサンプリングタイ
ミングの最適化を説明する図である。

【符号の説明】

１モータＵ、Ｖ、Ｗコイル巻線（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）２インバータ手段ＱＵａ、ＱＶａ、ＱＷａスイッチ素子（上アーム）ＱＵｂ、ＱＶｂ、ＱＷｂスイッチ素子（下アーム）ＤＵａ、ＤＶａ、ＤＷａフリーホイールダイオード
（上アーム）ＤＵｂ、ＤＶｂ、ＤＷｂフリーホイールダイオード
（下アーム）３商用交流電源４整流手段５平滑手段６リアクトル７ドライブ回路８モータ電流検出手段８１電流変成器８１ａ１次巻線８１ｂ２次巻線８１ｃコア８２負荷抵抗手段８３バイアス手段８４増幅手段８５オフセット手段９制御手段９１アナログ／ディジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）９２駆動波形演算部９３ゼロ点補正部９４起動部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】１次巻線と２次巻線がコアによって磁気的
に結合され、１次巻線に流れる電流に応じた誘起電圧を
２次巻線両端に発生する電流変成器と、２次巻線両端に
接続された負荷抵抗手段と、該負荷抵抗手段の一端電圧
を可変するバイアス手段と、前記負荷抵抗手段の両端電
圧を増幅する増幅手段と、該増幅手段の出力電圧をレベ
ル調整するオフセット手段と、該オフセット手段でレベ
ル調整された出力電圧をディジタル信号に変換するアナ
ログ／ディジタル変換手段と、を有して成り、モータの
コイル巻線に流れるモータ電流を１次巻線に流すこと
で、該モータ電流を、所定の電圧レベルを基準とした交
流信号として検出することを特徴とするモータ電流検出
装置。
【請求項２】前記コアの材質をパーマロイとしたことを
特徴とする請求項１に記載のモータ電流検出装置。
【請求項３】前記バイアス手段は、前記増幅手段の入力
範囲に応じて、前記負荷抵抗手段の一端電圧を可変する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモー
タ電流検出装置。
【請求項４】前記オフセット手段は、前記アナログ／デ
ィジタル変換手段の入力範囲に応じて、前記増幅手段の
出力電圧をレベル調整することを特徴とする請求項１〜
請求項３のいずれかに記載のモータ電流検出装置。
【請求項５】前記モータ電流が流れていないときに前記
アナログ／ディジタル変換手段で得られたディジタル値
を、該アナログ／ディジタル変換手段の新たなゼロ点と
して判断するように補正するゼロ点補正手段を有するこ
とを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載の
モータ電流検出装置。
【請求項６】前記ゼロ点補正手段は、前記モータの起動
毎に、前記アナログ／ディジタル変換手段のゼロ点を補
正することを特徴とする請求項５に記載のモータ電流検
出装置。
【請求項７】前記アナログ／ディジタル変換手段におけ
るサンプリングタイミングは、前記モータをインバータ
制御するＰＷＭ［Pulse Width Modulation］駆動信号の
キャリア周波数に同期していることを特徴とする請求項
１〜請求項６のいずれかに記載のモータ電流検出装置。
【請求項８】前記アナログ／ディジタル変換手段は、前
記ＰＷＭ駆動信号のパルス幅中心でサンプリングを行う
ことを特徴とする請求項７に記載のモータ電流検出装
置。
【請求項９】前記モータ電流と、前記アナログ／ディジ
タル変換手段で検出された交流信号との位相ずれを、前
記モータ電流の周波数に応じて補正することを特徴とす
る請求項１〜請求項８のいずれかに記載のモータ電流検
出装置。
【請求項１０】前記モータ電流と、前記アナログ／ディ
ジタル変換手段で検出された交流信号との位相ずれを、
前記モータ電流の電流値に応じて補正することを特徴と
する請求項１〜請求項９のいずれかに記載のモータ電流
検出装置。
【請求項１１】Ｎ相（Ｎ；複数）のモータ電流につい
て、（Ｎ−１）相分のモータ電流から残りの１相分のモ
ータ電流を算出可能な演算手段を有することを特徴とす
る請求項１〜請求項１０のいずれかに記載のモータ電流
検出装置。