JP2002354595A - サラウンド再生回路 - Google Patents
サラウンド再生回路Info
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- JP2002354595A JP2002354595A JP2001389268A JP2001389268A JP2002354595A JP 2002354595 A JP2002354595 A JP 2002354595A JP 2001389268 A JP2001389268 A JP 2001389268A JP 2001389268 A JP2001389268 A JP 2001389268A JP 2002354595 A JP2002354595 A JP 2002354595A
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- H04S1/00—Two-channel systems
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- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereophonic System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 必要なキャパシタの数を少なくし、且つ自然
な広がりのあるサラウンド効果を実現する。 【解決手段】 入力するＬ信号とＲ信号の差信号を生成
する加算器５と、その加算器５の出力側に接続されるロ
ーパスフィルタ６と、そのローパスフィルタ６の出力信
号をＬ信号およびＲ信号に各々ミキシングする加算器
８、９とを具備する。ローパスフィルタ６にはカットオ
フ周波数が９００Hzで、−６dB／octの減衰特性を持た
せる。
な広がりのあるサラウンド効果を実現する。 【解決手段】 入力するＬ信号とＲ信号の差信号を生成
する加算器５と、その加算器５の出力側に接続されるロ
ーパスフィルタ６と、そのローパスフィルタ６の出力信
号をＬ信号およびＲ信号に各々ミキシングする加算器
８、９とを具備する。ローパスフィルタ６にはカットオ
フ周波数が９００Hzで、−６dB／octの減衰特性を持た
せる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、Ｌ信号（左信号）
とＲ信号（右信号）の２チャンネルのステレオ信号を入
力して、２つのスピーカでサラウンド効果を生成するた
めのサラウンド再生回路に関するものである。
とＲ信号（右信号）の２チャンネルのステレオ信号を入
力して、２つのスピーカでサラウンド効果を生成するた
めのサラウンド再生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】人間が聴取できる音声周波数分布は、そ
の大半が３００Hz〜３．５ＫHz付近に集中している。会
話での明瞭度に重要とされているのは１ＫHzであり、そ
の波長は約３０cmである。よって、仮に音声が頭の左横
方向から到達すると、左耳に比べて右耳は約１５cm離れ
ているので、右耳には左耳と逆位相で到達することにな
る。つまり、左側と右側から同じ音響が到達する場合、
聴取者は音像が正面にあると感じる。
の大半が３００Hz〜３．５ＫHz付近に集中している。会
話での明瞭度に重要とされているのは１ＫHzであり、そ
の波長は約３０cmである。よって、仮に音声が頭の左横
方向から到達すると、左耳に比べて右耳は約１５cm離れ
ているので、右耳には左耳と逆位相で到達することにな
る。つまり、左側と右側から同じ音響が到達する場合、
聴取者は音像が正面にあると感じる。
【０００３】しかし、Ｌ−Ｒ信号については、Ｒ信号に
対して位相の変化と音量の差を生じているため、人間は
そのＬ−Ｒ信号の音像を左１８０度の範囲の中で左横に
定位することになり、左真横からくるように感じる。同
様に、Ｒ−Ｌ信号については、人間はＲ−Ｌ信号の音像
を右１８０度の範囲の中で右横に定位することになり、
右真横からくるように感じる。
対して位相の変化と音量の差を生じているため、人間は
そのＬ−Ｒ信号の音像を左１８０度の範囲の中で左横に
定位することになり、左真横からくるように感じる。同
様に、Ｒ−Ｌ信号については、人間はＲ−Ｌ信号の音像
を右１８０度の範囲の中で右横に定位することになり、
右真横からくるように感じる。
【０００４】一方、音が前方から来る場合には、耳たぶ
と耳穴によって音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）が
強調されるが、音が真横から来る場合はフラットに近い
周波数特性となる。
と耳穴によって音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）が
強調されるが、音が真横から来る場合はフラットに近い
周波数特性となる。
【０００５】よって、前方から来たＬ−Ｒ信号の音響を
左横からきた音響に見せかけるためには、Ｌ−Ｒ信号の
音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを所定量
だけ下げる必要がある。同様に、前方から来たＲ−Ｌの
音響を右横からきた音響に見せかけるためには、Ｒ−Ｌ
信号の音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを
所定量だけ下げる必要がある。
左横からきた音響に見せかけるためには、Ｌ−Ｒ信号の
音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを所定量
だけ下げる必要がある。同様に、前方から来たＲ−Ｌの
音響を右横からきた音響に見せかけるためには、Ｒ−Ｌ
信号の音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを
所定量だけ下げる必要がある。
【０００６】そこで、左右前方に各々１つのスピーカを
配置する従来のサラウンド再生回路は、図８に示すよう
に、入力端子２１、２２から入力するステレオのＬ信号
とＲ信号から、加算回路２３によりＬ−Ｒ信号であるＬ
側サラウンド信号を作成し、この差信号を図９の周波数
特性を有するバンド除去フィルタ２４に入力させて音声
周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを下げてい
た。
配置する従来のサラウンド再生回路は、図８に示すよう
に、入力端子２１、２２から入力するステレオのＬ信号
とＲ信号から、加算回路２３によりＬ−Ｒ信号であるＬ
側サラウンド信号を作成し、この差信号を図９の周波数
特性を有するバンド除去フィルタ２４に入力させて音声
周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを下げてい
た。
【０００７】そして、このように周波数特性を調整した
Ｌ側サラウンド信号をさらに演算増幅器２５と抵抗Ｒ
７，Ｒ８からなる利得可変増幅器で利得を調整してか
ら、Ｌ信号ラインには加算器２６でそのまま加算し、Ｒ
信号ラインには加算器２７で位相反転してＲ側サラウン
ド信号に変換してから加算して、出力端子２８、２９に
出力していた。３０、３１、３２、３３はバッファであ
る。
Ｌ側サラウンド信号をさらに演算増幅器２５と抵抗Ｒ
７，Ｒ８からなる利得可変増幅器で利得を調整してか
ら、Ｌ信号ラインには加算器２６でそのまま加算し、Ｒ
信号ラインには加算器２７で位相反転してＲ側サラウン
ド信号に変換してから加算して、出力端子２８、２９に
出力していた。３０、３１、３２、３３はバッファであ
る。
【０００８】このように、人間の耳で強調される方向感
が判りやすい音声信号成分を除去し、方向感の判りにく
い周波数帯の残響音や反射音を増強してＬ信号やＲ信号
にミキシングし、位相の変化と音量の差を強調して、サ
ラウンド効果を実現していたのである。
が判りやすい音声信号成分を除去し、方向感の判りにく
い周波数帯の残響音や反射音を増強してＬ信号やＲ信号
にミキシングし、位相の変化と音量の差を強調して、サ
ラウンド効果を実現していたのである。
【０００９】図１０は別の従来のサラウンド再生回路を
示す図であり、ここでは演算増幅器３４と、その演算増
幅器３４の出力端子と反転入力端子の間に接続した抵抗
Ｒ９およびキャパシタＣ３の並列回路と、その反転入力
端子と接地間に接続した抵抗Ｒ１０およびキャパシタＣ
４の直列回路により、高次のバンド除去フィルタを構成
して、このバンド除去フィルタにより、図８のバンド除
去フィルタ２４と同様に音声周波数帯域（３００Hz〜５
ＫHz）のレベルを下げている。
示す図であり、ここでは演算増幅器３４と、その演算増
幅器３４の出力端子と反転入力端子の間に接続した抵抗
Ｒ９およびキャパシタＣ３の並列回路と、その反転入力
端子と接地間に接続した抵抗Ｒ１０およびキャパシタＣ
４の直列回路により、高次のバンド除去フィルタを構成
して、このバンド除去フィルタにより、図８のバンド除
去フィルタ２４と同様に音声周波数帯域（３００Hz〜５
ＫHz）のレベルを下げている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところが、２次以上の
複数のフィルタを使用しサラウンド効果を上げる回路で
は、位相の変化が大きくなり音像の定位が不明瞭となっ
て、歪感のあるサラウンドになってしまう問題があっ
た。
複数のフィルタを使用しサラウンド効果を上げる回路で
は、位相の変化が大きくなり音像の定位が不明瞭となっ
て、歪感のあるサラウンドになってしまう問題があっ
た。
【００１１】また、図８に示した従来のサラウンド再生
回路では、バンド除去フィルタ２４を構成するためにキ
ャパシタが少なくとも２個必要になり、図１０に示した
サラウンド再生回路でも同様である。これらのキャパシ
タには一般的に大きな容量が要求され、全体をＩＣ化し
た場合にＩＣ内部に構成することが困難であるところか
ら、外付けとする必要があり、ＩＣのピン数が多くなっ
てしまうという問題があった。
回路では、バンド除去フィルタ２４を構成するためにキ
ャパシタが少なくとも２個必要になり、図１０に示した
サラウンド再生回路でも同様である。これらのキャパシ
タには一般的に大きな容量が要求され、全体をＩＣ化し
た場合にＩＣ内部に構成することが困難であるところか
ら、外付けとする必要があり、ＩＣのピン数が多くなっ
てしまうという問題があった。
【００１２】さらに、図８、図１０に示した従来のサラ
ウンド再生回路では、スピーカ間隔が２０cm以下と狭い
場合には、加算器２６、２７で互い逆位相で加算された
サラウンド信号が空間で相殺されてしまい、充分なサラ
ウンド効果が得られないという問題もあった。
ウンド再生回路では、スピーカ間隔が２０cm以下と狭い
場合には、加算器２６、２７で互い逆位相で加算された
サラウンド信号が空間で相殺されてしまい、充分なサラ
ウンド効果が得られないという問題もあった。
【００１３】本発明の目的は、位相の変化が大きくなら
ず、音像の定位が明確になり、またフィルタも簡単なも
ので済み、さらにスピーカ間隔が狭い場合でも良好なサ
ラウンド効果が得られるようにしたサラウンド再生回路
を提供することである。
ず、音像の定位が明確になり、またフィルタも簡単なも
ので済み、さらにスピーカ間隔が狭い場合でも良好なサ
ラウンド効果が得られるようにしたサラウンド再生回路
を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
入力するＬ信号とＲ信号の差信号を生成する第１の加算
器と、該第１の加算器の出力側に接続されるローパスフ
ィルタと、該ローパスフィルタの出力信号をサラウンド
信号として互いに逆相関係で前記Ｌ信号および前記Ｒ信
号に各々ミキシングする第２、第３の加算器と具備する
ことを特徴とするサラウンド再生回路とした。
入力するＬ信号とＲ信号の差信号を生成する第１の加算
器と、該第１の加算器の出力側に接続されるローパスフ
ィルタと、該ローパスフィルタの出力信号をサラウンド
信号として互いに逆相関係で前記Ｌ信号および前記Ｒ信
号に各々ミキシングする第２、第３の加算器と具備する
ことを特徴とするサラウンド再生回路とした。
【００１５】請求項２に係る発明は、請求項１に係る発
明において、前記第２又は第３の加算器の出力側に、ゲ
インが前記入力信号の全周波数帯域においてほぼ一定
で、且つ前記入力信号の周波数の増大に応じて０度〜１
８０度に変化する位相シフトを行う移相回路を接続した
ことを特徴とするサラウンド再生回路とした。
明において、前記第２又は第３の加算器の出力側に、ゲ
インが前記入力信号の全周波数帯域においてほぼ一定
で、且つ前記入力信号の周波数の増大に応じて０度〜１
８０度に変化する位相シフトを行う移相回路を接続した
ことを特徴とするサラウンド再生回路とした。
【００１６】請求項３に係る発明は、請求項２に係る発
明において、前記第２又は第３の加算器の出力側に、増
幅器又は減衰器を接続し、前記Ｌ信号のチャンネルと前
記Ｒ信号のチャンネルの間のゲイン差を３dB以上に設定
したことを特徴とするサラウンド再生回路とした。
明において、前記第２又は第３の加算器の出力側に、増
幅器又は減衰器を接続し、前記Ｌ信号のチャンネルと前
記Ｒ信号のチャンネルの間のゲイン差を３dB以上に設定
したことを特徴とするサラウンド再生回路とした。
【００１７】請求項４に係る発明は、請求項１、２又は
３に係る発明において、前記ローパスフィルタは、カッ
トオフ周波数が７００Hz乃至２ＫHzで、且つ−６dB／oc
tの減衰特性を有することを特徴とするサラウンド再生
回路とした。
３に係る発明において、前記ローパスフィルタは、カッ
トオフ周波数が７００Hz乃至２ＫHzで、且つ−６dB／oc
tの減衰特性を有することを特徴とするサラウンド再生
回路とした。
【００１８】請求項５に係る発明は、請求項１、２、３
又は４に係る発明において、前記ローパスフィルタの出
力側に利得可変増幅器を挿入し、該利得可変増幅器の出
力信号を前記第２、第３の加算器に互いに逆相関係で入
力させるようにしたことを特徴とするサラウンド再生回
路とした。
又は４に係る発明において、前記ローパスフィルタの出
力側に利得可変増幅器を挿入し、該利得可変増幅器の出
力信号を前記第２、第３の加算器に互いに逆相関係で入
力させるようにしたことを特徴とするサラウンド再生回
路とした。
【００１９】請求項６に係る発明は、請求項２又は３に
係る発明において、前記移相回路を、ゲインが前記入力
信号の全周波数帯域においてほぼ一定で、且つ３００Hz
〜３．５ＫHzの周波数帯において９０度〜１７５度に変
化する位相シフトを行う移相回路に置換したことを特徴
とするサラウンド再生回路とした。
係る発明において、前記移相回路を、ゲインが前記入力
信号の全周波数帯域においてほぼ一定で、且つ３００Hz
〜３．５ＫHzの周波数帯において９０度〜１７５度に変
化する位相シフトを行う移相回路に置換したことを特徴
とするサラウンド再生回路とした。
【００２０】請求項７に係る発明は、請求項２又は３に
係る発明において、前記移相回路を、ゲインが前記入力
信号の全周波数帯域においてほぼ一定で、且つ１ＫHzの
周波数において１２０度〜１７０度の位相シフトを行う
移相回路に置換したことを特徴とするサラウンド再生回
路とした。
係る発明において、前記移相回路を、ゲインが前記入力
信号の全周波数帯域においてほぼ一定で、且つ１ＫHzの
周波数において１２０度〜１７０度の位相シフトを行う
移相回路に置換したことを特徴とするサラウンド再生回
路とした。
【００２１】
【発明の実施の形態】本発明者は、各種音楽ソースを用
いてサラウンド効果の実験を繰り返した結果、Ｌ−Ｒや
Ｒ−Ｌの信号成分には、ボーカル成分はほとんど含まれ
ず、反響音しか聞こえないことを確認した。すなわち、
Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信号成分には３００Hz以下の周波数成
分は少なく、僅かのボーカルの高い周波数の「サシスセ
ソ」の成分と約５ＫHz以下の反響音が主であった。
いてサラウンド効果の実験を繰り返した結果、Ｌ−Ｒや
Ｒ−Ｌの信号成分には、ボーカル成分はほとんど含まれ
ず、反響音しか聞こえないことを確認した。すなわち、
Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信号成分には３００Hz以下の周波数成
分は少なく、僅かのボーカルの高い周波数の「サシスセ
ソ」の成分と約５ＫHz以下の反響音が主であった。
【００２２】このように、Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信号成分に
は音声周波数成分はあまり含まれておらず、主に高い周
波数成分しか含まれていないので、Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信
号成分の音声周波数成分（３００Hz〜３ＫHz）のレベル
を大きく下げることは不要であることが確認できた。
は音声周波数成分はあまり含まれておらず、主に高い周
波数成分しか含まれていないので、Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信
号成分の音声周波数成分（３００Hz〜３ＫHz）のレベル
を大きく下げることは不要であることが確認できた。
【００２３】また、Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信号の３ＫHzの周
波数成分には、耳障りな信号成分が含まれるので、僅か
に含まれるボーカル帯域の１ＫHz付近の信号に影響を与
えないようにフィルタで除去する必要があるが、カット
オフ周波数が９００Hzで−１２dB／oct以上の急峻な減
衰特性をもつローパスフィルタでは約３ＫHz以下の反響
音も減衰されて少なくなり、充分なサラウンド効果を得
ることができなかった。
波数成分には、耳障りな信号成分が含まれるので、僅か
に含まれるボーカル帯域の１ＫHz付近の信号に影響を与
えないようにフィルタで除去する必要があるが、カット
オフ周波数が９００Hzで−１２dB／oct以上の急峻な減
衰特性をもつローパスフィルタでは約３ＫHz以下の反響
音も減衰されて少なくなり、充分なサラウンド効果を得
ることができなかった。
【００２４】そこで、３ＫHzで約−６dBから−１２dBの
減衰量に抑えるために、カットオフ周波数が７００Hz〜
２ＫHzの範囲内で−６dB／octの緩やかな減衰特性を有
するローパスフィルタを使用してみた。ちなみに、周波
数３ＫHzの減衰量は、カットオフ周波数が２ＫHzのロー
パスフィルタで約−６dB、９００Hzで−１０dB、７００
Hzで−１２dBであった。
減衰量に抑えるために、カットオフ周波数が７００Hz〜
２ＫHzの範囲内で−６dB／octの緩やかな減衰特性を有
するローパスフィルタを使用してみた。ちなみに、周波
数３ＫHzの減衰量は、カットオフ周波数が２ＫHzのロー
パスフィルタで約−６dB、９００Hzで−１０dB、７００
Hzで−１２dBであった。
【００２５】いずれのローパスフィルタでも所望のサラ
ウンド効果を得ることができたが、特にカットオフ周波
数が９００Hzで−６dB／octの緩やかな減衰特性を有す
るローパスフィルタを使用することで、２０Hz〜２０Ｋ
Hzの周波数帯域内での位相の変化が少なくなって定位が
明確になり、また耳障りな高域成分も少なくなるので、
自然の広がり感のあるサラウンド効果を実現できた。
ウンド効果を得ることができたが、特にカットオフ周波
数が９００Hzで−６dB／octの緩やかな減衰特性を有す
るローパスフィルタを使用することで、２０Hz〜２０Ｋ
Hzの周波数帯域内での位相の変化が少なくなって定位が
明確になり、また耳障りな高域成分も少なくなるので、
自然の広がり感のあるサラウンド効果を実現できた。
【００２６】また、カットオフ周波数が９００Hzで−６
dB／octの緩やかな減衰特性を有するローパスフィルタ
は、抵抗とキャパシタが各１個で構成できるので、従来
の２次以上の複数のフィルタを使用する場合に比べてキ
ャパシタ個数が少なくなる。
dB／octの緩やかな減衰特性を有するローパスフィルタ
は、抵抗とキャパシタが各１個で構成できるので、従来
の２次以上の複数のフィルタを使用する場合に比べてキ
ャパシタ個数が少なくなる。
【００２７】［第１の実施形態］図１は以上の点を考慮
して構成した本発明の第１の実施形態のサラウンド再生
回路を示す図である。１はＬ信号入力端子、２はＲ信号
入力端子、３、４はバッファ、５はＬ−Ｒ信号を生成す
る加算器、６はカットオフ周波数が９００Hzで−６dB／
octの緩やかな減衰特性を有するローパスフィルタ、７
は抵抗Ｒ１，Ｒ２と共に可変利得増幅器を構成する演算
増幅器、８、９は加算器、１０、１１はバッファ、１２
はＬ信号出力端子、１３はＲ信号出力端子である。
して構成した本発明の第１の実施形態のサラウンド再生
回路を示す図である。１はＬ信号入力端子、２はＲ信号
入力端子、３、４はバッファ、５はＬ−Ｒ信号を生成す
る加算器、６はカットオフ周波数が９００Hzで−６dB／
octの緩やかな減衰特性を有するローパスフィルタ、７
は抵抗Ｒ１，Ｒ２と共に可変利得増幅器を構成する演算
増幅器、８、９は加算器、１０、１１はバッファ、１２
はＬ信号出力端子、１３はＲ信号出力端子である。
【００２８】加算器５ではＬ信号−Ｒ信号の減算処理を
行い、センターに音像を定位させる信号成分を除去して
Ｌ側のサラウンド信号成分を抽出するが、そこで得られ
るＬ−Ｒ信号成分には、３００Hz以下の低い周波数成分
は少なく、僅かのボーカルの高い周波数の「サシスセ
ソ」の成分と反響音が主である。
行い、センターに音像を定位させる信号成分を除去して
Ｌ側のサラウンド信号成分を抽出するが、そこで得られ
るＬ−Ｒ信号成分には、３００Hz以下の低い周波数成分
は少なく、僅かのボーカルの高い周波数の「サシスセ
ソ」の成分と反響音が主である。
【００２９】この信号成分は、ローパスフィルタ６に入
力し、９００Hzを超える高域成分が除去される。Ｌ−Ｒ
信号成分の内の３ＫHz以上の周波数成分には耳障りな信
号成分が含まれるが、ローパスフィルタ６でこれが除去
される。なお、ローパスフィルタ６は、図２に示すよう
に、カットオフ周波数が９００Hzで−６dB／octの緩や
かな減衰特性を有するので、ボーカル帯域である１ＫHz
付近の信号は、大きな影響を受けない。
力し、９００Hzを超える高域成分が除去される。Ｌ−Ｒ
信号成分の内の３ＫHz以上の周波数成分には耳障りな信
号成分が含まれるが、ローパスフィルタ６でこれが除去
される。なお、ローパスフィルタ６は、図２に示すよう
に、カットオフ周波数が９００Hzで−６dB／octの緩や
かな減衰特性を有するので、ボーカル帯域である１ＫHz
付近の信号は、大きな影響を受けない。
【００３０】演算増幅器７と抵抗Ｒ１，Ｒ２による可変
利得増幅器は、ローパスフィルタ６から出力するＬ−Ｒ
信号成分の利得を調整する。このとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２
のいずれか一方又は両方の値を可変することにより、Ｌ
−Ｒ信号成分を元のＬ信号にＬ側サラウンド信号として
加算し、Ｌ−Ｒ信号成分を反転して元のＲ信号にＲ側サ
ラウンド信号として加算するときの加算量を調整でき
る。
利得増幅器は、ローパスフィルタ６から出力するＬ−Ｒ
信号成分の利得を調整する。このとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２
のいずれか一方又は両方の値を可変することにより、Ｌ
−Ｒ信号成分を元のＬ信号にＬ側サラウンド信号として
加算し、Ｌ−Ｒ信号成分を反転して元のＲ信号にＲ側サ
ラウンド信号として加算するときの加算量を調整でき
る。
【００３１】ローパスフィルタ６は、図３に示すよう
に、１個の抵抗Ｒ３と１個のキャパシタＣ１で構成でき
る。このように、１個のキャパシタで構成できるが、そ
の容量値が大きくなるので、全体をＩＣ化するときはＩ
Ｃに外付けとする。この場合、ＩＣのピンは１個増加す
るのみとなる。出力インピーダンスの大きなｇｍ増幅器
を使用して低容量のキャパシタを使用しローパスフィル
タを構成することもできるが、ＩＣ内部にキャパシタを
作り込んでローパスフィルタを構成することはS/Nの劣
化を招くおそれがあるので、上記のような外付けが好ま
しい。
に、１個の抵抗Ｒ３と１個のキャパシタＣ１で構成でき
る。このように、１個のキャパシタで構成できるが、そ
の容量値が大きくなるので、全体をＩＣ化するときはＩ
Ｃに外付けとする。この場合、ＩＣのピンは１個増加す
るのみとなる。出力インピーダンスの大きなｇｍ増幅器
を使用して低容量のキャパシタを使用しローパスフィル
タを構成することもできるが、ＩＣ内部にキャパシタを
作り込んでローパスフィルタを構成することはS/Nの劣
化を招くおそれがあるので、上記のような外付けが好ま
しい。
【００３２】なお、上記実施形態では、ローパスフィル
タ６の特性として、カットオフ周波数が９００Hzで−６
dB／octの緩やかな減衰特性を有するようにしたが、カ
ットオフ周波数は７００Hz〜２ＫHzの範囲内であれば、
所望のサラウンド効果を得ることができる。
タ６の特性として、カットオフ周波数が９００Hzで−６
dB／octの緩やかな減衰特性を有するようにしたが、カ
ットオフ周波数は７００Hz〜２ＫHzの範囲内であれば、
所望のサラウンド効果を得ることができる。
【００３３】また、加算器５ではＬ−Ｒ信号を取り出し
たが、Ｒ−Ｌ信号を取り出してもよい。この場合は、元
のＬ信号にはそのＲ−Ｌ信号の位相を反転して加算器８
で加算し、元のＲ信号にはそのままの位相で加算器９で
加算すればよい。
たが、Ｒ−Ｌ信号を取り出してもよい。この場合は、元
のＬ信号にはそのＲ−Ｌ信号の位相を反転して加算器８
で加算し、元のＲ信号にはそのままの位相で加算器９で
加算すればよい。
【００３４】［第２の実施形態］本発明者は、入力信号
の全周波数範囲において両チャンネル間のゲイン差がほ
ぼほぼ一定で、且つその周波数の増大に応じて両チャン
ネル間で０度〜１８０度に位相がシフトするようにすれ
ば音像を正面に定位させることができること、特に３０
０Hz〜３．５ＫHzの周波数帯内において位相差が９０度
〜１７５度（３００Hzで９０度、３．５ＫHzでは１７５
度）であれば音像を正面に定位させることができるこ
と、さらに、周波数１ＫHzで両チャンネル間の位相差が
１２０度〜１７０度になる位相シフト量に収めると音像
の定位が良くなり広がり感のあるステレオ効果を得るこ
とを確認した。また、周波数が１ＫHz付近で位相差が１
２０度より少なくなると広がり感が無くなり、１７０度
を超えると音像が一方に定位することも確認した。
の全周波数範囲において両チャンネル間のゲイン差がほ
ぼほぼ一定で、且つその周波数の増大に応じて両チャン
ネル間で０度〜１８０度に位相がシフトするようにすれ
ば音像を正面に定位させることができること、特に３０
０Hz〜３．５ＫHzの周波数帯内において位相差が９０度
〜１７５度（３００Hzで９０度、３．５ＫHzでは１７５
度）であれば音像を正面に定位させることができるこ
と、さらに、周波数１ＫHzで両チャンネル間の位相差が
１２０度〜１７０度になる位相シフト量に収めると音像
の定位が良くなり広がり感のあるステレオ効果を得るこ
とを確認した。また、周波数が１ＫHz付近で位相差が１
２０度より少なくなると広がり感が無くなり、１７０度
を超えると音像が一方に定位することも確認した。
【００３５】図４は上記のような点を考慮して構成した
本発明の第２の実施形態のサラウンド回路を示すブロッ
ク図である。図１に示したサラウンド回路と同じものに
は同じ符号を付けた。本実施形態では、加算器８とバッ
ファ１０との間に、位相シフト用の移相回路１４を挿入
している。
本発明の第２の実施形態のサラウンド回路を示すブロッ
ク図である。図１に示したサラウンド回路と同じものに
は同じ符号を付けた。本実施形態では、加算器８とバッ
ファ１０との間に、位相シフト用の移相回路１４を挿入
している。
【００３６】図５はこの移相回路１４のゲインと位相の
周波数特性図であり、上記した確認結果に基づいてその
特性を決めたもので、ゲインは全周波数範囲に亘ってほ
ぼ一定で、位相は周波数増大に応じて０度〜１８０度に
変化するシフトを行うが、特に周波数３００Hzでは９０
度シフトしている。そして、３００Hz〜３．５ＫHzの周
波数帯において９０度〜１７５度に変化する位相シフト
を行い、とりわけ１ＫHzの周波数においては１２０度〜
１７０度（例えば１４７度）の位相シフトを行う。図６
はこの移相回路１４の内部構成を示す回路図であり、抵
抗Ｒ４〜Ｒ６、コンデンサＣ２、および演算増幅器１５
からなる。
周波数特性図であり、上記した確認結果に基づいてその
特性を決めたもので、ゲインは全周波数範囲に亘ってほ
ぼ一定で、位相は周波数増大に応じて０度〜１８０度に
変化するシフトを行うが、特に周波数３００Hzでは９０
度シフトしている。そして、３００Hz〜３．５ＫHzの周
波数帯において９０度〜１７５度に変化する位相シフト
を行い、とりわけ１ＫHzの周波数においては１２０度〜
１７０度（例えば１４７度）の位相シフトを行う。図６
はこの移相回路１４の内部構成を示す回路図であり、抵
抗Ｒ４〜Ｒ６、コンデンサＣ２、および演算増幅器１５
からなる。
【００３７】このように図５に示した周波数特性をもつ
移相回路１４を、Ｌチャンネルに挿入することにより、
サラウンド効果をさらに拡大し、２０cm程度の狭い間隔
で配置されたスピーカであっても、充分なサラウンド効
果が発揮できるようになる。なお、この移相回路１４は
Ｒチャンネル側に挿入することもできる。
移相回路１４を、Ｌチャンネルに挿入することにより、
サラウンド効果をさらに拡大し、２０cm程度の狭い間隔
で配置されたスピーカであっても、充分なサラウンド効
果が発揮できるようになる。なお、この移相回路１４は
Ｒチャンネル側に挿入することもできる。
【００３８】［第３の実施形態］図７は本発明の第３の
実施形態のサラウンド再生回路を示すブロック図であ
る。ここでは、図４に示した第２の実施形態のサラウン
ド再生回路の移相回路１４とバッファ１０との間に増幅
器１６を挿入して、この増幅器１６に３dB以上のゲイン
を持たせるように構成した。この結果、両チャンネル間
で全周波数帯域に亘って３dB以上のゲイン差が生じるの
で、スピーカ間隔が２０cm以下とさらに狭い場合であっ
ても、所望のサラウンド効果を発揮できるようになる。
実施形態のサラウンド再生回路を示すブロック図であ
る。ここでは、図４に示した第２の実施形態のサラウン
ド再生回路の移相回路１４とバッファ１０との間に増幅
器１６を挿入して、この増幅器１６に３dB以上のゲイン
を持たせるように構成した。この結果、両チャンネル間
で全周波数帯域に亘って３dB以上のゲイン差が生じるの
で、スピーカ間隔が２０cm以下とさらに狭い場合であっ
ても、所望のサラウンド効果を発揮できるようになる。
【００３９】なお、この増幅器１６は加算器８と移相回
路１４との間や、Ｒチャンネル側の加算器９とバッファ
１１との間に挿入することもでき、また増幅器１６の代
わりに３dB以上の減衰率をもつ減衰器を挿入することも
でき、いずれの場合も、同様な効果が得られる。
路１４との間や、Ｒチャンネル側の加算器９とバッファ
１１との間に挿入することもでき、また増幅器１６の代
わりに３dB以上の減衰率をもつ減衰器を挿入することも
でき、いずれの場合も、同様な効果が得られる。
【００４０】
【発明の効果】以上から本発明によれば、ローパスフィ
ルタによりＬ信号とＲ信号の差信号成分の中域から高域
の周波数成分を減衰させるので、従来のバンド除去フィ
ルタを使用する場合に比較して、２０Hz〜２０ＫHzの周
波数帯域内での位相の変化が少なくなって、定位が明確
となり、また耳障りな高域も少なくなり、自然な広がり
のあるサラウンド効果を実現できる。また、必要なキャ
パシタの数も少なくできる。
ルタによりＬ信号とＲ信号の差信号成分の中域から高域
の周波数成分を減衰させるので、従来のバンド除去フィ
ルタを使用する場合に比較して、２０Hz〜２０ＫHzの周
波数帯域内での位相の変化が少なくなって、定位が明確
となり、また耳障りな高域も少なくなり、自然な広がり
のあるサラウンド効果を実現できる。また、必要なキャ
パシタの数も少なくできる。
【００４１】また、ゲインが全周波数範囲に亘ってほぼ
一定で、位相が周波数増大に応じて０度〜１８０度に変
化する特性の移相回路を一方のチャンネルに挿入するこ
とにより、スピーカの間隔が２０cm程度と狭い場合であ
っても、お互い逆位相で加算されたサラウンド信号が空
間で相殺されないようにすることができる。
一定で、位相が周波数増大に応じて０度〜１８０度に変
化する特性の移相回路を一方のチャンネルに挿入するこ
とにより、スピーカの間隔が２０cm程度と狭い場合であ
っても、お互い逆位相で加算されたサラウンド信号が空
間で相殺されないようにすることができる。
【００４２】さらに、両チャンネル間のゲイン差が３dB
以上となるように一方のチャンネルに増幅器や減衰器を
挿入することにより、スピーカ間隔が２０cm以下となる
場合であっても、良好なサラウンド効果を発揮させるこ
とができる。
以上となるように一方のチャンネルに増幅器や減衰器を
挿入することにより、スピーカ間隔が２０cm以下となる
場合であっても、良好なサラウンド効果を発揮させるこ
とができる。
【図１】 本発明の第１の実施形態のサラウンド再生回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図２】 図１のローパスフィルタの周波数特性図であ
る。
る。
【図３】 図１のローパスフィルタの回路図である。
【図４】 本発明の第２の実施形態のサラウンド再生回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図５】 図４の移相回路の位相とゲインの周波数特性
図である。
図である。
【図６】 図４の移相回路の回路図である。
【図７】 本発明の第３の実施形態のサラウンド再生回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図８】 従来のサラウンド再生回路の回路図である。
【図９】 図８のバンド除去フィルタの周波数特性図で
ある。
ある。
【図１０】 従来の別のサラウンド再生回路の回路図で
ある。
ある。
１：Ｌ信号入力端子、２：Ｒ信号入力端子、３、４：バ
ッファ、５：加算器、６：ローパスフィルタ、７：演算
増幅器、８、９：加算器、１０、１１：バッファ、１
２：Ｌ信号出力端子、１３：Ｒ信号出力端子、１４：移
相回路、１５：演算増幅器、１６：増幅器。
ッファ、５：加算器、６：ローパスフィルタ、７：演算
増幅器、８、９：加算器、１０、１１：バッファ、１
２：Ｌ信号出力端子、１３：Ｒ信号出力端子、１４：移
相回路、１５：演算増幅器、１６：増幅器。
Claims (7)
- 【請求項１】入力するＬ信号とＲ信号の差信号を生成す
る第１の加算器と、該第１の加算器の出力側に接続され
るローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力信号
をサラウンド信号として互いに逆相関係で前記Ｌ信号お
よび前記Ｒ信号に各々ミキシングする第２、第３の加算
器と具備することを特徴とするサラウンド再生回路。 - 【請求項２】請求項１において、 前記第２又は第３の加算器の出力側に、ゲインが前記入
力信号の全周波数帯域においてほぼ一定で、且つ前記入
力信号の周波数の増大に応じて０度〜１８０度に変化す
る位相シフトを行う移相回路を接続したことを特徴とす
るサラウンド再生回路。 - 【請求項３】請求項２において、 前記第２又は第３の加算器の出力側に、増幅器又は減衰
器を接続し、前記Ｌ信号のチャンネルと前記Ｒ信号のチ
ャンネルの間のゲイン差を３dB以上に設定したことを特
徴とするサラウンド再生回路。 - 【請求項４】請求項１、２又は３において、 前記ローパスフィルタは、カットオフ周波数が７００Hz
乃至２ＫHzで、且つ−６dB／octの減衰特性を有するこ
とを特徴とするサラウンド再生回路。 - 【請求項５】請求項１、２、３又は４において、 前記ローパスフィルタの出力側に利得可変増幅器を挿入
し、該利得可変増幅器の出力信号を前記第２、第３の加
算器に互いに逆相関係で入力させるようにしたことを特
徴とするサラウンド再生回路。 - 【請求項６】請求項２又は３において、 前記移相回路を、ゲインが前記入力信号の全周波数帯域
においてほぼ一定で、且つ３００Hz〜３．５ＫHzの周波
数帯において９０度〜１７５度に変化する位相シフトを
行う移相回路に置換したことを特徴とするサラウンド再
生回路。 - 【請求項７】請求項２又は３において、 前記移相回路を、ゲインが前記入力信号の全周波数帯域
においてほぼ一定で、且つ１ＫHzの周波数において１２
０度〜１７０度の位相シフトを行う移相回路に置換した
ことを特徴とするサラウンド再生回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001389268A JP4371621B2 (ja) | 2001-03-22 | 2001-12-21 | サラウンド再生回路 |
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| US10/106,091 US6754350B2 (en) | 2001-03-22 | 2002-03-22 | Surround reproducing circuit |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001082355 | 2001-03-22 | ||
| JP2001-82355 | 2001-03-22 | ||
| JP2001389268A JP4371621B2 (ja) | 2001-03-22 | 2001-12-21 | サラウンド再生回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002354595A true JP2002354595A (ja) | 2002-12-06 |
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ID=26611783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| JP (1) | JP4371621B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7664271B2 (en) | 2004-07-29 | 2010-02-16 | New Japan Radio Co., Ltd. | Method and apparatus for processing sound signal |
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|---|---|---|---|---|
| US7412380B1 (en) * | 2003-12-17 | 2008-08-12 | Creative Technology Ltd. | Ambience extraction and modification for enhancement and upmix of audio signals |
| US7970144B1 (en) | 2003-12-17 | 2011-06-28 | Creative Technology Ltd | Extracting and modifying a panned source for enhancement and upmix of audio signals |
| KR100636248B1 (ko) * | 2005-09-26 | 2006-10-19 | 삼성전자주식회사 | 보컬 제거 장치 및 방법 |
| US7925030B2 (en) * | 2006-07-08 | 2011-04-12 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Crosstalk cancellation using load impedence measurements |
| CN100563381C (zh) * | 2007-04-23 | 2009-11-25 | 北京中星微电子有限公司 | 一种避免合成噪声的方法和装置 |
| US9324337B2 (en) * | 2009-11-17 | 2016-04-26 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Method and system for dialog enhancement |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5692050A (en) * | 1995-06-15 | 1997-11-25 | Binaura Corporation | Method and apparatus for spatially enhancing stereo and monophonic signals |
| JP3788537B2 (ja) * | 1997-01-20 | 2006-06-21 | 松下電器産業株式会社 | 音響処理回路 |
| KR19990041134A (ko) * | 1997-11-21 | 1999-06-15 | 윤종용 | 머리 관련 전달 함수를 이용한 3차원 사운드 시스템 및 3차원 사운드 구현 방법 |
-
2001
- 2001-12-21 JP JP2001389268A patent/JP4371621B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-03-15 CN CNB021075409A patent/CN1228997C/zh not_active Expired - Lifetime
- 2002-03-22 US US10/106,091 patent/US6754350B2/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7664271B2 (en) | 2004-07-29 | 2010-02-16 | New Japan Radio Co., Ltd. | Method and apparatus for processing sound signal |
| JP2015144394A (ja) * | 2014-01-31 | 2015-08-06 | 新日本無線株式会社 | 音響信号処理装置 |
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|---|---|
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| CN1228997C (zh) | 2005-11-23 |
| US6754350B2 (en) | 2004-06-22 |
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