KR20060055415A - 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터 - Google Patents

영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터 Download PDF

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KR20060055415A
KR20060055415A KR1020050110829A KR20050110829A KR20060055415A KR 20060055415 A KR20060055415 A KR 20060055415A KR 1020050110829 A KR1020050110829 A KR 1020050110829A KR 20050110829 A KR20050110829 A KR 20050110829A KR 20060055415 A KR20060055415 A KR 20060055415A
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KR1020050110829A
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배진용
김용
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학교법인 동국대학교
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Abstract

본 발명은 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터에 관한 것이다. 본 발명에 따른 3 레벨 직류-직류 컨버터는, 역병렬 다이오드 및 캐패시터가 병렬로 각각 연결된 네개의 스위치 중 두 개의 스위치로 구성된 두 개의 스위치 집합체가 변압기 1차측에 각각 병렬로 연결되고, 변압기 2차측의 두 개의 탭에는 각각 제 1 및 제 2 정류 다이오드가 연결되며, 제 1 및 제 2 정류 다이오드에 연결된 평활용 인덕터를 통해 부하로 전류를 제공하는 3 레벨 직류-직류 컨버터로서, 평활용 인덕터와 자기적으로 결합하는 결합 인덕터, 평활용 인덕터와 제 1 보조 다이오드의 접점과 결합 인덕터의 일단 사이에 연결되는 보조 캐패시터, 평활용 인덕터와 부하의 접점과 결합 인덕터의 타단 사이에 연결되는 제 2 보조 다이오드, 결합 인덕터와 보조 캐패시터의 접점과 접지 사이에 연결되는 제 1 보조 다이오드, 및 제 1 다이오드와 평활용 인덕터의 접점과 접지 사이에 연결되는 환류 다이오드를 포함한다. 본 발명에 따르면, 도통 손실을 저감시켜 높은 효율을 달성할 수 있을 뿐만 아니라 능동 소자와 같은 고가의 소자를 포함하지 않아 저비용으로 구현할 수 있다.
영전압 스위칭, 영전류 스위칭, 컨버터

Description

영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터{Three Level DC-DC converter using Zero Voltage and Zero Current Switching}
본 명세서에 첨부되는 다음의 도면들은 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하는 것이며, 후술하는 발명의 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술사상을 더욱 이해시키는 역할을 하는 것이므로, 본 발명은 그러한 도면에 기재된 사항에만 한정되어 해석되어서는 아니된다.
도 1은 종래의 영전압 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 2는 종래의 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 작동시 주요 부분의 파형도.
도 5a 내지 도 5f는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 작동 상태를 설명하는 회로도.
도 6 및 도 7은 각각 도 1 및 도 2에 도시된 컨버터의 변압기 1차측의 전압과 전류 파형을 도시한 도면.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 변압기 1차측의 전압과 전류 파형 을 도시한 도면.
도 9 및 도 10은 각각 도 2에 도시된 컨버터 및 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 보조 캐패시터 전압과 전류 파형을 도시한 도면.
도 11은 도 1 및 도 2에 도시된 컨버터의 효율과 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 효율을 비교한 그래프.
본 발명은 직류-직류 컨버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터에 관한 것이다.
컨버터는 입력된 일정 전압을 승압, 감압시켜 원하는 전압으로 출력시키는 장치로서, 각종 전자 기기 내부를 구성하는 각 부품들이 대부분 직류 전압을 요구하기는 하나 그 요구값이 각각 차이가 나기 때문에 오늘날 매우 중요한 역할을 담당하고 있다.
상기 컨버터 중 입력된 직류 전원을 다른 레벨의 직류 전원으로 변환하는 직류-직류 컨버터는 최근에 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작을 이용하여 전력의 흐름을 제어함으로써 고효율, 고전력 밀도의 전원장치의 구현을 가능하게 하였다.
하지만, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에서는 전압과 전류가 소자에 따라 일정한 지연과 기울기를 가지고 변화하기 때문에 스위치를 턴 온 또는 턴 오프시키게 되면 스위치에 전압과 전류가 동시에 가해지는 구간이 발생한다. 이 구간 동안에는 전압과 전류의 곱에 해당하는 스위칭의 전력 손실이 발생하는데 특히, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor: 이하 'IGBT'라고 한다) 같은 소자는 턴오프시에 스위치의 양단에 전압이 충분히 가해진 후에도 일정구간 동안 꼬리 전류가 흐르기 때문에 턴 오프시의 스위칭 손실이 발생한다. 그리고, 상기 스위칭 손실은 소자가 개폐되는 주파수에 비례해서 증가하기 때문에 소자의 최대 스위칭 주파수를 제한하는 요소가 된다. 따라서, 전력용 반도체 소자의 스위칭 손실을 줄이고 고주파의 스위칭을 위해 영전압 상태에서 스위칭을 하는 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching) 방안이 제시되었다.
도 1은 종래의 영전압 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터 회로도이다. 도 1을 참조하면, 컨버터는 변압기(Tr), 상기 변압기(Tr)의 1차측에 연결되며 스위치(S1,S2,S3,S4)를 포함한 3 레벨 스위치단(10), 및 상기 변압기(Tr)의 2차측에 연결되며 정류소자(Dr1,Dr2)와 보조회로(20)를 포함한 출력단(30)을 구비한다.
상기 3 레벨 스위치단(10)은 IGBT로 이루어진 4개의 스위치(S1,S2,S3,S4), 4개의 스위치(S1,S2,S3,S4)의 에미터와 컬렉터 사이에 각각 연결된 역병렬 다이오드(D1,D2,D3,D4) 및 충방전용 캐패시터(C1,C2,C3,C4), 스위치에 의해 출력되는 전압 레벨의 균형을 위해 S2의 컬렉터와 S3의 이미터 사이에 연결되는 플라잉 캐패시터(Css), 서로 직렬로 연결되고 플라잉 캐패시터(Css)에는 병렬로 연결된 다이오드(Dc1,Dc2), 및 입력 전원(Vin)에 병렬로 연결되어 입력 전원(Vin)을 분압하는 캐패시터(Cin1,Cin2)를 구비한다.
출력단(30)은 변압기(Tr) 2차측의 두 개의 탭에 각각 연결되어 변압기(Tr)에 서 유도되는 전류를 정류하는 정류소자(Dr1,Dr2)와 상기 정류소자(Dr1,Dr2)에 연결된 보조회로(20)를 포함한다. 상기 보조회로(20)는 상기 정류소자(Dr1,Dr2)에 의해 정류된 전류를 평활시켜 부하(RL)로 전력을 공급하도록 상기 정류소자(Dr1,Dr2)의 출력단자와 접지사이에 연결된 평활용 인덕터(Lo)와 평활용 캐패시터(Co)로 이루어진 평활용 필터와 상기 정류소자(Dr1,Dr2)와 상기 평활용 필터에 병렬로 연결되어 출력단(30)의 전류를 환류시키는 환류 다이오드(Dw)를 포함한다.
상기와 같이 구성된 종래의 DC-DC 컨버터의 동작을 설명하면 다음과 같다.
스위치 제어부(미도시)는 3 레벨 스위치단(10)의 스위치(S1,S2,S3,S4)들의 온/오프 동작을 제어하는 것에 의해, 스위치(S1,S2,S3,S4)를 3가지 모드[(1) S1 및 S2: 턴-온, S3 및 S4: 턴-오프 (2) S2 및 S3: 턴-온, S1 및 S4: 턴-오프 (3) S3 및 S4: 턴-온, S1 및 S2: 턴-오프]로 동작시킨다. 스위치 제어부(미도시)에 의해 스위치를 전술한 바와 같이 3가지 모드로 동작시켜 변압기(Tr)의 1차측으로 전류를 인가하면, 변압기에 의해 일정한 비율로 증가 또는 감소된 전류가 2차측에 유도된다. 유도된 전류는 정류소자(Dr1,Dr2)에 의해 정류되고 평활용 필터를 통해 리플이 제거되어 직류전압이 부하로 출력된다.
영전압 스위칭은 스위치(S1,S2,S3,S4)와 역병렬로 연결된 다이오드(D1,D2,D3,D4)가 전류에 의해 도통되어 스위치(S1,S2,S3,S4) 양단의 전압이 영이 된 후 턴-온하는 방식이다. 하지만, 스위치가 턴-온 할 때에는 손실이 발생하지 않으나 스위치가 턴-오프할 때에는 손실이 발생할 수 있다. 따라서, 도 1에 도시한 바와 같이, 스위치의 양단에 캐패시터(C1,C2,C3,C4)를 연결하여 전압증가 속도를 저하시킴으로써 스위치가 턴-오프할 때의 손실을 줄였다.
하지만, 영전압 스위칭을 이용한 종래의 컨버터는 변압기(Tr) 1차측의 누설 인덕턴스(L1k)의 에너지와 출력측 평활용 인덕터(Lo)에 의해 1차측으로 반영된 에너지에 의해 1차측으로 전류가 환류하여 컨버터의 도전 손실이 증가하는 문제가 있다.
이와 같은 문제를 해결하기 위해 영전압-영전류 스위칭(Zero Voltage and Zero Current Switching) 방법이 제안되었다.
도 2는 종래의 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터 회로도이다. 도 2를 참조하면, 도 2에 도시된 컨버터는 도 1에 도시된 컨버터의 보조회로(20)에서 환류 다이오드(Dw)와 평활용 필터(Lo, Co) 사이에 보조 캐패시터(Ca)와 제 1 및 제 2 다이오드(Dh, Dc)로 이루어진 병렬회로를 더 포함하는 것을 특징으로 한다. 상기 제 2 다이오드(Dc)는 상기 보조 캐패시터(Ca)와 제 1 다이오드(Dh) 사이의 접점과, 상기 평활용 인덕터(Lo)와 평활용 캐패시터(Co) 사이의 접점 사이에 배치된다.
상기 보조 캐패시터(Ca)는 평활용 인덕터(Lo)와의 공진을 통해 변압기 2차측으로 전류를 환류시켜 컨버터의 도전 손실을 저감시키는 한편, 변압기 1차측에 전류가 흐르지 않도록 하여 영전류 조건에서 스위치를 턴-온 시킴으로써 스위칭 손실을 저감시킨다.
그러나, 상술한 종래의 영전압, 영전류 3레벨 DC-DC 컨버터(도 2 참조)의 경 우는 소프트 스위칭 동작영역이 안정적으로 확보되지 않고, 2차측 정류기의 역회복 손실이 존재하고, 순환 전류로 인해 주회로 소자의 도통 손실과 변압기 손실이 발생되는 문제를 안고 있다.
본 발명의 목적은 기존의 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터를 개선하여 저비용으로 고밀도, 고효율을 가지는 직류-직류 컨버터를 제공하는데 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한, 본 발명의 일 양태에 따른 3 레벨 직류-직류 컨버터는 역병렬 다이오드 및 캐패시터가 병렬로 각각 연결된 네개의 반도체 스위치 중 두 개의 스위치로 구성된 두 개의 스위치 집합체가 변압기 1차측에 각각 병렬로 연결되고, 상기 변압기 2차측의 두 개의 탭에는 각각 제 1 및 제 2 정류 다이오드가 연결되며, 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드와 부하 사이에 평활용 보조회로를 포함한다.
이때, 상기 평활용 보조회로는, 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드에 의해 정류된 전압신호를 평활화시키기 위한 평활용 필터; (이 평활용 필터는 평활용 인덕터와 평활용 커패시터로 이루어지고) 상기 평활용 인덕터와 자기적으로 결합되는 결합 인덕터; 상기 변압기 1차측의 누설 인덕터 및 상기 결합 인덕터와 결합되어 공진을 유발하는 보조 캐패시터; 상기 보조 캐패시터의 방전시 상기 부하측으로 전류를 환류시키는 환류 다이오드를 포함한다.
또한, 본 발명의 컨버터는 상기 보조 캐패시터와 접지 사이에 제 1 보조 다이오드와, 상기 결합 인덕터와 상기 평활용 커패시터 사이에 제 2 보조 다이오드를 더 포함한다.
이하 첨부된 도면을 참조로 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 이에 앞서, 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다. 따라서, 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일 실시예에 불과할 뿐이고 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형 예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
도 3은 본 발명에 따른 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터의 회로도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 컨버터는 변압기(Tr)를 통해 자기적으로 커플링되는 1차측 입력단(10)과 2차측 출력단(30)을 포함한다.
상기 1차측 입력단(10)은 네개의 반도체 스위칭소자(S1,S2,S3,S4)로 이루어진 3 레벨 스위치단과, 상기 변압기(Tr)의 1차측 코일에 전기 에너지를 공급하는 입력 전원(Vin)과, 상기 입력 전원(Vin)과 상기 3레벨 스위치단 사이에 병렬로 결합되어 입력 전원(Vin)을 분압하는 분압 캐패시터(Cin1, Cin2)와, 상기 스위칭소자 S2의 컬렉터와 스위칭소자 S3의 이미터 사이에서 서로 병렬로 결합되는 플라잉 캐패시터(Css) 및 다이오드(Dc1, Dc2)를 포함한다.
또한, 상기 3 레벨 스위치단은 IGBT로 이루어진 4개의 스위칭소자(S1,S2,S3,S4), 이 4개의 스위칭소자(S1,S2,S3,S4)의 에미터와 컬렉터 사이에 각각 연결되는 역병렬 다이오드(D1,D2,D3,D4) 및 충방전용 캐패시터(C1,C2,C3,C4)로 이루어진다.
상기 2차측 출력단(30)은 상기 변압기(Tr)의 2차측 코일의 두 개의 탭에 각각 연결되어, 2차측에 유도되는 전류를 정류하는 정류소자(Dr1,Dr2)와 상기 정류소자(Dr1,Dr2)에 의해 정류된 직류 전압을 부하(RL)에 전달하는 보조회로(20)를 포함한다.
상기 보조회로(20)는 다시 상기 정류소자(Dr1,Dr2)에 의해 정류된 전류를 평활시켜 리플을 제거한 후 부하(RL)로 공급하기 위하여 상기 정류소자(Dr1,Dr2)의 출력단자와 접지사이에 연결되는 평활용 필터와, 상기 정류소자(Dr1,Dr2)와 상기 평활용 필터 사이에 병렬로 연결되어 상기 출력단(30)의 전류를 환류시키는 환류 다이오드(Dw)를 포함한다.
또한, 상기 평활용 필터는 보조 캐패시터(Ca), 평활용 결합 인덕터(Lc1, Lc2), 평활용 캐패시터(Co), 제 1 및 제 2 보조다이오드(Da1, Da2)로 구성된다. 상기 1차측 결합 인덕터(Lc1)와 평활용 캐패시터(Co)는 서로 병렬 연결되어 있고, 보조 캐패시터(Ca), 2차측 결합 인덕터(Lc2), 제 1 및 제 2 보조다이오드(Da1, Da2) 로 구성되는 지선 역시 상기 1차측 결합 인덕터(Lc1) 및 평활용 캐패시터(Co)와 병렬로 연결되어 있다. 특히, 상기 2차측 결합 인덕터(Lc2)와 제 2 보조다이오드(Da2)가 직렬로 구성되는 지선은 상기 보조 캐패시터(Ca)와 제 1 보조다이오드(Da1) 사이의 접점과, 상기 1차측 결합 인덕터(Lc1)와 평활용 캐패시터(Co) 사이의 접점 사이에 배치된다.
즉, 본 발명에 따른 DC/DC 컨버터는 기존의 DC/DC 컨버터와는 달리 2차측 출력단에 평활용의 결합 인덕터(Lc1, Lc2)를 더 포함하고 있는 것이 특징이다. 따라서, 본 발명의 컨번터는 1차측의 누설 인덕터(L1k), 2차측의 보조 캐패시터(Ca) 및 2차측의 결합 인덕터(Lc2)가 상호 공진을 일으킴으로써 기존의 컨버터에 비하여 고밀도, 고효율의 특성을 구현할 수 있다.
상기와 같이 구성된 본 발명에 따른 컨버터의 동작을 도 4 및 도 5를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
(1) 모드 1(t0<t<t1): 도 5a에 도시된 바와 같이, 스위칭소자 S1 및 S2가 턴 온됨에 따라, 입력 전력이 출력측으로 전달되고, 2차측의 보조 캐패시터(Ca)는 결합 인덕터(Lc2), 제 2 보조다이오드(Da2)를 통해 충전된다. 상기 보조 캐패시터(Ca)는 1차측의 누설 인덕터(L1k), 2차측의 결합 인덕터(Lc2)와 공진을 일으키므로 도전 손실을 저감시킬 수 있다. 이 모드의 끝에서 보조 캐패시터(Ca)는 최대값으로 충전되고, 이에 따라 보조 캐패시터(Ca)로는 전류가 흐르지 않게 된다. 보조 캐패시터(Ca)의 전압(VCa) 및 전류(ICa)는 아래의 수학식 1과 같다.
Figure 112005066536050-PAT00001
Figure 112005066536050-PAT00002
(여기서, Vs : 변압기 2차측 전압, ωs: 각주파수, n: 변압기의 권선비(N1/N2), Vo: 평활용 커패시터 Co의 양단 전압, Ca : 보조 커패시턴스, L1k : 누설 인덕턴스)
(2) 모드 2(t1<t<t2): 도 5b에 도시된 바와 같이, 스위치 S1이 턴-오프되면 변압기의 1차측 전류는 변압기의 1차측 인덕턴스에 의해 계속적인 흐름을 유지하려 한다. 따라서, 스위치 S1의 C1과 스위치 S4의 C4가 충전되고, 스위치 S4의 내장 다이오드(D4)가 도통되기 때문에 스위치 S4는 영전압 스위칭 상태가 된다. 이때, 상기 변압기(Tr)의 1차측 전압(Vab)은 다음과 같다.
Figure 112005066536050-PAT00003
(여기서, n: 변압기의 권선비(N1/N2), Io: 출력 전류, C1 : 스위치 S1의 기생 커패시턴스, C4 : 스위치 S4의 기생 커패시턴스)
한편, 변압기의 2차측의 전류를 살펴보면 여전히 변압기의 2차측의 전압이 보조 캐패시터(Ca)에 충전된 전압보다 크므로 변압기(Tr) 2차측의 제 1 보조 다이오드(Da1)는 턴-오프 상태가 유지되고, 보조 캐패시터(Ca)로는 전류가 흐르지 않는다. 반면에, 결합 인덕터(Lc1), 부하(RL) 및 환류 다이오드(Dw)를 통해서는 전류가 흐르게 된다.
(3) 모드 3(t2<t<t3): 도 5c에 도시된 바와 같이, 스위치 S4가 영전압 스위칭 조건에서 턴-온되고, 변압기 1차측에 흐르는 전류는 분압 캐패시터 Dc1을 통하여 계속적인 흐름을 유지한다. 변압기의 1차측에서 2차측으로 전달되는 전력이 감소하기 때문에 2차측의 보조 캐패시터(Ca)의 충전 에너지가 제 1 보조 다이오드(Da1)를 통하여 방전된다. 이 모드의 끝에서 1차측 전류는 거의 0이 된다.
(4) 모드 4(t3<t<t4): 도 5d에 도시된 바와 같이, 모드 3에서 줄어든 변압기 1차측의 전류는 영이 된다. 그러나, 2차측에서는 일정한 부하 전류를 공급하기 위해, 2차측의 보조 캐패시터(Ca)가 완전히 방전하여 전압이 영이 될 때까지 제 1 보조 다이오드(Da1)를 통해 부하 전류를 공급하고, 동시에 2차측의 결합 인덕터(Lc1)는 환류 다이오드(Dw)를 통해 부하 전류를 공급한다. 이때, 보조 캐패시터(Ca)의 양단 전압(Vca)은 다음과 같다.
Figure 112005066536050-PAT00004
(여기서, Io : 출력 전류, Ca : 보조 커패시턴스, Vβ : 모드 3의 시간 t3에서 변압기 2차측 전압)
(5) 모드 5(t4<t<t5): 도 5e에 도시된 바와 같이, 변압기 1차측에 전류가 흐르지 않으므로 영전류 조건에서 스위치 S2가 턴-오프된다. 변압기 2차측에서는, 보조 캐패시터(Ca)가 완전히 방전되고, 부하 전류는 결합 인덕터(Lc1)와 환류 다이오드(Dw)를 거쳐 환류된다.
(6) 모드 6(t5<t<t6): 도 5f에 도시된 바와 같이, 스위치 S3가 영전류 스위칭 조건에서 턴-온되고, 1차측의 전류는 누설 인덕턴스(L1k)에 의해 급격하게 증가하지 않는다. 따라서, 1차측의 전류는 선형적으로 증가하고 1차측의 전류에 의해 2차측에 전류가 유도되어 2차측의 환류 모드는 종료하게 된다.
도 4를 참조하면, 모드 6이 종료되면 S3 및 S4가 턴-온된 상태에서, 상술한 단계를 반복하게 된다. 본 발명에 따른 컨버터는 상기와 같은 동작을 통해 도 4에 도시된 바와 같은 소정 레벨로 정류된 직류 전원(Vrec)을 출력한다.
또한, 본 발명자는 50㎑, 1㎾ 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터를 제작하여 실험하였다.
도 6 및 도 7에는 각각 도 1 및 도 2에 도시된 컨버터의 변압기 1차측의 전압(Vab)과 전류(Ip) 파형이 도시되어 있고, 도 8에는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 변압기 1차측의 전압과 전류 파형이 도시되어 있다.
도 6 내지 도 8을 비교하면, 도 1 및 도 2에 도시된 종래의 컨버터가 일부 구간에만 공진이 발생하는 것과 달리 본 발명에 따른 컨버터는 변압기를 통해 에너지를 전달하는 전 영역에 걸쳐 공진이 발생하기 때문에 효율이 향상되었음을 확인 할 수 있었다.
도 9 및 도 10에는 각각 도 2에 도시된 컨버터 및 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 보조 캐패시터의 전압(VCa)과 전류(ICa) 파형이 도시되어 있다. 도면을 참조하면, 도 2에 도시된 종래의 컨버터에서는 보조 캐패시터(Ca)의 전압이 클램핑되고 단지 일부 구간에서만 보조 캐패시터(Ca)의 충·방전이 이루어지나, 본 발명에 따른 컨버터는 전구간에 걸쳐 보조 캐패시터(Ca)의 충·방전이 이루어지므로 더 많은 에너지를 부하측으로 전달할 수 있음을 확인 할 수 있었다.
도 11은 도 1 및 도 2에 도시된 컨버터의 효율과 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 효율을 비교한 그래프이다. 도면을 참조하면, 본 발명에 따른 컨버터는 종래의 컨버터와 비교하여 전 부하영역에 걸쳐 우수한 효율을 지니고 있다.
이상과 같은 기술적 구성에 의해 본 발명의 기술적 과제는 달성되며, 본 발명이 비록 한정된 실시 예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 이것에 의해 한정되지 않으며 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술사상과 아래에 기재될 특허청구범위의 균등범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.
본 발명에 따른 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터는 도통 손실을 저감시켜 높은 효율을 달성할 수 있을 뿐만 아니라 능동 소자와 같은 고가의 소자를 포함하지 않아 저비용으로 구현할 수 있다.

Claims (3)

  1. 역병렬 다이오드 및 캐패시터가 병렬로 각각 연결된 네개의 반도체 스위치 중 두 개의 스위치로 구성된 두 개의 스위치 집합체가 변압기 1차측에 각각 병렬로 연결되고, 상기 변압기 2차측의 두 개의 탭에는 각각 제 1 및 제 2 정류 다이오드가 연결되며, 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드와 부하 사이에 평활용 보조회로를 포함하는 3 레벨 직류-직류 컨버터에 있어서, 상기 평활용 보조회로는
    상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드에 의해 정류된 전압신호를 평활화시키기 위한 평활용 필터; (이 평활용 필터는 평활용 인덕터와 평활용 커패시터로 이루어지고)
    상기 평활용 인덕터와 자기적으로 결합되는 결합 인덕터;
    상기 변압기 1차측의 누설 인덕터 및 상기 결합 인덕터와 결합되어 공진을 유발하는 보조 캐패시터;
    상기 보조 캐패시터의 방전시 상기 부하측으로 전류를 환류시키는 환류 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 보조 캐패시터와 접지 사이에 제 1 보조 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 결합 인덕터와 상기 평활용 커패시터 사이에 제 2 보조 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터.
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