JP2003107112A - Motor current detection device - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、モータのコイル巻
線に流れるモータ電流を検出するモータ電流検出装置に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor current detecting device for detecting a motor current flowing in a coil winding of a motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】モータを搭載した電気機器（例えば、民
生用の空気調和機、冷蔵庫、洗濯機）に対して、近年、
省エネ化、高効率化、静音化、低振動化等が要求されて
いる。これらの要求を満たすためには、モータのコイル
巻線に流れるモータ電流を電流検出装置によって検出
し、その電流検出信号に応じてモータを高精度に制御す
る必要がある。ここで、電流検出装置は、大きく３つの
方式（ホールセンサ方式、シャント方式、トランス方
式）に分類される。2. Description of the Related Art In recent years, electric appliances equipped with a motor (for example, consumer air conditioners, refrigerators, washing machines) have been used.
Energy saving, high efficiency, low noise, low vibration, etc. are required. In order to meet these requirements, it is necessary to detect the motor current flowing through the coil winding of the motor with a current detection device and control the motor with high accuracy according to the current detection signal. Here, the current detection device is roughly classified into three types (a hall sensor type, a shunt type, and a transformer type).
【０００３】ホールセンサ方式のモータ電流検出装置
は、モータ電流の流れるコイル巻線を積層コアに数ター
ン巻き付け、該積層コアの一部に形成した切り欠き部に
ホール素子を設けて成るものであり、モータ電流に応じ
て鉄心のギャップに生じる磁界をホール電圧として検出
し、該ホール電圧を電流検出信号に換算する。なお、ホ
ールセンサ方式のモータ電流検出装置については、実開
平１−１４３２９２号公報等で開示されている。A Hall sensor type motor current detection device is constructed by winding a coil winding through which a motor current flows around a laminated core for several turns, and providing a Hall element in a notch formed in a part of the laminated core. The magnetic field generated in the gap of the iron core according to the motor current is detected as a Hall voltage, and the Hall voltage is converted into a current detection signal. The Hall sensor type motor current detection device is disclosed in Japanese Utility Model Laid-Open No. 1-143292.
【０００４】シャント方式のモータ電流検出装置は、モ
ータ配線の一部、或いは、インバータ回路の各相下アー
ムを構成するスイッチ素子のエミッタとグランド間、に
電流検出用抵抗を挿入して成るものであり、該抵抗の両
端電圧（電圧降下分）を電流検出信号に換算する。な
お、シャント方式のモータ電流検出装置については、特
開平６−３５１２８０号公報等で開示されている。The shunt type motor current detecting device is constructed by inserting a current detecting resistor between a part of the motor wiring or between the emitter of the switch element forming the lower arm of each phase of the inverter circuit and the ground. Yes, the voltage across the resistor (voltage drop) is converted into a current detection signal. A shunt type motor current detection device is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 6-351280.
【０００５】トランス方式の電流検出装置は、カレント
トランスなどの磁気結合を利用して電流検出信号を得る
ものである。The transformer type current detection device obtains a current detection signal by utilizing magnetic coupling of a current transformer or the like.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ホールセンサ方式のモ
ータ電流検出装置は、検出精度、応答性、周波数特性な
どの面で他の２方式より優れており、幅広い製品に適用
することが可能である。しかし、特性ばらつきを考慮し
て選別されたホール素子自体が高価である上、ホール素
子の電源としてプラス・マイナス２電源を必要とするこ
とから、周辺回路を含めたコスト面に課題があった。こ
のような理由から、価格競争の激しい電気機器にホール
センサ方式のモータ電流検出装置を搭載することは困難
であった。The hall sensor type motor current detection device is superior to the other two types in terms of detection accuracy, response, frequency characteristics and the like, and can be applied to a wide range of products. . However, since the Hall element itself selected in consideration of the characteristic variation is expensive, and plus / minus two power sources are required as the power source of the hall element, there is a problem in cost including peripheral circuits. For these reasons, it has been difficult to mount a Hall sensor type motor current detection device on an electric device with severe price competition.
【０００７】また、ホール素子は半導体材料で形成され
ているので、モータ電流ゼロ相当時に出力される直流オ
フセット電圧が温度に応じて変動しやすかった。そのた
め、モータ電流検出装置の周囲温度が変化すると、直流
オフセット電圧の変動分に相当する不要直流成分が出力
電圧に重畳して、モータ電流の検出精度が低下してしま
うという課題があった。このような理由から、周囲温度
が変化しやすい電気機器にホールセンサ方式のモータ電
流検出装置を搭載することは困難であった。Further, since the Hall element is made of a semiconductor material, the DC offset voltage output when the motor current is zero is apt to change depending on the temperature. Therefore, when the ambient temperature of the motor current detection device changes, an unnecessary DC component corresponding to the fluctuation of the DC offset voltage is superimposed on the output voltage, which causes a problem that the detection accuracy of the motor current decreases. For this reason, it has been difficult to mount the Hall sensor type motor current detection device on an electric device in which the ambient temperature easily changes.
【０００８】シャント方式のモータ電流検出装置は、回
路を簡素で安価に構成できるため、コスト面で優れた方
式であると言える。しかし、本方式では、電流検出用抵
抗の両端電圧を直接電流検出信号としてモータ制御手段
（ＣＰＵ等）のアナログ／ディジタル変換部に入力して
おり、両者間を一切絶縁していなかった。そのため、電
流検出信号にはノイズが重畳しやすく、モータ電流の検
出精度が低いという課題があった。一方、ノイズ対策と
して抵抗の両端電圧を絶縁するためには、高価な絶縁ア
ンプを間に設ける必要があり、シャント方式のメリット
である低コスト性が損なわれる結果となっていた。The shunt type motor current detecting device can be said to be an excellent method in terms of cost since the circuit can be constructed simply and inexpensively. However, in this method, the voltage across the current detection resistor is directly input as a current detection signal to the analog / digital converter of the motor control means (CPU or the like), and there is no insulation between the two. Therefore, there is a problem that noise is likely to be superimposed on the current detection signal, and the detection accuracy of the motor current is low. On the other hand, in order to insulate the voltage across the resistor as a measure against noise, it is necessary to provide an expensive isolation amplifier between them, resulting in the loss of low cost, which is an advantage of the shunt method.
【０００９】トランス方式の電流検出装置は、カレント
トランスなどの安価な電流変成器を用いて回路を構成で
きるため、シャント方式と同様、コスト面で優れた方式
であると言える。しかし、本方式の電流検出装置では、
モータ電流のように、モータの起動初期から高速動作に
至る広周波数範囲の電流を検出する場合に、実電流と電
流検出信号との位相ずれや直線性の問題が大きくなると
いう課題があった。特に、モータ低速時の低周波数域で
は、実電流と電流検出信号の間に大きな位相ずれが生じ
るため、アナログ／ディジタル変換部で電流検出信号を
サンプリングしたタイミングでは、モータを高精度に制
御することができなかった。このような理由から、トラ
ンス方式の電流検出装置がモータ電流検出用途に用いら
れることはほとんどなく、一般的に、商用電源周波数
（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）のような一定周波数の電流検出
にのみ利用されていた。The transformer type current detecting device can be said to be an excellent method in terms of cost, like the shunt type, since the circuit can be constructed by using an inexpensive current transformer such as a current transformer. However, in this type of current detection device,
When detecting a current in a wide frequency range from the initial startup of the motor to a high-speed operation, such as the motor current, there is a problem that the phase shift between the actual current and the current detection signal and the problem of linearity increase. In particular, a large phase shift occurs between the actual current and the current detection signal in the low frequency range when the motor is low speed. Therefore, the motor should be controlled with high accuracy at the timing when the current detection signal is sampled by the analog / digital converter. I couldn't. For this reason, the transformer type current detection device is rarely used for motor current detection, and is generally used only for current detection of a constant frequency such as commercial power supply frequency (50 Hz / 60 Hz). It was
【００１０】本発明は、上記の問題点に鑑み、実電流と
電流検出信号との位相ずれや直線性の問題を解消し、モ
ータ電流を高精度に検出することが可能なトランス方式
のモータ電流検出装置を提供することを目的とする。In view of the above problems, the present invention solves the problems of phase shift and linearity between the actual current and the current detection signal, and the transformer type motor current capable of detecting the motor current with high accuracy. An object is to provide a detection device.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るモータ電流検出装置は、１次巻線と２
次巻線がコアによって磁気的に結合され、１次巻線に流
れる電流に応じた誘起電圧を２次巻線両端に発生する電
流変成器と、２次巻線両端に接続された負荷抵抗手段
と、該負荷抵抗手段の一端電圧を可変するバイアス手段
と、前記負荷抵抗手段の両端電圧を増幅する増幅手段
と、該増幅手段の出力電圧をレベル調整するオフセット
手段と、該オフセット手段でレベル調整された出力電圧
をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換
手段と、を有して成り、モータのコイル巻線に流れるモ
ータ電流を１次巻線に流すことで、該モータ電流を、所
定の電圧レベルを基準とした交流信号として検出する構
成としている。In order to achieve the above object, a motor current detecting device according to the present invention comprises a primary winding and a secondary winding.
A secondary transformer is magnetically coupled by a core, and a current transformer that generates an induced voltage according to a current flowing through the primary winding at both ends of the secondary winding and load resistance means connected to both ends of the secondary winding. A bias means for varying the voltage across one end of the load resistance means, an amplification means for amplifying the voltage across the load resistance means, an offset means for adjusting the level of the output voltage of the amplification means, and a level adjustment by the offset means. An analog / digital conversion means for converting the generated output voltage into a digital signal, and by supplying a motor current flowing through the coil winding of the motor to the primary winding, the motor current is converted into a predetermined voltage. The configuration is such that it is detected as an AC signal based on the level.
【００１２】なお、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記コアの材質をパーマロイとするとよい。In the motor current detecting device having the above structure, the core material may be permalloy.
【００１３】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置において、前記バイアス手段は、前記増幅手段の入力
範囲に応じて、前記負荷抵抗手段の一端電圧を可変する
構成にするとよい。Further, in the motor current detecting device having the above-mentioned structure, the bias means may be configured to change the one-end voltage of the load resistance means according to the input range of the amplifying means.
【００１４】さらに、上記構成から成るモータ電流検出
装置において、前記オフセット手段は、前記アナログ／
ディジタル変換手段の入力範囲に応じて、前記増幅手段
の出力電圧をレベル調整する構成にするとよい。Further, in the motor current detecting device having the above structure, the offset means is the analog / analog
The level of the output voltage of the amplifying means may be adjusted according to the input range of the digital converting means.
【００１５】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流が流れていないときに前記アナロ
グ／ディジタル変換手段で得られたディジタル値を、該
アナログ／ディジタル変換手段の新たなゼロ点として判
断するように補正するゼロ点補正手段を有する構成にす
るとよい。In the motor current detecting device having the above structure, the digital value obtained by the analog / digital converting means when the motor current is not flowing is used as a new zero point of the analog / digital converting means. It is advisable to adopt a configuration having a zero point correction means for performing correction so as to judge.
【００１６】なお、前記ゼロ点補正手段は、前記モータ
の起動毎に、前記アナログ／ディジタル変換手段のゼロ
点を補正する構成にするとよい。The zero point correction means may be configured to correct the zero point of the analog / digital conversion means each time the motor is started.
【００１７】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置において、前記アナログ／ディジタル変換手段におけ
るサンプリングタイミングは、前記モータをインバータ
制御するＰＷＭ駆動信号のキャリア周波数に同期させる
とよい。In the motor current detecting device having the above structure, the sampling timing in the analog / digital conversion means may be synchronized with the carrier frequency of the PWM drive signal for controlling the inverter of the motor.
【００１８】なお、前記アナログ／ディジタル変換手段
は、前記ＰＷＭ駆動信号のパルス幅中心でサンプリング
を行う構成にするとよい。The analog / digital conversion means may be configured to perform sampling at the pulse width center of the PWM drive signal.
【００１９】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流と、前記アナログ／ディジタル変
換手段で検出された交流信号との位相ずれを、前記モー
タ電流の周波数に応じて補正する構成にするとよい。Further, the motor current detection device having the above-mentioned configuration is configured to correct the phase shift between the motor current and the AC signal detected by the analog / digital conversion means according to the frequency of the motor current. Good to do.
【００２０】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流と、前記アナログ／ディジタル変
換手段で検出された交流信号との位相ずれを、前記モー
タ電流の電流値に応じて補正する構成にするとよい。Further, the motor current detecting device having the above-mentioned configuration corrects the phase shift between the motor current and the AC signal detected by the analog / digital converting means in accordance with the current value of the motor current. It should be set to.
【００２１】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、Ｎ相（Ｎ；複数）のモータ電流について、（Ｎ−
１）相分のモータ電流から残りの１相分のモータ電流を
算出可能な演算手段を有する構成にするとよい。Further, the motor current detecting device having the above-mentioned structure is arranged such that (N-
1) It is advisable to adopt a configuration having an arithmetic means capable of calculating the remaining motor current for one phase from the motor current for one phase.
【００２２】[0022]
【発明の実施の形態】図１は本発明に係るモータ電流検
出装置を搭載した電気機器の一実施形態を示す概略構成
図である。本図に示す電気機器は、モータ１と、モータ
１を駆動するインバータ手段２と、商用交流電源３と、
商用交流電源３を整流するダイオードブリッジ等から成
る整流手段４と、整流手段４で得られた直流電圧を平滑
する電解コンデンサ等から成る平滑手段５と、力率を改
善するためのリアクトル６と、インバータ手段２を駆動
するドライブ回路７と、モータ１のコイル巻線（本図で
はコイル巻線Ｗ）に流れるモータ電流を検出するモータ
電流検出手段８と、モータ電流検出手段８で得られた電
流検出信号に基づいて、ドライブ回路７の駆動信号を生
成する制御手段９と、を有して成る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing an embodiment of an electric device equipped with a motor current detection device according to the present invention. The electric device shown in this figure includes a motor 1, an inverter means 2 for driving the motor 1, a commercial AC power supply 3,
Rectifying means 4 including a diode bridge for rectifying the commercial AC power source 3, smoothing means 5 including an electrolytic capacitor for smoothing the DC voltage obtained by the rectifying means 4, a reactor 6 for improving the power factor, A drive circuit 7 for driving the inverter means 2, a motor current detecting means 8 for detecting a motor current flowing through a coil winding (coil winding W in this figure) of the motor 1, and a current obtained by the motor current detecting means 8. And a control means 9 for generating a drive signal for the drive circuit 7 based on the detection signal.
【００２３】平滑手段５は、インバータ手段２に電力を
供給する。インバータ手段２は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相）に対応した３対のアームによって構成されており、
６個のトランジスタＱＵａ、ＱＵｂ、ＱＶａ、ＱＶｂ、
ＱＷａ、ＱＷｂがスイッチ素子として接続された３相ブ
リッジ構造から成る。スイッチ素子ＱＵａ、ＱＵｂ、Ｑ
Ｖａ、ＱＶｂ、ＱＷａ、ＱＷｂには、それぞれフリーホ
イールダイオードＤＵａ、ＤＵｂ、ＤＶａ、ＤＶｂ、Ｄ
Ｗａ、ＤＷｂが並列に接続され、上アームと下アームの
３つの接続点が、モータ１を構成する３相のコイル巻線
Ｕ、Ｖ、Ｗに各々接続されている。なお、スイッチング
素子ＱＵａ、ＱＵｂ、ＱＶａ、ＱＶｂ、ＱＷａ、ＱＷｂ
は、それぞれドライブ回路７によって駆動される。The smoothing means 5 supplies electric power to the inverter means 2. The inverter means 2 has three phases (U phase, V phase, W phase).
It is composed of three pairs of arms corresponding to
6 transistors QUAa, QUb, QVa, QVb,
It has a three-phase bridge structure in which QWa and QWb are connected as a switching element. Switch elements QUAa, QUb, Q
Va, QVb, QWa, and QWb have free-wheel diodes DUa, DUb, DVa, DVb, and D, respectively.
Wa and DWb are connected in parallel, and the three connection points of the upper arm and the lower arm are connected to the three-phase coil windings U, V, and W that form the motor 1, respectively. The switching elements QUAa, QUb, QVa, QVb, QWa, QWb
Are respectively driven by the drive circuit 7.
【００２４】次に、本発明の主要部分となる電流検出手
段８の構成について説明する。本図に示すように、本実
施形態のモータ電流検出手段８は、カレントトランスな
どの安価な電流変成器８１を有して成る。電流変成器８
１は、モータ電流Ｉｍを流す１次巻線８１ａと、モータ
電流Ｉｍに応じた誘起電圧を発生する２次巻線８１ｂ
と、１次巻線８１ａと２次巻線８１ｂを磁気的に結合す
るコア８１ｃから成る。また、２次巻線８１ｂの両端間
には、出力電圧Ｅｏを得るための負荷抵抗手段８２（抵
抗値Ｒ２）が接続されている。Next, the structure of the current detecting means 8 which is the main part of the present invention will be described. As shown in the figure, the motor current detection means 8 of the present embodiment includes an inexpensive current transformer 81 such as a current transformer. Current transformer 8
Reference numeral 1 designates a primary winding 81a for passing a motor current Im and a secondary winding 81b for generating an induced voltage according to the motor current Im.
And a core 81c for magnetically coupling the primary winding 81a and the secondary winding 81b. A load resistance means 82 (resistance value R2) for obtaining the output voltage Eo is connected between both ends of the secondary winding 81b.
【００２５】一般に、負荷抵抗手段８２の両端で得られ
る出力電圧Ｅｏは、１次巻線８１ａの巻数ｎ１（通常は
１）と２次巻線８１ｂの巻数ｎ２の比ｎ１／ｎ２と、負
荷抵抗手段８２の抵抗値Ｒ２とで決定され、次の（１）
式で表される。Generally, the output voltage Eo obtained at both ends of the load resistance means 82 is the ratio n1 / n2 of the number of turns n1 of the primary winding 81a (usually 1) and the number of turns n2 of the secondary winding 81b, and the load resistance It is determined by the resistance value R2 of the means 82, and the following (1)
It is represented by a formula.
【数１】 [Equation 1]
【００２６】（１）式から分かるように、２次巻数ｎ２
を減らすほど、負荷抵抗値Ｒ２を大きくするほど、出力
電圧Ｅｏは大きくなる（図２［ａ］参照）。ただし、２
次巻数ｎ２を減らしたり、負荷抵抗値Ｒ２を大きくすれ
ば、電流変成器８１としての直線性が悪くなり、特に、
モータ電流Ｉｍと出力電圧Ｅｏとの間の位相ずれが大き
くなる（図２［ｂ］参照）。そのため、モータ電流の検
出精度が低下する。As can be seen from the equation (1), the secondary winding number n2
As the load resistance value R2 is increased, the output voltage Eo increases (see FIG. 2A). However, 2
If the next winding number n2 is reduced or the load resistance value R2 is increased, the linearity of the current transformer 81 is deteriorated.
The phase shift between the motor current Im and the output voltage Eo becomes large (see FIG. 2 [b]). Therefore, the detection accuracy of the motor current is reduced.
【００２７】一方、電流変成器８１の位相ずれ特性を改
善するためには、２次巻数ｎ２を増やしたり、負荷抵抗
値Ｒ２を小さくしたりする必要があるが、このような方
法で位相ずれ特性を改善すると、出力電圧Ｅｏが小さく
なる。そのため、何らかの対策を施さなければ、Ｓ／Ｎ
比が低下してモータ電流の検出精度が低下する。On the other hand, in order to improve the phase shift characteristic of the current transformer 81, it is necessary to increase the secondary winding number n2 or reduce the load resistance value R2. Is improved, the output voltage Eo becomes smaller. Therefore, if some measures are not taken, S / N
The ratio decreases and the detection accuracy of the motor current decreases.
【００２８】そこで、本実施形態の電流検出手段８に
は、電流変成器８１と負荷抵抗手段８２に加えて、バイ
アス手段８３と、増幅手段８４と、オフセット手段８５
が新たに設けられており、制御手段９のアナログ／ディ
ジタル変換部９１（以下、Ａ／Ｄ変換部９１と呼ぶ）等
と組み合わせて機能させることで、２次巻数ｎ２の増加
や負荷抵抗値Ｒ２の低減によって電流変成器８１の特性
改善を行っても、Ｓ／Ｎ比の低下を最小限に抑えること
が可能な構成とされている。なお、電流検出手段８と制
御手段９の各部機能については、後ほど詳細に説明を行
う。Therefore, in the current detecting means 8 of this embodiment, in addition to the current transformer 81 and the load resistance means 82, the bias means 83, the amplifying means 84 and the offset means 85 are provided.
Is newly provided, and the secondary winding number n2 is increased and the load resistance value R2 is increased by combining the analog / digital conversion unit 91 (hereinafter referred to as the A / D conversion unit 91) of the control unit 9 and the like. Even if the characteristics of the current transformer 81 are improved by reducing the above, the reduction of the S / N ratio can be minimized. The functions of the current detection means 8 and the control means 9 will be described in detail later.
【００２９】また、本実施形態の電流検出手段８では、
電流変成器８１を構成するコア８１ｃの材質を、一般的
なケイ素鋼板からパーマロイに変更している。パーマロ
イとは、非常に高い透磁率を示すＮｉ・Ｆｅ合金（７０
〜８０Ｎｉ・Ｆｅ合金）のことであり、Ｍｏ、Ｃｕ、Ｃ
ｒなどの第３元素を添加することによって、より優れた
性能を持つパーマロイも開発されている。Further, in the current detecting means 8 of this embodiment,
The material of the core 81c constituting the current transformer 81 is changed from a general silicon steel plate to permalloy. Permalloy is a Ni / Fe alloy (70
~ 80Ni.Fe alloy), Mo, Cu, C
By adding a third element such as r, permalloy having better performance has also been developed.
【００３０】このように、コア８１ｃの材質をパーマロ
イとすることにより、コア８１ｃ自体の透磁率を上げる
ことができるので、出力特性の直線性が良くなり、波形
歪みを小さくすることができる。また、実電流と電流検
出信号との位相ずれを大幅に改善することもできる。特
に、低周波数域及び低電流域での位相ずれ特性が大きく
改善される（図３［ａ］、［ｂ］参照）。Since the core 81c is made of permalloy as described above, the magnetic permeability of the core 81c itself can be increased, so that the linearity of the output characteristic is improved and the waveform distortion can be reduced. Also, the phase shift between the actual current and the current detection signal can be greatly improved. In particular, the phase shift characteristics in the low frequency region and the low current region are greatly improved (see FIGS. 3A and 3B).
【００３１】続いて、電流検出手段８と制御手段９の各
部機能について詳細な説明を行う。バイアス手段８３
は、増幅手段８４の入力ダイナミックレンジを最大限活
用するために、負荷抵抗手段８２の一端をバイアス（バ
イアス電圧Ｖ１）して、増幅手段８４への入力信号レベ
ルを調節する。増幅手段８４は、オペアンプＡ１と抵抗
Ｒａ、Ｒｂを有して成り、電流変成器８１の出力電圧Ｅ
ｏを増幅することで、２次巻数ｎ２の増加や負荷抵抗値
Ｒ２の低減によって低下した信号レベルを補う。オフセ
ット手段８５は、オペアンプＡ２と抵抗Ｒ１１、Ｒ１
２、Ｒ１３、Ｒ１４を有して成り、Ａ／Ｄ変換部９１の
入力ダイナミックレンジを最大限活用するために、増幅
手段８４の出力電圧を所定の基準電圧レベルに設定し
て、Ａ／Ｄ変換部９１への入力信号レベルを調節する。Next, the functions of the current detecting means 8 and the control means 9 will be described in detail. Biasing means 83
Adjusts the input signal level to the amplifying means 84 by biasing one end of the load resistance means 82 (bias voltage V1) in order to maximize the input dynamic range of the amplifying means 84. The amplifying means 84 includes an operational amplifier A1 and resistors Ra and Rb, and the output voltage E of the current transformer 81.
By amplifying o, the signal level lowered by the increase of the secondary winding number n2 and the decrease of the load resistance value R2 is compensated. The offset means 85 includes an operational amplifier A2 and resistors R11 and R1.
2, R13 and R14 are provided, and in order to maximize the input dynamic range of the A / D converter 91, the output voltage of the amplifying means 84 is set to a predetermined reference voltage level to perform A / D conversion. The input signal level to the unit 91 is adjusted.
【００３２】制御手段９内部に設けられたＡ／Ｄ変換部
９１は、電流検出手段８で検出されたアナログ信号Ｖａ
ｄをディジタル値に変換する。駆動波形演算部９２は、
外部から入力される指令値と、Ａ／Ｄ変換部９１でディ
ジタル変換された電流波形信号に基づいて、モータ１の
駆動信号（ＰＷＭ［Pulse Width Modulation］波形）を
演算する。駆動波形演算部９２で得られた駆動信号は、
ドライブ回路７に入力され、インバータ手段２によるモ
ータ１の駆動制御に用いられる。ゼロ点補正部９３は、
モータ電流Ｉｍが流れていないときのアナログ信号Ｖａ
ｄを、Ａ／Ｄ変換時のゼロ点として判断するように、Ａ
／Ｄ変換部９１を補正する。起動部９４は、モータ１の
起動を指示する起動信号を生成し、ドライブ回路７やゼ
ロ点補正部９３に送出する。The A / D conversion section 91 provided inside the control means 9 has an analog signal Va detected by the current detection means 8.
Convert d to a digital value. The drive waveform calculation unit 92
A drive signal (PWM [Pulse Width Modulation] waveform) of the motor 1 is calculated based on a command value input from the outside and a current waveform signal digitally converted by the A / D converter 91. The drive signal obtained by the drive waveform calculation unit 92 is
It is input to the drive circuit 7 and used for drive control of the motor 1 by the inverter means 2. The zero point correction unit 93
Analog signal Va when the motor current Im is not flowing
In order to judge d as the zero point during A / D conversion, A
The / D converter 91 is corrected. The start-up unit 94 generates a start-up signal instructing the start-up of the motor 1 and sends it to the drive circuit 7 and the zero point correction unit 93.
【００３３】通常、オペアンプ等を有して成る増幅手段
では、電源電圧Ｖｉに対して、Ｖｉ−α以上、ＧＮＤ＋
β以下の範囲（α、βはオペアンプにより異なる）にあ
る信号成分を増幅することができない。このため、オペ
アンプに対する入力信号は、必ずこのαとβを考慮した
範囲（オペアンプの入力ダイナミックレンジ）に収まっ
ている必要がある。Usually, in the amplifying means including an operational amplifier or the like, with respect to the power supply voltage Vi, Vi-α or more, GND +
It is not possible to amplify a signal component in a range below β (α and β differ depending on the operational amplifier). Therefore, the input signal to the operational amplifier must always be within the range (input dynamic range of the operational amplifier) considering α and β.
【００３４】また、一般に、モータ電流Ｉｍは交流であ
るため、電流変成器８１の出力電圧Ｅｏも交流となる。
従って、増幅手段８４の電源がプラス・マイナス２電源
でない場合には、検出された出力電圧Ｖｏにバイアスを
かけて、交流を直流化する必要がある。このとき、オペ
アンプＡ１の入力ダイナミックレンジを最大限利用する
ためには、バイアス手段８３によるバイアス電圧Ｖ１
を、上記入力範囲のほぼ中心になるように設定すればよ
い（図４［ｂ］参照）。このような設定を行うことによ
り、入力信号波形の欠落（図４［ａ］、［ｃ］参照）を
なくすとともに、Ｓ／Ｎ比を向上することができる。例
えば、オペアンプＡ１の電源電圧が１２Ｖである場合に
は、バイアス電圧Ｖ１を５Ｖに設定すればよい。なお、
バイアス電圧Ｖ１が６Ｖになっていないのは、一般に、
非増幅領域を決定するαとβの関係が、α＞βになるた
めである。Further, since the motor current Im is generally AC, the output voltage Eo of the current transformer 81 is also AC.
Therefore, when the power source of the amplifying means 84 is not the plus / minus two power source, it is necessary to bias the detected output voltage Vo to convert the alternating current into the direct current. At this time, in order to maximize the input dynamic range of the operational amplifier A1, the bias voltage V1 by the bias means 83 is used.
May be set to be substantially in the center of the input range (see FIG. 4 [b]). By making such a setting, it is possible to eliminate the loss of the input signal waveform (see FIGS. 4A and 4C) and improve the S / N ratio. For example, when the power supply voltage of the operational amplifier A1 is 12V, the bias voltage V1 may be set to 5V. In addition,
Generally, the bias voltage V1 is not 6V.
This is because the relationship between α and β that determines the non-amplified region is α> β.
【００３５】また、一般の電流変成器８１では、前出の
図３で示したように、低周波数域及び低電流域で、直線
性や位相ずれなどの特性劣化が生じる。このような特性
劣化を改善するために、本実施形態のモータ電流検出装
置では、負荷抵抗手段８２の抵抗値Ｒ２をできる限り小
さく、増幅手段８４の増幅率Ａをできる限り大きく設定
している。ただし、増幅手段８４の増幅率Ａを大きく設
定し過ぎると、ノイズ成分まで増幅してしまい、Ｓ／Ｎ
比が低下してしまう。従って、直線性や位相ずれなどの
特性劣化を抑えながらも、ノイズ成分の影響を受けにく
いように、抵抗値Ｒ２と増幅率Ａを最適に設定する必要
がある。Further, in the general current transformer 81, as shown in FIG. 3 described above, characteristic deterioration such as linearity and phase shift occurs in the low frequency region and the low current region. In order to improve such characteristic deterioration, in the motor current detection device of this embodiment, the resistance value R2 of the load resistance means 82 is set as small as possible and the amplification factor A of the amplification means 84 is set as large as possible. However, if the amplification factor A of the amplifying means 84 is set too large, the noise component is also amplified and the S / N ratio is increased.
The ratio will decrease. Therefore, it is necessary to optimally set the resistance value R2 and the amplification factor A so as to be less susceptible to the influence of the noise component while suppressing the characteristic deterioration such as linearity and phase shift.
【００３６】一方、制御手段９内部に設けられたＡ／Ｄ
変換部９１の入力範囲は、ＧＮＤ〜Ｖｃｃ（ＶｃｃはＡ
／Ｄ変換部９１の電源電圧）であり、検出電流が交流で
あるため、信号が欠落しないようにＡ／Ｄ変換を行うに
は、交流のゼロ点がＡ／Ｄ変換９１の入力範囲の中心
（Ｖｃｃ−ＧＮＤ）／２となるように設定すればよい。
そこで、本実施形態のオフセット手段８５は、増幅手段
８４で得られた交流出力のゼロ点を、Ａ／Ｄ変換部９１
の入力範囲の中心になるようにする。このとき、オフセ
ット値を容易に設定可能とするためには、オフセット手
段８５を構成する抵抗値Ｒ１１とＲ１２を同値とすれば
よい。以下、その理由について説明する。On the other hand, the A / D provided inside the control means 9
The input range of the conversion unit 91 is GND to Vcc (Vcc is A
(The power supply voltage of the A / D conversion unit 91) and the detected current is an alternating current, the zero point of the alternating current is the center of the input range of the A / D conversion 91 in order to perform the A / D conversion so that the signal is not lost. It may be set to be (Vcc-GND) / 2.
Therefore, the offset means 85 of the present embodiment uses the zero point of the AC output obtained by the amplifying means 84 as the A / D converter 91.
Center the input range of. At this time, in order to easily set the offset value, the resistance values R11 and R12 forming the offset means 85 may be set to the same value. The reason will be described below.
【００３７】検出すべきモータ電流Ｉｍが流れていない
とき、増幅手段８４の出力電圧は、バイアス手段８３の
バイアス電圧Ｖ１と同じになる。従って、オフセット手
段８５でオフセットされたＡ／Ｄ変換部９１への出力電
圧Ｖａｄは、次の（２）式で表される。また、Ｒ１１＝
Ｒ１２、Ｖ１＝Ｖ２と設定すれば、次の（３）式を得る
ことができる。When the motor current Im to be detected does not flow, the output voltage of the amplification means 84 becomes the same as the bias voltage V1 of the bias means 83. Therefore, the output voltage Vad to the A / D conversion section 91 offset by the offset means 85 is expressed by the following equation (2). Also, R11 =
By setting R12 and V1 = V2, the following expression (3) can be obtained.
【数２】 [Equation 2]
【００３８】このように、抵抗値Ｒ１１とＲ１２を同値
とすれば、Ｒ１１、Ｒ１２に影響されることなく、Ｒ１
３とＲ１４によって、出力電圧Ｖａｄのオフセット値を
決めることができる。Thus, if the resistance values R11 and R12 are the same, R1 is not affected by R11 and R12.
The offset value of the output voltage Vad can be determined by 3 and R14.
【００３９】例えば、Ａ／Ｄ変換部９１の電源電圧Ｖｃ
ｃが５Ｖである場合、該Ａ／Ｄ変換部９１の入力ダイナ
ミックレンジを最大限に活用可能な出力電圧Ｖａｄのオ
フセット値は、１／２Ｖｃｃ＝２．５Ｖである。従っ
て、バイアス電圧Ｖ１（ここでは５Ｖ）を決定すれば、
上記（３）式から、Ｒ１４／Ｒ１３＝３．０という関係
を得ることができ、容易に抵抗値Ｒ１３、Ｒ１４を決定
することができる。For example, the power supply voltage Vc of the A / D converter 91
When c is 5V, the offset value of the output voltage Vad that can maximize the input dynamic range of the A / D converter 91 is 1 / 2Vcc = 2.5V. Therefore, if the bias voltage V1 (here, 5 V) is determined,
From the above formula (3), the relationship of R14 / R13 = 3.0 can be obtained, and the resistance values R13 and R14 can be easily determined.
【００４０】続いて、Ａ／Ｄ変換部９１内部におけるゼ
ロ点の設定方法について説明する。Ａ／Ｄ変換部９１で
は、モータ電流Ｉｍが流れていないときのＡ／Ｄ変化値
をゼロ点相当として判断する。このとき、Ａ／Ｄ変換の
分解能が８ビットであれば、Ａ／Ｄ変換後の値は、１６
進数で０ｈ〜ＦＦｈ（２５６段階）となる。前述したよ
うに、Ａ／Ｄ変換部９１の入力ダイナミックレンジを最
大限活用するために、電源電圧Ｖｃｃの１／２をゼロ点
とした場合であれば、Ａ／Ｄ変換部９１内部のＡ／Ｄ変
換値は、７Ｆｈなる値をゼロ点相当として判断する（図
５参照）。Next, a method of setting the zero point inside the A / D converter 91 will be described. The A / D converter 91 determines that the A / D change value when the motor current Im is not flowing corresponds to the zero point. At this time, if the resolution of A / D conversion is 8 bits, the value after A / D conversion is 16
It is 0h to FFh (256 levels) in decimal. As described above, in order to maximize the input dynamic range of the A / D converter 91, if 1/2 of the power supply voltage Vcc is set to the zero point, the A / D converter 91 internal A / D For the D conversion value, a value of 7Fh is determined to correspond to the zero point (see FIG. 5).
【００４１】ここで、検出すべきモータ電流Ｉｍが流れ
ていない場合、電流変成器８１の出力電圧Ｅｏはゼロと
なるため、増幅手段８４からはバイアス電圧Ｖ１そのも
のが出力されることになる。その結果、Ａ／Ｄ変換部９
１には、オフセット手段８５で決まる出力電圧Ｖａｄの
オフセット値がそのまま入力される。Here, when the motor current Im to be detected does not flow, the output voltage Eo of the current transformer 81 becomes zero, so that the amplifying means 84 outputs the bias voltage V1 itself. As a result, the A / D converter 9
The offset value of the output voltage Vad determined by the offset means 85 is directly input to 1.
【００４２】ただし、抵抗値Ｒ１３、Ｒ１４のばらつ
き、オペアンプＡ１、Ａ２自体のオフセット電圧や増幅
率のばらつき、或いは、バイアス側電源電圧Ｖ１やオフ
セット側電源電圧Ｖ２のばらつき等により、出力電圧Ｖ
ａｄのオフセット値が１／２Ｖｃｃと一致しなくなる。
また、部品の温度条件や経年変化等によっても、出力電
圧Ｖａｄのオフセット値が１／２Ｖｃｃと一致しなくな
る。例えば、出力電圧Ｖａｄのオフセット値が１．０５
・１／２Ｖｃｃに変動してしまった場合、モータ電流ゼ
ロ時におけるＡ／Ｄ変換値は８６ｈとなり、当初の７Ｆ
ｈからずれてしまう結果となる。However, due to variations in the resistance values R13 and R14, variations in the offset voltage and amplification factor of the operational amplifiers A1 and A2 themselves, variations in the bias side power source voltage V1 and offset side power source voltage V2, etc., the output voltage V
The offset value of ad does not match 1/2 Vcc.
Also, the offset value of the output voltage Vad does not match 1/2 Vcc due to the temperature condition of the components, the secular change, and the like. For example, the offset value of the output voltage Vad is 1.05
・ If it fluctuates to 1/2 Vcc, the A / D conversion value when the motor current is zero is 86h, which is 7F at the beginning.
The result is that it deviates from h.
【００４３】このようなゼロ点のずれを解決するため
に、本実施形態のモータ電流検出装置では、制御手段９
にゼロ点補正部９３を設けて、モータ電流Ｉｍが流れて
いないときの出力電圧Ｖａｄに応じて得られたＡ／Ｄ変
換値を、新たなゼロ点として判断するように補正を行
う。先の例では、最初は７Ｆｈなる値をゼロ点と判断
し、その後は８６ｈなる値をゼロ点と判断するように補
正する（図６参照）。このような構成とすることによ
り、部品の温度特性や経年変化等の影響を受けることな
く、高精度にモータ電流を検出することが可能となる。In order to solve such a shift of the zero point, in the motor current detection device of this embodiment, the control means 9 is used.
A zero point correction unit 93 is provided to correct the A / D conversion value obtained according to the output voltage Vad when the motor current Im is not flowing as a new zero point. In the above example, the value of 7Fh is initially determined to be the zero point, and then the value of 86h is corrected to be the zero point (see FIG. 6). With such a configuration, it becomes possible to detect the motor current with high accuracy without being affected by the temperature characteristics of the parts, aging, and the like.
【００４４】また、本実施形態のモータ電流検出装置で
は、上記したゼロ点補正を不定期に行うのではなく、モ
ータ１の起動毎に、その直前（モータ電流ゼロ時）のＡ
／Ｄ変換値をもって新たなゼロ点を内部設定する構成で
ある。このような構成とすることにより、装置の最新状
態に応じたゼロ点補正が為されるため、モータ１の高精
度制御が可能となる。なお、ゼロ点補正部９３は、起動
部９４から送出される起動信号によってモータ１の起動
タイミングを検出し、ゼロ点補正を行う。Further, in the motor current detection apparatus of this embodiment, the zero point correction described above is not performed irregularly, but every time the motor 1 is started, A immediately before that (when the motor current is zero) is set.
A new zero point is internally set with the / D conversion value. With such a configuration, the zero point correction is performed according to the latest state of the apparatus, and thus the motor 1 can be controlled with high accuracy. The zero point correction unit 93 detects the start timing of the motor 1 by the start signal sent from the start unit 94, and performs the zero point correction.
【００４５】次に、Ａ／Ｄ変換部９１におけるサンプリ
ングタイミングの最適化について説明する。通常、イン
バータ手段２では、複数のスイッチ素子ＱＵａ、ＱＵ
ｂ、ＱＶａ、ＱＶｂ、ＱＷａ、ＱＷｂのスイッチングパ
ターンによって、ＰＷＭ駆動信号が決定され、モータ１
を駆動するためのモータ電流Ｉｍが形成される。Next, optimization of sampling timing in the A / D converter 91 will be described. Normally, in the inverter means 2, a plurality of switch elements QUAa, QU
The PWM drive signal is determined by the switching patterns of b, QVa, QVb, QWa, QWb, and the motor 1
A motor current Im for driving the motor is formed.
【００４６】そのため、モータ電流Ｉｍには、上記した
ＰＷＭ駆動信号のスイッチング周波数（キャリア周波
数）に起因するリプルが含まれる。該リプルは、モータ
１を構成するコイル巻線Ｕ、Ｖ、ＷのＲ値やＬ値などに
応じて異なるものであり、リプルの山部分と谷部分で
は、流れるモータ電流Ｉｍにも変化が生じる。そのた
め、Ａ／Ｄ変換部９１におけるサンプリングタイミング
をキャリア周波数に非同期とすると、リプルの山部分や
谷部分をバラバラにサンプリングする結果となり、その
分が検出誤差となる。Therefore, the motor current Im includes the ripple caused by the switching frequency (carrier frequency) of the PWM drive signal described above. The ripple varies depending on the R value or the L value of the coil windings U, V, and W that form the motor 1, and the flowing motor current Im also changes at the peak portion and the valley portion of the ripple. . Therefore, if the sampling timing in the A / D converter 91 is made asynchronous with the carrier frequency, the peaks and valleys of the ripples are sampled separately, and that amount becomes the detection error.
【００４７】このようなリプルによる検出誤差を改善す
るため、本実施形態のモータ電流検出装置では、Ａ／Ｄ
変換部９１におけるサンプリングタイミングをキャリア
周波数に同期させるようにしている。このような構成と
することにより、モータ電流Ｉｍを常に同じ状態でＡ／
Ｄ変換することができるので、キャリア周波数によるリ
プルの影響をなくすことができる。In order to improve the detection error due to such ripple, in the motor current detection device of this embodiment, the A / D
The sampling timing in the converter 91 is synchronized with the carrier frequency. With such a configuration, the motor current Im is always A /
Since D conversion can be performed, the influence of ripple due to the carrier frequency can be eliminated.
【００４８】図７（ａ）はＰＷＭ駆動信号の立ち上がり
に同期してＡ／Ｄ変換を行う場合を例示している。この
場合は、ちょうどリプルの谷部分を検出することにな
る。一方、図７（ｂ）はＰＷＭ駆動信号のパルス幅中心
でＡ／Ｄ変換を行う場合を例示している。このようなタ
イミングでＡ／Ｄ変換を行えば、スイッチングノイズの
影響を受けにくくなるため、Ａ／Ｄ変換精度が向上す
る。また、キャリア周期中の平均的な電流値を得ること
ができるので、モータ電流Ｉｍの実効値を正確に検出す
ることができ、モータ１を高精度に制御できるようにな
る。FIG. 7A illustrates the case where A / D conversion is performed in synchronization with the rising edge of the PWM drive signal. In this case, the valley portion of ripple is just detected. On the other hand, FIG. 7B illustrates a case where A / D conversion is performed at the center of the pulse width of the PWM drive signal. If the A / D conversion is performed at such a timing, the effect of switching noise is reduced, and thus the A / D conversion accuracy is improved. Further, since the average current value during the carrier cycle can be obtained, the effective value of the motor current Im can be accurately detected, and the motor 1 can be controlled with high accuracy.
【００４９】続いて、制御手段９における位相ずれの補
正動作について説明する。前出の図３（ａ）、（ｂ）で
も示したように、電流変成器８１の位相ずれ特性は、モ
ータ電流Ｉｍの周波数や電流値に大きく関係しており、
特に、コア８１ｃの材質がケイ素鋼板などの場合は、低
周波数域や低電流域で大きな位相ずれが生じる。そこ
で、本実施形態のモータ電流検出装置は、モータ電流の
周波数と位相ずれの関係を示すデータ、並びに、モータ
電流の電流値と位相ずれの関係を示すデータを、予め制
御手段９内部に格納しておき、モータ電流の周波数や電
流値に応じて、実電流と電流検出信号との位相ずれを補
正する構成としている。このような構成とすることによ
り、回路コストを上昇させることなく、低周波数域や低
電流域における電流変成器８１の特性劣化を改善するこ
とができる。Next, the operation of correcting the phase shift in the control means 9 will be described. As shown in FIGS. 3A and 3B, the phase shift characteristic of the current transformer 81 is largely related to the frequency and the current value of the motor current Im.
In particular, when the material of the core 81c is a silicon steel plate or the like, a large phase shift occurs in the low frequency region and the low current region. Therefore, the motor current detection device according to the present embodiment stores in advance the data indicating the relationship between the frequency of the motor current and the phase shift and the data indicating the relationship between the current value of the motor current and the phase shift in the control means 9. The phase shift between the actual current and the current detection signal is corrected according to the frequency and current value of the motor current. With such a configuration, it is possible to improve the characteristic deterioration of the current transformer 81 in the low frequency region and the low current region without increasing the circuit cost.
【００５０】なお、本実施形態では、便宜上、制御手段
９内部をブロック９１〜９４に分けて説明を行ったが、
各ブロック９１〜９４の動作は全て、制御手段９内部に
おけるソフトウェア処理によって実現することができ
る。In the present embodiment, the inside of the control means 9 is divided into blocks 91 to 94 for the sake of convenience.
All the operations of the blocks 91 to 94 can be realized by software processing inside the control means 9.
【００５１】また、本実施形態では、コイル巻線Ｗに流
れる電流をモータ電流Ｉｍとしてを検出する構成を挙げ
て説明を行ったが、検出すべきモータ電流はこれに限定
されるものではなく、コイル巻線Ｕ、Ｖに流れる各モー
タ電流を検出してもよいし、複数相のモータ電流を組み
合わせて検出してもよい。Further, in the present embodiment, the description has been given by taking the configuration in which the current flowing through the coil winding W is detected as the motor current Im, but the motor current to be detected is not limited to this. Each motor current flowing through the coil windings U and V may be detected, or a plurality of phases of motor current may be combined and detected.
【００５２】なお、各コイル巻線Ｕ、Ｖ、Ｗがスター結
線され、各一端が仮想中点として結線されている場合、
コイル巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに流れる３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、
Ｉｗの間には、Ｉｗ＝Ｉｕ＋Ｉｖなる関係が成立する。
すなわち、２相分のモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出すれ
ば、残り１相のモータ電流Ｉｗは、モータ電流Ｉｕ、Ｉ
ｖから演算によって得ることが可能である。従って、制
御手段９内部に上式の演算を行う演算部を設ければ、３
相のモータ電流を全て得ようとする場合であっても、３
つの電流変成器を設ける必要がなくなり、装置規模の縮
小やコスト低減を図ることが可能となる。もちろん、３
相以上であっても同様であり、Ｎ相分のモータ電流を得
るためには、（Ｎ−１）相分の電流変成器を設ければよ
い。When the coil windings U, V and W are star-connected and each end is connected as a virtual midpoint,
Three-phase currents Iu, Iv flowing in the coil windings U, V, W,
The relationship of Iw = Iu + Iv is established between Iw.
That is, if the motor currents Iu and Iv for two phases are detected, the motor current Iw for the remaining one phase will be the motor currents Iu and Iv.
It is possible to obtain from v by calculation. Therefore, if an arithmetic unit for performing the above equation is provided inside the control means 9,
Even when trying to obtain all the phase motor currents, 3
Since it is not necessary to provide two current transformers, it is possible to reduce the device scale and cost. Of course 3
The same applies to the case of more than one phase, and in order to obtain the motor current for N phases, a current transformer for (N-1) phases may be provided.
【００５３】[0053]
【発明の効果】上記で説明したように、本発明に係るモ
ータ電流検出装置は、１次巻線と２次巻線がコアによっ
て磁気的に結合され、１次巻線に流れる電流に応じた誘
起電圧を２次巻線両端に発生する電流変成器と、２次巻
線両端に接続された負荷抵抗手段と、該負荷抵抗手段の
一端電圧を可変するバイアス手段と、前記負荷抵抗手段
の両端電圧を増幅する増幅手段と、該増幅手段の出力電
圧をレベル調整するオフセット手段と、該オフセット手
段でレベル調整された出力電圧をディジタル信号に変換
するアナログ／ディジタル変換手段と、を有して成り、
モータのコイル巻線に流れるモータ電流を１次巻線に流
すことで、該モータ電流を、所定の電圧レベルを基準と
した交流信号として検出する構成としている。As described above, in the motor current detection device according to the present invention, the primary winding and the secondary winding are magnetically coupled by the core, and the motor current detection apparatus responds to the current flowing through the primary winding. A current transformer for generating an induced voltage across the secondary winding, load resistance means connected across the secondary winding, bias means for varying the voltage at one end of the load resistance means, and both ends of the load resistance means. It has an amplifying means for amplifying the voltage, an offset means for adjusting the level of the output voltage of the amplifying means, and an analog / digital converting means for converting the output voltage level-adjusted by the offset means into a digital signal. ,
The motor current flowing through the coil winding of the motor is caused to flow through the primary winding, so that the motor current is detected as an AC signal based on a predetermined voltage level.
【００５４】このような構成とすることにより、安価な
カレントトランスなどの電流変成器を用いて、従来の課
題であった実電流と電流検出信号との位相ずれや直線性
の問題を解消し、モータ電流を高精度に検出することが
可能となる。従って、本発明に係るモータ電流検出装置
を適用すれば、低コストで高精度なモータ制御が可能と
なることから、価格競争の激しい民生機器（空気調和
機、冷蔵庫、洗濯機等）の省エネ、高効率化、静音化、
低振動化などに大きく貢献することができる。With such a configuration, by using a current transformer such as an inexpensive current transformer, the problems of phase shift and linearity between the actual current and the current detection signal, which have been the conventional problems, are solved. It becomes possible to detect the motor current with high accuracy. Therefore, if the motor current detection device according to the present invention is applied, it becomes possible to control the motor at a low cost and with high precision, and thus energy saving of consumer equipment (air conditioners, refrigerators, washing machines, etc.) with severe price competition, High efficiency, low noise,
It can greatly contribute to low vibration.
【００５５】なお、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記コアの材質をパーマロイとするとよい。この
ような構成とすることにより、回路方式を同一としたま
ま、電流変成器の直線性や位相ずれなどの特性を改善す
ることができるので、容易にモータ電流の検出精度を向
上することができる。In the motor current detection device having the above structure, the core material may be permalloy. With such a configuration, it is possible to improve characteristics such as linearity and phase shift of the current transformer while keeping the circuit system the same, and thus it is possible to easily improve the detection accuracy of the motor current. .
【００５６】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置において、前記バイアス手段は、前記増幅手段の入力
範囲に応じて、前記負荷抵抗手段の一端電圧を可変する
構成にするとよい。このような構成とすることにより、
簡易な回路設計で、電流変成器の出力レベルを増幅手段
の入力範囲に合わせることが可能となるので、増幅手段
の入力ダイナミックレンジを最大限に活用して、モータ
電流の検出精度を向上することができる。In the motor current detecting device having the above structure, it is preferable that the bias means varies the one end voltage of the load resistance means according to the input range of the amplifying means. With this configuration,
With a simple circuit design, it is possible to match the output level of the current transformer with the input range of the amplifying means, so that the input dynamic range of the amplifying means can be fully utilized to improve the detection accuracy of the motor current. You can
【００５７】さらに、上記構成から成るモータ電流検出
装置において、前記オフセット手段は、前記アナログ／
ディジタル変換手段の入力範囲に応じて、前記増幅手段
の出力電圧をレベル調整する構成にするとよい。このよ
うな構成とすることにより、アナログ／ディジタル変換
手段の入力ダイナミックレンジを最大限に活用して、Ｓ
／Ｎ比を向上させることができる。また、アナログ／デ
ィジタル変換手段の入力範囲の変更にも容易に対応が可
能となる。Further, in the motor current detecting device having the above structure, the offset means is the analog / analog
The level of the output voltage of the amplifying means may be adjusted according to the input range of the digital converting means. With such a configuration, the input dynamic range of the analog / digital conversion means is fully utilized, and S
The / N ratio can be improved. Further, it is possible to easily cope with the change of the input range of the analog / digital conversion means.
【００５８】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流が流れていないときに前記アナロ
グ／ディジタル変換手段で得られたディジタル値を、該
アナログ／ディジタル変換手段の新たなゼロ点として判
断するように補正するゼロ点補正手段を有する構成にす
るとよい。このような構成とすることにより、回路部品
の温度特性、経年変化、部品ばらつき等によるゼロ点の
ずれを補正することが可能となるので、モータ電流の検
出精度を向上することができる。Further, in the motor current detecting device having the above structure, the digital value obtained by the analog / digital converting means when the motor current is not flowing is used as a new zero point of the analog / digital converting means. It is advisable to adopt a configuration having a zero point correction means for performing correction so as to make a judgment. With such a configuration, it is possible to correct a zero point shift due to temperature characteristics of circuit components, aging, component variations, and the like, so that the detection accuracy of the motor current can be improved.
【００５９】なお、前記ゼロ点補正手段は、前記モータ
の起動毎に、前記アナログ／ディジタル変換手段のゼロ
点を補正する構成にするとよい。このような構成とする
ことにより、ゼロ点を常に最新状態に補正できるので、
さらにモータ電流の検出精度を向上することができる。The zero point correction means may be configured to correct the zero point of the analog / digital conversion means each time the motor is started. With such a configuration, the zero point can always be corrected to the latest state,
Further, the detection accuracy of the motor current can be improved.
【００６０】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置において、前記アナログ／ディジタル変換手段におけ
るサンプリングタイミングは、前記モータをインバータ
制御するＰＷＭ駆動信号のキャリア周波数に同期させる
とよい。このような構成とすることにより、スイッチン
グによるリプルの影響をなくすことができるので、アナ
ログ／ディジタル変換時の誤差が少なくなり、モータ電
流の検出精度を向上することができる。In the motor current detecting device having the above structure, the sampling timing in the analog / digital conversion means may be synchronized with the carrier frequency of the PWM drive signal for controlling the inverter of the motor. With such a configuration, it is possible to eliminate the influence of ripple due to switching, so that the error at the time of analog / digital conversion is reduced, and the motor current detection accuracy can be improved.
【００６１】なお、前記アナログ／ディジタル変換手段
は、ＰＷＭ駆動信号のパルス幅中心でサンプリングを行
う構成にするとよい。このような構成とすることによ
り、検出電流を平均化された値として検出することがで
きるので、該検出電流を実効電流値として利用できるよ
うになる。従って、モータの挙動をより正確に検出でき
るようになる。It should be noted that the analog / digital conversion means may be configured to perform sampling at the pulse width center of the PWM drive signal. With such a configuration, the detected current can be detected as an averaged value, so that the detected current can be used as the effective current value. Therefore, the behavior of the motor can be detected more accurately.
【００６２】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、前記モータ電流と、前記アナログ／ディジタル変
換手段で検出された交流信号との位相ずれを、前記モー
タ電流の周波数または電流値、或いはその両方に応じて
補正する構成にするとよい。このような構成とすること
により、特に、低周波数域や低電流域での電流変成器の
特性劣化を大幅に改善することができるので、回路コス
トを上げることなく、モータ電流の検出精度を向上する
ことができる。Further, in the motor current detecting device having the above-mentioned configuration, the phase shift between the motor current and the AC signal detected by the analog / digital converting means is determined by the frequency or current value of the motor current, or both of them. It is preferable that the correction is performed according to the above. With such a configuration, it is possible to greatly improve the characteristic deterioration of the current transformer, especially in the low frequency range and the low current range. Therefore, it is possible to improve the detection accuracy of the motor current without increasing the circuit cost. can do.
【００６３】また、上記構成から成るモータ電流検出装
置は、Ｎ相（Ｎ；複数）のモータ電流について、（Ｎ−
１）相分のモータ電流から残りの１相分のモータ電流を
算出可能な演算手段を有する構成にするとよい。このよ
うな構成とすることにより、Ｎ相分の電流変成器を設け
ずに済むため、コスト低減を図ることができる。Further, the motor current detecting device having the above-mentioned configuration is (N-
1) It is advisable to adopt a configuration having an arithmetic means capable of calculating the remaining motor current for one phase from the motor current for one phase. With such a configuration, it is not necessary to provide the N-phase current transformers, so that the cost can be reduced.
【図１】 本発明に係るモータ電流検出装置を搭載した
電気機器の一実施形態を示す概略構成図である。FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing an embodiment of an electric device equipped with a motor current detection device according to the present invention.
【図２】 抵抗値Ｒ２及び巻線比ｎ１／ｎ２と出力電圧
Ｅｏ及び位相ずれとの関係を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a relationship between a resistance value R2, a winding ratio n1 / n2, an output voltage Eo, and a phase shift.
【図３】 検出電流の周波数及び電流値と位相ずれとの
関係を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a relationship between a frequency and a current value of a detected current and a phase shift.
【図４】 バイアス電圧Ｖ１の最適化を説明する図であ
る。FIG. 4 is a diagram for explaining optimization of bias voltage V1.
【図５】 Ａ／Ｄ変換部９１におけるゼロ点の設定方法
を説明する図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a method of setting a zero point in the A / D conversion unit 91.
【図６】 ゼロ点補正部９３によるゼロ点補正を説明す
る図である。FIG. 6 is a diagram illustrating zero point correction by a zero point correction unit 93.
【図７】 Ａ／Ｄ変換部９１におけるサンプリングタイ
ミングの最適化を説明する図である。7 is a diagram for explaining optimization of sampling timing in the A / D converter 91. FIG.
１ モータ
Ｕ、Ｖ、Ｗ コイル巻線（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）
２ インバータ手段
ＱＵａ、ＱＶａ、ＱＷａ スイッチ素子（上アーム）
ＱＵｂ、ＱＶｂ、ＱＷｂ スイッチ素子（下アーム）
ＤＵａ、ＤＶａ、ＤＷａ フリーホイールダイオード
（上アーム）
ＤＵｂ、ＤＶｂ、ＤＷｂ フリーホイールダイオード
（下アーム）
３ 商用交流電源
４ 整流手段
５ 平滑手段
６ リアクトル
７ ドライブ回路
８ モータ電流検出手段
８１ 電流変成器
８１ａ １次巻線
８１ｂ ２次巻線
８１ｃ コア
８２ 負荷抵抗手段
８３ バイアス手段
８４ 増幅手段
８５ オフセット手段
９ 制御手段
９１ アナログ／ディジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）
９２ 駆動波形演算部
９３ ゼロ点補正部
９４ 起動部1 motor U, V, W coil winding (U phase, V phase, W phase) 2 inverter means QUAa, QVa, QWa switch element (upper arm) QUb, QVb, QWb switch element (lower arm) DUa, DVa, DWa Freewheel diode (upper arm) DUb, DVb, DWb Freewheel diode (lower arm) 3 Commercial AC power supply 4 Rectifying means 5 Smoothing means 6 Reactor 7 Drive circuit 8 Motor current detecting means 81 Current transformer 81a Primary winding 81b 2 Next winding 81c Core 82 Load resistance means 83 Bias means 84 Amplification means 85 Offset means 9 Control means 91 Analog / digital conversion section (A / D conversion section) 92 Drive waveform calculation section 93 Zero point correction section 94 Starting section
Claims (11)
に結合され、１次巻線に流れる電流に応じた誘起電圧を
２次巻線両端に発生する電流変成器と、２次巻線両端に
接続された負荷抵抗手段と、該負荷抵抗手段の一端電圧
を可変するバイアス手段と、前記負荷抵抗手段の両端電
圧を増幅する増幅手段と、該増幅手段の出力電圧をレベ
ル調整するオフセット手段と、該オフセット手段でレベ
ル調整された出力電圧をディジタル信号に変換するアナ
ログ／ディジタル変換手段と、を有して成り、モータの
コイル巻線に流れるモータ電流を１次巻線に流すこと
で、該モータ電流を、所定の電圧レベルを基準とした交
流信号として検出することを特徴とするモータ電流検出
装置。1. A current transformer that magnetically couples a primary winding and a secondary winding with a core to generate an induced voltage at both ends of the secondary winding according to a current flowing through the primary winding, and 2. Load resistance means connected to both ends of the next winding, bias means for varying one end voltage of the load resistance means, amplification means for amplifying the voltage across the load resistance means, and level adjustment of the output voltage of the amplification means. And an analog / digital conversion means for converting the output voltage whose level has been adjusted by the offset means into a digital signal. The motor current flowing through the coil winding of the motor is supplied to the primary winding. Thus, the motor current detection device detects the motor current as an AC signal with a predetermined voltage level as a reference.
特徴とする請求項１に記載のモータ電流検出装置。2. The motor current detecting device according to claim 1, wherein the core material is permalloy.
範囲に応じて、前記負荷抵抗手段の一端電圧を可変する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモー
タ電流検出装置。3. The motor current detection device according to claim 1, wherein the bias means varies one end voltage of the load resistance means according to an input range of the amplification means.
ィジタル変換手段の入力範囲に応じて、前記増幅手段の
出力電圧をレベル調整することを特徴とする請求項１〜
請求項３のいずれかに記載のモータ電流検出装置。4. The offset means adjusts the level of the output voltage of the amplifying means in accordance with the input range of the analog / digital converting means.
The motor current detection device according to claim 3.
アナログ／ディジタル変換手段で得られたディジタル値
を、該アナログ／ディジタル変換手段の新たなゼロ点と
して判断するように補正するゼロ点補正手段を有するこ
とを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載の
モータ電流検出装置。5. A zero point correction means for correcting the digital value obtained by the analog / digital conversion means when the motor current is not flowing so as to be judged as a new zero point of the analog / digital conversion means. The motor current detection device according to any one of claims 1 to 4, further comprising:
毎に、前記アナログ／ディジタル変換手段のゼロ点を補
正することを特徴とする請求項５に記載のモータ電流検
出装置。6. The motor current detection device according to claim 5, wherein the zero point correction means corrects the zero point of the analog / digital conversion means every time the motor is started.
るサンプリングタイミングは、前記モータをインバータ
制御するＰＷＭ［Pulse Width Modulation］駆動信号の
キャリア周波数に同期していることを特徴とする請求項
１〜請求項６のいずれかに記載のモータ電流検出装置。7. The sampling timing in the analog / digital conversion means is synchronized with a carrier frequency of a PWM [Pulse Width Modulation] drive signal for controlling the motor by an inverter. The motor current detection device according to any one of 1.
記ＰＷＭ駆動信号のパルス幅中心でサンプリングを行う
ことを特徴とする請求項７に記載のモータ電流検出装
置。8. The motor current detection device according to claim 7, wherein the analog / digital conversion means performs sampling at a pulse width center of the PWM drive signal.
タル変換手段で検出された交流信号との位相ずれを、前
記モータ電流の周波数に応じて補正することを特徴とす
る請求項１〜請求項８のいずれかに記載のモータ電流検
出装置。9. A phase shift between the motor current and the AC signal detected by the analog / digital conversion means is corrected according to the frequency of the motor current. The motor current detection device according to any one of 1.
ジタル変換手段で検出された交流信号との位相ずれを、
前記モータ電流の電流値に応じて補正することを特徴と
する請求項１〜請求項９のいずれかに記載のモータ電流
検出装置。10. A phase shift between the motor current and the AC signal detected by the analog / digital conversion means,
The motor current detection device according to claim 1, wherein the motor current is corrected according to a current value of the motor current.
て、（Ｎ−１）相分のモータ電流から残りの１相分のモ
ータ電流を算出可能な演算手段を有することを特徴とす
る請求項１〜請求項１０のいずれかに記載のモータ電流
検出装置。11. An N-phase (N; plural) motor current is provided with a calculating means capable of calculating the remaining one-phase motor current from the (N-1) -phase motor current. The motor current detection device according to any one of claims 1 to 10.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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-
2001
- 2001-09-28 JP JP2001299216A patent/JP2003107112A/en active Pending
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