JP2003060404A - マイクロ波ストリップ線路フィルタおよびこれを用いた高周波送信機 - Google Patents
マイクロ波ストリップ線路フィルタおよびこれを用いた高周波送信機Info
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- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/203—Strip line filters
- H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
- H01P1/20354—Non-comb or non-interdigital filters
- H01P1/20363—Linear resonators
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 帯域外減衰量が大きくかつ帯域内偏差が少な
いローパスフィルタを構成するマイクロ波ストリップ線
路フィルタを提供する。 【解決手段】 長方形状のマイクロストリップラインエ
レメントと、このマイクロストリップラインエレメント
の一方側長辺の一端側に接続されている入力側マイクロ
ストリップラインと、マイクロストリップラインエレメ
ントの他方側長辺の他端側に接続されている出力側マイ
クロストリップラインとからなる複合型エレメント４０
ａ〜４０ｄを基板上に複数組平行に配置し、縦続接続し
てローパスフィルタを形成する。
いローパスフィルタを構成するマイクロ波ストリップ線
路フィルタを提供する。 【解決手段】 長方形状のマイクロストリップラインエ
レメントと、このマイクロストリップラインエレメント
の一方側長辺の一端側に接続されている入力側マイクロ
ストリップラインと、マイクロストリップラインエレメ
ントの他方側長辺の他端側に接続されている出力側マイ
クロストリップラインとからなる複合型エレメント４０
ａ〜４０ｄを基板上に複数組平行に配置し、縦続接続し
てローパスフィルタを形成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はマイクロ波ストリ
ップ線路フィルタおよびこれを用いた高周波送信機に関
し、特に、不要輻射を除去するためのローパスフィルタ
を構成するマイクロ波ストリップ線路フィルタおよびこ
れを用いた高周波送信機に関する。
ップ線路フィルタおよびこれを用いた高周波送信機に関
し、特に、不要輻射を除去するためのローパスフィルタ
を構成するマイクロ波ストリップ線路フィルタおよびこ
れを用いた高周波送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、高周波を用いた無線通信市場は放
送衛星、通信衛星など多くのシステムで飛躍的な発展を
遂げている。それと同時にインターネットの発達により
双方向通信の需要が日を追って高まっている。
送衛星、通信衛星など多くのシステムで飛躍的な発展を
遂げている。それと同時にインターネットの発達により
双方向通信の需要が日を追って高まっている。
【０００３】図１１は衛星通信を介して双方向通信する
システムの概念図である。図１１において、ＩＤＵ（Ｉ
Ｎ ＤＯＯＲ ＵＮＩＴ）１はテレビ受像機に内蔵され
るか、あるいはパーソナルコンピュータ内のボードに収
納されており、通信衛星２を介して放送局との間で双方
向に通信するための信号処理する。ＩＤＵ１には送信用
同軸ケーブル３を介して高周波送信機４が接続されると
ともに、受信用同軸ケーブル５を介してＬＮＢ（ＬＯＷ
ＮＯＩＳＥ ＢＬＯＣＫＤＯＷＮ ＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）６が接続されている。
システムの概念図である。図１１において、ＩＤＵ（Ｉ
Ｎ ＤＯＯＲ ＵＮＩＴ）１はテレビ受像機に内蔵され
るか、あるいはパーソナルコンピュータ内のボードに収
納されており、通信衛星２を介して放送局との間で双方
向に通信するための信号処理する。ＩＤＵ１には送信用
同軸ケーブル３を介して高周波送信機４が接続されると
ともに、受信用同軸ケーブル５を介してＬＮＢ（ＬＯＷ
ＮＯＩＳＥ ＢＬＯＣＫＤＯＷＮ ＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）６が接続されている。
【０００４】高周波送信機４とＬＮＢ６は直交偏波分離
器７を介してフィードホーン８に結合されており、高周
波送信機４からの送信信号はフィードホーン８からマイ
クロ波として放射され、パラボラアンテナ９で反射され
て通信衛星２に向けて送信され、通信衛星２からのマイ
クロ波はパラボラアンテナ９で反射されフィードホーン
８を介してＬＮＢ６で受信される。
器７を介してフィードホーン８に結合されており、高周
波送信機４からの送信信号はフィードホーン８からマイ
クロ波として放射され、パラボラアンテナ９で反射され
て通信衛星２に向けて送信され、通信衛星２からのマイ
クロ波はパラボラアンテナ９で反射されフィードホーン
８を介してＬＮＢ６で受信される。
【０００５】図１２は図１１に示したシステムに用いら
れる高周波送信機のブロック図である。図１２におい
て、高周波送信機４には図１１に示したＩＤＵ１から周
波数９５０〜１４５０ＭＨｚの中間周波信号が直流電圧
に重畳されて与えられる。この中間周波信号はハイパス
フィルタ（ＨＰＦ）４０１を介してＩＦアンプ４０２に
与えられて利得が確保された後、アッテネータ４０３で
適正なレベルに調整され、さらにＩＦアンプ４０４で増
幅され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０５を介して
ミキサ回路４０６に入力される。
れる高周波送信機のブロック図である。図１２におい
て、高周波送信機４には図１１に示したＩＤＵ１から周
波数９５０〜１４５０ＭＨｚの中間周波信号が直流電圧
に重畳されて与えられる。この中間周波信号はハイパス
フィルタ（ＨＰＦ）４０１を介してＩＦアンプ４０２に
与えられて利得が確保された後、アッテネータ４０３で
適正なレベルに調整され、さらにＩＦアンプ４０４で増
幅され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０５を介して
ミキサ回路４０６に入力される。
【０００６】局部発振回路４０７は１３．０５ＧＨｚの
局部発振信号を発生し、バッファアンプ４０８を介して
ミキサ回路４０６に与える。ミキサ回路４０６は１３．
０５ＧＨｚの局部発振信号と、９５０〜１４５０ＭＨｚ
の中間周波信号とをミキシングして、中間周波信号を１
４．０〜１４．５ＧＨｚの高周波信号に周波数変換す
る。ミキサ回路４０６から出力される高周波信号は半波
長バンドパスフィルタ４０９に入力され、ミキサ回路４
０６で発生する不要輻射成分（スプリアス成分）が減衰
された後、２つの高周波増幅回路４１０，４１１で増幅
されて大きなゲインが得られる。
局部発振信号を発生し、バッファアンプ４０８を介して
ミキサ回路４０６に与える。ミキサ回路４０６は１３．
０５ＧＨｚの局部発振信号と、９５０〜１４５０ＭＨｚ
の中間周波信号とをミキシングして、中間周波信号を１
４．０〜１４．５ＧＨｚの高周波信号に周波数変換す
る。ミキサ回路４０６から出力される高周波信号は半波
長バンドパスフィルタ４０９に入力され、ミキサ回路４
０６で発生する不要輻射成分（スプリアス成分）が減衰
された後、２つの高周波増幅回路４１０，４１１で増幅
されて大きなゲインが得られる。
【０００７】高周波増幅回路４１１の出力はバンドパス
フィルタ４１２によって増幅されたスプリアス成分が減
衰され、ドライバーアンプ４１３に与えられてさらに利
得が稼がれる。ドライバーアンプ４１３の出力は受信帯
域ノイズフィルタ４１４に与えられ、受信周波数帯域の
ノイズレベルが雑音レベル程度まで抑えられる。そし
て、パワーアンプ４１５によって高周波信号が衛星ヘ送
信するために必要な高い電力の信号となる。パワーアン
プ４１５から出力される高周波信号は、パワーアンプ４
１５のゲインによって熱雑音レベルから上昇している受
信周波数帯域のノイズレベルを再び減衰させる受信帯域
ノイズフィルタ４１６を介して高周波送信機４から図１
１に示したフィードホーン８からマイクロ波として放射
され、パラボラアンテナ９で反射されて通信衛星２に向
けて送信される。
フィルタ４１２によって増幅されたスプリアス成分が減
衰され、ドライバーアンプ４１３に与えられてさらに利
得が稼がれる。ドライバーアンプ４１３の出力は受信帯
域ノイズフィルタ４１４に与えられ、受信周波数帯域の
ノイズレベルが雑音レベル程度まで抑えられる。そし
て、パワーアンプ４１５によって高周波信号が衛星ヘ送
信するために必要な高い電力の信号となる。パワーアン
プ４１５から出力される高周波信号は、パワーアンプ４
１５のゲインによって熱雑音レベルから上昇している受
信周波数帯域のノイズレベルを再び減衰させる受信帯域
ノイズフィルタ４１６を介して高周波送信機４から図１
１に示したフィードホーン８からマイクロ波として放射
され、パラボラアンテナ９で反射されて通信衛星２に向
けて送信される。
【０００８】なお、中間周波信号の重畳された直流電圧
はインダクタＬを介して電源回路４２１に与えられる、
インダクタＬは中間周波信号が電源回路４２１に入力さ
れるのを阻止する。電源回路４２１は与えられた直流電
圧を所定の電圧に変換し、電源供給順序回路４２２に与
え、電源供給順序回路４２２は直流電圧をＩＦアンプ４
０２，４０４、ミキサ回路４０６、局部発振回路４０
７、バッファアンプ４０８、高周波増幅回路４１０，４
１１、ドライバーアンプ４１３、およびパワーアンプ４
１５に供給する。
はインダクタＬを介して電源回路４２１に与えられる、
インダクタＬは中間周波信号が電源回路４２１に入力さ
れるのを阻止する。電源回路４２１は与えられた直流電
圧を所定の電圧に変換し、電源供給順序回路４２２に与
え、電源供給順序回路４２２は直流電圧をＩＦアンプ４
０２，４０４、ミキサ回路４０６、局部発振回路４０
７、バッファアンプ４０８、高周波増幅回路４１０，４
１１、ドライバーアンプ４１３、およびパワーアンプ４
１５に供給する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】図１２に示した高周波
送信機４において、入力の中間周波信号が−５ｄＢｍ〜
−２５ｄＢｍの範囲内でレベル変動しても出力レベルが
変動しないようにＩＦアンプ４０２，４０４の利得およ
びアッテネータ４０３の減衰量が設定される。ＩＦアン
プ４０２，４０４は−５ｄＢｍ程度の高いレベルの信号
が入力されても所定のレベルで出力するために、飽和領
域で使用して信号成分を歪ませている。しかしながら、
信号成分を歪ませると、高調波成分が発生するためスプ
リアス成分が多くなる。
送信機４において、入力の中間周波信号が−５ｄＢｍ〜
−２５ｄＢｍの範囲内でレベル変動しても出力レベルが
変動しないようにＩＦアンプ４０２，４０４の利得およ
びアッテネータ４０３の減衰量が設定される。ＩＦアン
プ４０２，４０４は−５ｄＢｍ程度の高いレベルの信号
が入力されても所定のレベルで出力するために、飽和領
域で使用して信号成分を歪ませている。しかしながら、
信号成分を歪ませると、高調波成分が発生するためスプ
リアス成分が多くなる。
【００１０】また、ミキサ回路４０６で発生するスプリ
アスの中で、入力周波数信号９５０ＭＨｚ〜１４５０Ｍ
Ｈｚの２倍波と、局部発振周波数１３．０５ＧＨｚの混
合により発生する１４．９５ＧＨｚ〜１５．９５ＧＨｚ
のスプリアスは高周波送信機４の出力周波数帯域１４Ｇ
Ｈｚ〜１４．５ＧＨｚのわずか４５０ＭＨｚ離れたとこ
ろから発生することになる。このようなスプリアスを抑
制するために、図１２に示す半波長バンドパスフィルタ
４０９として図１３に示すマイクロストリップフィルタ
が用いられている。
アスの中で、入力周波数信号９５０ＭＨｚ〜１４５０Ｍ
Ｈｚの２倍波と、局部発振周波数１３．０５ＧＨｚの混
合により発生する１４．９５ＧＨｚ〜１５．９５ＧＨｚ
のスプリアスは高周波送信機４の出力周波数帯域１４Ｇ
Ｈｚ〜１４．５ＧＨｚのわずか４５０ＭＨｚ離れたとこ
ろから発生することになる。このようなスプリアスを抑
制するために、図１２に示す半波長バンドパスフィルタ
４０９として図１３に示すマイクロストリップフィルタ
が用いられている。
【００１１】この図１３に示すマイクロストリップフィ
ルタは、複数（たとえば８枚）の長方形のエレメントを
それぞれ長手方向に１／２の長さずつ平行に対向させか
つ平行にずらせて配置したものである。このバンドパス
フィルタ４０９は、出力周波数帯域１４ＧＨｚ〜１４．
５ＧＨｚを通過帯域とし、１１．６〜１２．１ＧＨｚの
イメージ周波数信号と、１４．５０ＧＨｚ以上の信号を
減衰させることを狙っているが、１４．９５ＧＨｚは１
４．５０ＧＨｚに近接しており、あまり減衰は期待でき
ない。
ルタは、複数（たとえば８枚）の長方形のエレメントを
それぞれ長手方向に１／２の長さずつ平行に対向させか
つ平行にずらせて配置したものである。このバンドパス
フィルタ４０９は、出力周波数帯域１４ＧＨｚ〜１４．
５ＧＨｚを通過帯域とし、１１．６〜１２．１ＧＨｚの
イメージ周波数信号と、１４．５０ＧＨｚ以上の信号を
減衰させることを狙っているが、１４．９５ＧＨｚは１
４．５０ＧＨｚに近接しており、あまり減衰は期待でき
ない。
【００１２】図１４は半波長バンドパスフィルタ４０９
と高周波増幅器４１０，４１１とを含む遮断特性を示す
図であり、この図１３から明らかなように、遮断特性と
して１１．９ｄＢ程度の減衰量しか得ることができず、
図１３に示したエレメントを配置した半波長バンドパス
フィルタ４０９では２０ｄＢ以上の減衰量をコンスタン
トに得ることは極めて困難であり、２０ｄＢ以上の減衰
量が得られたとしても遮断特性を急峻にすることが出来
ないという問題点があった。
と高周波増幅器４１０，４１１とを含む遮断特性を示す
図であり、この図１３から明らかなように、遮断特性と
して１１．９ｄＢ程度の減衰量しか得ることができず、
図１３に示したエレメントを配置した半波長バンドパス
フィルタ４０９では２０ｄＢ以上の減衰量をコンスタン
トに得ることは極めて困難であり、２０ｄＢ以上の減衰
量が得られたとしても遮断特性を急峻にすることが出来
ないという問題点があった。
【００１３】それゆえに、この発明の主たる目的は、帯
域外減衰量が大きくかつ帯域内偏差が少ないローパスフ
ィルタを構成するマイクロ波ストリップ線路フィルタお
よびこれを用いた高周波送信機を提供することである。
域外減衰量が大きくかつ帯域内偏差が少ないローパスフ
ィルタを構成するマイクロ波ストリップ線路フィルタお
よびこれを用いた高周波送信機を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明は、基板上に形
成されたマイクロ波ストリップ線路フィルタであって、
長方形状のマイクロストリップラインエレメントと、入
力側マイクロストリップラインと、出力側マイクロスト
リップラインとからなる複合型エレメントを基板上に複
数組平行に配置し、接続してローパスフィルタを形成し
たことを特徴とする。
成されたマイクロ波ストリップ線路フィルタであって、
長方形状のマイクロストリップラインエレメントと、入
力側マイクロストリップラインと、出力側マイクロスト
リップラインとからなる複合型エレメントを基板上に複
数組平行に配置し、接続してローパスフィルタを形成し
たことを特徴とする。
【００１５】また、入力側マイクロストリップラインは
長方形状のマイクロストリップラインエレメントの一方
側長辺の一端側に接続されており、出力側マイクロスト
リップラインは長方形状のマイクロストリップラインエ
レメントの他方側長辺の他端側に接続されていることを
特徴とする。
長方形状のマイクロストリップラインエレメントの一方
側長辺の一端側に接続されており、出力側マイクロスト
リップラインは長方形状のマイクロストリップラインエ
レメントの他方側長辺の他端側に接続されていることを
特徴とする。
【００１６】また、複数のマイクロストリップラインエ
レメントは、隣接するマイクロストリップラインエレメ
ントの入力側マイクロストリップラインと、出力側マイ
クロストリップラインとが反転して形成されていること
を特徴とする。
レメントは、隣接するマイクロストリップラインエレメ
ントの入力側マイクロストリップラインと、出力側マイ
クロストリップラインとが反転して形成されていること
を特徴とする。
【００１７】また、複数のマイクロストリップラインエ
レメントは、長辺側の長さが異なることを特徴とする。
レメントは、長辺側の長さが異なることを特徴とする。
【００１８】さらに、複数のマイクロストリップライン
エレメントは、入出力インピーダンス特性と帯域内通過
特性と帯域外減衰特性が所望の特性となるように、両端
のマイクロストリップラインエレメントに比べて内側の
マイクロストリップラインエレメントの長辺側の長さが
短く形成されることを特徴とする。
エレメントは、入出力インピーダンス特性と帯域内通過
特性と帯域外減衰特性が所望の特性となるように、両端
のマイクロストリップラインエレメントに比べて内側の
マイクロストリップラインエレメントの長辺側の長さが
短く形成されることを特徴とする。
【００１９】さらに、複数のマイクロストリップライン
エレメントは、配列方向の中心線に対して左右対称に配
置され、中心線上にしきいを有し、複数のマイクロ波ス
トリップラインエレメントを覆う金属カバーを備えたこ
とを特徴とする。
エレメントは、配列方向の中心線に対して左右対称に配
置され、中心線上にしきいを有し、複数のマイクロ波ス
トリップラインエレメントを覆う金属カバーを備えたこ
とを特徴とする。
【００２０】さらに、複数のマイクロストリップライン
エレメントのそれぞれを接続する入力側マイクロストリ
ップラインと出力側マイクロストリップラインの幅が、
入出力インピーダンス特性と帯域内通過特性と帯域外減
衰特性が所望の特性となるように選ばれる事を特徴とす
る。
エレメントのそれぞれを接続する入力側マイクロストリ
ップラインと出力側マイクロストリップラインの幅が、
入出力インピーダンス特性と帯域内通過特性と帯域外減
衰特性が所望の特性となるように選ばれる事を特徴とす
る。
【００２１】さらに、基板上のローパスフィルタに直列
接続される半波長バンドパスフィルタを形成したことを
特徴とする。
接続される半波長バンドパスフィルタを形成したことを
特徴とする。
【００２２】また、半波長バンドパスフィルタは、長方
形状の複数のマイクロストリップラインエレメントを平
行に所定間隔を隔てて一定角度傾斜させかつそれぞれの
長さ方向が隣接するマイクロストリップラインエレメン
トの半分の長さに対向して配置されることを特徴とす
る。
形状の複数のマイクロストリップラインエレメントを平
行に所定間隔を隔てて一定角度傾斜させかつそれぞれの
長さ方向が隣接するマイクロストリップラインエレメン
トの半分の長さに対向して配置されることを特徴とす
る。
【００２３】他の発明は、中間周波信号を高周波信号に
変換して送信する高周波送信機において、中間周波信号
と局部発振信号とを混合する混合回路と、混合回路の出
力に接続されるフイルタ回路と、フィルタ回路の出力に
接続される高周波増幅回路とを備え、フィルタ回路は、
長方形状の複数のマイクロストリップラインエレメント
を平行に所定間隔を隔てて一定角度傾斜させかつそれぞ
れの長さ方向が隣接するマイクロストリップラインエレ
メントの半分の長さに対向して配置した半波長バンドパ
スフィルタと、長方形状の複数のマイクロストリップラ
インエレメントと、入力側マイクロストリップライン
と、出力側マイクロストリップラインとからなる複合型
エレメントを複数組平行に配置し、縦続接続したローパ
スフィルタとを基板上に形成したことを特徴とする。
変換して送信する高周波送信機において、中間周波信号
と局部発振信号とを混合する混合回路と、混合回路の出
力に接続されるフイルタ回路と、フィルタ回路の出力に
接続される高周波増幅回路とを備え、フィルタ回路は、
長方形状の複数のマイクロストリップラインエレメント
を平行に所定間隔を隔てて一定角度傾斜させかつそれぞ
れの長さ方向が隣接するマイクロストリップラインエレ
メントの半分の長さに対向して配置した半波長バンドパ
スフィルタと、長方形状の複数のマイクロストリップラ
インエレメントと、入力側マイクロストリップライン
と、出力側マイクロストリップラインとからなる複合型
エレメントを複数組平行に配置し、縦続接続したローパ
スフィルタとを基板上に形成したことを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態のマ
イクロ波ストリップ線路フィルタが適用された高周波送
信機のブロック図である。図１において、高周波送信機
４は前述の図１２に示した従来例と同様にして、周波数
９５０〜１４５０ＭＨｚの中間周波信号が直流電圧に重
畳されて与えられる。この中間周波信号はハイパスフィ
ルタ（ＨＰＦ）４０１を介してＩＦアンプ４０２に与え
られて利得が確保された後、アッテネータ４０３で適正
なレベルに調整され、さらにＩＦアンプ４０４で増幅さ
れ、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０５を介してミキ
サ回路４０６に入力される。
イクロ波ストリップ線路フィルタが適用された高周波送
信機のブロック図である。図１において、高周波送信機
４は前述の図１２に示した従来例と同様にして、周波数
９５０〜１４５０ＭＨｚの中間周波信号が直流電圧に重
畳されて与えられる。この中間周波信号はハイパスフィ
ルタ（ＨＰＦ）４０１を介してＩＦアンプ４０２に与え
られて利得が確保された後、アッテネータ４０３で適正
なレベルに調整され、さらにＩＦアンプ４０４で増幅さ
れ、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０５を介してミキ
サ回路４０６に入力される。
【００２５】局部発振回路４０７は１３．０５ＧＨｚの
局部発振信号を発生し、バッファアンプ４０８を介して
ミキサ回路４０６に与える。ミキサ回路４０６は１３．
０５ＧＨｚの局部発振信号と、９５０〜１４５０ＭＨｚ
の中間周波信号とをミキシングして、中間周波信号を１
４．０〜１４．５ＧＨｚの高周波信号に周波数変換す
る。ミキサ回路４０６から出力される高周波信号は半波
長バンドパスフィルタ４０９とこの発明の特徴となるロ
ーパスフィルタ４１７に入力され、ミキサ回路４０６で
発生する不要輻射成分（スプリアス成分）が減衰され
る。この実施形態では半波長バンドパスフィルタ４０９
とローパスフィルタ４１７とを組み合わせて１４．９５
ＧＨｚ以上の周波数の減衰量が４０ｄＢ以上コンスタン
トに得られるようにされている。このようにしてスプリ
アス成分が減衰された高周波信号は２つの高周波増幅回
路４１０，４１１で増幅されて大きなゲインが得られ
る。
局部発振信号を発生し、バッファアンプ４０８を介して
ミキサ回路４０６に与える。ミキサ回路４０６は１３．
０５ＧＨｚの局部発振信号と、９５０〜１４５０ＭＨｚ
の中間周波信号とをミキシングして、中間周波信号を１
４．０〜１４．５ＧＨｚの高周波信号に周波数変換す
る。ミキサ回路４０６から出力される高周波信号は半波
長バンドパスフィルタ４０９とこの発明の特徴となるロ
ーパスフィルタ４１７に入力され、ミキサ回路４０６で
発生する不要輻射成分（スプリアス成分）が減衰され
る。この実施形態では半波長バンドパスフィルタ４０９
とローパスフィルタ４１７とを組み合わせて１４．９５
ＧＨｚ以上の周波数の減衰量が４０ｄＢ以上コンスタン
トに得られるようにされている。このようにしてスプリ
アス成分が減衰された高周波信号は２つの高周波増幅回
路４１０，４１１で増幅されて大きなゲインが得られ
る。
【００２６】高周波増幅回路４１１の出力はバンドパス
フィルタ４１２に与えられ、増幅されたスプリアス成分
が減衰され、ドライバーアンプ４１３に与えられてさら
に利得が稼がれる。ドライバーアンプ４１３の出力は受
信帯域ノイズフィルタ４１４に与えられ、受信周波数帯
域のノイズレベルが雑音レベル程度まで抑えられる。そ
して、パワーアンプ４１５によって高周波信号が衛星ヘ
送信するために必要な高い電力の信号となる。パワーア
ンプ４１５から出力される高周波信号は、パワーアンプ
４１５のゲインによって熱雑音レベルから上昇している
受信周波数帯域のノイズレベルを再び減衰させる受信帯
域ノイズフィルタ４１６を介して高周波送信機４に与え
られる。そして、高周波信号は図１１に示したフィード
ホーン８からマイクロ波として放射され、パラボラアン
テナ９で反射されて通信衛星２に向けて送信される。
フィルタ４１２に与えられ、増幅されたスプリアス成分
が減衰され、ドライバーアンプ４１３に与えられてさら
に利得が稼がれる。ドライバーアンプ４１３の出力は受
信帯域ノイズフィルタ４１４に与えられ、受信周波数帯
域のノイズレベルが雑音レベル程度まで抑えられる。そ
して、パワーアンプ４１５によって高周波信号が衛星ヘ
送信するために必要な高い電力の信号となる。パワーア
ンプ４１５から出力される高周波信号は、パワーアンプ
４１５のゲインによって熱雑音レベルから上昇している
受信周波数帯域のノイズレベルを再び減衰させる受信帯
域ノイズフィルタ４１６を介して高周波送信機４に与え
られる。そして、高周波信号は図１１に示したフィード
ホーン８からマイクロ波として放射され、パラボラアン
テナ９で反射されて通信衛星２に向けて送信される。
【００２７】図２は図１に示したローパスフィルタ４１
７を構成するこの発明の一実施形態のマイクロ波ストリ
ップ線路フィルタのエレメントの形状を示す図である。
７を構成するこの発明の一実施形態のマイクロ波ストリ
ップ線路フィルタのエレメントの形状を示す図である。
【００２８】図２において、マイクロストリップ線路フ
ィルタは、回路基板材料として両面基板（誘電率２．６
５，銅箔厚み２０μｍ，厚み０．６１ｍｍ）を採用し、
ラインエレメント４０として長方形型に構成したもので
ある。このラインエレメント４０の裏面には全面銅箔の
アース電極が形成されている。ラインエレメント４０の
一方側長辺の一端側には入力側マイクロストリップライ
ン４１が形成されており、他方側長辺の他端側には出力
側マイクロストリップライン４２が形成されて複合型エ
レメントが構成されている。
ィルタは、回路基板材料として両面基板（誘電率２．６
５，銅箔厚み２０μｍ，厚み０．６１ｍｍ）を採用し、
ラインエレメント４０として長方形型に構成したもので
ある。このラインエレメント４０の裏面には全面銅箔の
アース電極が形成されている。ラインエレメント４０の
一方側長辺の一端側には入力側マイクロストリップライ
ン４１が形成されており、他方側長辺の他端側には出力
側マイクロストリップライン４２が形成されて複合型エ
レメントが構成されている。
【００２９】図３はこの発明の一実施形態のローパスフ
ィルタの形状を示す図である。図３において、図１に示
したローパスフィルタ４１７は、図２に示したラインエ
レメント４０ａ〜４０ｄの入力側マイクロストリップラ
イン４１と、出力側マイクロストリップライン４２とを
それぞれ反転させて少なくとも４組縦続接続したもので
ある。より好ましくは、ラインエレメント４０ａ〜４０
ｄの配列方向の中心線に対して各ラインエレメントが左
右対称に配置される。
ィルタの形状を示す図である。図３において、図１に示
したローパスフィルタ４１７は、図２に示したラインエ
レメント４０ａ〜４０ｄの入力側マイクロストリップラ
イン４１と、出力側マイクロストリップライン４２とを
それぞれ反転させて少なくとも４組縦続接続したもので
ある。より好ましくは、ラインエレメント４０ａ〜４０
ｄの配列方向の中心線に対して各ラインエレメントが左
右対称に配置される。
【００３０】なお、図３に示したローパスフィルタはＬ
ＣＲの分布定数回路で表すことができる。
ＣＲの分布定数回路で表すことができる。
【００３１】図４はこの発明の他の実施形態のローパス
フィルタの形状を示す図である。この実施形態は、入出
力インピーダンス特性と、帯域内通過特性と、帯域外減
衰特性が所望の特性となるように、両端のラインエレメ
ント４０ａ，４０ｄに比べて中央よりのラインエレメン
ト４０ｂ，４０ｃの長辺側の長さが短くなるように形成
したものである。また、ラインエレメント４０ｂと４０
ｃとを接続するマイクロストリップラインも入出力イン
ピーダンス特性と、帯域内通過特性と、帯域外減衰特性
が所望の特性となるように、その幅が選ばれる。
フィルタの形状を示す図である。この実施形態は、入出
力インピーダンス特性と、帯域内通過特性と、帯域外減
衰特性が所望の特性となるように、両端のラインエレメ
ント４０ａ，４０ｄに比べて中央よりのラインエレメン
ト４０ｂ，４０ｃの長辺側の長さが短くなるように形成
したものである。また、ラインエレメント４０ｂと４０
ｃとを接続するマイクロストリップラインも入出力イン
ピーダンス特性と、帯域内通過特性と、帯域外減衰特性
が所望の特性となるように、その幅が選ばれる。
【００３２】図５はこの発明のローパスフイルタと半波
長バンドパスフィルタとを示す図である。この実施形態
は、基板上に図２に示したローパスフィルタ４０９と、
これに直列接続される半波長バンドパスフィルタ４１７
を形成したものである。半波長バンドパスフィルタ４１
７は、長方形状の複数のマイクロストリップラインエレ
メントを平行に所定間隔を隔てて一定角度傾斜させかつ
それぞれの長さ方向が隣接するマイクロストリップライ
ンエレメントの半分の長さに対向して配置される。
長バンドパスフィルタとを示す図である。この実施形態
は、基板上に図２に示したローパスフィルタ４０９と、
これに直列接続される半波長バンドパスフィルタ４１７
を形成したものである。半波長バンドパスフィルタ４１
７は、長方形状の複数のマイクロストリップラインエレ
メントを平行に所定間隔を隔てて一定角度傾斜させかつ
それぞれの長さ方向が隣接するマイクロストリップライ
ンエレメントの半分の長さに対向して配置される。
【００３３】図６はこの発明のローパスフィルタを金属
ケースに収容した状態を示す要部断面図であリ、図６
（ａ）は図６（ｂ）の線Ａ−Ａに沿う断面図であり、図
６（ｂ）は図６（ｃ）の線Ｂ−Ｂに沿う断面図であり、
図６（ｃ）は金属ケースを示す平面図である。図６にお
いて、シャーシ５２上にマイクロストリップ線路フィル
タのためのパターン６１が形成された基板６０が配置さ
れ、フレーム５０の基板６０が形成されたパターン６１
上には補強とシールドを兼ねたリブ５１が形成されてい
る。
ケースに収容した状態を示す要部断面図であリ、図６
（ａ）は図６（ｂ）の線Ａ−Ａに沿う断面図であり、図
６（ｂ）は図６（ｃ）の線Ｂ−Ｂに沿う断面図であり、
図６（ｃ）は金属ケースを示す平面図である。図６にお
いて、シャーシ５２上にマイクロストリップ線路フィル
タのためのパターン６１が形成された基板６０が配置さ
れ、フレーム５０の基板６０が形成されたパターン６１
上には補強とシールドを兼ねたリブ５１が形成されてい
る。
【００３４】このようにマイクロストリップ線路フィル
タのパターン６１上をフレーム５０で覆いかつパターン
間をリブ５１で遮蔽することにより、スプリアス成分が
外部に漏れるのを少なくできる。
タのパターン６１上をフレーム５０で覆いかつパターン
間をリブ５１で遮蔽することにより、スプリアス成分が
外部に漏れるのを少なくできる。
【００３５】図７は図５に示した半波長バンドパスフィ
ルタとローパスフィルタを直列接続した場合の信号通過
特性のシミュレーション結果を示す。図７において、送
信周波数１４〜１４．５ＧＨｚを通過帯域としてこの帯
域内損失を最小とし、帯域外１４．９５ＧＨｚ以上の帯
域での減衰域が最大になるように最適化されており、送
信周波数の損失は４ｄＢ以下であり、帯域外１４．９５
ＧＨｚ以上の減衰量は５２ｄＢ以上得ている。図８は従
来例の半波長バンドパスフィルタのシミュレーション結
果を示しており、図７に示したシミュレーション結果の
方が受信周波数の減衰量が１９．１ｄＢから３２．９ｄ
Ｂ向上しているのが分かる。しかも、図８に比べて図７
の方が遮断特性が急峻になっており、その分だけでもス
プリアス成分を抑圧できる性能を向上できる。
ルタとローパスフィルタを直列接続した場合の信号通過
特性のシミュレーション結果を示す。図７において、送
信周波数１４〜１４．５ＧＨｚを通過帯域としてこの帯
域内損失を最小とし、帯域外１４．９５ＧＨｚ以上の帯
域での減衰域が最大になるように最適化されており、送
信周波数の損失は４ｄＢ以下であり、帯域外１４．９５
ＧＨｚ以上の減衰量は５２ｄＢ以上得ている。図８は従
来例の半波長バンドパスフィルタのシミュレーション結
果を示しており、図７に示したシミュレーション結果の
方が受信周波数の減衰量が１９．１ｄＢから３２．９ｄ
Ｂ向上しているのが分かる。しかも、図８に比べて図７
の方が遮断特性が急峻になっており、その分だけでもス
プリアス成分を抑圧できる性能を向上できる。
【００３６】図９はこの発明のローパスフィルタの遮断
特性を示す図であり、図１０は図５の半波長バンドパス
フィルタとローパスフィルタと高周波増幅器４１０，４
１１とを含む遮断特性を示す図である。
特性を示す図であり、図１０は図５の半波長バンドパス
フィルタとローパスフィルタと高周波増幅器４１０，４
１１とを含む遮断特性を示す図である。
【００３７】ローパスフィルタ４１７は図９に示す遮断
特性を有しており、バンドパスフィルタ４０９と、ロー
パスフィルタ４１７と、２段の高周波増幅器４１０，４
１１とを含む総合特性は、図１０に示すように１４．９
５ＧＨｚでの減衰量が帯域内レベルを基準として４７．
３ｄＢを得ており、図１４に示した従来例のバンドパス
フィルタ４０９に比べて１１．９ｄＢから４７．３ｄＢ
に３５．４ｄＢ向上している。したがって、この実施形
態によれば、図１３に示した従来例の半波長バンドパス
フィルタ４０９のみを用いる場合に比べて帯域外減衰量
が大きくかつ帯域内偏差が少なくできるので、スプリア
ス除去特性の向上を図ることができる。
特性を有しており、バンドパスフィルタ４０９と、ロー
パスフィルタ４１７と、２段の高周波増幅器４１０，４
１１とを含む総合特性は、図１０に示すように１４．９
５ＧＨｚでの減衰量が帯域内レベルを基準として４７．
３ｄＢを得ており、図１４に示した従来例のバンドパス
フィルタ４０９に比べて１１．９ｄＢから４７．３ｄＢ
に３５．４ｄＢ向上している。したがって、この実施形
態によれば、図１３に示した従来例の半波長バンドパス
フィルタ４０９のみを用いる場合に比べて帯域外減衰量
が大きくかつ帯域内偏差が少なくできるので、スプリア
ス除去特性の向上を図ることができる。
【００３８】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
【００３９】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、長方
形状のマイクロストリップラインエレメントと、入力側
マイクロストリップラインと、出力側マイクロストリッ
プラインとからなる複合型エレメントを基板上に複数組
平行に配置し、縦続接続して構成したので、帯域外減衰
量が大きくかつ帯域内偏差が少ないローパスフィルタを
実現でき、スプリアス除去特性の向上を図ることができ
る。具体的には、帯域内偏差特性を損なうことなく高域
側帯域外減衰特性として４０ｄＢ以上がコンスタントに
得られ、１４．９５ＧＨｚ以上のスプリアス除去特性の
向上を図ることができる。
形状のマイクロストリップラインエレメントと、入力側
マイクロストリップラインと、出力側マイクロストリッ
プラインとからなる複合型エレメントを基板上に複数組
平行に配置し、縦続接続して構成したので、帯域外減衰
量が大きくかつ帯域内偏差が少ないローパスフィルタを
実現でき、スプリアス除去特性の向上を図ることができ
る。具体的には、帯域内偏差特性を損なうことなく高域
側帯域外減衰特性として４０ｄＢ以上がコンスタントに
得られ、１４．９５ＧＨｚ以上のスプリアス除去特性の
向上を図ることができる。
【００４０】また、この発明のローパスフィルタは、複
合エレメントを反転して配置するようにしたので、複合
エレメントを単に縦続接続した場合に比べて、最小限の
スペースで実現できる。
合エレメントを反転して配置するようにしたので、複合
エレメントを単に縦続接続した場合に比べて、最小限の
スペースで実現できる。
【図１】 この発明の一実施形態のマイクロ波ストリッ
プ線路フィルタが適用された高周波送信機のブロック図
である。
プ線路フィルタが適用された高周波送信機のブロック図
である。
【図２】 この発明の一実施形態のマイクロ波ストリッ
プ線路フィルタのエレメントの形状を示す図である。
プ線路フィルタのエレメントの形状を示す図である。
【図３】 この発明の一実施形態のローパスフィルタの
形状を示す図である。
形状を示す図である。
【図４】 この発明の他の実施形態のローパスフィルタ
の形状を示す図である。
の形状を示す図である。
【図５】 この発明のローパスフイルタと半波長バンド
パスフィルタの形状を示す図である。
パスフィルタの形状を示す図である。
【図６】 この発明のローパスフィルタを金属ケースに
収容した状態を示す要部断面図である。
収容した状態を示す要部断面図である。
【図７】 図５に示した半波長バンドパスフィルタとロ
ーパスフィルタを直列接続した場合の信号通過特性のシ
ミュレーション結果を示す。
ーパスフィルタを直列接続した場合の信号通過特性のシ
ミュレーション結果を示す。
【図８】 従来例の半波長バンドパスフィルタのシミュ
レーション結果を示す図である。
レーション結果を示す図である。
【図９】 この発明のローパスフィルタの遮断特性を示
す図である。
す図である。
【図１０】 図５に示した半波長バンドパスフィルタと
ローパスフィルタを直列接続した場合の遮断特性を示す
図である。
ローパスフィルタを直列接続した場合の遮断特性を示す
図である。
【図１１】 衛星通信を介して双方向通信するシステム
の概念図である。
の概念図である。
【図１２】 図１１に示したシステムに用いられる高周
波送信機のブロック図である。
波送信機のブロック図である。
【図１３】 図１２に示した高周波送信機に用いられる
半波長バンドパスフィルタの形状を示す図である。
半波長バンドパスフィルタの形状を示す図である。
【図１４】 従来の半波長バンドパスフィルタとローパ
スフィルタを直列接続した場合のフィルタと高周波増幅
器とを含む遮断特性を示す図である。
スフィルタを直列接続した場合のフィルタと高周波増幅
器とを含む遮断特性を示す図である。
４ 高周波送信機、４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４
０ｄ ラインエレメント、４１ 入力側マイクロストリ
ップライン、４２ 出力側マイクロストリップライン、
４０１ ハイパスフィルタ、４０２，４０４ ＩＦアン
プ、４０５，４０９，４１２，４１４ バンドパスフィ
ルタ、４０６ ミキサ回路、４０７ 局部発振回路、４
１０，４１１ 高周波アンプ、４１３ ドライバアン
プ、４１５ハイパワーアンプ、４１６ 受信帯域ノイズ
フィルタ、４２１ 電源回路、４２２ 電源供給順序回
路。
０ｄ ラインエレメント、４１ 入力側マイクロストリ
ップライン、４２ 出力側マイクロストリップライン、
４０１ ハイパスフィルタ、４０２，４０４ ＩＦアン
プ、４０５，４０９，４１２，４１４ バンドパスフィ
ルタ、４０６ ミキサ回路、４０７ 局部発振回路、４
１０，４１１ 高周波アンプ、４１３ ドライバアン
プ、４１５ハイパワーアンプ、４１６ 受信帯域ノイズ
フィルタ、４２１ 電源回路、４２２ 電源供給順序回
路。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 岡見 光敏
大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ
ャープ株式会社内
Ｆターム(参考） 5J006 HB03 HB15 JA01 JA03 JA07
LA01 LA23 NA08 PB01
5K060 BB07 CC04 CC11 CC12 DD04
HH11 JJ03 JJ19
Claims (10)
- 【請求項１】 基板上に形成されたマイクロ波ストリッ
プ線路フィルタであって、 長方形状のマイクロストリップラインエレメントと、入
力側マイクロストリップラインと、出力側マイクロスト
リップラインとからなる複合型エレメントを前記基板上
に複数組平行に配置し、接続してローパスフィルタを形
成したことを特徴とする、マイクロ波ストリップ線路フ
ィルタ。 - 【請求項２】 前記入力側マイクロストリップラインは
前記長方形状のマイクロストリップラインエレメントの
一方側長辺の一端側に接続されており、前記出力側マイ
クロストリップラインは前記長方形状のマイクロストリ
ップラインエレメントの他方側長辺の他端側に接続され
ていることを特徴とする、請求項１に記載のマイクロ波
ストリップ線路フィルタ。 - 【請求項３】 前記複数のマイクロストリップラインエ
レメントは、隣接するマイクロストリップラインエレメ
ントの入力側マイクロストリップラインと、出力側マイ
クロストリップラインとが反転して形成されていること
を特徴とする、請求項１に記載のマイクロ波ストリップ
線路フィルタ。 - 【請求項４】 前記複数のマイクロストリップラインエ
レメントは、長辺側の長さが異なることを特徴とする、
請求項１に記載のマイクロ波ストリップ線路フィルタ。 - 【請求項５】 前記複数のマイクロストリップラインエ
レメントは、入出力インピーダンス特性と帯域内通過特
性と帯域外減衰特性が所望の特性となるように、両端の
マイクロストリップラインエレメントに比べて内側のマ
イクロストリップラインエレメントの長辺側の長さが短
く形成されることを特徴とする、請求項４に記載のマイ
クロ波ストリップ線路フィルタ。 - 【請求項６】 前記複数のマイクロストリップラインエ
レメントは、配列方向の中心線に対して左右対称に配置
され、 前記中心線上にしきいを有し、前記複数のマイクロ波ス
トリップラインエレメントを覆う金属カバーを備えたこ
とを特徴とする、請求項１ないし５のいずれかに記載の
マイクロ波ストリップ線路フィルタ。 - 【請求項７】 前記複数のマイクロストリップラインエ
レメントのそれぞれを接続する入力側マイクロストリッ
プラインと出力側マイクロストリップラインの幅が、入
出力インピーダンス特性と帯域内通過特性と帯域外減衰
特性が所望の特性となるように選ばれることを特徴とす
る、請求項１ないし６のいずれかに記載のマイクロ波ス
トリップ線路フィルタ。 - 【請求項８】 さらに、前記基板上のローパスフィルタ
に直列接続される半波長バンドパスフィルタを形成した
ことを特徴とする、請求項１に記載のマイクロ波ストリ
ップ線路フィルタ。 - 【請求項９】 前記半波長バンドパスフィルタは、長方
形状の複数のマイクロストリップラインエレメントを平
行に所定間隔を隔てて一定角度傾斜させかつそれぞれの
長さ方向が隣接するマイクロストリップラインエレメン
トの半分の長さに対向して配置されることを特徴とす
る、請求項７に記載のマイクロ波ストリップ線路フィル
タ。 - 【請求項１０】 中間周波信号を高周波信号に変換して
送信する高周波送信機において、 前記中間周波信号と局部発振信号とを混合する混合回路
と、 前記混合回路の出力に接続されるフイルタ回路と、 前記フィルタ回路の出力に接続される高周波増幅回路と
を備え、 前記フィルタ回路は、 長方形状の複数のマイクロストリップラインエレメント
を平行に所定間隔を隔てて一定角度傾斜させかつそれぞ
れの長さ方向が隣接するマイクロストリップラインエレ
メントの半分の長さに対向して配置した半波長バンドパ
スフィルタと、 長方形状の複数のマイクロストリップラインエレメント
と、入力側マイクロストリップラインと、出力側マイク
ロストリップラインとからなる複合型エレメントを複数
組平行に配置し、縦続接続したローパスフィルタとを基
板上に形成したことを特徴とする、高周波送信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001248967A JP3825998B2 (ja) | 2001-08-20 | 2001-08-20 | マイクロ波ストリップ線路フィルタおよびこれを用いた高周波送信機 |
| CN02128683.3A CN1217443C (zh) | 2001-08-20 | 2002-08-12 | 微带线滤波器及使用该微带线滤波器的高频发送器 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=19078046
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| CN (1) | CN1217443C (ja) |
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| CN106848515B (zh) * | 2017-01-20 | 2020-04-17 | 广东通宇通讯股份有限公司 | 集成化滤波器***、天线*** |
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|---|---|---|---|---|
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| DE69320521T2 (de) * | 1992-04-16 | 1999-02-25 | Murata Manufacturing Co | Tiefpass-Hochfrequenzfilter |
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| JP2000252716A (ja) * | 1999-03-03 | 2000-09-14 | Sony Corp | 分布定数フィルタおよびその製造方法、ならびに分布定数フィルタ回路基板 |
| JP2000278027A (ja) | 1999-03-25 | 2000-10-06 | Sony Corp | 小型誘電体タグ用アンテナ |
| AU2424201A (en) * | 1999-11-04 | 2001-05-14 | Paratek Microwave, Inc. | Microstrip tunable filters tuned by dielectric varactors |
| KR100441993B1 (ko) * | 2001-11-02 | 2004-07-30 | 한국전자통신연구원 | 고주파 저역 통과 필터 |
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2001
- 2001-08-20 JP JP2001248967A patent/JP3825998B2/ja not_active Expired - Fee Related
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2002
- 2002-08-12 CN CN02128683.3A patent/CN1217443C/zh not_active Expired - Fee Related
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