JP2003009527A - スナバ回路およびこれを用いた電力変換器 - Google Patents
スナバ回路およびこれを用いた電力変換器Info
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Abstract
ギングを抑制し同時に、電力損失を抑制する。 【解決手段】コンデンサC3とダイオードD3とよりな
る第1直列回路20と、コイルL2とダイオードD4と
よりなる第2直列回路30とを有し、第1直列回路は、
コンデンサC3が転流ダイオードD2におけるチョーク
コイル接続側に接続されている状態で、転流ダイオード
D2に並列に接続され、第2直列回路は、第1直列回路
におけるコンデンサC3とダイオードD3との接続部と
チョークコイルにおける転流ダイオード非接続側との間
に接続されている。
Description
これを用いたスイッチング電源などの電力変換器に関す
る。
グ電源では、コンバータトランスを用いた絶縁型のも
の、コンバータトランスを用いない非絶縁型のものがあ
る。
トランスの一次コイルやチョークコイルにおける漏れイ
ンダクタンスにより、スイッチ素子のターンオフ時にス
イッチ素子に急激な電圧変化(電圧リンギング現象)がか
かる。
を主に抑制するために設けられる。
一次コイルの漏れインダクタンスが大きいスイッチング
電源の場合、スイッチ素子のターンオフ時における電圧
リンギングは特に大きい。そのため、スナバ回路には、
その電圧リンギングをより効率的に抑制できることが望
ましい。
うした漏れインダクタンスが大きなものに対する電圧リ
ンギングの抑制効果を高めようとすると、電力損失が著
しく大きくなるという課題がある。
ーンオフ時における電圧リンギングを、エネルギ損失を
十分に小さく抑制しつつ、効率的に抑制可能とすること
を共通の解決すべき課題としている。
は、電力変換制御のための作動を行うスイッチ素子と、
スイッチ素子の作動に伴う電力変換に関わるエネルギを
蓄積ないし放出する磁性体と、前記磁性体の蓄積エネル
ギにより導通する転流ダイオードとを少なくとも有する
電力変換器に備えられるスナバ回路であって、少なくと
もコンデンサとダイオードとよりなる第1直列回路と、
少なくともコイルとダイオードとよりなる第2直列回路
とを少なくとも有し、前記第1直列回路は、そのコンデ
ンサが前記転流ダイオードにおける磁性体接続側に接続
されている状態で、前記転流ダイオードに並列に接続さ
れており、前記第2直列回路は、前記第1直列回路にお
けるコンデンサとダイオードとの接続部と前記磁性体に
おける転流ダイオード非接続側との間に接続されている
ことを特徴とする。
みならずインバータやその他の電力変換器が含まれる。
スタ、MOS型のトランジスタなどのスイッチトランジ
スタのみならず、その他のスイッチ素子が含まれる。
チョークコイル、その他の磁性部品など、スイッチ素子
の作動によりエネルギを蓄積ないし放出する働きを有す
る磁性体のすべてが含まれる。
イッチング電源においてそのトランス二次側の整流ダイ
オード、フォワード方式スイッチング電源においてトラ
ンス二次側の転流ダイオードそのもの、など要するに、
磁性体の蓄積エネルギにより導通するダイオードを含
む。
ダイオードは、直接的であると間接的であるとを問わ
ず、直列に接続されている態様のすべてを含む。
に並列に接続されている態様には、直接的であると間接
的であるとを問わず、転流ダイオードに並列に接続され
ている態様のすべてを含む。
イオードにおける磁性体接続側に接続されている態様に
は、転流ダイオードのアノード側またはカソード側のい
ずれかに対して、直接的であると間接的であるとを問わ
ず、接続されている態様のすべてを含む。
イオードとの接続部には、当該コンデンサとダイオード
とが、直接的であると間接的であるとを問わず、接続さ
れている態様のすべてを含む。
オードは、直接的であると間接的であるとを問わず、直
列に接続されている態様のすべてを含む。
流ダイオード非接続側に接続されている態様は、その磁
性体の転流ダイオード非接続側に直接的であると間接的
であるとを問わず、接続されている態様のすべてを含
む。
路のコンデンサにエネルギが満状態に蓄積されている状
態で、スイッチ素子がターンオフすると、そのコンデン
サの蓄積エネルギが、磁性体を通して放出されるから、
スイッチ素子の電流は、急激には小さくならず、徐々に
小さくなる。
おける電圧リンギングは抑制される。
用いたスイッチング電源や、タップインダクタを用いた
スイッチング電源などで、電力変換に用いるコイルにお
ける漏れインダクタンスが大きくても、構成素子が、コ
ンデンサ、ダイオード、コイルで構成されているから、
電圧リンギングの効果を高めても、そのことによる電力
損失は無い。
チ素子のターンオフ時における電圧リンギングを、電力
損失を大幅に抑制しつつ、効率的に抑制できる。
のための作動を行うスイッチ素子と、前記スイッチ素子
の作動に伴う電力変換に関わるエネルギを蓄積ないし放
出する磁性体と、前記磁性体の蓄積エネルギにより導通
する転流ダイオードと、少なくとも前記スイッチ素子の
ターンオフ時の電圧変化を抑制するためのスナバ回路と
を含み、前記スナバ回路は、コンデンサとダイオードと
の第1直列回路と、コイルとダイオードとの第2直列回
路とを有し、前記第1直列回路は、そのコンデンサが前
記転流ダイオードにおける磁性体接続側に接続されてい
る状態で、前記転流ダイオードに並列に接続されてお
り、前記第2直列回路は、前記第1直列回路におけるコ
ンデンサとダイオードとの接続部と前記磁性体における
転流ダイオード非接続側との間に接続されていることを
特徴とする。
スナバ回路を用いるから、スイッチ素子のターンオフ時
における電圧リンギングの抑制とその抑制に伴う電力損
失を十分に小さくできるものとなる。
れる実施形態を参照して説明する。図1ないし図10
は、本実施の形態に係るスナバ回路を備えた電力変換器
としてその一例であるフォワード方式のスイッチング電
源に係り、図1は、スイッチング電源の要部回路図、図
2は、動作波形図、図3ないし図9は、各部における電
流の挙動の説明に供するスイッチング電源の要部回路
図、図10は、図2の要部拡大波形図である。
デンサ、T1は、コンバータトランス、SW1は、トラ
ンジスタで構成されコンバータトランスT1の一次コイ
ルに直列接続され電力変換制御のためオンオフ作動する
スイッチ素子である。なお、コンバータトランスT1
は、一次コイル、二次コイルを有するとともに、特にそ
の一次コイルにおけるリーケージインダクタンスがLで
示されている。
イオードD1のカソードに直列に接続されたチョークコ
イルである。チョークコイルL1は、スイッチ素子SW
1のターンオン時にエネルギを蓄積しターンオフ時にエ
ネルギを放出することにより、平滑作用をする磁性体と
して機能する。
平滑コンデンサである。転流ダイオードD2は、チョー
クコイルL1に蓄積されているエネルギを放出させるダ
イオードとして機能する。
式のスイッチング電源の動作は、周知であるから、その
詳しい説明を省略する。
C3とダイオードD3との第1直列回路20と、コイル
L2とダイオードD4との第2直列回路30とを有す
る。
に並列接続されている。第1直列回路20において、コ
ンデンサC3は、転流ダイオードD2におけるチョーク
コイル接続側(磁性体接続側)aに接続されている。この
場合、チョークコイル接続側aは、転流ダイオードD2
のカソード側となる。
おけるコンデンサC3とダイオードD3との接続部bと
チョークコイルL1における転流ダイオード非接続側c
との間に接続されている。
ンオフ作動に伴う電圧、電流の波形において、スイッチ
素子SW1の電圧Vsw1は、図2(a)で示すように変
化する。スイッチ素子SW1の電流Isw1は、図2
(b)で示すように変化する。そして、整流ダイオードD
1の電流ID1は、図2(c)で示すように変化する。転
流ダイオードD2の電流ID2は、図2(d)で示すよう
に変化する。
子SW1がターンオフするときの電圧リンギングの抑制
に関して、モード1からモード7にわけて説明する。
れている。
る電圧(コレクタ電圧)Vsw1、図10(b)は、スイッ
チ素子SW1に流れる電流Isw1、図10(c)は、転
流ダイオードD2に流れる電流ID2、図10(d)は、
コンデンサC3に流れる電流IC3、図10(e)は、コ
ンデンサC3にかかる電圧Vc3、図10(f)は、コイ
ルL2に流れる電流IL2を示す。
0で示すように、モード1の開始でスイッチ素子SW1
はターンオンする。スイッチ素子SW1は導通するから
その電圧Vsw1は、ほぼゼロ、その電流Isw1は、
ほぼ一定の所定値である。
である。
の開始当初から途中までのコンデンサC3の蓄積エネル
ギが少ない期間は負側に増大し、蓄積エネルギが増大す
る途中では減少に転じ、モード1の終了でコンデンサC
3のエネルギ蓄積量が満状態になると流れ込みが停止す
る。
の終了まで正に増加し、コイルL2の電流IL2は、増
加し途中で減少に転じる。
ンスT1の二次コイル、整流ダイオードD1、チョーク
コイルL1の第1経路と、その二次コイル、コンデンサ
C3、コイルL2、ダイオードD4の第2経路とを、介
して、電流が流れる。
示すように、スイッチ素子SW1の電圧Vsw1、電流
Isw1、転流ダイオードD2の電流ID2に変化は無
い。コンデンサC3は、すでにエネルギが蓄積されて満
充電状態であるため電流IC3は流れ込まず、そ電圧V
c3は、ほぼ一定となる。コイルL2は、コンデンサC
3から電流遮断されても、その蓄積エネルギにより電流
源となって電流IL2を流すが、そのエネルギ減少によ
り電流IL2は若干減少していく。
ンスT1の二次コイル、整流ダイオードD1、チョーク
コイルL1の第1経路と、ダイオードD3、コイルL
2、ダイオードD4の第2経路とを、介して、電流が流
れる。
で示すように、スイッチ素子SW1がターンオフする。
このターンオフによりスイッチ素子SW1の電圧Vsw
1は上昇し始め、その電流Isw1は減少し始める。
も電流が継続して流れ、また、モード3の期間中、転流
ダイオードD2は非導通でそれには電流ID2は流れな
い。
オフに伴いコンバータトランスT1の二次コイルの電圧
が低下してくる。その結果、コンデンサC3に蓄積され
ている電圧の方が高くなって、該コンデンサC3からチ
ョークコイルL1に電流IC3が流れ込む。この電流I
C3はモード3の終了まで徐々に増大する。
イッチ素子SW1の電流Isw1は、モード3の開始か
ら終了にかけてスムーズに徐々に減少していく結果、ス
イッチ素子SW1のされる勾配で増大する。
W1の電圧Vsw1のリンギングは抑制される。
ンスT1の二次コイル、整流ダイオードD1、チョーク
コイルL1の第1経路と、ダイオードD3、コンデンサ
C3、チョークコイルL1の第2経路と、ダイオードD
3、コイルL2、ダイオードD4の第3経路とを、介し
て、電流が流れる。
で図6、図10で示すように、スイッチ素子SW1はタ
ーンオフ途中にあるが、整流ダイオードD1を通しては
チョークコイルL1には電流が流れなくなる。
サC3からの電流IC3が流れるが、モード4の期間
中、電流IC3はほぼ一定である。したがって、このモ
ード4の期間中も、転流ダイオードD2にも電流ID2
は流れていない。
3、コンデンサC3、チョークコイルL1の第1経路
と、ダイオードD3、コイルL2、ダイオードD4の第
2経路とを、介して、電流が流れる。
示すように、コンデンサC3からの電流が減少し始め、
これに伴い、チョークコイルL1が電流源となって、転
流ダイオードD2が導通し、これに電流ID2が流れ始
める。
D2、チョークコイルL1の第1経路と、ダイオードD
3、コンデンサC3、チョークコイルL1の第2経路
と、ダイオードD3、コイルL2、ダイオードD4の第
3経路とを、介して、電流が流れる。
示すように、コンデンサC3から電流IC3が流れなく
なる。転流ダイオードD2に流れる電流ID2もほぼ一
定になる。
D2、チョークコイルL1の第1経路と、ダイオードD
3、コイルL2、ダイオードD4の第2経路とを、介し
て、電流が流れる。
示すように、スイッチ素子SW1の電圧Vsw1も安定
する。
オードD2、チョークコイルL1の経路で電流が流れ
る。
実施の形態の場合、スイッチ素子SW1のターンオフ時
にモード3で、スイッチ素子SW1の電流Isw1が徐
々に減少するから、コンバータトランスT1の一次コイ
ルの漏れインダクタンスLが大きくても、スイッチ素子
SW1のターンオフ時における電圧リンギングは抑制さ
れる。
3、ダイオードD3、D4およびコイルL2からなるの
で、スナバー回路10においてのエネルギー損失をほと
んどなくすことができる。
次側に設けられているから、定格電圧および形状寸法が
小さい部品を採用することができる。
のではなく、種々な応用や変形が考えられる。 (1)図11ないし図20を参照して、本発明の他の実施
形態に係るフライバック方式のスイッチング電源を説明
する。図11は、スイッチング電源の要部回路図、図1
2は、動作波形図、図13ないし図19は、各部におけ
る電流の挙動の説明に供するスイッチング電源の要部回
路図、図20は、図12の要部拡大波形図である。
を備える。スナバ回路10は、既述した実施形態と同様
に、コンデンサC3とダイオードD3との第1直列回路
20と、コイルL2とダイオードD4との第2直列回路
30とを有する。
に並列接続されている。第1直列回路20において、コ
ンデンサC3は、転流ダイオードD2におけるコンバー
タトランスT1の二次コイル接続側(磁性体接続側)aに
接続されている。
おけるコンデンサC3とダイオードD3との接続部bと
磁性体としての二次コイルにおける転流ダイオード非接
続側cとの間に接続されている。
電圧Vsw1は、図12(a)で示すように、また、その
電流Isw1は、図12(b)で示すように、それぞれ変
化する。そして、転流ダイオードD2の電流ID2は、
図12(c)で示すように変化する。
らモード7を示す。
0(a)ないし(f)に対応している。 (モード1)モード1の開始で図13、図20で示すよう
に、スイッチ素子SW1はターンオンする。スイッチ素
子SW1の電圧Vsw1は、ほぼゼロ、電流Isw1
は、ほぼ一定の所定値である。転流ダイオードD2の電
流ID2は、ゼロである。
の電流IC3は、負に増大し途中で減少に転じ、コンデ
ンサC3のエネルギ蓄積量が満状態になるモード1の終
了で流れ込みが停止する。平滑コンデンサC2には、転
流ダイオードD2がオフしているために、電流が流れな
い。 (モード2)モード2では、図14、図20で示すよう
に、コンデンサC3は、すでにエネルギが蓄積されて満
充電状態であるため電流IC3は流れ込まない。コイル
L2に蓄積されているエネルギで該コイルL2が電流源
となってそこから電流IL2が流れる。したがって、平
滑コンデンサC2には、コイルL2、ダイオードD4、
ダイオードD3の経路で電流が流れる。 (モード3)モード3で図15、図20で示すように、ス
イッチ素子SW1がターンオフし、スイッチ素子SW1
の電圧Vsw1は上昇し始め、その電流Isw1は減少
し始める。
電流IC3により、スイッチ素子SW1の電流Isw1
は、モード3の開始から終了にかけてスムーズに徐々に
減少していく結果、スイッチ素子SW1の電圧Vsw1
はモード3の開始から終了にかけて電圧リンギングが抑
制される勾配で増大する。
ンバータトランスT1の二次コイル、コンデンサC3、
ダイオードD3の経路と、コイルL2、ダイオードD
4、ダイオードD3の経路で電流が流れる。
で示すように、平滑コンデンサC2に、二次コイル、コ
ンデンサC3、ダイオードD3の経路と、コイルL2、
ダイオードD4、ダイオードD3の経路とで電流が流れ
る。
示すように、転流ダイオードD2に電流ID2が流れ始
める一方、コンデンサC3の電流IC3は減少し始め
る。
流ダイオードD2の経路と、二次コイル、コンデンサC
3、ダイオードD3の経路と、コイルL2、ダイオード
D4、ダイオードD3の経路とで電流が流れる。
で示すように、コンデンサC3から電流IC3が流れな
くなり、平滑コンデンサC2には、二次コイル、転流ダ
イオードD2の経路と、コイルL2、ダイオードD4、
ダイオードD3の経路とで電流が流れる。
で示すように、平滑コンデンサC2に対しては、転流ダ
イオードD2、二次コイルの経路で電流が流れる。
態と同様にして、スイッチ素子SW1のターンオフ時に
おける電圧リンギングは抑制される。
3、ダイオードD3、D4およびコイルL2からなるの
で、スナバー回路10においてのエネルギー損失をほと
んどなくすことができる。
次側に設けられているから、定格電圧および形状寸法が
小さい部品を採用することができる。 (2)図21ないし図30を参照して、本発明のさらに他
の実施形態に係るタップインダクタ方式のスイッチング
電源を説明する。図21は、スイッチング電源の要部回
路図、図22は、動作波形図、図23ないし図29は、
各部における電流の挙動の説明に供するスイッチング電
源の要部回路図、図30は、要部拡大波形図である。
デンサC1、スイッチ素子SW1、タップインダクタL
3、二次側平滑コンデンサC2、転流ダイオードD2、
およびスナバ回路10を備える。
であるから、その詳細は省略する。
を備える。スナバ回路10は、既述した実施形態と同様
に、コンデンサC3とダイオードD3との第1直列回路
20と、コイルL2とダイオードD4との第2直列回路
30とを有する。
に並列接続されている。第1直列回路20において、コ
ンデンサC3は、転流ダイオードD2におけるタップイ
ンダクタ接続側(磁性体接続側)aに接続されている。こ
の場合、二次コイル接続側aは、転流ダイオードD2の
カソード側となる。
おけるコンデンサC3とダイオードD3との接続部bと
タップインダクタL3における転流ダイオード非接続側
cとの間に接続されている。
電圧Vsw1は、図22(a)で示すように、また、その
電流Isw1は、図22(b)で示すように、それぞれ変
化する。そして、転流ダイオードD2の電流ID2は、
図22(c)で示すように変化する。
モード7を示す。
対応している。
示すように、スイッチ素子SW1はターンオンする。ス
イッチ素子SW1の電圧Vsw1は、ほぼゼロ、電流I
sw1は、ほぼ一定の所定値である。転流ダイオードD
2の電流ID2は、ゼロである。
し途中で減少に転じ、モード1の終了でコンデンサC3
のエネルギ蓄積量が満状態になるとコンデンサC3への
電流の流れ込みが停止する。
で示すように、スイッチ素子SW1の電圧Vsw1、電
流Isw1、転流ダイオードD2の電流ID2は無い。
コンデンサC3は、すでにエネルギが蓄積されて満充電
状態であるため電流IC3は流れ込まない。 (モード3)モード3は図25、図30で示すように、そ
の全体がスイッチ素子SW1のターンオフ期間である。
モード3の開始からスイッチ素子SW1の電圧Vsw1
は上昇し始め、その電流Isw1は減少し始める。
電流IC3により、スイッチ素子SW1の電流Isw1
は、モード3の開始から終了にかけてスムーズに徐々に
減少していく結果、スイッチ素子SW1の電圧Vsw1
はモード3の開始から終了にかけて電圧リンギングが抑
制される勾配で増大する。 (モード4)モード4では、図26、図30で示すよう
に、平滑コンデンサC2には、ダイオードD3、コンデ
ンサC3、タップインダクタL3の他方のコイルL32
の第1経路と、ダイオードD3、コイルL2、ダイオー
ドD4の第2経路を、介して、流れる。
示すように、転流ダイオードD2に電流ID2が流れ始
める一方、コンデンサC3の電流IC3は減少し始め
る。
D2、タップインダクタL3の他方のコイルL32の第
1経路と、ダイオードD3、コンデンサC3、タップイ
ンダクタL3の他方のコイルの第2経路と、ダイオード
D3、コイルL2、ダイオードD4の第3経路を、介し
て、流れる。 (モード6)モード6では、図28、図30で示すよう
に、コンデンサC3から電流Ic2が流れなくなる。
D2、タップインダクタL3の他方のコイルL32の第
1経路と、ダイオードD3、コイルL2、ダイオードD
4の第2経路を、介して、流れる。 (モード7)モード7では、図29、図30で示すよう
に、平滑コンデンサC2には、転流ダイオードD2、タ
ップインダクタL3の他方のコイルL32の経路で電流
が流れる。
効果を達成できる。 (3)本発明のフォワード方式のスイッチング電源として
は、図31ないし図33に示される形態のものがあり、
本発明は、これらスイッチング電源にも同様に適用する
ことができる。なお、図31ないし図33でコンバータ
トランスT1の一次側は図示を省略している。 (4) 本発明のフライバック方式のスイッチング電源と
しては、図34ないし図36に示される形態のものがあ
り、本発明は、これらスイッチング電源にも同様に適用
することができる。なお、図34ないし図36でコンバ
ータトランスT1の一次側は図示を省略している。 (5) 本発明のタップインダクタ方式のスイッチング電
源としては、図37ないし図39に示される形態のもの
があり、本発明は、これらスイッチング電源にも同様に
適用することができる。なお、図37ないし図39でス
イッチ素子SW1の図示を省略している。 (6)本発明は、電力変換器として、スイッチング電源に
適用したが、これに限定されるものではなく、インバー
タなどの他の電力変換器にも適用することができる。
スイッチ素子のターンオフ時における電圧リンギングを
効率的に抑制可能とすると同時に、その抑制に際しての
電力損失を大幅に抑制できる。
部回路
チング電源の要部回路図
チング電源の要部回路図
チング電源の要部回路図
チング電源の要部回路図
チング電源の要部回路図
チング電源の要部回路図
チング電源の要部回路図
源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ング電源の要部回路
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ッチング電源の要部回路図
ング電源の要部回路図
ング電源の要部回路図
ング電源の要部回路図
ング電源の要部回路図
ング電源の要部回路図
ング電源の要部回路図
ング電源の要部回路図
ング電源の要部回路図
ング電源の要部回路図
Claims (3)
- 【請求項1】電力変換制御のための作動を行うスイッチ
素子と、スイッチ素子の作動に伴う電力変換に関わるエ
ネルギを蓄積ないし放出する磁性体と、前記磁性体の蓄
積エネルギにより導通する転流ダイオードとを少なくと
も有する電力変換器に備えられるスナバ回路であって、 少なくともコンデンサとダイオードとよりなる第1直列
回路と、少なくともコイルとダイオードとよりなる第2
直列回路とを少なくとも有し、 前記第1直列回路は、そのコンデンサが前記転流ダイオ
ードにおける磁性体接続側に接続されている状態で、前
記転流ダイオードに並列に接続されており、 前記第2直列回路は、前記第1直列回路におけるコンデ
ンサとダイオードとの接続部と前記磁性体における転流
ダイオード非接続側との間に接続されている、ことを特
徴とするスナバ回路。 - 【請求項2】請求項1のスナバ回路において、 前記電力変換器が、スイッチング電源であることを特徴
とするスナバ回路。 - 【請求項3】電力変換制御のための作動を行うスイッチ
素子と、 前記スイッチ素子の作動に伴う電力変換に関わるエネル
ギを蓄積ないし放出する磁性体と、 前記磁性体の蓄積エネルギにより導通する転流ダイオー
ドと、 少なくとも前記スイッチ素子のターンオフ時の電圧変化
を抑制するためのスナバ回路と、 を含み、 前記スナバ回路は、コンデンサとダイオードとの第1直
列回路と、コイルとダイオードとの第2直列回路とを有
し、前記第1直列回路は、そのコンデンサが前記転流ダ
イオードにおける磁性体接続側に接続されている状態
で、前記転流ダイオードに並列に接続されており、前記
第2直列回路は、前記第1直列回路におけるコンデンサ
とダイオードとの接続部と前記磁性体における転流ダイ
オード非接続側との間に接続されている、ことを特徴と
する電力変換器。
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-
2001
- 2001-06-22 JP JP2001189447A patent/JP2003009527A/ja active Pending
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